DE2542840A1 - Schaltungsanordnung fuer die s-korrektur und die korrektur von aenderungen der beschleunigungsanodenspannung - Google Patents

Description

7826-75/Kö/Ro.
RCA 68219

US-Ser.No. 510,097
Filed: September 27, 1974

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Schaltungsanordnung für die S-Korrektur und die Korrektur von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung.

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für die S-Korrektur und die Korrektur von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung in einer Ablenkschaltung mit einer Spannungsquelle, deren Spannung in Beziehung zur Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung steht, und mit einem an diese Spannungsquelle angekoppelten Sägezahngenerator zum Erzeugen einer periodischen Sägezahnablenkspannung, deren Amplitude sich zeitlich mit der Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung ändert.

Es ist bekannt, daß gekoppelte Vervielfacher für die S-Korrektur von Bildröhren-Ablenkschwingungen verwendet werden können, um die Form von sich im wesentlichen linear ändernden Ablenkschwingungen zu modifizieren. Die S-Formung der Ablenkschwingung ist notwendig, um die Ablenkhinlaufgeschwindigkeit des den Bildschirm einer Bildröhre mit im wesentlichen flacher Frontplatte abtastenden Elektronenstrahls zu korrigieren. Die S-Korrekturschwingung ist typischerweise eine Schwingung 'Gritter Potenz" der sich im wesentlichen linear ändernden Ablenksägezahns chwingung .

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Anderweitige Ablenkschwingungskorrekturen für die im wesentlichen sich linear ändernde Ablenkschwingung sind häufig vorgesehen, um sicherzustellen, daß der Informationsinhalt des Elektronenstrahls auf dem Bildschirm genau wiedergegeben wird. Beispielsweise ist es bekannt, daß der Ablenkstrom sich im direkten Verhältnis zur Quadratwurzel der der Beschleunigungsanode der Bildröhre zugeleiteten Hochspannung ändern muß, damit eine Ablenkung erzielt wird, die von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung der Bildröhre unabhängig ist (z.B. Boekhorst, A. und Stolk, J., "TÖ-evision Deflection Systems", Philips Technical Library, 1962, Kapitel 4.1.2.).

Typischerweise wird die Korrektur, die nötig ist, um die Ablenkung unabhängig von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung zu machen, dadurch gewonnen, daß man die Ablenkschwingung sich direkt als Summe einer konstanten Spannung und einer von der Beschleunigungsanodenspannung abhängigen Spannung ändern läßt. Dies wird häufig dadurch erreicht, daß man im Ablenkschwingungsgenerator einen Kondensator vorsieht, der von zwei Stromquellen aufgeladen wird. Die eine dieser Stromquellen liefert dabei einen im wesentlichen konstanten Strom, während die andere Stromquelle einen Strom liefert, der sich im direkten Verhältnis zu Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung ändert. Die am Kondensator erzeugte Spannung ist somit bezüglich Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung korrigiert oder kompensiert, da die Summe einer konstanten Spannung und einer von der Beschleunigungsanodenspannung abhängigen Spannung den ersten beiden Ausdrücken oder Gliedern einer Taylorschen Reihenentwicklung der Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung proportional ist.

Wenn jedoch zwischen der Stelle der Beschleunigungsanodenspannungskorrektur und der Ablenkwicklung anderweitige Ablenkschwingungskorrekturen, beispielsweise eine S-Korrektur, vorgenommen werden, so wird die endgültige Anodenspannungskorrektur durch diese Zwischenkorrekturen verändert, so daß nicht mehr

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diejenige Quadratwurzelbeziehung gegeben ist, die für die Korrektur von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung nötig ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ablenkkorrekturanordnung für eine Bildröhre zu schaffen, mit welcher eine S-Korrektur unter Kompensation der Auswirkungen von Hochspannungsänderungen erzielt wird.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch einen an den Sägezahngenerator und die Spannungsquelle angekoppelten S-Korrektursignalgenerator, der die Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung von der Sägezahnspannung entkoppelt und ein von den Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung im wesentlichen unabhängiges S-Korrektursignal erzeugt; und durch eine an den S-Korrektursignalgenerator angekoppelte Vereinigungsschaltung, welche die Sägezahnablenkspannung und das S-Korrektursignal unter Erzeugung einer korrigierten Ablenkspannung, die der Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung im wesentlichen direkt proportional ist, vereinigt.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das teilweise in Blockform wiedergegebene Schaltschema eines Systems unter Verwendung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 2 das Schaltschema einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

In Fig. 1 wird ein Impulssignal der doppelten Horizontalablenkfrequenz von z.B. einem Horizontal-Oszillator (nicht gezeigt) einem Eingang 2f„ eines Abzähl-Vertikalsynchronisiergenerators 201 zugeleitet. Der Vertikalsynchronisiergenerator 201 kann eine Abwärtszähl-Vertikalablenkschaltung bekannter Art sein, die Ausgangssignale mit der Vertikalablenkfrequenz liefert, entsprechend dem Signalverlauf 402. Einem weiteren Eingang

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f_v des Vertikalsynchronisiergenerators 201 werden die empfangenen Vertikalsynchronimpulse von einer Synchronisiersignal-Trennschaltung (nicht gezeigt) zugeleitet. Bei derartigen Systemen wird im allgemeinen durch Dividieren des Impulssignals der doppelten Horizontalfrequenz bei 2f_TI ein Impulssignal der

Vertikalsynchronisierfrequenz gewonnen, dessen Phase dann mit dem empfangenen Vertikalsynchronimpuls am Eingang f verglichen wird. Der empfangene Vertikalsynchronimpuls am Eingang f wird somit dazu verwendet, das intern erzeugte Vertikalsynchronsignal, das durch Dividieren des Impulssignals der doppelten Horizontalfrequenz am Eingang 2f„ erhalten wird, auf den jeweils neuesten Stand zu bringen, so daß sichergestellt ist, daß das intern erzeugte Impulssignal mit dem empfangenen Vertikalsynchronsignal synchron ist.

