DE2302798A1 - Steuerschaltung fuer induktive verbraucher - Google Patents

Description

02-4340 Ge 19. Januar 1973

HONEYWELL INC.
27Ol Fourth Avenue South

Minneapolis, Minn., USA

Steuerschaltung für induktive Verbraucher

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für induktive Verbraucher, bei welcher ein Eingangssignal sowie ein dem Strom durch den Verbraucher entsprechendes Rückführsignal einem den Verbraucher speisenden Verstärker zugeführt werden. Sie ist insbesondere, wenn auch nicht ausschließlich, mit Vorteil verwendbar in Ablenkschaltungen für Kathodenstrahlröhren mit magnetischer Strahlablenkung.

Bei der Speisung induktiver Verbraucher besteht das Hauptproblem darin, den Speisestrom so schnell wie möglich auf einen gewünschten Betrag zu bringen und dabei zu verhindern, daß der Strom über den gewünschten Wert hinaus ansteigt oder um den Sollwert pendelt. Ein hierfür geeigneter Verstärker muß ferner einen stabilen Gleichstrom frei von Hochfrequenzstörungen erzeugen. Hierfür ist eine Rückführung erforderlich, welche ein dem Strom durch den Verbraucher entsprechendes Signal liefert. Hierfür hat man bisher einen Widerstand mit dem Verbraucher in Reihe geschaltet, und die Spannung am Widerstand auf den Verstärke reingang rückgeführt. Da Verbraucher und Widerstand vom gleichen Strom durchflossen sind, ist die Spannung am Widerstand dem Strom durch den Verbraucher proportional.

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ORIGINAL INSPECTED

Bei solchen Schaltungsanordnungen ergeben sich jedoch vielfach hochfrequente Störimpulse, welche offenbar von der verteilten Kapazität des induktiven Verbrauchers herrühren. Diese Störimpulse gelangen auch in die Rückführspannung und somit zum Verstärkereingang. Damit wird die Stabilität des Verstärkers verschlechtert. Ferner ist das zulässige Verhältnis von Leerlaufverstärkung zu Kurzschlußverstärkung begrenzt, weil Schwingungen auftreten, sobald dieses Verhältnis über einen bestimmten Wert vergrößert wird. Verstärker zur Speisung induktiver Verbraucher, insbesondere Ablenkverstärker, haben deshalb oft einen begrenzten Verstärkungsgrad, der für manche Anwendungsfälle nicht ausreicht.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuerschaltung der eingangs genannten Art derart auszubilden,daß die geschilderten Nachteile bekannter Steuerschaltungen dieser Art vermieden werden, und ein hoher Verstärkungsgrad, eine hohe Stromänderungsgeschwindigkeit sowie eine stabile Betriebsweise erzielt werden.

Diese Aufgabe wird gelöst durch die im Anspruch 1 beschriebene Erfindung. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Zur Erläuterung wird im folgenden auf ein in der Zeichnung wiedergegebenes Ausführungsbeispiel Bezug genommen, wobei

Figur 1 das Schaltbild eines Gegentaktverstärkers zur Steuerung eines induktiven Verbrauchers zeigt und in

Figur 2 einige Kurvenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung wiedergegeben sind.

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Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 1 ist als Gegentaktschal tung ausgebildet. Das Eingangssignal wird einer der beiden Eingangsklemmen 11 oder 12 zugeleitet, während die andere Eingangsklemme vorzugsweise auf Bezugspotential gehalten wird. Diese beiden Eingangsklemmen sind über Widerstände R3 und R4 an die beiden .Eingänge eines Differentialverstärkers Al angeschlossen, zwischen dessen Ausgang und Eingang ein Rückführkondensator C2 eingeschaltet ist. Der Verstärker Al steuert das aus den Transistoren QlA und Q2A zusammengesetzte Transistorpaar. Der Kollektor des Transistors Q2A liegt an der Basis des Transistors Q3A, dessen Emitter zur Erzeugung einer negativen Rückkopplung mit der Basis des Transistors Q2A verbunden ist. Der Verstärker Al steuert ferner die in gleicher Weise miteinander verbundenen Transistoren QlB, Q2B und Q3B, die die andere Seite der Gegentaktschaltung bilden.

