DE2357925A1 - Schaltung zur begrenzung des ladestromanstiegs - Google Patents

Description

PATENTANWÄLTE
-mg. HANS RUSCHKE
i "ng. CLAF RUSCHKE
Dlpl'.-lngTwNS CRUSGHKE ■

8 Möt:cHiN so 9^799R

Pienzenauerstraße 2 £ v> *■> ' O £ sJ

Unser Zeichen P 789 München, den 2o.11.1973

PIONEER MAGNETICS, INC., Santa Monica, Californien /

V.St.A.

"Schaltung zur Begrenzung des Ladestromanstiegs"

Die in den letzten Jahren erhältlichen Schalttransistoren für hohe Spannungen und hohe Leistungen haben die Entwicklung und den Bau von Stromversorgungsgeräten ermöglicht, in denen die Eingangswechselspannung direkt gleichgerichtet und dann gefiltert wird, um eine hohe Gleichspannung zu erhalten. Außerdem werden Transistoren oder steuerbare Silizium-Gleichrichter zur Erzeugung hochfrequenter Wechselspannungen verwendet, die

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sich mit kleineren, leichteren und billigeren Transformatoren isolieren und umwandeln lassen, als dies im Falle von'entsprechenden Anordnungen für 60 Hz der Pail ist.

Diese Art der Spannungsumwandlung hat ferner den "Vorteil, daß sich Energie in den Kondensatoren der G-leichspannungsfilterung bei hohen Spannungen speichern läßt, sodaß die Schaltungen auch bei kurzzeitiger Unterbrechung der Eingangsstromversorgung betriebsfähig bleiben und Strom liefern können.

Die Verwendung kapazitiver Eingangsfilter in Gleichspannungswandlern dieser Art ist im Falle hoher Spannungen angezeigt, da eine Mlterspule die Vorteile der direkten Gleichrichtung zum größten Teil zunichte machen würde. Die Pilterspule muß nämlich mit 60 Hz betrieben werden und ist praktisch genauso teuer, schwer und groß wie die üblichen Leistungstransformat ο en für 60 Hz.

Ein mit einer Spule arbeitendes Eingangsfilter braucht außerdem eine Mindestbelastung, mit der der Spulenstrom oberhalb des kritischen Werts gehalten wird. Die bei Verwendung eines Spulen-Eingangsfilters erhaltene Ausgangsspannung ist geringer als die eines kapazitiven Eingangsfilters bei gleicher Eingangswechselspannung. Die verringerte Spannung ist für die Gleichspannungsumwandlung nicht vorteilhaft.

Bei Verwendung des günstigeren kapazitiven Eingangsfilters in Anordnungen zur direkten Gleichspannungsumwandlung ergeben sich jedoch Schwierigkeiten, da beim erstmaligen

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Anlegen der Eingangsspannung der Kondensator (bzw. die Kondensatoren) im Eingangsfilter rasch geladen werden müssen. Der sehr hohe anfängliche Strombedarf zur Ladung der FiIterkondensatoren kann den normalen Betriebsstrom um das 50-10Ofache übersteigen. Dieser plötzliche Stromanstieg reicht gewöhnlich zur mechanischen Beschädigung von Schaltern oder Relais aus, die zum Anschalten der Stromversorgungseinheit verwendet werden, oder führt zur Beschädigung der Leistungsgleichrichter selbst. Ein wichtiges Ziel der vorliegenden Erfindung ist es deshalb, eine Schaltung zu schaffen, die den anfänglichen-Stromanstieg auf ungefährliche Werte begrenzt, dabei aber eine Ladung der Filterkondensatoren in tragbaren Zeitintervallen ermöglicht.

Eine erfindungsgemäße Maßnahme zur - Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs beruht auf der Verwendung eines oder mehrere: gesteuerter Silizium-Gleichrichter, die mit dem Eingang des Filters in Reihe geschaltet sind, wobei der Phasenwinkel zur Auslösung der gesteuerten Gleichrichter in Bezug auf die Eingangswechselspannung vorverlegt wird, sobald der Eingang Leistung aufnimmt. Typischerweise wird der Einsatzpunkt um 180° in jeder Halbwelle der angelegten gleichgerichteten Spannung verschoben, und die Verschiebung wird auf etwa 60° gebracht mit einer Geschwindigkeit, die eine Aufladung des Filterkonäensators ohne übermäßigen Stromfluß zuläßt.

Figur 1 zeigt verschiedene Spannungsverläufe, die in der

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erfindungsgemäßen Strombegrenz/ungsvorriehtung auftreten.

Figur 2 zeigt eine Schaltung einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Strombegrenzers, wobei ein einziger gesteuerter Silizium-Gleichrichter zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs verwendet wird.

Figur 3 zeigt verschiedene Spannungsverlaufe zur Verdeutlichung des Betriebs der in Figur 2 dargestellten Schaltung .

Pigur 4 zeigt die Schaltung einer zweiten Ausführungsf oni, in der zwei gesteuerte Silizium-G-leichrichter zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs verwendet werden.