Das Signal 402 der Vertikalablenkfrequenz gelangt vom Vertikalsynchronisiergenerator 201 zur Basis eines Schaltertransistors 203, der mit seinem Emitter an Masse liegt und mit seinem Kollektor über zwei Dioden 205 und 207 an die eine Elektrode eines Kondensators 209 angeschlossen ist. Die andere Elektrode des Kondensators 209 liegt an Masse. Der Kondensator 209 ist über einen Widerstand 210 an eine Speisespannungsklemme HV und über einen Widerstand 211 an eine weitere Speisespannungsklemme B+ angeschlossen. Ferner ist der Kondensator 209 an den Eingang eines Verstärkers 212 angeschlossen. Der Ausgang des Verstärkers 212 ist über einen Widerstand 215 auf den Verstärkereingang rückgekoppelt. Die Speisespannung der Klemme HV steht in Beziehung zur Endanodenspannung der Empfängerbildröhre und ändert sich mit dieser.

Der Ausgang des Verstärkers 212 ist ferner über ein Koppelglied 216 an den Eingang eines Verstärkers 217 angekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 217 ist an einen Eingang S eines Korrektursignalgenerators 230 angeschlossen. Die Speisespannung der Klemme B+ wird über einen Widerstand 133 einem Eingang K des Korrektursignalgenerators 230 zugeleitet. Die Speisespannung

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der Klemme HV wird über einen Widerstand 131 dem Eingang K zugeleitet. Der Ausgang des Verstärkers 217 ist außerdem an einen Eingang einer Signalvereinigungsschaltung 241 angeschlossen. Der Korrektursignalgenerator 230 ist mit seinem Ausgang an einen weiteren Eingang der Signalvereinigungsschaltung 241 angeschlossen.

Der Ausgang der Signalvereinigungsschaltung 241 ist an einen Vertikalablenk-Treiberverstärker 243 angeschlossen. Der Treiberverstärker 243 ist mit seinem Ausgang an eine quasikomplimentär-symmetrische Transistorendstufe, bestehend aus Transistoren 245, 247, 248 und 249, angekoppelt. Die Basis des Transistors 247 ist über Spannungsabfall-Dioden 246 an den Ausgang des Treiberverstärkers 243 angekoppelt. Die Basen der Transistoren 247 und 245 erhalten durch Beaufschlagung der Dioden 246 mit der Speisespannung B+ über einen Widerstand eine Vorspannung.

Der Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 248 und dem Kollektor des Transistors 249 bildet den Ausgang des Vertikalablenkverstärkers. Eine Ablenkwicklung 251 ist über einen Koppelkondensator 250 an diesen Ausgang und über einen Rückkopplungswiderstand 252 an Masse angekoppelt. Ein ohmscher Spannungsteiler, bestehend aus der Reihenschaltung zweier Widerstände 254 und 255, ist ebenfalls zwischen den Ausgang und Masse gekoppelt. Das Wechselspannungssignal am Rückkopplungswiderstand 252 wird von einem Kondensator 260 durch einen Teil eines Potentiometers 258 dem Eingang der Treiberstufe 243 zugeleitet. Eine vom Verbindungspunkt der Widerstände 254 und 255 abgenommene Rückkopplungsgleichspannung wird über das Potentiometer 258 dem Eingang der Treiberstufe 243 zugeleitet.

Das Ausgangssignal des Treiberverstärkers 243 steuert den Endverstärker aus. Während des ersten Teils des Vertikalhinlaufintervalls, wo der Signalpegel an den Basen der Transistoren 245 und 247 am wenigstens positiv ist, leiten die Transistoren

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245 und 249, was zur Folge hat, daß ein Ablenkstrom in einer ersten Richtung durch die Ablenkwicklung 251 und den Rückkopplungswiderstand 252 unter Entladung des Kondensators 250 fließt. In dem Maße, wie das Ausgangssignal des Treiberverstärkers 243 positiver wird, werden die Transistoren 247 und 248 stärker leitend, was zur Folge hat, daß ein Strom in einer zweiten Richtung durch den Rückkopplungswiderstand 252 und die Ablenkwicklung 251 im Zuge der Aufladung des Kondensators 250 über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 248 fließt.

Die Schaltungselemente 201, 203, 205, 207, 212, 217, 230, 241 und 243 können auf einem integrierten Schaltungsplättchen untergebracht sein.

Im Betrieb gelangt das am Ausgang des Vertikalsynchronisiergenerators 201 erzeugte Signal 402 zur Basis des Transistors 203. Das Signal 402 treibt während des Vertikalrücklaufintervalls den Transistor 203 in den Sättigungszustand, wodurch der Sägezahnerzeugungs-Kondensator 209 auf eine Minimalspannung entladen wird, die gleich ist dem Kollektor/Emitter-Sättigungsspannungsabfall des Transistors 203 plus den Durchlaßspannungsabfällen der Dioden 205 und 207. Die Dioden 205 und 207 können je nach der Mindesteingangsspannungs-Empfindlichkeit des Verstärkers 212 vorhanden sein oder nicht.

