DE2265225A1

DE2265225A1 - Kraftstoffeinspritzanlage fuer eine fremdgezuendete brennkraftmaschine

Info

Publication number: DE2265225A1
Application number: DE19722265225
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dr Ing Busse; Ulrich Dipl Ing Drews; Peter Dipl Ing Werner
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1972-08-31
Filing date: 1972-08-31
Publication date: 1977-02-10
Also published as: DE2265225C3; DE2265225B2

Description

Ausscheidung aus R^. 33^7

P 22 1+2 79^8-13 9-8.1976 Lr/Do

ROBERT BOSCH GMBH, Stuttgart

Kraftstoffeinspritzanlaree für eine fremdgezündete Brennkraftmaschine Zusatzanmeldung zu P 20 5¹* ^35.b-13

Die Erfindung betrifft eine elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine mit einer Zündanlage, insbesondere mit einer Batteriezündanlage ausgerüstete Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil - vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist - und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einer diesem vorgeschalteten, als Steuermultivibrator ausgebildeten Transistorschalteinrichtung, die synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine durch einen der Ausgangsimpulse einer an die Zündanlage angeschlossenen, als bistabiler Multivibrator ausgebildeten Frequenzteilerstufe unter gleichzeitigem Öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von einer Betriebsgröße der Brennkraftmaschine, vorzugsweise von deren Ansaugluftnenge abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird, wobei der Frequenzteilerstufe eine Impulsformerstufe vorgeschaltet ist, die eine Sicherungsstufe zur Unterdrückung von Fehlauslösungen verursachenden Störwellen aufweist (nach Patent 20 5k H35.8-13).

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für eine Kraftstoffeinspritzanlage dieser Art eine Impulsformerstufe zu schaffen, welche in integrierter Technik hergestellt werden kann und gegen Fehlauslösungen, welche durch von der Zündanlage ausgehende Störwellen verursacht werden könnten, geschützt ist. Zur Lösung dieser Aufgabe ist erfindungsgemäß vorgesehen, daß die Iir.pulsformerstufe einen auf eine festgelegte, vorzugsweise etwa k Millisekunden betragende Kippdauer eingestellten, monostabilen Multivibrator enthält, der einen ersten, im Ruhezustand gesperrten Transistor und einen zwei-

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ten, im Ruhezustand stromleitenden Transistor, der mit seiner Basis über einen die Kippdauer bestimmenden Koppelkondensator an den Kollektor des
ersten Transistors angeschlossen ist, sowie einen Ladetransistor umfaßt, der mit seiner durch einen Parallel-Widerstand überbrückten Enitter-Basis-Strecke an den Kollektor des ersten Transistors (h3) angeschlossen und an seinem Kollektor über einen Widerstand mit der gleichen Betriebsstromleitung verbunden ist, an welche der Kollektor des zweiten Transistors über einen Widerstand angeschlossen ist.

Vorteilhaft kann die Impulsformerstufe in weiterer Ausgestaltung so aufgebaut sein, daß mit dem Emitter des Ladetransistors, dem Parallel-Widerstand und einer der Elektrolyten des Koppelkondensators ein Widerstand
verbunden ist, der zur zweiten Betriebsstromleitung führt, an welche die Emitter des ersten und des zweiten Transistors angeschlossen sind.

(Fortsetzung siehe ursprüngliche Seite 3 der Stammanmeldung P 22 U2 73^0-13)

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Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäss vorgeschlagen, dass ein synchron mit den Kurbelwellenumdrehungen betätigbarer Signalgeber zum Auslösen des Steuermultivibrators vorgesehen ist und über eine Impulsformerstufe auf einen dem Steuermultivibrator vorgeschalteten Frequenzteiler arbeitet und dass an den Steuermultivibrator eine Impulsverlängerungsstufe angeschlossen ist, die zusammen mit einer zum Ausgleich des Spannungseinflusses dienenden Korrekturstufe die Dauer der Öffnungsimpulse in Abhängigkeit von solchen Betriebsgrössen der Brennkraftmaschine beeinflusst, die sich während des Betriebes ändern.

Weitere Einzelheiten und zweckmässige Ausgestaltungen ergeben sich aus dem nachstehend beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiel.

Es zeigen:

Fig. 1 eine Kraftstoffeinspritzanlage und ihre zugehörige Brennkraftmaschine in einem Übersichtsbild und in teilweise schematischer Darstellung ihres Signalgebers, ihrer Impulsformerstufe, ihrer Frequenzteilerstufe, ihres Steuermultivibrators, ihrer Impulsverlängerungsstufe und ihrer der Leistungsstufe vorgeschalteten Spannungskorrekturstufe ,

Fig. 2 ein vereinfachtes elektrisches Schaltbild für die Impulsformerstufe, die Frequenzteilerstufe und den Steuermultivibrator sowie einen Impulszeitbegrenzer der Kraftstoffeinspritzanlage nach Fig. 1 und

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Fig. 5 ein Zeitdiagramm für die sich in der Anlage nach Fig. 1 und 2 abspielenden Vorgänge.

Fig. 4 zeigt das Schaltbild einer in Fig. 2 angedeuteten Ladestromquelle A,

Fig. 5 das Schaltbild einer in Fig. 2 angedeuteten Entladestromquelle und

Fig. 6 eine Ladestromquelle der in Fig. 4 dargestellten Art, jedoch ergänzt mit einer Drehzahlkorrektur-Schaltung.

Fig. 7 zeigt eine abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung für eine Ladestromquelle nach Fig. 4 und

Fig. 8 eine zweite, abgewandelte Drehzahlkorrektur-Schaltung für eine Ladestufe nach Fig. 4.

Fig. 9 zeigt ein Zeitdiagramm für eine Drehzahlkorrektur-Schaltung nach Fig. 6. In

Fig.10 ist ein ausführliches Schaltbild der Impulsverlängerungsstufe nach Fig. 1 dargestellt und in

Fig.11 ein ausführliches Schaltbild für die Spannungskorrekturstufe nach Fig. 1.

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Die dargestellte Benzineinspritzanlage ist zum Betrieb einer mit Batterie-Zündung arbeitenden Vierzylinder-Viertakt-Brennkraftmaschine 1 bestimmt und umfasst als wesentliche Bestandteile vier elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile 2, denen aus einem Verteiler 3 über je eine Rohrleitung 4 der einzuspritzende Kraftstoff zugeführt wird, eine elektromotorisch angetriebene Kraftstoff-Förderpumpe 5? einen Druckregler 6, der den Kraftstoffdruck auf zwei atü konstant hält, sowie eine im folgenden näher beschriebene, elektronische Steuereinrichtung, die bei jeder Kurbelwellenumdrehung von der Zündeinrichtung der Brennkraftmaschine 1 einmal in der weiter unten näher beschriebenen Weise ausgelöst wird und dann je einen rechteckförmigen, elektrischen Öffnungsimpuls Jv für die Einspritzventile 2 liefert. Die in der Zeichnung angedeutete zeitliche Dauer Tv der Öffnungsimpulse Jv bestimmt die Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 und demzufolge diejenige Kraftstoffmenge, welche während des Öffnungszustandes aus den Einspritzventilen 2 austritt.

Die Magnetwioklungen 7 der Einspritzventile 2 sind zu je einem Entkopplungswiderstand 8 in Reihe geschaltet und an eine gemeinsame Verstärkungs- und Leistungsstufe 10 angeschlossen, die wenigstens einen Leistungstransistor 11 enthält, welcher mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit den Magnetwicklungen 7 geschaltet und mit seinem Emitter an Masse und den Minuspol einer nicht dargestellten Batterie angeschlossen ist.