Figur 5 ist eine sehematische Darstellung der in Figuren 2 und 4 gezeigten Schaltungen zur Begrenzung des anfänglichen Ladestromanstiegs, wobei eine Verbindung au einer Eingangswechselspannung über ein Entstörfilter hergestellt ist.

Figur 6 ist schließlich die Schaltung einer weiteren Ausführungaform, mit der die bei Verwendung des in Figur 5 dargestellten Entstörfilters möglicherweise auftretenden Resonanzeffekte unwirksam gemacht werden.

Die verschiedenen in Figur 1 dargestellten Spannungsverläufe erläutern die Steuerung des anfänglichen Stromanstiegs mit der erfindungsgemäßen Anordnung. In Figur 1 ist dabei der sich über etwa vier Perioden der Eingangsspannung erstreckende Steuerungseffekt dargestellt. In der Praxis erstreckt sich aber der Steuerungseffekt über beispielsweise

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30 Perioden der Eingangsspannung. Wie aus Figur 1 wrsichtlich, wird die Eingangswechselspannung gleichgerichtet, wobei der aufeinanderfolgenden Halbwellen der Eingangsspannung entsprechende Stromverlauf A erhalten wird. Der JJinsatzpunkt der gesteuerten Silizium-Gleichrichter ist in jeder Halbwelle durch χ angedeutet. In der ersten Halbwelle ist der Einsatspunkt um 180° verschoben, kehrt aber in den folgenden Halbwellen allmählich in die 90 -Stellung zurück und geht über diese Stellung hinaus in die beim normalen Betrieb der Anordnung eingenommene 60°-Steilung.

Diese Steuerung des Einsatzpunktes des gesteuerten Üilisiuin-G-leichrichters fahrt dazu, daß anfänglich eine geringe Spannung an den Filter-Kondensator angelegt wird, wie dies durch Kurve B dargestellt ist. Die Spannung am Filter-Kondensator steigt mit zunehmender Ladung desselben an, wie durch Kurve C dargestellt. Der mit der erfindungsgemäßen Schaltung erhaltene G-esamteffekt bedeutet eine durch Kurve D dargestellte Begrenzung des anfänglichen Anstiegs des dem Filter-Kondensator zugeführten Stroms auf Vierte, die den zwei- bis dreifachen des normalen Ladestroms entsprechen statt der andernfalls auftretenden 50-100fachen Überhöhung des normalen Ladestroiawerta,

Das in Figur 2 dargestellte Ausführungsbeispiel macht Gebrauch von einem einzigen gesteuerten Siliziumgleichrichter zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs. In der in Figur 2 dargestellten Schaltung wird ein Brückengleichrichter CR1

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zur direkten G-I ei einrichtung der Eingangswechselspannung verwendet. Bei der Eingangswechselspannung kann es sich beispielsweise usi 117 Volt 60 Hz-Wechselstrom handeln. Bei dein 'Schaltungselement 0jI1 kann es sich um einen unter der Typenbezeichnung 11T4436 erhältlichen Brückengleichrichter handeln. Die Kondensatoren des Leistungsfilters für Gleichstrom sind mit 04 und 05 bezeichnet, und können .jeweils eine Kapazität von 3OOO Mikrofarad bei einer Betriebsspannung von 200 Volt aufweisen..Da die Kondensatoren 04 und 05 parallelgeschaltet sind, beträgt die Gesamtkapazität in der dargestellten Schaltung 6000 Mikrofarad. Das kathodenseitige Ende des Brückengleichrichters CR1 ist direkt mit der positiven Seite der Filterkondensatoren 04 und 05 verbunden.

Das anodenseitige Ende des Brückengleichrichters CR1 ist über einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCB.1 mit der negativen Seite der Filter-Kondensatoren 04 und 05 verbunden, sodaß der zurückfließende Strom von den Kondensatoren 04 und 05 durch gesteuerten Silizium-G-leichrichter S0R1 an Brückengleichrichter CR1 nur dann zurückkehrt, wenn der gesteuerte Silizium-Gleichrichter SCR1 leitend ist.

Ein Widerstand R11, der beispielsweise 10 Kiloohm bei einer Belastbarkeit von 5 Watt haben kann, dient zur Entladung der Kondensatoren 04 und 05 beim Abschalten des Eingangsstroms, sodaß die Kondensatoren C4 und C5 keine Ladung zurückhalten, die bei Reparaturarbeiten oder anderen Gelegen-

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lieiten eine Gefahr darstellen könnte.