Bei Beendigung des positiv gerichteten Impulsteils des Signals 402 wird der Transistor 203 ausgeschaltet, und der Kondensator 209 beginnt sich aus den Speisespannungsquellen bei B+ und HV über die Widerstände 210 und 211 aufzuladen. Außerdem wird vom Ausgang des Verstärkers 212 über den Rückkopplungswiderstand 215 eine Rückkopplungsspannung geliefert.

In dem System nach Fig. 1 ist die Spannungsverstärkung der Verstärkerstufe 212 auf irgendeinen gewählten Wert festgelegt. Beträgt beispielsweise die Spannungsverstärkung A, so ist die Ausgangsspannung e_Q des Verstärkers 212 das A-fache

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der Eingangsspannung e. des Verstärkers 212, d.h. e = Ae. Die Ströme I₂₁₀ (^{strom im} Widerstand 210) , I₂₁₁ (^{strom im} Widerstand 211), !309 (Ladestrom des Kondensators 209) und I₂₁₅ (Rückkopplungsstrom im Widerstand 215) entsprechen, bei Nichtberücksichtigung des Eingangsstromes des Verstärkers 212, den folgenden Gleichungen:

HV -

τ β

^R210 ^{211 R}211

^eo -

^{Und J}2O9 ^{s J}210 ^{+ X}211 ^{+ X}215

wobei R_{210 R}^ _und R₂₁₅ die ohmschen Werte der Widerstände 210, 211 bzw. 215 sind.

läßt sich bekanntlich aber auch wie folgt ausdrücken:

- ^C2O9^dei ^{β C}2O9 ^deo
d~E~ A

wobei C₂₀₉ die Kapazität des Kondensators 209 ist. Somit gilt:

_{n Λβ o} , A - 1 1 1 ι . HV B+

^C2O9 ^deo - ^eo ^~ ' l A ^{+ +} 1

209 __O - O

Wählt man den ohmschen Wert des Rückkopplungswiderstandes zu

_{R m} ^R21O^R211(A - 1) 215 R + R

so ergibt sich:

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2 b A 2 8 4 Ü

Sr - ir- C-

dt C₂₀₉

Durch Integrieren beider Seiten der Gleichung (4) erhält man als Gleichung für die Ausgangsspannung des Verstärkers 212:

e - -A— ( ^HV + -*±-) t

r> ~ Γ * P P ' *

° ^G2O9 ^K2l0 ^R211

Wie man sieht, ist Gleichung (5) linear abhängig von der Zeit t nach dem Ende des positiv gerichteten Entladeimpulses des Signals 402 und von der hochspannungsabhängigen Spannung HV, unter der Voraussetzung, daß B+ konstant ist.

Diese Ausgangsspannung e gelangt über das Koppelnetzwerk 216 zum Verstärker 217, an dessen Ausgang es nach Verstärkung in im wesentlichen der Form des Signales 404 erscheint, unter der Voraussetzung einer wesentlichen Abweichung von der linearen Aufladung infolge von Änderungen der Endanodenspannung und somit der Speisespannung an der Klemme HV. Der Korrektursignalgenerator 230 enthält zwei in Kaskade geschaltete Vervielfacher zum Kubieren (Erheben in die dritte Potenz) der linearen Komponente des Signals 404 am Eingang S. Auf diese Weise wird eine S-Formung des Ablenksignals in der Ablenkwicklung 251 erzielt. Man sieht jedoch, daß, wenn die hochspannungsabhängige Komponente des Signals 404 ebenfalls kubiert wird, das Ausgangssignal der Ablenkschaltung, der Strom in der Ablenkwicklung 251, sich mit der dritten Potenz der Änderungen der Endanodenspannung ändert. Dadurch wird natürlich die Ablenkung in unerwünschter Weise beeinflußt, da der Ablenkstrom sich direkt mit der Quadratwurzel der Hochspannung ändern muß, damit man eine hochspannungsunabhängige Ablenkung erhält.

Um zu verhindern, daß der Strom in der Ablenkwicklung 251 die dritte Potenz der Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung wiedergibt, richtet man die in Kaskade geschalteten Ver-

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vielfacher des Korrektursignalgenerators 230 so ein, daß durch eine zusätzliche Korrektur als Ausgangssignal am Ausgang 0 ein Signal 506 erhalten wird, in dem die dritte Potenz der Hochspannungsänderungen nicht als Komponente erscheint. Zu diesem Zweck werden die gleichen Speisespannungen, B+ und HV, die den Ladestrom für den Sägezahnkondensator 209 liefern, dem Eingang K des Korrektursignalgenerators 230 zugeleitet.

Man sieht aus den folgenden Berechnungen, daß die auf die Spannung an der Klemme HV bezogene veränderliche Hochspannung der Summe der veränderlichen Hochspannung und des Nennwertes
der Hochspannung annähernd direkt proportional ist.

Zu Erlauterungszwecken sei vorausgesetzt, daß H eine
Konstante gleich der der Bildröhrenanode zugeleiteten Nennhochspannung und h gleich der der Bildröhrenanode zugeleiteten Isthochspannung sind. Die Quadratwurzel der Isthochspannung
/~h~ läßt sich durch eine Taylorsche Reihenentwicklung um H_Q
darstellen.