Bei gemischverdichtenden, mit Fremdzündung arbeitenden Brennkraftmaschinen der dargestellten Art wird durch die bei einem Ansaughub in einen Zylinder gelangende Ansaugluftmenge diejenige Kraftstoffmenge festgelegt, die während des nachfolgenden Arbeitstaktes vollständig verbrannt werden kann. Für eine gute Ausnutzung der Brennkraftmaschine ist es aus.serdem notwendig,

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dass nach dem Arbeitstakt kein wesentlicher Luftüberschuss vorhanden ist. Zur Messung der Ansaugluftmenge ist im Ansaugrohr 12 der Brennkraftmaschine vor der mit einem Gaspedal 13 betätigbaren Drosselklappe 14 eine Stauklappe 15 vorgesehen, die sich entgegen der Kraft einer nicht dargestellten Rückstellfeder umso weiter verschwenkt, je grosser die Ansaugluftmenge ist. Mit der nicht näher bezeichneten Welle der Stauklappe ist der Abgriff 16 eines elektrischen Potentiometers 17 gekuppelt, an welchem eine von der Winkelstellung der Stauklappe 15 abhängige Steuerspannung für die im folgenden näher beschriebene Steuereinrichtung abgenommen werden kann.

Die Steuereinrichtung enthält einen Auslöse-Signalgeber 20, eine Impulsformerstufe 21, eine Frequenzteilerstufe 22 sowie einen Steuer-Multivibrator 23» an welchen eine Impulsverlängerungsstufe

24 sowie eine Spannungskorrektur-Stufe 25 angeschlossen ist, mit welcher die bei Batteriespannungsschwankungen auftretenden Einflüsse auf die jeweilige Öffnungsdauer der Einspritzventile 2 kompensiert werden. Der Steuermultivibrator 23 liefert an seinem Ausgang Steuerimpulse Jo, deren Impulsdauer To sich in Abhängigkeit von der am Potentiometer 17 eingestellten, luftmengenabhängigen Steuerspannung*ändert. Diese Steuerimpulse Jo werden in der nachfolgenden Impuls-Verlängerungsstufe 24 um einen Faktor f verlängert, der in Abhängigkeit von der Drosselklappenstellung durch einen Lastgeber 26, zur Start- und Nachstart-Anreicherung durch einen Startgeber 27 und während der Warmlauf-Phase durch einen Temperaturgeber 28 verändert werden kann. Der in seiner Dauer zum Steuerimpuls Jo proportionale, am Ausgang der Impuls-Verlängerungsstufe 24 entstehende Impuls wird zum Ausgleich der von der Batteriespannung abhängigen Anzugs- und Abfallzeiten der Einspritzventile um einen festen Betrag verlängert, welcher durch die Spannungskorrektur-Stufe

25 bereitgestellt wird und umso grosser wird, je weiter die

* und der Drehzahl

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Batteriespannung absinkt.

Die Auslösung der einzelnen Öffnungsimpulse Jv und der gleichzeitig mit diesen beginnenden Steuerimpulse Jo erfolgt synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine, weil als Auslösesignal-Stufe 20 der bei 30 angedeutete, mit dem Unterbrechernocken 31 des im übrigen nicht dargestellten Zündverteilers zusammenarbeitende Unterbrecherhebel verwendet ist. Die Signalabnahme erfolgt an dem feststehenden Unterbrecherkontakt 32, welcher mit der in Fig. 2 bei 33 angedeuteten Primärwicklung der Zündspule verbunden ist.

Wie das in Fig. 2 wiedergegebene, zur Ausführung in IC-Technik bestimmte Schaltbild erkennen lässt, enthält die Impulsformerstufe 21 eine an ihrem Eingang angeordnete Sicherungsstufe, die zur Unterdrückung von Fehlauslösungen dient, welche durch Störwellen auf den beiden Betriebsstromleitungen, nämlich der gemeinsamen Plusleitung 35 und der gemeinsamen Minusleitung beim Betrieb von anderen Stromverbrauchern entstehen können. Die Sicherungsstufe besteht im wesentlichen aus einem lateralen pnp-Transistor 37» der mit seiner Basis an die Plusleitung 35 angeschlossen ist und mit seinem Emitter am Abgriff eines aus zwei Festwiderständen 38 und 39 bestehenden, zum Unterbrecher 30, 32 parallel liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. Zum Spannungsteilerwiderstand 39 liegt ein Kondensator 40 und eine Diode 41 parallel, welche mit ihrer Anode an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Der Tranastor 37 kann nur dann stromleitend werden, wenn das Potential an seinem Emitter höher als das Potential an seiner mit der Plusleitung 35 verbundenen Basis wird. Dieser Fall tritt immer dann ein, wenn der Unterbrecherhebel 30 von seinem Gegenkontakt abgehoben wird. Dann entsteht in der Primärwicklung 33 eine hohe induktive Spannungsspitze, die ein Mehrfaches der

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Spannung der mit der Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 verbundenen Batterie beträgt. Durch den von den Widerständen 38 und 39 gebildeten Spannungsteiler ist die Ansprechschwelle des Transistors 37 so hoch gelegt, dass nur diese extrem hohen, beim Öffnen des Unterbrechers 3Oi 32 entstehenden Spannungsspitzen den Transistor 37 kurzzeitig stromleitend machen können. An den Kollektor des Transistors 37 ist mit einem Widerstand 42 die Basis eines npn-Transistors 43, der zusammen mit einem zweiten npn-Transistor 44 einen monostabilen Multivibrator bildet, zu welchem ausserdem ein Koppelkondensator 46 und ein Transistor 45 gehören, angeschlossen. Dieser ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 43 und an zwei zur Minusleitung 36 führende Widerstände 47 und 48 angeschlossen, deren Verbindungspunkt mit einer der beiden Elektroden des Koppelkondensators 46 und mit dem Emitter des Transistors 45 verbunden ist. Der Transistor 45 sorgt für eine schnelle Rückladung des Koppelkondensators 46, so dass sich auch dann keine wesentlich kürzere Standzeit des monostabilen Multivibrators ergibt, wenn dieser kurz nach seinem Zurückkippen in den stabilen Zustand erneut beim nächsten Zündvorgang getriggert wird. Ausserdem ist ein als Zenerdiode geschalteter, an seiner Basis-Kollektor-Strecke kurzgeschlossener Transistor 51 vorgesehen, dessen Emitter mit der Basis eines Emitterfolger-Transistors 52 vom npn-Typ und über einen Vorwiderstand 53 mit der Plusleitung verbunden ist. Der Transistor 52 stellt in Verbindung mit dem Transistor 51 sicher, dass der Koppelkondensator 46 ungeachtet der möglichen Batteriespannungsschwankungen stets auf den gleichen Spannungswert aufgeladen wird und dann jeweils im instabilen Kippzustand des Multivibrators eine konstante Standzeit ergibt.

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Der Widerstand 48 sorgt dafür, daß auch nach Ablauf der sehr schnell über den leitenden Transistor 45 erfolgenden Aufladung des Kondensators 46 der Transistor 45 leitfähig bleibt. Dadurch wird der Emitter dieses Transistors auf einem bestimmten definierten Potential festgehalten, welches er nach Ende der schnellen Aufladung annimmt. Hierbei wird eine Drehzahlabhängigkeit der Standzeit der aus den Transistoren 43 und 44 bestehenden monostabilen Stufe weitgehend vermieden.

Wenn der Widerstand 48 fehlen würde, könnte der Kondensator 45 zwar auch sehr schnell über den leitenden Transistor 45 aufgeladen werden.