Die anderen Bauelemente in der Schaltung steuern den Einsatzpunkt des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SOIiI. Wie aus Figur 2 und den aus Figur 3 dargestellten opannungsverläufen ersichtlich, in denen der Punkt Ä den Bezugspunkt darstellt, arbeiten die Bauelemente in der folgenden Weise. Die Dioden CR2 und CE.3 sowie die unteren beiden Dioden des Brückengleichrichters CR1 bilden einen Briickengleichrichter, der die 'Eingangswechselspannung gleichrichtet und am Punkt B eine aus der Vollweggleichrichtung stammende Gleichspannung ergibt. Widerstände Pl7 und VS bilden einen Spannungsteiler, der an Punkt C eine Spannung ergibt. Wie in Figur 3 dargestellt, gleicht der am Punkt C auftretende 3pannungsverlauf während des ersten Abschnitts jeder Halbwolle" dem am Punkt B auftretenden Spannungsverlatif (der einen geringeren Absolutwert hat), bis der die Transistoren Q2 und Q3 enthaltende Kreis eingeschaltet wird. Widerstand .R7 kann einen Wert von 6 Eiloohm, und Widerstand B.8 einen Wert von 470 Ohm haben.

Widerstände R4 und R5 bilden zusammen mit Kondensator eine Integratorschaltung, sodaß die am Punkt D auftretende Spannung nach Spannungsnull am Punkt B ansteigt, bis die am Punkt D auftretende Spannung die am Punkt 0 auftretende überschreitet. Zu diesem Zeitpunkt beginnt der Transistoren Q2 und. Q3 enthaltende Kreis leitend zu werden. Die Geschwindigkeit des Spannungsanstiegs am Punkt D wird von dem durch

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Diode 0Pl6 fließenden Strom gesteuert, da der durch Widerstand R 4 fließende Strom den Kondensator 02 auflädt und der durch Diode CR6 fließende Btroin vom Ladestrom abgezogen wird.

Wenn die Spannung am Punkt E niedrig ist, fließt der . Widerstand R4 durchfließende Strom hauptsächlich durch Diode CR6 ab, soda'ß nur ein kleiner Strom zur Aufladung des Kondensators 02 verbleibt. Wenn"die am Punkt S auftretende Spannung ■ verhältnismäßig hoch ist, fließt dagegen v/eniger Strom durch · Diode CR6 ab, und der Ladestrom des Kondensators 02 steigt an.

Wenn der Transistoren Q2 und Q3 enthaltende Kreis eingeschaltet wird, wird Kondensator C2 entladen. Der V/iders tandswert des Widerstands R4 ist 13 Kiloohm, der des Widerstands B.5 2,2 Ohm, der Kondensator hat eine Kapazität von etwa 1 Mikrofarad, unä bei Diode CR6 handelt es sich um eine 114148 Diode.

Die die Transistoren Q2 und Q3 enthaltende Schaltung funktioniert in der folgenden Weise. Wenn die am Punkt D auf-' tretende Spannung die Spannung am Punkt C überschreitet, wird Diode CS7 leitend und der Basis-üimitter-Übergang des Transistors Q2 wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und damit leitend. Kollektorstrom fließt dann von Transistor Q2 in Widerstand EG und in die Basis des Transistors Q3. Dieser Stromfluß macht Transistor Q3 leitend, und Strom fließt von Punkt C in den Kollektor des Transistors Q3. Dieser Stromfluß verringert weiterhin die am Punkt C auftretende Spannung, wobei der durch Diode CR7 und durch die Basis des Transistors Q2 fließende

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Strom ansteigt. Der Gesamteffekt stellt sich von selbst wieder ein, und es ergibt sich ein starker Strömfluß vom Punkt D durch die Diode CR7 sowie durch die Transistoren Q2 und Q. 3 an Kondensator 03.

Dieser Stromfluß führt zu einer raschen Entladung des Kondensators 02 und zu einer Aufladung des Kondensators 03. Durch Widerstand R6 wird ein Reststrom vom Kollektor des Transistors Q2 an den Bezugspunkt A geführt, um ein unerwünschtes, vorzeitiges Einschalten des Transistors Q3 zu verhindern. Bei Diode CR7 handelt es sich um eine 114-148 Diode, ein 2ΕΓ4-248 Transistor wird als Transistor Q2 verwendet, ein 2IT5172 Transistor als Transistor Q3, der Widerstand R6 hat einen Wert von etwa 2,2.Kiloohm, und der Kondensator G3 einen Wert von 0,33 Mikrofarad.

Bei der Ladung des Kondensators 03 wird eine positive Spannung an die Steuerelektrode des Silizium-Gleichrichters SGR1 über Widerstand RIO angelegt, wobei"dieser Gleichrichter leitend wird. Widerstand R9 entlädt dann Kondensator 03 zur Torbereitung der nächsten Halbwelle. Der V/iderstandswert des Widerstands R10 ist 82 0hm, und der des Widerstands R9 220 0hm. Bei dem Gleichrichter S0R1 handelt es sich zweckmäßigerweise um einen gesteuerten Silizium-ßleichrichter' der Type 2N3669.