Eine Funktion von h, definiert als f(h), läßt sich durch ihre Taylorsche Reihe darstellen:

(6) f(h) - f 4r f^{fin) (H}o>l^(h - ν"

n=o ^{L J}

wobei f*ⁿ⁾(H_o) die n-te Ableitung der Funktion f(h) nach h
bei der Spannung H und (h - H )ⁿ die n-te Potenz von (h - H ) sind. Folglich ist:

(7) f (h) =^ff^(o) (H₀) (h - H₀)⁰ + f⁽¹⁾ (H₀) (h - H₀)¹

+ f⁽²⁾ (H₀) (h - H_o)² + ...

Die so dargestellte Funktion f(h) kann ziemlich gut durch ihre beiden ersten Glieder oder Ausdrücke approximiert werden:

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(8) f(h)*f(H_o) + f⁽¹⁾(H_o)(h - H₀) oder, für f(h) = h^i/Ä,

+ -χ η (Ώ. — ti J
2 O O

Vereinfacht ergibt sich:

η + h
(9) h¹/² 2

Da H_ eine Konstante ist, ist die Quadratwurzel der Isthoch-

1/2
spannung (d.h. h ' ) annähernd direkt proportional der Summe der konstanten Nennhochspannung H und der veränderlichen Hochspannung h. Ebenso ist die Quadratwurzel der Isthochspannung annähernd direkt proportional jedem beliebigen Vielfachen der Summe von H und h. Die Speisespannungen B+ und HV können so gewählt werden, daß sich diese Vielfachen der konstanten Nennhochspannung H_ bzw. der veränderlichen Hochspannung h ergeben.

Man sieht aus Gleichung (5), daß das Ausgangssignal des Verstärkers 212, und damit das Signal am Punkt S, der Spannung HV und B+ durch entsprechende Proportionierung der Widerstände 210 und 211 proportional gemacht werden kann. Somit ist das

1/2

Signal am Schaltungspunkt S proportional (H_ + h)/2H*' und

1/2 oo

annähernd proportional h ' . Das Signal entsprechend dem Verlauf 404 am Schaltungspunkt S läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken:

(10) e_c ■ Fe_n = FV(H + h)t

OO O

wobei F und V entsprechende Konstanten sind und e die Ausgangsspannung des Verstärkers 212 ist.

Die Speisespannungen HV und B+ gelangen zum Eingang K des Korrektursignalgenerators 230 in Fig. 1 und steuern dort einen Stromgenerator, der einen Strom 2a erzeugt. Ein Eingangsstrom 2a

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für die Vervielfacher des Korrektursignalgenerators kann daher durch entsprechende Proportionierung der Widerstände 131 und ebenfalls H_Q + h proportional gemacht werden. Der Strom kann somit gleich M(H + h) gemacht werden, wobei M eine entsprechende Konstante ist. Der Ausgang 0 des Korrektursignalgenera-

3 2 tors 230 liefert ein Signal 506, das proportional -x /a ist, wobei χ dem Signal am Schaltungspunkt S proportional ist. Die Vereinigungsschaltung 241 addiert das Signal 506 zum Signal am Schaltungspunkt S zu einem Signal 410 am Ausgang der Vereinigungsschaltung 241. Das Signal 410 ist somit proportional

e_o - 2-—-. es läßt sich aber x, der dem Signal am Schaltungs-^S a²

punkt S proportionale Eingangsstrom der Vervielfacher vom Schaltungspunkt S, ausdrücken durch die Gleichung χ = Le_g oder χ = LFe₀, wobei L eine entsprechende Konstante ist.

Somit läßt sich ^₄₁₀ , das dem Signal 410 in Fig. 1 entsprechende Signal, wie folgt ausdrücken:

(Le₅)³
(¹D ^e4iri ^{β e}o 3 ö*

L³F³V³(H + h)³t³

Sodann ergibt sich: β_ΛιΛ - FV(H + h) t = = oder:

⁴¹⁰ ° ^M <^Ho ^{+ h)}

(12) e_4l0 - FV(H₀ + h)t - -^₁- F³V³ (H₀ + h)t³.

Da der Strom in der Ablenkwicklung 251 direkt proportional ist, ist er (H + h) direkt proportional. (H + h) ist aber

1/2
annähernd direkt proportional h ' , wie sich aus Gleichung (9) ergibt. Somit ist der Ablenkwicklungsstrom im wesentlichen direkt proportional der Quadratwurzel der Hochspannung, und die Vertikalablenkung ist daher im wesentlichen unabhängig von Änderungen der Hochspannung.

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Die Anordnung'nach Fig. 1 liefert somit am Ausgang der Vereinigungsschaltung 241 eine S-Korrektur, die direkt proportional der dritten Potenz des Eingangssignals am Schaltungspunkt S ist, wobei die Vertikalablenkung im wesentlichen unabhängig von Änderungen der der BiIdröhrenanode zugeleiteten Hochspannung ist. Aus den Gleichungen (10) und (11) ergibt sich, daß bei der vorliegenden Anordnung die erzielte prozentuale S-Korrektur unabhängig von Änderungen der Hochspannung ist, da:

(13) x³/a² L³FVt³ (H_{o +} h) ³/M² (H_{0 +} h)² _{3 22 2}

"V"" FV(H_{0 +}-h)t ~^L·1$^Λ- ·

_X3

Zur Gewinnung des gewünschten Korrektursignals - —=— am

Ausgang 0 des Korrektursignalgenerators 230 wird die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 verwendet.