Doch bleibt dann der Transistor 45 nicht leitend, da ihm am Ende der Aufladung nicht mehr genügend Basis-Emitter-Vorspannung zur Verfügung steht. Nunmehr erfolgt eine relativ langsame Nachladung der Kapazität über den Widerstand 47 und den nicht näher bezeichneten Arbeitswiderstand des Transistors 43. Durch diesen Effekt würde bei Weglassen von 48 die abgegebene Standzeit von der Nachladedauer und damit von der Drehzahl abhängig.

Eine Lösung dieses Problems, durch gleichzeitiges Weglassen des Widerstandes 47 ist nicht möglich, da in diesem Falle wegen des Diodenverhaltens der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 45 der Strompfad für die Entladung unterbrochen würde.

Der Transistor 44 wird im Ruhezustand des monostabilen Multivibrators durch einen einstellbaren, an den Emitter des Transistors 52 angeschlossenen Widerstand 54 stromleitend gehalten

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und sperrt dann nicht nur den Transistor 43 über den Rückkopplungswiderstand 55 > sondern auch den Ausgangstransistor 56 der Impulsformerstufe 21 , der an seiner Basis einerseits über einen ersten Spannungsteilerwiderstand 57 mit dem Kollektor des Transistors 44 und mit einem zweiten Spannungsteilerwiderstand 58 mit der Minusleitung verbunden ist.

Der an die Inpulsformerstufe 21 angeschlossene Frequenzteiler 22 ist als bistabiler Multivibrator ausgebildet und enthält zwei Transistoren 61 und 62 vom npn-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Minusleitung 36 angeschlossen sind und an ihrem Kollektor über je einen Arbeitswiderstand 63 bzw. 64 mit der Plusleitung 35 in Verbindung stehen. Ihre Basen sind über Kreuz durch je einen Rückkopplungswiderstand 65 bzw. 66 mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden und ausserdem über je einen Basisableitwiderstand 67 bzw. 68 an die Minusleitung 36 angeschlossen. Darüberhinaus sind die Basen der Transistoren jeweils mit der Anode einer Diode 69 bzw. 70 verbunden, deren Kathoden über je einen Koppelkondensator 71 bzw. 72 an den Kollektor des Ausgangstransistors 56 der Impulsformerstufe 21 angeschlossen sind. Zur rückwirkungsfreien Auskopplung der an den Kollektorwiderständen 63 und 64 entstehenden, zueinander gegenphasigen Schaltspannungen 80 und 81 sind zwei Emitterfolger-Transistoren 73 bzw. 74 jeweils mit ihrer Basis an den Kollektor der beiden Transistoren 61 und 62 angeschlossen, wobei ihre Emitter-Basis-Strecke durch jeweils eine in der Gegenrichtung leitfähige Diode 75 bzw. 76 überbrückt ist. Vom Emitter des Transistors 73 und der Anode der Diode 75 führt ein Widerstand 77 zum Verbindungspunkt der Diode 69 und des Koppelkondensators 71, wohingegen an den Emitter des die Schaltspannung 81 liefernden Transistors 74 ein mit der Diode 70 und dem Koppelkondensator 72 verbundener Widerstand 78 sowie ein Widerstand 79 angeschlos-

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sen ist, der über eine Diode 82 diese Schaltspannung dem weiter unten beschriebenen Steuermultivibrator 23 zuführt.

Die beiden Transistoren 61 und 62 befinden sich jeweils in zueinander entgegengesetztem Leitungszustand. Bei jedem Öffnungsvorgang des Unterbrechers 30, 32 wird der Ausgangstransistor des Impulsformers 21 stromleitend. Dies hat zur Folge, dass derjenige der beiden Transistoren 61u.62, welcher bisher stromleitend war, nunmehr in seinen Sperrzustand übergeht, wohingegen der andere, seither gesperrte Transistor stromleitend wird. Auf diese Weise wird erreicht, dass jeweils einer der Zündvorgänge den einen der beiden Transistoren 61 und 62 stromleitend macht und der nächste Zündvorgang dann den anderen Transistor in seinen stromleitenden Zustand bringt. Dabei entsteht am Kollektor des Transistors 61 und demzufolge auch am Emitter des Transistors 75 die angedeutete mäanderförmige Schaltspannung 80. Die Zuordnung der Schaltspannung zu den einzelnen Zündvorgängen ist in Fig. 3 dargestellt, in welcher die einzelnen Ansaugtakte für die Zylinder Z1 - Z4 für eine Zündfolge 1-4-3-2 mit schraffierten Rechteckflächen dargestellt sind. Die Frequenz der Schaltspannung 80 ist nur halb so gross wie diejenige der beim Schließen und Öffnen des Unterbrechers 30, 32 entstehenden Spannung.

Das bei dem Steuermultivibrator 23 verwendete Prinzip beruht darauf, dass der als Zeitglied dienende Kondensator C über einen festgelegten, konstant bleibenden Drehwinkel der Kurbelwelle der Brennkraftmaschine hinweg aus einer Konstantstrom-Quelle aufgeladen und anschliessend über eine zweite Konstantstrom-Quelle entladen wird, wobei während des Entladevorgangs ein Steuerimpuls Jo der in Fig. 1 angedeuteten Art entsteht. Damit dieser Steuerimpuls eine Impulsdauer To aufweist, welche zu der bei einem Ansaughub in einen der Zylinder gelangenden Luftmenge proportional ist, kann der Aufladestrom

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von dem mit der Stauklappe 15 ermittelten zeitlichen Mittelwert der Ansaugluftmenge abhängig gemacht werden und dem Kondensator C ein zur Steuerspannung am Potentiometer 17 proportionaler Ladestrom zugeführt werden und der Entladevorgang unabhängig von der Ansaugluftmenge mit einem fest eingestellten Entladestrom erfolgen. Beim dargestellten Ausführungsbeispiel ist von der zweiten Alternative Gebrauch gemacht. Hier wird nämlich dem Kondensator C aus einer Aufladestromquelle A ein konstanter, von der Ansaugluftmenge unabhängiger Ladestrom Ia zugeführt, während der Entladevorgang mit einem Entladestrom Ie erfolgt, welcher von der Entladestromquelle E geliefert und in seiner jeweiligen Stromstärke umgekehrt proportional zur Ansaugluftmenge eingestellt wird. Diese zweite Alternative bietet den Vorteil, dass auch noch während des Entladevorgangs eintretende Änderungen der Ansaugluftmenge die Impulsdauer To beeinflussen können.

Der Steuermultivibrator 23 enthält über den Speicherkondensator C hinaus zwei Transistoren T1 und T2 vom pnp-Typ, die beide mit ihren Emittern an die Plusleitung 35 angeschlossen sind und mit je einem von zwei weiteren Transistoren T11 und T12 in Lin —Schaltung betrieben werden. Der Transistor T1 ist an seiner Basis über einen Widerstand 85 mit der Plusleitung 35 verbunden und er wird dadurch im Ruhezustand des Multivibrators gesperrt gehalten. Ausserdem ist seine Basis über einen Koppelwiderstand 86 und einen Koppelkondensator 87 mit der die Schaltspannung 80 führenden Leitung 84 verbunden, sowie über einen Widerstand 88 mit dem Kollektor eines Transistors T4 verbunden, der mit seinem Emitter an der Minusleitung 36 liegt und an seiner Basis mit zwei Widerständen 90 und 91 verbunden ist. Der eine Widerstand 90 liegt an der Minusleitung 36, der andere Widerstand 91 führt zum Kollektor eines Vortransistors T3 und über einen weiteren Widerstand 92 zur Plusleitung 35· Der Vortransictor T3 liegt mit seiner Basis am Verbindungspunkt

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von zwei im Kollektorstromkreis der Lin~Schaltung T2, Ti 2 angeordneten Widerständen 93 und 94 und ist über einen Widerstand 95 mit der Leitung 84 und deren Schaltspannung 80 verbunden. An den Kollektor des Transistors T3 ist ausserdem die Basis eines Transistors T5 über einen Koppelwiderstand 96 angeschlossen und über einen Widerstand 97 mit der Minusleitung 36 verbunden. Vom Transistor T5 wird ein weiterer Transistor T6 gesteuert, an dessen Kollektor die luftmengenabhangigen Steuerimpulse Jo abgenommen·werden können.