Aus Mgur 3 ist ersichtlich, daß beim Ansteigen der Spannung am Punkt S die Spannung am Punkt D in jeder Halbwelle rasch auf einen Spitzenwert ansteigt, sodaß der am Punkt 1 auftretende Auslöseimpuls in jeder Halbwelle früher

als in der vorhergehenden Halbwelle auftritt. Palls die am Punkt E auftretende Spannung mit de/n Wert EuIl beginnt und allmählich ansteigt, wird der gesteuerte Gleichrichter SCR1 erstmalig bei einem niedrigen Spannungswert der Eingangsspannung leitend. Der Einsatzpunkt wird zu immer höheren Spannungen hin verschoben, bis der Gleichrichter während der gesamten Spitze der sinusförmigen Eingangsspannung leitend ist« Dadurch werden Kondensatoren C4 und 05 allmählich aufgeladen und der anfängliche Stromanstieg wird durch diese Steuerung auf zulässigen Werten gehalten.

Die am Punkt Ά auftretende Spannung liegt am Kondensator 01 an, der eine Kapazität von 50 Mikrofarad haben kann. Kondensator C1 wird teilweise durch den durch Diode CR6 fließenden Strom und teilweise durch den durch eine Diode CR4, Widerstand R2 und Diode 0R5 fließenden Strom aufgeladen. Bei den Dioden CR4 und CR5 kann es sich um den handelsüblichen Diodentyp 114143 handeln, während Widerstand R2 einen Widerstandswert von 47 KiIοohm hat.

Kondensator 01 wird durch Transistor Q1 und Widerstand R3 entladen, wenn die am Punkt B auftretende Spannung kleiner als die am Punkt E auftretende Spannung ist. Wenn die am Punkt B auftretende Spannung geringere Werte als die am Punkt E auftretende Spannung hat, wird Diode CR4 gesperrt und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q1 wird positive vorgespannt und damit leitend.

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Wenn Transistor Q1 leitend wird, fließt Strom von der Basis des Transistors Q1 über Widerstände R2 und R! an Bezugspunkt A und außerdem vom Kollektor des Transistors Q1 über Widerstand E3 an Bezugspunkt A. Dabei wird Diode CR4 negativ vorgespannt, sodaß Strom vom Yerbindungspunkt der"Widerstände R1 und R2 durch Widerstände R7 und R8 zurückfließen kann, was andernfalls verhindern würde, daß die Spannung am Punkt G ■ zwischen Halbwellen auf den Viert Hull absinkt. Widerstand R1 kann einen Widerstandswert von 33 Kiloohm und Widerstand R3 einen Widerstandswert von T KiIοohm haben.

Wenn sich ein Gleichgewichts zustand nach Anlegen der Ein-, gangsspannung über mehrere Perioden eingestellt hat, ergeben sich die folgenden Verhältnisse. Wenn die Spannung am Punkt E niedrig ist, ist der Entladestrom geringer als der Ladestrom, da nur ein schwacher Strom durch Widerstand R3 infolge der geringen, an diesem Widerstand anliegenden Spannung fließen kann. Beim Ansteigen der Spannung am Punkt E steigt der Ent- ' ladestrom und der durch Diode CR6 fließende Ladestrom nimmt ab. Die am Punkt E auftretende Spannung erreicht einen Gleichgewichtswert, wenn Lade- und Entladestrom einander gleichen. Dann ist der durch Diode 0R6 fließende Strom schwach und Kondensator 02 lädt sich rasch auf. Der Einsatzpunkt des gesteuerten Silizium-Gleichrichters S0R1 liegt dann beispielsweise bei dem 60° entsprechenden Punkt der Halbwelle der Singangsspannung.

Beim Abschalten der Eingangswechselspannung bleibt

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Transistor Q1 leitend, bis Kondensator C1 entladen ist. Die Werte der Widerstände IM, "Ί3, R2, PJ und des Kondensators 01 werden go gewählt, daß sich der Kondensator C1 von der Spannung null auf die Gleichgewichtsspannung in beispielsweise JO Perioden der Eingangsspannung auflädt und sich innerhalb einer einige'n Perioden entsprechenden Zeit nach dem Abschalten der Eingangsspannung entlädt.

Palis Kondensator 01 statt durch-Transistor Q1 und Widerstand R3 nur durch einen Widerstand allein entladen würde, wäre die Zeitkonstante des Entladungsprozesses fast gleich der Zeitkonstante der Aufladung dieses Kondensators. Ealls die Eingangswechselspannung dann für einen weniger als beispielsweise 30 Perioden entsprechenden Zeitabschnitt unterbrochen wäre, würde Kondensator C1 nicht völlig entladen und die den anfänglichen Gtr.omanstieg begrenzende Schaltung v/ürde nicht völlig in den Anfangs zustand zurückkehren, obwohl Filter-Kondensatoren 04 und 05 völlig entladen werden könnten. In diesem Fall könnte ein starker anfänglicher Spannungsanstieg durch v/iederholtes Ein- und Ausschalten des Hauptschalters des Geräts verringert werden, oder durch ein wiederholtes periodisches Ein- und Ausschalten beispielsweise mit Hilfe eines Relais oder eines entsprechenden Schaltkontakts.