Obwohl die Rückkopplungsschleifen mit den Transistoren Q2A und Q2B bei einer genauen Regelung der Ströme durch die Transistoren Q3A und Q3B mitwirken, ist ihr Vorhandensein nicht unbedingt erforderlich, da eine zufriedenstellende/ wenn auch verminderte Leistungsfähigkeit auch dann gegeben ist, wenn die Transistoren QlA, Q2A, QlB und Q2B entfallen, und die Transistoren Q3A und Q3B direkt durch das Signal des Verstärkers Al gesteuert werden. Als Alternative werden bei Erfordernis zusätzlicher Leistung in die Rückkopplungsschleifen, die von den Transistoren Q2A und Q3A bzw. Q2B und Q3B gebildet werden, an den mit 46A bzw. 46B bezeichneten Stellen Emitterfolgeschaltungen eingefügt.

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Die Transistorpaare QlA, Q2A und QlB, Q2B werden aus einer gemeinsamen Stromversorgung gespeist.

Die Emitter der Transistoren Q3A und Q3B liegen über den Widerstand R5A bzw, R5B an Masse, während die Kollektoren dieser Transistoren, wie gezeigt, mit zwei potentialfreien Stromversorgungsvorrichtungen 66A bzw. 66B verbunden sind. Der induktive Verbraucher 70, der aus einer als Drossel dargestellten Impedanz Ll und einem Widerstand Rl besteht, liegt zwischen dem Verbindungspunkt der beiden Stromversorgungsvorrichtungen und Masse. Obwohl der Widerstand Rl ale eigenständige Komponente dargestellt ist, kann er teilweise oder ganz durch den Widerstand der Impedanz bedingt sein..

Obwohl für eine solche Schaltung vorteilhafterweise gut geregelte Stromversorgungsvorrichtungen verwendet werden, ist es für ein annehmbares Arbeiten der Schaltung ausreichend, wenn an deren Stelle einfache, spannungsbegrenzende Vorrichtungen benutzt werden. In diesem Fall bestehen die Stromversorgungsvorrichtungen 66A und 66B aus preiswerten Anordnungen mit nur geringer Regelung. Die Ausgangsspannung solcher Stromversorgungsvorrichtungen weist besonders bei maximaler Stromentnahme eine beträchtliche Welligkeit auf. Eine maximale Stromentnahme ist aber immer dann gegeben, wenn die beiden Transistoren Q3A und Q3B voll leitend sind. Schwierigkeiten, die durch diese Welligkeit auftreten, werden durch Einschalten von Spannungsbegrenzenden Elementen mit einseitiger Richtwirkung zwischen den Verbindungspunkt der beiden Stromversorgungsvorrichtungen und die Eingänge der Emitter-

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folgeschaltungen in den Stromregelkreisen vermieden.

Die Spannungsbegrenzungsschaltung für die Stromversorgungsschaltung 66A besteht aus einer Zenerdiode ZDlA und einer normalen Diode DlA, die, wie in Figur 1 gezeigt, zwischen die Verbindung der beiden Stromversorgungsvorrichtungen und die Basis des Transistors Q3A geschaltet sind. Ein Strom fließt daher nur über den aus den beiden Dioden gebildeten Zweig, wenn die Spannung an der Verbindung der beiden Stromversorgungsvorrichtungen hinreichend negativ wird und infolgedessen die Zenerspannung der Diode ZDlA zusammenbricht.

In gleicher Weise wird die Spannungsbegrenzungsvorrichtung für die Stromversorgung 66B aus einer Zenerdiode ZDlB und einer normalen Diode DlB gebildet.

Ein Rückkopplungsnetzwerk 90 liegt zwischen der Verbindung der beiden Stromversorgungsvorrichtungen 66A und 66B und dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers Al. Dieses Netzwerk 90 ist aus zwei Zweigen aufgebaut. Beide Zweige bestehen aus T-Schaltungen, die aus den Widerständen R2, R6 und dem Kondensator Cl bzw. aus den Widerständen R7 bis R9 gebildet werden. Dabei sind die Widerstände R2, R6 und R9 einstellbar. Die Werte für den Widerstand R2 und den Kondensator Cl sind so zu wählen, daß die Spannung, die über dem Kondensator liegt, proportional der Spannung über Ll ist.