Bei der Erzeugung dieser Steuerimpulse Jo arbeitet der Steuermultivibrator folgendermassen:

Zunächst wird der Speicherkondensator C über einen festgelegten Kurbelwellen-Drehwinkel KW mit konstantem Aufladestrom Ia aufgeladen; die jeweiligen Aufladeperioden erstrecken sich beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 jeweils über einen Kurbelwellen-Drehwinkel von 180°. In der Darstellung nach Fig. 3 erstreckt sich der Aufladevorgang über den Bereich von 180 KW bis 360 KW und von 540° bis zur Vollendung der zweiten Kurbelwellenumdrehung bei 720° KW. Während dieser Aufladeperioden hat die in Fig. 3 eingetragene Schaltspannung 80 positive Werte, wohingegen die zur Steuerung der Aufladestromquelle A dienende Schaltspannung 81 während der Aufladeperioden Null-Potential hat. Der während der Aufladeperiode vom Zeitpunkt ti bis zum Zeitpunkt t2 fliessende Ladestrom Ia erzeugt am Speicherkondensator C eine linear ansteigende Spannung Uc, deren Endwert im Zeitpunkt t2 bei 360° bzw. 720° erreicht wird und umgekehrt proportional zur jeweiligen Drehzahl der Brennkraftmaschine ist. Während einer solchen Aufladeperiode sind die Transistoren T1 und T11 gesperrt, die Transistoren T2, T12 hingegen leitend und halten über den dann stromleitenden Transistor T3 den zu dem Transistor T1 komplementären Transistor T4 ebenfalls gesperrt. Dieser Zustand wird ausserdem durch die Zwangssteuerung

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des Transistors T3 mit Hilfe der Sehaltspannung 80 sichergestellt und dabei verhindert, dass irgendwelche auf der Plusleitung 35 entstehende Spannungseinbrüche dazu führen könnten, den Ladevorgang vorzeitig zu beenden.

Der Ladevorgang wird erst dann beendet, wenn im Zeitpunkt t2 bei 360° oder 720° die Schaltspannung 80 von den seitherigen Pluswerten auf Null-Potential zurückspringt. Dann überträgt der Differenzierkondensator 87 einen negativen Trigger-Impuls K auf die Basis des Transistors T1 und macht diesen leitend. Gleichzeitig sperrt die zweite Schaltspannung 81 die Ladestromquelle A. Durch die auf dem Speicherkondensator C sitzende Ladung werden die seither stromleitenden Transistoren T2 und T12 gesperrt, so dass auch der Transistor T3 in den Sperrzustand übergeht und der Transistor T4 stromleitend wird. Während des hierbei beginnenden Entladevorgangs liefert die Entladestromquelle E einen konstanten Entladestrom Ie, welcher bewirkt, dass die Spannung Uc am Speicherkondensator C linear abfällt. Sobald diese Spannung einen festgelegte^ nahe bei Null liegenden Wert erreicht, vermag diese den Transistor T2 nicht mehr weiter gesperrt zu halten. Dieser geht vielmehr in stromleitenden Zustand über und bringt trotz der noch vorherrschenden Null-Werte der Schaltspannung 80 mit Hilfe seines über den Widerstand 94 fliessenden Kollektorstromes den Transistor T3 in stromleitenden Zustand, der dann den Rückkopplungskreis zur Wirkung bringt und den Transistor TA sperrt. In diesem in Fig. 3 bei t3 angedeuteten Zeitpunkt ist somit der seither laufende Steuerimpuls Jo beendigt.

In Fig. 4 ist eine Konstantstrom-Quelle dargestellt, welche im Prinzip sowohl als Aufladestromquelle A als auch als Entladeeinrichtung E Verwendung finden kann. Diese Stromquelle enthält als wesentliche Teile einen Operationsverstärker P1, dessen positiver, nichtinvertierender Eingang über einen Kompensations-

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widerstand 101 an den Abgriff eines aus zwei Widerständen 102 und 103 gebildeten, zwischen der gemeinsamen Plusleitung 35 und der Minusleitung 36 liegenden Spannungsteilers angeschlossen ist. An den Ausgang des Operationsverstärkers P1 sind zwei npn-Transistoren T8 und T9 angeschlossen, die als Darlington-Stufe arbeiten. Die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers direkt verbundene Basis des Transistors T8 steht über einen Widerstand 104 mit der Plusleitung 35 iⁿ "Verbindung. Der Emitter des Transistors 'J-¹^ ist über einen einstellbaren Widerstand 105 an die Minusleitung 36 angeschlossen und direkt mit dem Minus-Eingang des Operationsverstärkers verbunden. Im Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers liegt ein Integrationskondensator 107· Der Operationsverstärker P1 arbeitet als Spannungsfolger und bewirkt, dass die beiden Darlington-Transistoren T8 und T9 am gemeinsamen Emitterwiderstand 105 eine Spannung reproduzieren, die derjenigen am Spannungsteilerwiderstand 103 entspricht. Hierbei führen die Darlington-Transistoren T8 und T9 einen Kollektorstrom, dessen jeweiliger Stromwert genau konstant ist.

In der Ausführungsform nach Pig. 4 ist vorgesehen, dass der dort dargestellte Operationsverstärker im Schaltbetrieb arbeitet und als Aufladestromquelle A verwendet ist.

Für diesen Schaltbetrieb ist der Operationsverstärker P1 in der in Pig. 4 angedeuteten Weise über die Diode 82 und den Widerstand 79 mit dem Emitter des zum Frequenzteiler 22 gehörenden Transistors 7^ verbunden und wird somit durch die Schaltspannung 81 gesteuert. Beim Schaltbetrieb von Operationsverstärkern gibt es in der Regel Schaltverzögerungen infolge des im Rückkopplungszweig liegenden Integrationskondensators 107· Derartige Verzögerungen, die eine mit steigender Drehzahl abnehmende •Ladung des Speicherkondensators C bewirken könnten, sind beim Ausführungsbeispiel nach Pig. 4 dadurch vermieden, dass ein weiterer Transistor T10 vorgesehen ist, der mit ,seinem Emitter *weitgehend

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an den Emitter des Darlington-Transistors T9 angeschlossen und an seiner Basis mit dem Widerstand 102 und einem weiteren Widerstand 108 verbunden ist, welcher zu den Widerständen 101 und 103 führt. Mit dem Transistor T10 wird erreicht, dass sich die auf dem Kondensator 107 sitzende Ladung beim Schaltvorgang nur sehr wenig zu verändern braucht. Wenn während der Einschaltperiode der Aufladestromquelle die Schaltspannung 81 Null-Potential hat und daher der eingezeichnete Steuerstrom Is = 0 ist, liegen Basis und Emitter des Transistors T10 näherungsweise fgTeicnen Potential. Dadurch ist der Transistor T10 gesperrt und zunächst ohne Wirkung. Der Anschlusspunkt N des Kondensators 107 liegt dann auf einem durch die innere Schaltung des Operation Verstärkers bestimmten, festen Potential. Gleichzeitig ist das Potential am Anschlusspunkt M der zweiten Kondensatorelektrode durch die am Spannungsteilerwiderstand 103 entstehende Teilspannung festgelegt. Dadurch ist die am Kondensator 107 herrschende Spannung bestimmt.