Transistor Q1 bewirkt, daß der Entladestrom nur dann eingeschaltet wird, wenn die Eingangswechselspannung abge-

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schaltet ist oder sich fast bei einem Fulldurchgang befindet. Da dann der Entladestrom nur während eines kleinen Teils jeder Periode fließt, kann Widerstand E3 so gewählt werden, daß sich ein verhältnismäßig starker Entladestrom ergibt. Kondensator 01 wird damit so rasch entladen wie die !Filter-Kondensatoren 04 und 05, sobald die Eingangswechselspannung : abgeschaltet wird. Der Transistor Q1 enthaltende Kreis verhindert, daß Kondensatoren 04 und 05 rascher entladen werden, als wie die den anfänglichen Stromanstieg begrenzende Schaltung in den Anfangs zustand zurückgestellt werden kann«

Falls der gesteuerte Silizium-Gleichrichter S0R1 sehr spät in einer Periode ausgelöst wird und falls Kondensatoren 04 und 05 völlig entladen sind, kann der Gleichrichter SCR1 eventuell nicht genügend Zeit haben, um beim Nulldurchgang abzuschalten,und während der gesamten folgenden Halbwelle leitend bleiben. Ein Widerstand R12 ist dem Silizium-G-leichrichter parallelgeschaltet, um dies zu verhindern. Während der ersten Halbwelle der angelegten Eingangswechselspannung fließt genügend Strom durch den Widerstand R12, um Kondensatoren 04 und 05 auf eine ausreichend hohe Spannung aufzuladen, mit der verhindert wird, daß der gesteuerte Silizium-Gleichrichter SCR1 "durchzieht". Widerstand R12 kann einen Wert von etwa 15 0hm haben.

In der in Pigur 4 dargestellten Schaltung zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs werden zwei gesteuerte Silizium-

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Gleichrichter SCR2 und S0R3 verwendet. Diese Schaltung ist für höhere Leistungen als die in Figur 2 dargestellte, einen einzigen Silizium-Gleichrichter enthaltende Schaltung geeignet, da im Falle der in Figur 4- dargestellten Schaltung der Ladestrom abwechselnd durch die beiden gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR1 und SCR2 fließt, statt ständig durch den einzigen Silizium-Gleichrichter zu fließen, wie im Falle der vorher beschriebenen Schaltung. Bauelemente, die in den in Figuren 2 und 4 dargestellten Schaltungen gemeinsam auftreten, sind mit den gleichen Bezugs zeichen versehen.

Im Betrieb ähnelt die in Figur 4 dargestellte Schaltung der in Figur 2 dargestellten Schaltung mit einem einzigen Silizium-Gleichrichter, jedoch wird der Auslöseimpuls an einen kleinen Silizium-Gleichrichter S0R1 für Steuerungszwecke angelegt, der seinerseits einai größeren Auslöseimpuls an einen der beiden größeren gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR2, SCR3 abgibt, je nachdem, welcher dieser beiden Gleichrichter leitend zu machen ist.

In der in Figur 2 dargestellten Schaltung gehören die beiden unteren Dioden des Brückengleichrichters GR1 dem Steuerkreis und dem eigentlichen Leistungskreis an. In der in Figur 4 dargestellten Schaltung ist jedoch der Steuerkreis vom eigentlichen Leistungskreis abgetrennt. Die Dioden 0R10 und CR11 arbeiten im Steuerkreis, während die gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR2 und SCR3 als Leistuhgsgleichrichter

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arbeiten.

Wenn der gesteuerte Hilfsgleichrichter SCR1 in den leitenden Zustand umgeschaltet wird, fließt Strom von den Filter-Kondensatoren C4 und G5 durch Diode ORH, durch Y/iderstand R16, durch den gesteuerten Silizium-Gleichrichter S0R1 und durch Diode CR12 oder Diode CR13 an die Steuerelektrode eines der gesteuerten Silizium-Gleichrichter S0R2 oder SCR3>. wobei, einer dieser Gleichrichter in den leitenden Zustand umgeschaltet .wird.

Zu dem Zeitpunkt, an dem der gesteuerte Silizium-Gleich-· richter SCR1 ausgelöst wird, ist eine der beiden Eingangsklemmen und damit die Kathode eines der beiden Silizium-Gleichrichter SCR2 oder 8CR3 negativer als die andere, je nach der gerade auftretenden" Halbwelle. Die Spannung an der positiveren Kathode wird über Widerstand R13 oder Widerstand RH an die Kathode der Diode CR12 bzw. der Diode CR13 angelegt, die damit vorgespannt wird. Nur die an den negativeren der beiden gesteuerten Silizium-Leistungsgleiclirichter 8GR2 und SCR3 angelegte Diode CS12 oder 0R13 wird damit leitend und nur der zugehörige Silizium-Gleichrichter wird damit ausgelöst. Die gesteuerten Silizium-Gleichrichter SCR2 und S0R3 werden dadurch abwechselnd in aufeinander folgenden Halbwelle"n durchlässig.