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Zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung wird angenommen, daß ein positiv ansteigendes Signal an der Klemme liegt. Dies bewirkt, daß die Basis des Transistors QlA positiv wird, so daß die Spannungen an seinem Emitter sowie am Emitter des Transistors Q2A positiv ansteigen. Infolgedessen wird auch die Basis des Transistors Q3A positiv^und der Basisstrom steigt an. Die Spannung über dem Widerstand R5A nimmt zu und wirkt so in gewissem Grad dem positiven Spannungsgang am Emitter entgegen. Diese Rückkopplung ist proportional dem Strom durch den Transistor Q3A und regelt diesen Strom so, daß er innerhalb der gleichen Größenordnung wie das Signal vom Verstärker IA bleibt.

Die Arbeitsweise des anderen Schaltungszweiges ist ähnlich. Die Auswirkung besteht darin, daß im Ruhezustand gleiche Ströme durch die Transistoren Q3A, Q3B fließen, die sich so kompensieren, daß der durch den Verbraucher 70 fließende Strom rtull wird, während eine änderung an der Eingangsklemme 12 die Gleichheit der Ströme aufhebt und einen resultierenden, durch den Verbraucher fließenden Strom erzeugt.

Die Aufgabe der spannungsbegrenzenden Vorrichtungen DlA-ZDlA und DlB-ZDlB besteht darin, auftretende Spannungsschw ankungen auf der nicht an Masse liegenden Seite des Verbrauchers innerhalb vorgegebener Grenzen zu halten. Wird daher die Spannung an diesem Punkt übermäßignegativ, was dann eintritt, wenn der Transistor Q3A ein großes positives Eingangssignal erhält, dann bricht die Spannung an der Zenerdiode ZDlA zusammen und setzt damit die Spannung an diesem Transistor herab.Dies hat zur Folge, daß die Spannung am nicht an Masse liegenden Ende des Verbrauchers ansteigt, bzw. absinkt, wenn die Spannung an diesem Punkt

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zunimmt. Die Zenerdiode ZDlB hat dieselbe Funktion nur in anderer Richtung, wenn die Spannung übermäßig positiv wird. Dies wirkt sich so aus, daß diese Spannungsbegrenzerschaltungen eine Sättigung der den Strom regelnden Transistoren Q3A und Q3B vermeiden. Eine solche Sättigung hätte nämlich zur Folge, daß der Verbraucher 70 mit einer nicht stabilisierten Spannung gespeist, d.h., mit einer von Welligkeit überlagerten Spannung versorgt würde. Die Spannungsbegrenzerschaltungen sind dann nicht erforderlich, wenn gut geregelte Stromversorgungsvorrichtungen benutzt werden, da solche Vorrichtungen auch bei maximalen Strömen hohe Spannungskonstanz gewährleisten.

Der Einfluß des Rückkopplungsnetzwerks 90 wird nun an Hand von Figur 2 erläutert, in der V. die Spannung an der Eingangsklemme 12, V_Q die Spannung an der massefreien Seite des Verbrauchers 70 und V_f. die Spannung am Ausgang des Netzwerks darstellt. Der Einfachheit halber sind die Polaritäten der drei Spannungen so gewählt, daß alle Wellenformen in der Zeichnung sich in derselben Richtung verändern.

Weiterhin sei angenommen, daß die Eingangsspannung V. aus einem Rechteckimpuls besteht, der eine große positive Rechteckspannung auf der nicht an Masse liegenden Seite des Verbrauchers erzeugt, und damit einen Stromfluß durch den Verbraucher 70 bewirkt. Dieser Strom stellt sich jedoch infolge der in Ll erzeugten Gegen-EMK nicht sofort auf seinen stationären Wert ein. Der Strom durch den Verbraucher steigt so lange an, bis die Rückkopplungsspannung, die dem Verbraucherstrom proportional ist, den für den Ausgleich der Eingangsspannung erforderlichen Schwellwert erreicht.