Wenn im Zeitpunkt T2 bei 360° oder 720° KW die zweite Schaltspannung 81 auf positive Potentialwerte hochspringt und dabei den Aufladevorgang durch Sperren der Aufladestromquelle A beendet, wird bei N zwar ein Strom Is von endlichem Wert in den Operationsverstärker P1 eingespeist, das Potential des Punktes N ändert sich dabei jedoch nicht. Der mit B angedeutete Ausgang des Operationsverstärkers nimmt dabei nämlich ein so niedriges Potential an, dass die beiden Darlington-Transistoren T8 und T9 gesperrt werden und somit auch der Aufladestrom Ia ausgeschaltet wird. Wenn der Transistor T10 nicht vorhanden wäre, so würde der Punkt M hierbei Null-Potential annehmen, was zur Folge hätte, dass die Ladung auf dem Kondensator 107 stark verändert würde, wodurch sich beim anschliessenden Wiedereinschalten des Aufladestromes die oben erwähnte Verzögerung ergeben würde. Der als Emitterfolger arbeitende Transistor T10 sorgt nun anstelle

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der gesperrten Darlington-Transistoren T8 und T9 dafür, dass das Potential des Punktes M näherungsweise auf dem durch die Spannungsteilerwiderstände 108 und 103 eingestellten Wert gehalten wird und sich demzufolge die auf dem Kondensator 10? sitzende Ladung nur sehr wenig ändern kann. Beim Einschalten des Aufladestromes Ia braucht der Punkt M nur einen Potentialhub von der Grosse der Emitter-Basis-Schwellspannung des Transistors T10 zu durchlaufen, bis der Aufladestrom den vollen Wert erreicht. Daher geht der Einsehaltvorgang sehr schnell vor sich. Durch den Widerstand 108 wird zudem die durch den Kondensator 107 verursachte Verzögerung noch weiter verringert.

Zur Verwirklichung der oben genannten zweiten Alternative, bei welcher der Entladestrom Ie im umgekehrten Verhältnis zu der vom Luftmengenmesser festgestellten Ansaugluftmenge eingestellt wird, ist die in Fig. 2 bei E angedeutete Entladestromquelle in integrierter Schaltung nach Fig. 5 vorgesehen. Im einzelnen enthält die Entladestromquelle nach Fig. 5 einen ersten Operationsverstärker P2 und einen zweiten Operationsverstärker P3, von denen der erste Operationsverstärker P2 wie der Operationsverstärker P1 der Ladestromquelle nach. Fig. 4 aufgebaut ist, jedoch keine Einrichtung zur taktweisen Steuerung enthält. Er ist an seinem Plus-Eingang über einen Begrenzungswiderstand 121 an den Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstande 123 angeschlossen. An seinem bei B angedeuteten Ausgang liegt die Basis eines Transistors T18, der zusammen mit einem Transistor T19 eine Darlington-Schaltung bildet und den eingeprägten Entladestrom Ie für den Speicherkondensator C nach Fig. 2 liefert. Im Punkt H ist an den Emitter des Transistors T19 eine Elektrode des in Rückkopplungszweig angeordneten Integrations-Kondensators 127 angeschlossen. Vom Ausgang des Operationsverstärkers P2 zur Plusleitung 35 führt ein Widerstand 124. Der Minus-Eingang des Operationsverstärkers P2 liegt am Verbindungspunkt M. *sofern der Widerstand 108 gleich Null ist*

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Der zweite Operationsverstärker P3 ist mit seinem Plus-Eingang an den verstellbaren Abgriff 16 des mit der Stauklappe 15 zusammenarbeitenden Potentiometers 17 verbunden, das in Reihe mit einem Widerstand 126 sowie einem Widerstand 129 als Spannungsteiler zwischen die Plusleitung 35 und die Minusleitung 36 gelegt ist.

Vom Verbindungspunkt des Potentiometers 1? mit dem Teilerwiderstand 126 führt ein Widerstand 128 zu dem am Plus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 liegenden Spannungsteiler 122, 123 und dem Kompensationswiderstand 121 und außerdem ein weiterer Widerstand 130 zum Pluseingang des zweiten Operationsverstärkers P3· Dessen Minus-Eingang ist mit seinem Ausgang verbunden, an welchem ein weiterer Integrationskondensator 131 und ein Widerstand 132 angeschlossen ist, welcher zum Verbindungspunkt M und zum Minus-Eingang des ersten Operationsverstärkers P2 führt.

Die Widerstände 121 und 128 dienen zur Kompensation und sind im Idealfall stromlos. Das Potential am Verbindungspunkt H der beiden Widerstände 128 und 13O liegt somit auch am Plus-Eingang des Operationsverstärkers P2. Dieser arbeitet als Spannungsfolger und erzwingt das gleiche Potential an dem Verbindungspunkt M, an welchen auch der die Höhe des Entladestromes Ie bestimmende Widerstand 132 angeschlossen ist. Der zweite Operationsverstärker P3 arbeitet ebenfalls als Spannungsfolger bzw. als Impedanzwandler. Er überträgt das Potential des nur wenig belastbaren Spannungsteiler-Abgriffs 16 an das mit dem Kondensator 131 verbundene Ende des Widerstandes 132, .so dass an diesem praktisch die zwischen dem Potentiometer-Abgriff 16 und dem

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. Anschlußpunkt H entstehende Steuerspannung U entsteht.- Daher wird der Emitterstrom des

Darlington-Transistors allein durch die Steuerspannung Us und den Widerstand 132 bestimmt. Im Kollektorzweig der Darlington-Transistoren T18 und T19 ergibt sich somit ein eingeprägter Entladestrom Ie für den Speicherkondensator, welcher umgekehrt proportional zur gemessenen Ansaugluftmenge ist.

Die beiden Widerstände 126 und 129 können zusammen mit dem Potentiometer 17 als bauliche Einheit ausgebildet werden, die im Luftmengenmesser untergebracht und unabhängig von der elektronischen Steuereinrichtung abgeglichen werden kann. Mit den beiden Widerständen 126 und 129 kann der Potentialbereich, innerhalb dessen die Punkte H und M liegen können, so festgelegt werden, dass auch bei niedrigen Batteriespannungen an keinem der beiden Operationsverstärker P2 und P3 der Eingangs-Gleichtaktbereich überschritten wird. Dies ist besonders angesichts der grossen Luftmengenvariation von 1:40 zwischen Leerlauf und Höchstlast besonders wichtig. Durch die Hochlegung des Potentials am Verbindungspunkt H wird ausserdem erreicht, dass der Scheitelwert der Kollektor-Emitter-Spannung an den Darlington-Transistoren T18, T19 nicht zu hoch wird. Die beiden Kondensatoren 127 und 131 unterdrücken wirkungsvoll die Schwingneigung der beiden Operationsverstärker. Der Widerstand 121 sorgt in Verbindung mit den übrigen Widerständen für die Ausschaltung des Einflusses der Eingangsströme des ersten Operationsverstärkers P2 auf den Entladestrom Ie. Näherungsweise gilt, dass die Grosse des Widerstandes 121 der Grosse des Widerstandes 132 vermindert um die Grosse des Widerstandes 128 und weiterhin vermindert um die Grosse des Vorwiderstandes 126 entspricht. Hit den Widerständen 122 und 123 können die Offset-Spannungen der beiden Operationsverstärker ausgeglichen werden,

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indem aus diesem Spannungsteiler gerade so viel Strom über den Widerstand 128 in den Punkt H eingespeist wird, dass an der Reihenschaltung aus dem Widerstand 128 und dem Innenwiderstand der aus den Widerständen 126, 129 und dem Potentiometer bestehenden Anordnung'eine Spannung abfällt, welche der .Differenz beider Offset-Spannungen der Operationsverstärker entspricht. Wenn diese Bedingung erfüllt ist und wenn ausserdem der Wert des Widerstandes 121 richtig gewählt ist, so fliesst im Emitter des Darlington-Transistors T19 der gewünschte Entladestrom Ie, welcher dem Quotienten aus der Steuerspannung Us und dem Widerstand 132 entspricht.