Über Widerstände R13 und RH findet ferner eine Ableitung der ReststrÖme atatt, sodaß der Strom um die Übergänge zwischen den Steuerelektroden und den Kathoden der Leistungsgleich-

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richter SCR2 und SCR3 herumgeführt wird und diese Gleichrichter nicht unbeabsichtigt leitend gemacht werden. Widerstand R16 begrenzt den Strom, der durch den kleinen gesteuerten Hilfsgleichrichter SCR1 fließen kann. Diode CR14 verhindert, daß die umgekehrte Anodenspannung gleichzeitig mit dem Triggerimpuls an den Hilfsgleichrichter SCR1 angelegt wird, falls der Auslöseimpuls in der Halbwelle eher als die Anodenspannung auftritt, wie dies nach Erreichen des Gleichgev/ichts in der Strombegrenzerschaltung der Fall sein würde.

Die in Figur 2 dargestellte Diode CR4 ist in der in Figur 4 dargestellten Schaltung weggelassen und. durch einen Transistor Q4 ersetzt. Transistor Q4 bewirkt die vollständige Entladung des Kondensators C2, sodaß der Verbindungspunkt der Voider stände R7 und R8 (Punkt C^- in Figur 2) nicht die Spannung null während des Einsattlungsabschnitts erreichen muß.

Die Bauteile der in Figur 4 dargestellten Schaltung haben die folgenden Werte: Q1 = 212907; Q2 = 23J29O7; Q3 = 212222; Q4 = 2N2222; SCR1 = 1D301 ; SCR2 = 2lT3ö98; 8CR3 = 2F3t398; R2 = 200 Kiloohm; R3 = 3,3 Kiloohm; R4 = 47 Kiloohm; R5 = 10 Kiloohm; R6 = 10 Kiloohm; R7 = 47 Kiloohm; R8 = 3,3 .Kiloohm; R9 = 3,3 Kiloohm; R11 = 10 Kiloohm; R13 = 100 0hm; R14 = 100 0hm; R15 = 3,3 Kiloohm; R16 = 10 0hm; C1 = 47 Mikrofarad; G2 = 0,22 Mikrofarad; C3 = 0,22 Mikrofarad; C4 = 1500 Mikrofarad; C5 = 1500 Mikrofarad; 0R2 = 54M; CR3 = 54M; CR5 = UT4H8; CR6 = 1IT4148; 0R7 = 1IHHS; 0R8 = 11Π188; CR9 = 1111188;

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OHIO = 54-M; CR11 = 54M; GR12 =■ 5411; CR13 = 54M.

In den in Figuren 2 und 4 dargestellten Schaltungen können sich Schwierigkeiten ergeben, wenn die Eingangsstromquelle des Wechselstroms einen Resonanzkreis enthält, dessen Resonanzfrequenz höher ist als die Frequenz der Speisequelle. Wenn beispielsweise eine 60 Hz-Wechselstromquelle eine Resonanz bei 10 kHz hat, können die in Figuren 2 und 4 dargestellten Schaltungen zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs nicht richtig arbeiten. Dies kann zum Beispiel der Fall sein, wenn die die Schaltung 98 zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs enthaltende Versorgungseinheit über ein Entstörfilter 100 für Radiofrequenzen (Figur 5) an das Hetz angeschlossen ist.

Filter 100 kann zum Beispiel zwei Kondensatoren C100, 0102 mit einer Kapazität von jeweils 100 Mikrofarad'sowie eine Spule L100 mit einer Induktivität von 15 Mikrohenry enthalten. ■

Schwierigkeiten ergeben sich deshalb, weil beim Durchschalten des gesteuerten Silizium-Leistungsgleichrichters plötzlich ein starker Strom von der Resonanzquelle entnommen wird, wodurch eine gedämpfte Schwingung mit einer Frequenz erzeugt wird, die höher als die Frequenz der eigentlichen Stromquelle ist. Diese Schwingung führt zu einer Stromumkehr im gesteuerten Silizium-Gleichrichter, wodurch dann der Gleichrichter in den blockierten Zustand für den Rest der Halbwelle -der EingangsBpannung geschaltet wird* Da der gesteuerte Silizium»-

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Gleichrichter sofort nach seinem Einschalten wieder abgeschaltet wird, v/erden die Filter-Kondensatoren nicht aufgeladen. Die Amplitude der im Speisekreis erzeugten Schwingung kann zur Beschädigung anderer Halbleiter-Bauteile in der Schaltung zur Begrenzung des anfänglichen'Stromanstiegs ausreichen.

Zur Vermeidung dieser Schwierigkeit muß ständig ein auslösendes Signal an den gesteuerten Silizium-Gleichrichter geliefert werden statt nur einen Auslöseimpuls an ihn anzulegen. Dadurch v/ird erreicht, daß der gesteuerte Silizium-Gleichrichter nicht abgeschaltet werden kann und abgeschaltet bleibt. Zwar kann dann der Speisekreis immer noch zu einer Umkehrung des Stroms im gesteuerten Silizium-Gleichrichter führen, doch wird der Gleichrichter wieder leitend, da das auslösende Signal auch noch vorhanden ist, wenn Strom wieder in der normalen Richtung fließt. Die Schwingung wird nach der ersten hochfrequenten Halbwelle gedämpft und der gesteuerte Silizium-Gleichrichter bleibt danach leitend bis zur Spannungseinsattelung.