In Fig. 2, die eine bevorzugte Ausfuhrungsform des Korrektursignalgenerators 230 nach Fig. 1 zeigt, ist der Kollektor eines ersten Stromquellentransistors 0. an den Emitter eines zweiten Transistors Q- angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q- liegt an der Speisespannung B+. Seine Basis liegt an einer Speisespannung B₂. Die Basis von Q₁ liegt an einer Speisespannung B-. Die Speisespannungen B₂ und B- werden mittels eines Spannungsteilers, bestehend aus der zwischen die SpeisespannungsJclemme B+ und Masse gekoppelten Reihenschaltung von Widerständen 101, 1O2, 103, 104, 105, 107 und einer Diode erhalten.

Der Emitter des Transistors Q₁ ist an den Kollektor eines weiteren Stromquellentransistors Q₄₁ angeschlossen. Diese Anordnung ist durch einen Transistor Q. und einen Transistor Q₁₀ dupliziert, die mit ihren Hauptstromwegen in Reihe zwischen B+ und den Kollektor eines Stromquellentransistors Q₄₂ geschaltet sind.

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Die Basen zweier Transistoren Q- und Q_g sind an den Emitter des Transistors Q, angeschaltet. Die Basen zweier Transistoren Q₃ und Q₆ sind an den Emitter des Transistors Q₄ angeschaltet. Die Emitter der Transistoren Q- und Q₃ sind ebenso wie die Emitter der Transistoren Qc und Q_g zusammengeschaltet. Die Kollektoren der Transistoren Q₂ und Q₆ sind ebenso wie die Kollektoren der Transistoren Q- und Q₅ zusammengeschaltet. Die Transistoren Q. bis Q_c bilden einen ersten Vervielfacher M₁.

Diese Vervielfacheranordnung ist durch Transistoren Q₀,

Q„, Q.,_f Q₁- dupliziert, wobei die Basen von Q₈ und Q₁₁ an den Emitter von Q₇ und die Basen von Q_g und Q₁₂ an den Emitter von Q₁- angeschlossen sind. Die Transistoren Q₇ bis Q₁₂ bilden einen zweiten Vervielfacher M₂. Die zusammengeschalteten Kollektoren von Q₂ und Q₆ sind mit den zusammengeschalteten Emittern von Q- und Q_g verbunden. Die zusammengeschalteten Kollektoren von Q₃ und Q₅ sind mit den zusammengeschalteten Emittern von Q₁₁ und Q₁₂ verbunden. Die Vervielfacher M₁ und M₂ sind somit in Kaskade geschaltet.

Die zusammengeschalteten Emitter von Q₂ und Q₃ sind mit dem Kollektor eines Transistors Q₄₃ verbunden, der zu einem Differentialpaar mit Q₄₃ und einem Transistor Q₄₄ gehört. Der Kollektor von Q₄₄ ist mit den zusamraengeschalteten Emittern von Q₅ und Q₆ verbunden. Die Emitter von Q₄₃ und Q₄₄ sind über zwei Widerstände 125 und 126 miteinander gekoppelt. Der Verbindungspunkt der Widerstände 125 und 126 ist mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors Q₅₁ verbunden, der mit seinem Emitter über einen Widerstand 128 an Masse liegt. Die Basis von Q₁₅₁ ist um den Betrag des Spannungsabfalls an der Reihenschaltung der Diode 106 und des Widerstands 107 vorgespannt.

Die Emitter von Q₄₁ und Q₄₂ sind über zwei Widerstände und 122 in Differentialschaltung verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 121 und 122 ist an die Anode einer Sperrdiode 108 angeschlossen, die mit ihrer Kathode an eine Stromquelle,

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bestehend aus drei Transistoren Q₅₂/ Q₅₃ und Q₆₀ und einer Diode 109, angekoppelt ist. Diese Stromquelle ist durch die Spannung am Schaltungspunkt K vorgespannt, der von der an die Klemme HV angeschalteten Spannungsquelle über den Widerstand 131 und von der Spannungsquelle B+ über den Widerstand 133 gespeist wird. Diese Stromquelle wird während des negativ gerichteten Teils eines vertikalfrequenten Austastimpulssignals 401. das über die Klemme V der Basis von 0,_Λ zugeleitet wird,

DU

ausgetastet. Das gleiche Signal ist als positiv gerichteter Austastimpuls 401 am Schaltungspunkt K verfügbar.

Der Schaltungspunkt S, die Basis von Q.. und die Basis von Q.2 sind über in Reihe liegende Widerstände 115 und 123 miteinander verbunden. Die Basis von Q₄. ist mit der Basis von Q₄₃ verbunden. Die Basis von Q₄₂ ^{ist mit} der Basis von Q₄₄ verbunden. Der Verbindungspunkt der Widerstände 115 und 123 liegt über einen Widerstand 124 an Masse. Ein Transistor Q₇₀ ist mit seinem Emitter an den Verbindungspunkt der Widerstände 115, 123 und 124 angeschlossen. Der Kollektor von Q₇₀ liegt an der Speisespannung B+, und seine Basis ist auf die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 104 und 105 vorgespannt.