Durch die dem Steuermultivibrator 23 in der Anordnung nach Fig. nachgeschaltete Impulsverlängerungsstufe 24 ergibt sich die Möglichkeit, mehrere, von den jeweiligen Betriebsbedingungen der Brennkraftmaschine abhängende Korrekturen in einfacher Weise anzubringen, wie weiter unten noch näher dargelegt werden wird. Aus Kennfeldmessungen hat sich ergeben, dass bei einer von einer Stauklappe 15 gesteuerten Benzin-Einspritzanlage eine Drehzahlkorrektur vorgesehen werden muss, die jedoch nur dann wirksam sein soll, wenn die Drosselklappe 14 über einen bestimmten Winkel hinaus geöffnet ist, vorzugsweise mehr als 30° geöffnet ist. Eine solche Drehzahlkorrektur bei Vollast wird zweckmässig nicht erst in der Impulsverlängerungsstufe 24, sondern bereits in dem Steuermultivibrator 23 durchgeführt, weil die im Steuermultivibrator 23 durchgeführte Beeinflussung der Steuerimpulse sich multiplikativ infolge der Verlängerung in der Impulsverlängerungsstufe 24 auf die Öffnungsimpulse Jv auswirkt.

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Für die nachstehend anhand der Fig. 6 und der Fig. 9 näher erläuterte Drehzahlkorrektur bei Vollast ist folgender Funktionsverlauf als erwünscht unterstellt:

Bei Drehzahlen η über etwa 2000 U/min soll keine Beeinflussung der Einspritzdauer erfolgen. Hingegen soll bei Dr.ehzahlen unter 2000 U/min eine Abmagerung erfolgen, die mit fallender Drehzahl stetig zunimmt und bei 600 U/min einen Wert von 20 % erreicht und demzufolge die Einspritzzeit nur 80 % derjenigen beträgt, die sie ohne diese Korrektur bei der gleichen Ansaugluftmenge haben würde. Die Drehzahlkorrektur wird dadurch erreicht, dass im Steuermultivibrator 23 der dem Speicherkondenisator C zufliessende Aufladestrom Ia während der Aufladephase zeitabhängig dadurch beeinflusst wird, dass er nach Ablauf einer festgelegten Zeitspanne Tz auf einen kleineren Wert umschaltet und demzufolge die weitere Aufladung des Speicherkondensators langsamer erfolgt. Wie im Zeitschaubild nach Fig. 9 deutlicher erkennbar ist, wird die Drehzahlkorrektur im Prinzip in der Weise durchgeführt, dass mit Beginn der vom Frequenzteiler gesteuerten, im Zeitpunkt ti ausgelösten Aufladung des Speicherkondensators gleichzeitig eine monostabile Kippstufe getriggert wird, die während der fest eingestellten Verzögerungs-Zeitspanne Tz im metastabilen Zustand bleibt. Der Aufladestrom fliesst dann zunächst in der unkorrigierten Grosse Ia1 und lädt den SpeicherKonaensator auf eine linear ansteigende Spannung Uc auf. Nach Ablauf der Verzögerungszeit Tz fällt die monostabile Kippstufe in den ursprünglichen, stabilen Zustand zurück und verringert dabei den Aufladestrom auf eine Stärke Ia2, die wie in Fig. 9 angegeben, nur einen Bruchteil des anfänglichen Wertes Ia1 beträgt.

In Fig. 6 ist ein Schaltbild für eine nach Fig. 4 aufgebaute Aufladestromquelle wiedergegeben, welches eine von mehreren Möglichkeiten zur Realisierung der beschriebenen Korrekturfunktion enthält. Dort ist ein mit der Drosselklappe 14 ge-

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koppelter Schalter 140 vorgesehen, der sich in der dargestellten Schliesslage befindet, so lange die Drosselklappe geschlossen ist und erst dann geöffnet wird, wenn durch Niedertreten des Gaspedals der Öffnungswinkel der Drosselklappe grosser als gemacht und die Drehzahlkorrektur zur Wirkung gebracht wird. Als Kippstufe dient ein Transistor T14 vom npn-Typ, dessen Emitter an der Minusleitung 36 liegt. Er ist mit seiner Basis über eine Diode 141 mit der Sehaltspannung 81 unter Zwischenschaltung eines Widerstandes 142 und eines Kondensators 143 verbunden. Dieser Kondensator kann nur dann wirksam werden, wenn der Schalter 140 geöffnet ist. Dann kann er sich nämlich bei positiven Werten der Sehaltspannung 81 über den Widerstand 142, die Diode und den von der Basis des Transistors T14 zur Minusleitung führenden Basisableitwiderstand 144 aufladen. Sobald die Schaltspannung 81 beim Beginn des Ladungsvorgangs für den Speicherkondensator C im Zeitpunkt ti auf Null-Potential zurückspringt, sperrt die auf dem Kondensator 143 sitzende Ladung den Transistor 14 so lange, bis sich diese Ladung über den Widerstand 142 und den an die Plusleitung angeschlossenen Widerstand 145 ausgeglichen hat. Der an seinem Kollektor über einen Arbeitswiderstand 146 mit der Plusleitung 35 verbundene Transistor T14 lässt dann für die Dauer seiner Sperrung einen nachgeschalteten Transistor TI5 in den stromleitenden Zustand gelangen, der in diesem Zustand - gleichgültig ob er bei geschlossenem Drosselklappenschalter dauernd stromleitend gehalten wird oder nur während der Verzögerungszeit Tz bei geöffnetem Drosselklappenschalter sich in diesem Zustand befindet - über einen mit seinem Kollektor verbundenen Arbeitswiderstand 147 einen Parallelstrom zum Widerstand IO5 führt. Es stellt sich somit ein hoher Wert Ia1 des Aufladestromes Ia ein. Wenn nach Ablauf dieser Verzögerungszeit der Transistor T14 - bei geöffnetem Drosselklappenschalter 140 - erneut stromleitend wird, sperrt er den Transistor TI5, so dass der Aufladestrom Ia für den Speicherkondensator C in der in Fig. 9 angedeuteten Weise auf einen

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wesentlich geringeren Wert Ia2 reduziert wird und demzufolge die Spannung Uc am Speicherkondensator C nur entsprechend langsamer ansteigt. Die Spannung Uc erreicht demzufolge nach der ausgezogenden Linie in Fig. 9 am Ende des Aufladevorgangs im Zeitpunkt t2 einen Wert, welcher wesentlich niedriger liegt als derjenige, der bei unwirksamer Drehzahlkorrektur, d. h. bei geschlossenem Drosselklappenschalter 140 erreicht würde. Für den in Fig. 9 verwendeten Zeitmaßstab ist unterstellt, daß die Brennkraftmaschine mit einer Drehzahl η = 1250 U/min läuft und daß demzufolge die für die Aufladung zur Verfugung stehende Periode Tp = 1/2 η = 240 Millisekunden (msec) beträgt. Wenn die Drehzahlkorrektur oberhalb von 2000 U/min unwirksam sein soll, muß die Verzögerungszeit Tz 15 Millisekunden betragen.

Während beim vorher beschriebenen Ausführungsbeispiel der Aufladestrom Ia nach Ablauf der Verzögerungszeit Tz dadurch reduziert wird, daß der mit der Minusleitung 36 verbundene npn-Transistor 15 gesperrt wird, kann man den gleichen Erfolg auch mit einer Schaltungsanordnung nach Fig. 7 erzielen.