Es genügt jedoch nicht, die Dauer des auslösenden Impulses einfach über die Länge der längsten zu erwartenden, hochfrequenten Resonanz-Halbwelle auszudehnen. Der Auslöseimpuls würde in diesem Fall die Einsattelung überlappen, falls der Auslöseimpuls am Ende der Halbwelle auftritt, wodurch dann der gesteuerte Silizium-Gleichrichter während der gesamten nächsten Halbwelle leitend bleiben würde.

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Zur Vermeidung dieser Schwierigkeit können zwei getrennte Auslösesignale, d.h. jeweils ein auslösendes Signal für jeden der beiden gesteuerten Silizium-Gleichrichter, verwendet werden. Wenn die Silizium-Leistungsgleichrichter abwechselnd bei aufeinanderfolgenden Halbwellen durchlässig sind, wie in der in Figur 4 dargestellten Schaltung, können bei Verwendung
getrennter Auslösesighale die beiden Signale verlängert werden, sodaß sie die Einsattelung überdecken. Es ergibt sich
dadurch keine unzulässige Durchschaltung des jeweils zugeordneten Silizium-Gleichrichters. Eine für diese Zwecke geeignete Schaltung ist in Figur 6 dargestellt.

Die einzelnen Bauteile der in Figur 6 dargestellten Schaltung wirken in ähnlicher Weise wie die entsprechenden Bauteile der in Figuren 2 und 4 dargestellten Schaltungen und sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Obwohl die Nennwerte der Bauteile verschieden sind, arbeitet die in Figur 6 dargestellte Schaltung in der gleichen Weise wie die in Figur 4 dargestellte, jedoch werden zwei Silizium-Hilfsgleiehrichter verwendet. Jedem diesex' gesteuerten Hilfsgleichrichter ist ein Kreis zugeordnet, der die Länge des Auslösesignals ausdehnt.

Zu dem Zeitpunkt, an dem die richtige Auslösung eines
gesteuerten Silizium-Gleichrichters stattfindet, wird Transistor Q3 "durch eine Phasenvorlauf-Schaltung angeschaltet. Der Basisstrom wird dadurch von Transistoren Q5 und Q6 abgeschaltet, sodaß diese beiden Transistoren gesperrt werden. Wenn

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beispielsweise die an Widerstand R19 angeschlossene Seite der Eingangswechselspannung positiv ist und die an Widerstand R25 angeschlossene Seite negativ ist, ergibt sich an Widerstand R25 kein Spannungsabfall 'und damit kein Strom durch diesen Widerstand. Jedoch fließt dann ein Strom durch Widerstand R19 und ein Spannungsabfall findet an diesem Widerstand statt. Der Stromfluß durch Widerstand R19 führt zu einer raschen Aufladung des Kondensators C6 durch Diode CR16.

Wenn eine Spannung am Kondensator 06 auftritt, beginnt Strom durch Widerstand R20 zu fließen, wobei Kondensator 07 aufgeladen wird. Sobald Kondensator 07 auf eine Spannung aufgeladen worden ist, die zur Auslösung des gesteuerten Silizium-Gleichrichters S0R4 ausreicht, wird dieser Gleichrichter leitend und ein auslösendes Signal wird an den gesteuerten Silizium-Leistungsgleichrichter SCR2 angelegt.

Obwohl die von der Resonanzschwingung erzeugte Störung des Wechselspannungseingangssignals nach Durchlässigkeit des gesteuerten Silizium-Gleichrichters SCR2 den Phasenkreis .entladen oder zurückstellen kann und Transistor Q5 wieder leitend machen kann, wird .Diode ÖR16 gesperrt und entlädt deshalb Kondensator C6 nicht« Das an den gesteuerten Silizium-Gleichrichter S0R4 angelegte auslösende Signal- bleibt also. Kondensator 06 wird allmählich durch Widerstände R20 und R21 entladen.

Der Widerstandswert des Widerstands R21 wird so gewählt, daß Kondensator 06 während der Halbwelle, in der Silizium-

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Gleichrichter SCR4 bzw. S0R2 undurchlässig sind, völlig entladen wird, daß jedoch dabei Kondensator C6 nicht in einer " kürzeren Zeit entladen wird, als sie der längsten zu erwartenden hochfrequenten Halbwelle entspricht. Diode GRH verhindert, daß Spannungsspitzen bei Durchlässigkeit des gesteuerten Silizium-Gleichrichters den Transistor Q4 beschädigen.

Der aus Widerstand R25, Transistor Q5, Diode CR17, Kondensator 08, Widerstand R24, Widerstand R25, Kondensator C9 und gesteuerten Silizium-Gleichrichter S0R5 bestehende Abschnitt der in Figur 6 dargestellten Schaltung arbeitet in der gleichen Weise wie die vorher beschriebenen Schaltungen in der anderen Halbwelle der Eingangswechselspannung.