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In bekannten Schaltungen enthält der Widerstand Rl einen getrennten Stroituneßwiderstand. Das Rückkopplungssignal wird vom Verbindungspunkt dieses Meßwiderstandes und der Impedanz Ll abgenommen. Der Momentanwert der Rückkopplungsspannung ist durch die Gleichung

^Efb - ^Eo

gegeben, in der

E die Spannung am Verbraucher, R₁ den Verbraucherwiderstand, L, den induktiven Blindwiderstand und t die Zeit in Sekunden nach einem Spannungssprung in E

darstellt.

Die Gleichung berücksichtigt nicht, daß als Folge der verteilten Kapazität in einem induktiven Verbraucher oft hochfrequente Störimpulse auftreten. Diese Störimpulse wirken sich in der Rückkopplungsspannung aus, die am Meßwiderstand abgegriffen wird, und beeinträchtigen so die Arbeitsweise des Verstärkers. Infolgedessen wird das nutzbare Rückkopplungssignal am Rückkopplungswiderstand häufig begrenzt und reicht dann nicht immer für ein einwandfreies Arbeiten der Schaltung aus.

In der erfindungsgemäßen Schaltung jedoch enthält das an den Verbraucher 70 angeschlossene Rückkopplungsnetzwerk 9O die Reihenschaltung eines Widerstandes R2 mit dem Widerstandswert R2 und eines Kondensators Cl mit der Kapazität Cl. Der Augenblickswert

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der Spannung E^ am Kondensator Cl ist daher durch folgende Gleichung gegeben:

^E£b - ^Eo

Aus den beiden Gleichungen wird offensichtlich, daß beide Rückkopplungssysterae Rückkopplungsspannungen von gleichem Momentanwert liefern, wenn die Werte L., R., C. und R₂ in folgender Beziehung zueinander stehen:

^Ll/^Rl ^{= R}2 * ^Cl

Folglich erzeugt die Schaltung ein hinreichendes Rückkopplungssignal, wenn der Widerstand R2 und der Kondensator Cl des Rückkopplungsnetzes 90 entsprechend bemessen sind.

Nach Figur 2 nimmt die Rückkopplungsspannung V_f, nach einem Spannungssprung der Eingangsspannung V. exponentiell zu. Wenn V^ kleiner als V^ ist, entsteht über dem Verbraucher eine große Ausgangsspannung V . Nähert sich die Rückkopplungsspannung V^]₃ der Eingangsspannung V^, dann wird die Ausgangsspannung V_Q nahezu sprungartig auf einen Wert herabgesetzt, der noch einen Stromfluß durch den Widerstand des Verbrauchers zuläßt, aber kein Anwachsen des Stromes bewirkt. Diese kleine Ausgangsspannung wird durch eine kleine Differenz zwischen den Spannungen V_f, und V. aufrechterhalten (hier nicht gezeigt) und hängt von der Leerlaufverstärkung ab, d.h. der Verstärkung der Schaltung bei abgetrenntem Rückkopplungsnetzwerk 90.

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Der über den Verbraucher fließende Strom hat dieselbe Kurvenform wie V^, ,.während die Spannung am Widerstand Rl stoßartige Störungen aufweist, die durch die verteilte Kapazität des Verbrauchers 70 verursacht werden, aber nicht in der Wellenform von V- in Erscheinung treten.

Die Schaltung arbeitet normalerweise unabhängig vom Iststrom durch den Verbraucher. Dies erlaubt den Betrieb der Schaltung sowohl ohne Verbraucher als auch mit jedem beliebigen Verbraucher, wie beispielsweise Anzeigegeräten,mit Kathodenstrahlröhre in Verbindung mit im Zeitmultiplexbetrieb arbeitenden Ablenkvorrichtungen. Verstärker mit herkömmlichen Rückkopplungskreiseh hingegen reagieren auf plötzliche Unterbrechungen des Verbraucherstromes mit stoßartigen Spannungsverlaufen.

Durch Verwendung des Rückkopplungsnetzwerks 90 entfällt der sonst für die Messung des Verbraucherstroms benötigte getrennte Widerstand Rl. Ist jedoch der Ohm'sche Widerstand eines induktiven Verbrauchers klein, so erscheint es in bestimmten Fällen wünschenswert, einen getrennten Widerstand zur Erzeugung einer hinreichend großen Rückkopplungsspannung in Serie zu schalten.