Die Basen zweier Transistoren Q-. und Q₇₂ erhalten eine Speisespannung B- vom Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 102. Die Kollektoren von Q₇₁ und Q₇₂ liegen an der Speisespannung B+. Der Emitter von Q₇. ist mit den zusammengeschalteten Kollektoren von Qg und Q-₂ sowie mit der Basis eines Transistors Q₇₃ verbunden. Der Emitter von Q₇₂ ist mit den zusammengeschalteten Kollektoren von Q_g und Q₁ sowie mit der Basis eines Transistors Q₇₄ verbunden. Die Emitter von Q₇₃ und Q₇₄ sind in Differentialschaltung verbunden und über einen Lastwiderstand 111 an die Speisespannung B+ angeschlossen. Die Kollektoren von Q₇₃ und Q₇₄ sind mit dem Kollektor eines Transistors Q₇₆ bzw. dem Kollektor eines Transistors Q₇₇ an den Punkten 0" bzw. 0 verbunden. Die Basen von Q₇₆ und Q₇₇ sind zusammengeschaltet, und der Emitter eines Transistors Q₇₅ ist an diese zusammenge-

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schalteten Basen angeschlossen. Der Transistor Q_,- ist mit seiner Basis an den Schaltungspunkt 0' und mit seinem Kollektor an die Speisespannung B+ angeschlossen.

Bezüglich der Basis-Emitterspannungen der Transistoren Q. bis Q₆ nach Fig. 2 lassen sich die folgenden Gleichungen angeben:

<¹⁴> ^B3 * ^VBEQ1 - ^VBEQ2 ^{+ V}BEQ3 ^{+ V}BEQ4 ^{m B}3^{; Und}

^B3 - ^VBEQ1 - ^VBEQ5 ^{+ V}BEQ6 ^{+ V}BEQ4 ^{m B}3* Somit ergibt sich:

^{(15) V}BEQ1 - ^VBEQ4 = ^VBEQ3 " ^VBEQ2' ^Und

^VBEQ1 " ^VBEQ4 ^{= V}BEQ6 " ^VBEQ5*

¹C Aus der Diodengleichung ergibt sich: V__ » C In-

BE I '

wobei V_ßE die Basis-Emitterspannung, C eine temperaturabhängige

Variable, I_ der Kollektorstrom und I der Sättigungsstrom sind, c» s

Da alle diese Bauelemente so ausgebildet werden können, daß sie bei gleichen Temperaturen arbeiten und gleiche Sättigungsströme aufweisen (z.B. auf einem integrierten Schaltungsplättchen), lassen sich die Gleichungen (15) folgendermaßen schreiben:

de) m -isai - m isai « in ^QL· - m ^Q2 _und

S S S ¹S

in _icQl . _ln fcQ4 _{β ln}

i _ln f _{β ln} f_ _ln ^

S S S S

CQ4 ^XCQ2 ^XCQ4 ^XCQ5

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Die Transistorbasisströme sind vernachlässigbar gegenüber den Kollektorströmen und bleiben bei dieser Analyse unberücksichtigt. Somit gilt:

(18) ¹El ¹CQS „ , ¹El

τ f ^una τ ~ τ ·

^XE4 ■^LCQ2 ^XE4 ^XCQ5

I_E1 und Ig₄/ die Emitterströme der Transistoren Q₁ bzw. Q₄, können auf gewünschte Werte eingestellt werden, beispielsweise ¹El ^{= a + x nnd J} _E4 = a - x. Ebenso können I_E02 ^{+ 1}KOS' ^die Summe der Emitterströme von Q- und Q-,, sowie Ιτ,_ΛΕ + Ι^λ/γ» die Summe der Emitterströme von Q₅ und Q_g, beispielsweise auf + 1^_n, β b + χ und I_EQ5 + I_EQ₆ * b - χ eingestellt werden.

Die Kollektorströme von Q₃ und Q₅ betragen somit b + χ bzw. b - χ - ¹COe* ^Durcn umschreiben der Gleichungen (18) erhält man sodann:

<¹⁹> ^a + ^x . ^b * ^x "

_und

. _und .

a - χ I_CQ2 a - χ b - χ - I_CQ6 Durch Auflösen nach I_c02 und Ip₀₆ ergibt sich:

2 2

τ ab + ax - bx - x _T _ ab - ax + bx - χ

*CQ2 * 2& ' ¹CQC Ta

Ebenso ergibt sich:

(20a, I₀₀₃ . b ♦ χ - I_CQ2 - und

I «b-x-l m ab - ax - bx + x CQ5 ^{D x} ^

Dies sind die Gleichungen für die Kollektorströme von Q₂ , Q₃ , Qe und Qg, den Transistoren der unteren Stufe M. der in Kaskade

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geschalteten Vervielfacher nach Fig. 2. Die Eingangsströme der oberen Vervielfacherstufe M₂ lassen sich aus den obigen Berechnungen ermitteln. Sie betragen I_co2 ^{+ 1}COe ^{und 1}COS ⁺ *CO5

¹CQ₂ ^{+ 1}CQ₆ - ^b - f- ^Und

und

¹CQ₃ ^{+ 1}CQS - ^{b + X} - ¹CQ₂ ^{+ b} * ^X - ¹CQ₆ = ^{b +} ί

Bei Durchführung der gleichen Basis-Emitterspannungsanalyse für die obere Vervielfacherstufe erhält man die folgenden Gleichungen:

^{(22) V}BEQ7 * ^VBEQ10 " ^VBEQ9 " ^VBEQ8 ^Und

^VBEQ7 " ^VBEQ10 ^{= V}BEQ12 " ^VBEQ11*

Läßt man die Kollektorströme von Q₈ und Q₁, gleich I_c08 bzw. ^3e*-ⁿ* ^so betragen die Kollektorströme von Q_g bzw. Q_1O'·

_X2 ^{(23) 1}CQS ^{= 1}CQ₂ ^{+ 1}CQ₆ " ¹CQS " ^b " a" " ¹CQS ^Und

x^{2 1}CQIl* ¹CQ₃ ^{+ 1}CQ₅ " ¹CQl₂ * ^{b +} ä ¹CQl2"

Wendet man wiederum die Diodengleichung an, so ergibt sich: (24)

-¹CQlO ¹CQe ¹CQlO CQIl

^{und 1}COlO betragen wiederum a + χ bzw. a - χ. Setzt man diese Werte sowie diejenigen der Gleichung (₂₃) in die Gleichungen (24) ein, so erhält man:

B0981S/0733

254284Ü

_χ2
a + χ _ ^b " ä~ " ¹CQS _und a + χ _ ¹CQlSL

^a " ^{x 1}CQe ^a " ^x . _ x²

Löst man nach I_cog# 1^012 ^au^' ^so ergibt sich:

x² x²

^{(25) 1}CQ₈ - _a ^{und 1}CQl₂ ^m 2l

Ebenso ergibt sich:

^{(25a) 1}CQ₉

b

_xi a

-

2

I

CQ8

(

a

+

χ)

-

(b

-

I

2

und

- b

+ —

2

:a

(a

χ)

(b

+

CQIl " a CQ12 2a Die Summe der Kollektorströme von Q₀ und Q_1o ist somit:

ο 1—.

3 (26) Irtrvo + IrvM o = b + ^ und die Summe der Kollektor-

el

ströme von Q₉ und Q₁₀ beträgt:

τ ₊₁ h J

CQ₉ -¹OQIl ~ Jl '

Wie man sieht, ist die Differenz zwischen den Ausgangsströmen Iqqq + ¹CQl 2 ^¹¹^ ¹CQ₉ ^{+ 1}CQIl ^{der in Kaskade} geschalteten Vervielfacher direkt proportional der dritten Potenz von χ und umgekehrt proportional dem Quadrat von a. Das Vorzeichen dieser Differenz kann negativ oder positiv sein, je nachdem, ob I_CQ8 + I₀Q₁₂ ^--¹CQg ^{+ 1}CQIl ^subtrahiert wird oder umgekehrt.

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2b42840

Die gewünschten Treiberströme Ig. und I . werden durch

Verwendung der Stromquelle mit Q₅₂* Q53' QßO ^{und der dazu}9^e~ hörigen Schaltungselemente sowie des Differenzverstärkers mit Q₄₁ und Q₄₂ erhalten. Die Stromquelle liefert einen Strom gleich 2a, welcher der Summe der Ströme I_E1 und I_E4 entspricht, da I„. » a + χ und I_E4 = a - x. Die Differenzverstärkerschaltung liefert die x-Modulation der Kollektorströme von Q_dl uid Q₄₂, die beide gleich ^ (2 a) - a sind, wenn kein x-proportionales Signal zum Eingang S gelangt.

In entsprechender Weise liefert die Stromquelle Q₅₁ eine konstante Summe 2b der Kollektorströme b + χ und b - χ der Differenzverstärkertransistoren Q₄₃ und Q₄₄. Wie man sieht, moduliert das dem Eingang S zugeleitete x-proportionale Signal auch die Kollektorströme der Differenzverstärkertransistoren Q₄₃ und Q₄₄.

Die Stromquelle Q₅₁ ist durch die Spannung an der Diode 106 und am Widerstand 107 so vorgespannt, daß sich der Kollektorstrom 2b ergibt. Die Stromquelle mit Q₅₂ , Qc₃* Qg₀ ^un<* den dazugehörigen Schaltungselementen erhält ihre Vorspannung von B+ über den Widerstand 133 und von der hochspannungsabhängigen Speisespannung an der Klemme HV über den Widerstand 131.

Das Ablenkkorrektursignal, das sich entsprechend der Quadratwurzel der Hochspannung ändern muß, um deren Änderungen zu kompensieren, bietet die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 eine geeignete Methode zum Erzielen der gewünschten Kompensation von Änderungen des Sägezahnsignals auf Grund der Hochspannung sowie einer S-Korrektur der Sägezahnschwingung. Wie oben gezeigt, sind die Auegangsströme der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 (an den Ausgängen 0 und O¹) umgekehrt proportional dem Quadrat oder der zweiten Potenz der Variablen a. Die 2a-Stromquelle (Qc₂» Q₅₃» Q₆₀ mit dazugehörigen Schaltungselementen) wird also durch die Spannungsquelle B+ und die Spannungsquelle an der Klemme HV gesteuert.