Die Erfindung schafft damit eine verbesserte Schaltung, bei deren Verwendung ein kapazitives Eingangsfilter in Halbleiter-Stromversorgungseinheiten verwendet werden kann. Durch die erfindungsgemäße Schaltung wird ein unzulässiger Stroinfluß im Eingangsfilter beim erstmaligen Einschalten der Stromversorgungseinheit verhindert.

Die Beschreibung bezieht sich auf bestimmte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, doch sind dem Fachmann verständliche Abänderungen im Rahmen der Erfindung möglich, die in den folgenden Patentansprüchen definiert ist.

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Claims (9)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Μ. !schaltung zur Begrenzung des anfänglichen Stromanstiegs in einem Wechselstrom-Gleichstrom-Umwandler mit einem gleichrichtenden Eingangskreis zur Umwandlung einer Eingangswechselspannung in eine pulsierende Gleichspannung, die aus einer Folge einseitiger Halbwellen der Eingangswechs el spannung besteht, und mit einem an den Eingangskreis angeschlossenen, Kondensatoren enthaltenden Filter, gekennzeichnet durch zwischen dem Eingangskreis und den Kondensatoren (04, 05) in Serie geschaltete Schaltervorrichtungen und einen sowohl an den Eingangskreis als auch an die Schaltervorrichtungen angeschlossenen Steuerkreis, mit dem ein auslösendes Signal an die Schaltervorrichtungen zu deren momentanen Schließen während jeder Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms angelegt wird und mit dem der zeitliche Einsatz des Schließens verändert wird zwischen einem Rückstellpunkt in jeder Halbwelle, an dem eine verhältnismäßig niedrige Spannung an die Kondensatoren (04, 05) angelegt wird, und einem weiter vorgeschobenen Punkt in jeder Halbwelle, an dem eine verhältnismäßig hohe Spannung an die Kondensatoren (04, 05) angelegt wird, wobei die Veränderung des Einsatzpunkts mit einer bestimmten, regelbaren Geschwindigkeit vorgenommen wird, wenn die ladung der Kondensatoren (C4, C5) auf einen bestimmten Wert ansteigt.

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2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbwellen des pulsierenden Gleichstroms jeweils sinusförmig sind und sich von null Grad bis_ 180 Grad erstrecken, und daß der Steuerkreis den Einsatzpunkt des Schließens von 180° gegen O in aufeinanderfolgenden Halbwellen des pulsierenden Gleichstroms verschiebt, während die Ladung der Kondensatoren (C4, 05) auf den vorbestimmten. Wert ansteigt.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen in der Steuerschaltung enthaltenen Ruckstellkreis, mit dem ■ der Einsatzpunkt an den Rückstellpunkt zurückgebracht "wird, wenn die Kondensatoren (04, 05). ihre Ladung verlieren.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückstellkreis umfaßt: einen ersten und einen zweiten Kondensator, an den ersten Kondensator angeschlossene Schaltungen und an den zweiten Kondensator angeschlossene Schaltungen zur Entladung des ersten Kondensators während jeder Halbwelle des pulsierenden Gleichstroms mit einer von' der Ladung des zweiten Kondensators abhängigen Geschwindigkeit, und eine an den zweiten Kondensator angeschlossene Schaltung· zur verhältnismäßig langsamen Ladung des zweiten Kondensators bei der Ladung der Filterkondensatoren (04, 05) und zur verhältnismäßig raschen Entladung des zweiten Kondensators beim Verlust der Ladung der Filter-Kondensatoren (04, Gd)*
5. 5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

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   die Schaltervorrichtung aus einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter (SCR1) besteht.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis zwei gesteuerte Silizium-Gleichrichter (SCR2, SCR3) enthält und daß der Steuerkreis an diese Gleichrichter angeschlossen ist, um sie abwechselnd in aufeinanderfolgenden Halbwellen der pulsierenden Gleichspannung leitend zu machen.
7. 7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis einen gesteuerten Silizium-Hilfsgleichrichter (SCR1) enthält, der an die beiden gesteuerten Silizium-Gleichrichter (SCR2, SCR3) angeschlossen ist und ein auslösendes Signal an diese anlegt, um deren Betrieb zu steuern.
8. 8. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß. der Steuerkreis zur Verlängerung der Dauer des auslösenden Signals um einen bestimmten Betrag ausgebildet ist.
9. 9. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerkreis einen ersten und einen zweiten gesteuerten Silizium-Hilfsgleichrichter (SCR4, SCR5) enthält, die jeweils an die gesteuerten Silizium-Gleichrichter (SCR2, SCR3) des Gleichrichterpaars angeschlossen sind, um Steuersignale an dieselben anzulegen, und daß der Steuerkreis erste und zweite, an die gesteuerten Silizium-Hilfsgleichrichter angeschlossene Schaltungskreise enthält, um die Dauer des auslösenden Signals um einen bestimmten Betrag zu verlängern.

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