Die Schaltung arbeitet auch zufriedenstellend, ohne die in einer T-Schaltung angeordneten Widerstände aus R7 bis R9. Die T-Schaltung, die parallel zu Cl und R2 arbeitet, unterstützt das Ausregeln von Überschwingungen, die als Folge impulsartiger Eingangssignale auftreten. Diese T-Schaltung erzeugt ein voreilendes Rückkopplungssignal, das zur Kompensation von Verzögerungen oder Phasenverschiebungen in der Verstärkerschaltung eingestellt

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werden kann.

Da bei der Berechnung der genauen Parameter der Bauelemente im Rückkopplungsnetzwerk 90 praktische Schwierigkeiten auftreten können, läßt sich eine optimale Arbeitsweise der gesamten Schaltung am einfachsten durch Verwendung von einstellbaren Bauelementen erreichen. Zur Einstellung dieser Impedanzen verwendet man zweckmäßig ein Sägezahnsignal an der Eingangsklemme 12. Durch Einstellung des Widerstands R2 wird die Linearisierung des Spannungsverlaufs am Kondensator Cl erreicht, während der Widerstand R8 der Einstellung eines minimalen überschwingens während des abfallenden Kurventeils der Sägezahnschwingung dient. Schließlich läßt sich mit den Widerständen R6 und R9 die gewünschte Verstärkung am Verstärker einstellen. Die Verstärkung ist, wie bekannt, gleich dem Verhältnis des Eingangswiderstandes zum Gesamtwiderstand des Rückkopplungsnetzwerkes.

Die verschiedenen Rückkopplungswiderstände lassen sich auch unter Verwendung von Rechtecksignalen einstellen. Durch Verändern des Widerstandes R2 läßt sich das Dach der rechteckförmigen Spannung am Kondensator Cl linearisieren, während der Widerstand 8 die Einstellung eines minimal Oberschwingens an der An- und Abstiegsflanke der Rechteckspannung erlaubt.

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Claims (7)

O2-434O Ge Patentansprüche

1.) Steuerschaltung für induktive Verbraucher, bei welcher ein Eingangssignal sowie ein dem Strom durch den Verbraucher entsprechendes Rückführsignal einem den Verbraucher speisenden Verstärker zugeführt werden , dadurch gekennzeichnet , daß zur Erzeugung des Rückführsignals ein den Verbraucher (70) nachbildendes Kondensator / Widerstands-Netzwerk (Cl, R2, R6) dem Verbraucher parallel geschaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennz ei chne t , daß dem Verbraucher (70) ferner ein Widerstandsnetzwerk (R7 bis R9) parallel geschaltet ist, welches ein weiteres Rückführsignal liefert.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2 , dadurch gekennzeichnet , daß der Verstärker als Gegentaktverstärker mit zwei Ausgangstransistoren (Q3A, Q3B) ausgebildet ist, welche mit zwei potentialfreien Stromversorgungsvorrichtungen (66A, 66B) einen Stromkreis bilden, und daß der Verbraucher (70) zwischen den Verbindungspunkt der beiden Transistoren und den Verbindungspunkt der beiden Stromversorgungsvorrichtungen eingeschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ausgangstransistoren(Q3A, Q3B) von je einem weiteren Transistor (Q2A, Q2B) angesteuert sind, dessen Kollektor mit der Basis des Ausgangstransistors und dessen Basis mit dem Emitter des Ausgangstransistors verbunden ist.

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5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 , dadurch gekennzeichnet , daß wenigstens eine Emitterfolgeschaltung (46A, 46B) zwischen den Kollektor des weiteren Transistors (Q2A, Q2B) und die Basis des zugehörigen Ausgangstransistors (Q3A, Q3B) eingeschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basis jedes der beiden Ausgangstransistoren (Q3A, Q3B) und den Verbindungspunkt der beiden Stromversorgungsvorrichtungen (66A, 66B) je eine Spannungsbegrenzerschaltung (ZDlA, DIA? ZDlB, DlB) eingeschaltet ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch ge kennzeichnet , daß jede der beiden Spannungsbegrenzerschaltungen eine Zpnerdiode (ZDlA, ZDlB) enthält.

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ι * ·♦ Leerseire