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Dort ist der Operationsverstärker P1 zusammen mit den beiden,den Aufladestrom Ia liefernden Darlington-Transistoren T8 und T9 im wesentlichen gleich aufgebaut wie in Fig. 4. In der Anordnung nach Fig. 7 kann der als monostabile Kippstufe wirkende Transistor T14 wie in Fig. 6 mit seinem Emitter an die Minusleitung 36 angeschlossen sein und dann mit dem bei stark geöffneter Drosselklappe offenen Drosselklappenschalter 140 in der beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 angegebenen Weise zusammenarbeiten. Abweichend vom vorigen Ausführungsbeispiel ist der Kollektor dieses Transistors über einen Widerstand 152 mit dem Kollektor eines Transistors T16 verbunden, dessen Emitter für die hier zunächst behandelte Verwendung des Drosselklappenschalters 140 als fest verbunden mit der Plusleitung 35 zu denken ist. Die Basis dieses Transistors soll mit der Plusleitung 35 über einen Widerstand 153 verbunden und der hier zunächst nicht weiter interessierende Schalter 160 geöffnet oder nicht vorhanden sein. Mit dem Kollektor des Transistors T16 ist ein einstellbarer Widerstand 155 verbunden. Der Transistor T16 ist immer dann gesperrt, wenn der Transistor T14 gesperrt ist, d.h. bei . geöffnetem Drosselklappenschalter 140 während der Verzögerungszeit Tz. Wenn der Transistor T16 jedoch leitend ist, speist

einen er über den Widerstand 155 an dem Verbindungspunkt M-fzusätzlichen Strom ein, um welchen sich der von den beiden Darlington-Transistoren T8 und T9 gelieferte Aufladestrom Ia in seinem Wert verringert.

Die gleiche Korrekturfunktion bei an seinem Emitter mit der Minusleitung 36 verbundenem Transistor T14 lässt sich erzielen, wenn anstelle des Drosselklappenschalters 140 ein ebenfalls bei geöffneter Drosselklappenstellung in seiner Offenstellung befindlicher anderer Drosselklappenschalter 160 verwendet wird, welcher parallel zu dem Basisableitwiderstand 153 liegt. Dieser hält unabhängig von den durch die Schalt .spannung 81 vom Transistor T14 bewirkten Schaltvorgängen

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den Transistor T16 gesperrt und bewirkt dadurch den vollen Wert Ia1 des Aufladestroms Ia, solange er sich infolge einer unterhalb von JO liegenden Öffnung der Drosselklappe 14 in seiner Schließstellung befindet.

Anstelle der beiden beim Öffnen der Drosselklappe in die Offenstellung gelangenden Drosselklappenschalter 140 oder 160 kann man einen Drosselklappenschalter der bei 161 oder 162 angedeuteten Art verwenden. Beide Schalter gehen in ihre Schließstellung, wenn die Drosselklappe 14 über 30 hinaus geöffnet wird. Von den beiden Schaltern 161 ist jeweils nur der mit dem Emitter des Transistors T14 in Reihe liegende Schalter 161 oder der mit dem Emitter des Transistors T16 in Reihe liegende und an die Plusleitung 35 angeschlossene Drosselklappenschalter 162 erforderlich.

Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 8 stellt eine Abwandlung der Drehzahlkorrektur-Schaltung nach Fig. 6 dar, bei welcher bei fehlendem Drosselklappenschalter 140 der gleich wirkende Drosselklappenschalter 160 in der Verbindungsleitung zwischen der Plusleitung 35 und dem Widerstand 163 angeordnet ist. Darüberhinaus ist als eine von zwei weiteren Alternativen vorgesehen, dass bei festem Anschluss des Widerstandes 163 an die Plusleitung in der Emitterzuleitung des Transistors T14 der Schliesserschalter 161 angeordnet ist. Als dritte Alternative ist bei fest mit der Minusleitung 36 verbundenem Emitter des Transistors T14 vorgesehen, dass zwischen dem Widerstand 145 und der Plusleitung 35 der Drosselklappenschalter 162 angeordnet ist, welcher dann in seine Schließlage gelangt, wenn die Drosselklappe 14 über 30° geöffnet wird.

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Der am Kollektor des Transistors T6 zur Verfügung stehende Steuerimpuls Jo wird in der nachfolgenden Impulsverlängerungsstufe 24 um einen konstanten Faktor f verlängert, wobei dieser Faktor etwa bei f= 2 ist. Die Impulsverlängerungsstufe erlaubt es in einfacher Weise weitere Korrekturen anzubringen, beispielsweise eine Startanhebung der Einspritzmenge oder eine temperaturabhängige Warmlaufanreicherung oder einer lastabhängige Korrektur, mit welcher die Luftzahl X. lastabhängig verändert werden kann.

Die Impulsverlängerungsstufe (Multiplizier stufe) 24 ist im Prinzip aufgebaut wie der Steue!multivibrator 23 nach Fig. 2. In Fig. 10 sind deshalb diejenigen Bauteile, die mit Fig. 2 übereinstimmen, mit gleichen Bezugszeichen wie dort versehen. Ein wesentlicher Unterschied gegenüber dem Steuermultivibrator nach Fig. 2 besteht jedoch bei der Impulsverlängerungsstufe 24 darin, daß der Kondensator C nicht während der drehzahlabhängigen Periode Tp = 1/2 n, sondern während der kürzeren, luftmengenabhängigen und drehzahlabhängigen Dauer To der Steuerimpulse Jo mit konstantem Ladestrom Ia aus der Aufladestromquelle A geladen wird. Unmittelbar an den Steuerimpuls Jo schließt sich der Entladevorgang des Kondensators C an, der mit einem ebenfalls konstanten, von der Entladestromquelle E gelieferten Entladestrom Ie erfolgt.

Beide Stromquellen können im Prinzip nach Fig. 4 oder nach Fig. 5 ausgebildet sein. Um die prinzipielle Funktion der Korrekturen in der dargestellten Form z. B. mit der Stromquelle nach Fig. 4 zu erzielen, müßten die X *"

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Korrektur sowie die Start- und Nächstartanhebung (26 u. 27) auf den Verbindungspunkt der Widerstände 101 und 103 wirken, während die Warmlaufkorrektur 28 auf den Emitter von T9 (Punkt M) wirken müßte. Im Falle der Verwendung als Entladestromquelle könnten in Fig. 4 der Widerstand 108 und der Transistor TiO sowie dessen Kollektorwiderstand entfallen.

Der Steuerimpuls wird der Impulsverlängerungsstufe an der Klemme 165 zugeführt. An dieser Klemme liegt die Anode einer Diode 166, welche die positiven Steuerimpulse Jo auf eine Leitung 167 weitergibt, welcher auch die von der Impulsverlängerungsstufe gelieferten Verlängerungsimpulse über eine zweite Diode 168 zugeführt und zu einem Summenimpuls Js zusammengesetzt werden.

Zusätzlich zu den bereits im Steuermultivibrator nach Fig. 2 bzw. den Fig. 4- und 5 vorgesehenen Bauelementen ist zum Schutz gegen Spannungsdurchbrüche eine Stufe vorgesehen, welche zwei in ihrer Durchlaßrichtung als Dioden betriebene Transistoren T21 und T22 enthält, die hintereinander geschaltet sind und dabei in Reihe mit einem Widerstand 170 liegen, der an die Minusleitung angeschlossen ist. Mit dem Emitter des Transistors T22, der ebenso wie der Transistor T21 eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke aufweist, ist ein Transistor T23 verbunden, welcher zusammem mit einem ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistor T24 in Darlington-Schaltung betrieben wird, wobei die beiden Kollektoren der Transi-

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stören T23 und T24 mit der Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors T2 und einer der beiden Elektroden des Speicherkondensators C verbunden sind, während der Emitter des Transistors T24- zur Entladestromquelle E in Reihe geschaltet ist. Durch diese Stufe wird erreicht, daß beim Umschalten auf den Entladevorgang, bei welchem die beiden Transistoren T1 und T11 stromleitend werden, die Spannung zwischen Kollektor und Emitter der Transistoren T24 und T23, sowie die Spannung an der Entladestromquelle E die Batteriespannung der Plusleitung 35 nicht überschreiten kann und demzufolge die als integrierte Schaltung ausgeführte Entladestromquelle keiner zu hohen Spannung ausgesetzt wird.