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Um ein Signal- zu gewinnen, das der Stromdifferenz zwischen den beiden in den Ausgängen (zusammengesehalteten Kollektoren von Q₈, Q₁₂ ""ä Qqt Q₁₁) ^de^r oberen Vervielfacherstufe fließenden Ausgangsströme entspricht, wird der Differenzverstärker mit Q₇₁ bis Q₇₄ von der Stromquelle mit Q₇₅ bis Q₇₇ und von den Ausgangsströmen der oberen Vervielfacherstufe an den Emittern von Q₇. und Q₇₂ aus gesteuert. Die an den Ausgängen 0 und O¹ erscheinenden Signale sind somit proportional +

(I_CQ9 ^{+ 1}CQIl " ¹CQe " ¹CQIa*' ^{Aus den Gleichun}9^en <²⁶) ergibt sich, daß das Ausgangssignal am Ausgang 0 porportional

—-x ist und das Ausgangssignal am Ausgang O¹ proportional

—~— ist. Wenn also das hochspannungsabhängige Sägezahnsignal

404 das Eingangssignal der S- und Hochspannungskorrekturschaltung nach Fig. 2 bildet, so entsprechen die Ausgangssignale an den Ausgängen 0 und O¹ den dargestellten Signalverlaufen 506 bzw. 505.

Statt des Signals am Ausgang 0 kann das Signal am Ausgang 0* in der Anordnung nach Fig. 1 verwendet werden. In diesem Falle müsste das Signal am Ausgang 0' vom Signal am Schaltungspunkt S subtrahiert werden, um die gewünschte S- und Hochspannungskorrektur zu erzielen. Die Vereinigungsschaltung müsste dann also eine Subtrahierschaltung sein.

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Claims (6)

1. - 21 -

   Patentansprüche

   Schaltungsanordnung für die S-Korrektur und die Korrektur von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung in einer Ablenkschaltung mit einer Spannungsquelle, deren Spannung in Beziehung zur Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung steht, und mit einem an diese Spannungsquelle angekoppelten Sägezahngenerator zum Erzeugen einer periodischen Sägezahnablenkspannung, deren Amplitude sich zeitlich mit der Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung ändert, gekennzeichnet durch einen an den Sägezahngenerator (203, 209) und die Spannungsquelle (B+, HV, 210, 211) angekoppelten S-Korrekturslgnalgenerator (230), der die Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung von der Sägezahnspannung entkoppelt und ein von den Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung im wesentlichen unabhängiges S-Korrektursignal (506) erzeugt; und durch eine an den S-Korrektursignalgenerator (230) angekoppelte Vereinigungsschaltung (241), welche die Sägezahnablenkspannung (404) und das S-Korrektursignal (506) unter Erzeugung einer korrigierten Ablenkspannung, die der Quadratwurzel der Beschleunigungsanodenspannung im wesentlichen direkt proportional ist, vereinigt.
2. 2.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die Spannungsquelle Summiermittel (210, 211) enthält, die an eine Quelle einer Spannung (HV), die sich direkt mit der Beschleunigungsanodenspannung ändert, und an eine Quelle einer im wesentlichen konstanten Spannung (B+) angekoppelt sind.
3. 3.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der S-Korrektursignalgenerator (230) gekoppelte Vervielfacher (Μ_χ, M₂) enthält, die an einem oder mehreren Ausgängen Spannungssignale liefern, die zur Gewinnung des S-Korrektursignals (506) auf die dritte Potenz

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   25A2840

   der sich im wesentlichen linear ändernden Sägezahnablenkspannung (404) bezogen sind.
4. 4.) Schaltungsanordnung für die S-Korrektur und die Korrektur von Änderungen der Beschleunigungsanodenspannung in einer Ablenkschaltung mit einer ersten Quelle einer von der Beschleunigungsanodenspannung abhängigen Gleichspannung, mit einer zweiten Quelle einer im wesentlichen konstanten Gleichspannung, und mit einer periodisch von der ersten und der zweiten Spannungsquelle aufladbaren Anordnung zum Erzeugen einer Sägezahnspannung, deren Amplitude sich im wesentlichen als Summe der Spannungen der ersten und der zweiten Quelle ändert, gekennzeichnet durch eine an die Anordnung zum Erzeugen der Sägezahnspannung (203, 209) sowie an die erste (HV) und die zweite (B+) Spannungsquelle angekoppelte Vervielfacheranordnung, die auf die Sägezahnspannung und die Spannungen der ersten und der zweiten Quelle anspricht und ein Spannungssignal (506) erzeugt, das auf die dritte Potenz eines sich linear ändernden Teils der Sägezahnspannung bezogen ist und im wesentlichen keine von der Beschleunigungsanodenspannung abhängige Komponente enthält; durch eine an die Anordnung zum Erzeugen der Sägezahnspannung (203, 209) und an die Vervielfacheranordnung (230) angekoppelte Anordnung (241) zum Vereinigen der Sägezahnspannung (404) und des von der Beschleunigungsanodenspannung unabhängigen Spannungssignals (506); und durch eine an diese Vereinigungsanordnung (241) angekoppelte Ablenkwicklung (251), in der ein Ablenkstrom entsprechend den vereinigten SpannungsSignalen erzeugt wird, derart, daß dieser Ablenkstrom S-korrigiert und beschleunigungsanodenspannungs-korrigiert ist.
5. 5.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Vervielfacheranordnung zwei in Kaskade geschaltete Vervielfacher enthält.

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   2bA28A0
6. 6.) Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen die Vereinigungsanordnung und die Ablenkwicklung eine Verstärkeranordnung gekoppelt ist, welche die vereinigten Spannungssignale für die Aussteuerung der Ablenkwicklung verstärkt.

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