In der Anordnung nach Fig. 10 ist ein lastabhängiger Geber 26 vorgesehen, der einen mit der Drosselklappe gekuppelten, dreistufigen Schalter hat, dessen Schaltarm 171 über einen Widerstand 172 mit einem Steuereingang der Aufladestromquelle A verbunden ist. Der Schaltarm 171 ist für Leerlaufstellung der Drosselklappe wiedergegeben; er nimmt im Teillastgebiet die Mittelstellung ein, bei welcher er den Widerstand 172 mit einem Abgleichwiderstand 173 verbindet, der an die Plusleitung 35 angeschlossen und derart bemessen ist, daß dann der Aufladestrom Ia auf geringste Abgasmenge festgelegt ist. In der am weitesten rechts liegenden Schalterstellung wird Volllast signalisiert und der Aufladestrom Ia zur Erzielung eines überfetteten Gemisches beträchtlich angehoben.

An den gleichen Steuereingang der Aufladestromquelle A ist über einen Widerstand 175 und eine Diode 176 ein Ge-

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ber 27 angeschlossen, der jeweils nur beim Starten der Brennkraftmaschine betätigt wird und nach dem Ende des Startvorgangs für eine Dauer von etwa 20 Sekunden den Aufladestrom Ia vergrößert. Dieser Geber hat eine mit einem nicht dargestellten Anlaßschalter verbundene Eingangsklemme 1771 von welcher ein Widerstand 178 zur Basis eines npn-Transistors T27 führt, dessen Emitter an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. An den Kollektor dieses Transistors ist über einen Widerstand die Basis einen pnp-Transistors T28 angeschlossen, der zusammen mit einem Transistor T29 des gleichen Typs, einem einstellbaren Widerstand 179 sowie einem Kondensator 180 einen Miller-Integrator bildet. Beim Starten der Brennkraftmaschine gelangt die Klemme 177 an Plupotential, der Transistor T27 wird stromleitend und macht dann auch die beiden Transistoren T28 und T29 stromleitend. Hierbei wird sichergestellt, daß ein den Aufladestrom Ia vergrößernder Steuerstrom über die Diode 176 und den Widerstand 175 zur Aufladestromquelle A fließt. Außerdem wird erreicht, daß der Kondensator 180 praktisch vollkommen entladen wird. Nach Beendigung des Startvorgangs wird die Klemme 177 spannungslos und der Transistor T27 geht in seinen ursprünglichen gesperrten Zustand zurück. Hierbei setzt ein infolge der Gegenkopplung über die Transistoren relativ langsamer AufladeVorgang ein, bei dem das Potential der mit dem Kollektor des Transistors T29 verbundenen Elektrode des Kondensators 180 näherungsweise linear gegen das Potential der Minusleitung 36 absinkt.

Die Höhe des Aufladestromes hängt von dem zwischen der Plusleitung und der Basis des Transistors T28 angeordne-

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ten, einstellbaren Widerstand 179 ab und entspricht dem Quotienten aus der Summe der beiden Flußspannungen der Transistoren T28 und T29 und dem Wert des Widerstandes 179· Hierdurch ergibt sich eine sehr genaue Einstellbarkeit für die Dauer der Nächstartanhebung, die dann beendet ist, wenn das Potential der mit dem Widerstand 175 verbundenen Elektrode einen von der Aufladestromquelle A vorgegebenen Scb'-/ellwert unterschreitet, so daß die Diode 176 sperrt. Während dieser Zeitdauer nimmt die durch den Widerstand 175 einstellbare Nächstartanhebung kontinuierlich ab.

Die in Fig. 10 durch den Temperaturgeber 28 angedeutete Korrektur wird im Gegensatz zu den vorher beschriebenen an der Entladestufe E durchgeführt. Der Temperaturgeber 28 enthält einen mit dem Kühlwasser der Brennkraftmaschine in wärmeleitender Verbindung stehenden NTC-Widerstand 182, der zusammen mit einem einstellbaren Widerstand 183, einer Diode 184 und einem zweiten einstellbaren Widerstand einen zwischen der Plusleitung 35 und der Minu.sleitung 36 angeordneten Spannungsteiler bildet. Hit dem zweiten einstellbaren Widerstand 185 ist die Basis eines mit seinem Kollektor unmittelbar an die Plusleitung 35 angeschlossenen Transistors T30 vom npn-Typ verbunden. Von seinem mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 186 verbundenen Emitter führt ein einstellbarer dritter Widerstand 187 und eine Diode 188 zum Steuereingang der Entladestromquelle E. Der NTC-Widerstand 182 hat die Wirkung, daß mit steigender Betriebstemperatur der Brennkraftmaschine der zunächst verhältnismäßig kleine Entladestrom erhöht wird, wodurch sich die einzelnen Entladevorgänge schneller abspielen können, als im noch nicht betriebswarmen Zustand der Brennkraftmaschine. Infolge der Beschleunigung der Entladevorgänge ergibt sich ein mit der Betriebstemperatur sinkender Verlängerungsfaktor f.

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Bei konstanter Dauer der elektrischen Öffnungsimpulse ist die Öffnungsdauer der Einspritzventile von der jeweiligen Höhe der Batteriespannung abhängig. Durch die in Fig. 1 bei 25 angedeutete Spannungskorrekturstufe werden die an den Ventilen wirksamen Öffnungsimpulse derart gesteuert, dass die Öffnungsdauer der Ventile und demzufolge auch die abgespritzte Benzinmenge sich mit der Batteriespannung nicht ändert. Die Spannungskorrekturzeit muss additiv verlängernd auf die Öffnungsimpulse wirken, weil die Anzugszeit der Ventile länger als ihre Abfallzeit ist. Während die Abfallzeit der Ventile praktisch spannungsunabhängig ist, steigt die Anzugszeit mit kleiner werdender Batteriespannung an. Demzufolge muss die Spannungskorrekturzeit ebenfalls ansteigen.

Die in ihrem Schaltbild in Fig. 11 näher dargestellte Spannungskorrekturstufe 25 ist folgendermassen aufgebaut:

An die mit den beiden, als ODER-Glieder wirkenden Dioden 166 und 168 verbundene Leitung 167 ist über einen Widerstand 190 die mit der Minusleitung 36 über einen Widerstand 191 verbundene Basis eines Transistors T31 vom npn-Typ angeschlossen, dessen Emitter unmittelbar mit der Minusleitung verbunden ist. An den über einen Arbeitswiderstand 192 mit der Plusleitung 35 verbundenen Kollektor dieses Transistors ist die Basis eines ebenfalls zum npn-Typ gehörenden Transistors T32 angeschlossen, dessen Emitter ebenfalls direkt an der Minusleitung 36 liegt. Vom Kollektor des Transistors T32 führt ein Widerstand 193 zu einem mit der Plusleitung 35 verbundenen Widerstand 19^ und zum Emitter eines Transistors T33i der als Zenerdiode betrieben wird und deshalb eine kurzgeschlossene Basis-Kollektor-Strecke hat. Von dort führen zwei zur Temperaturkompensation dienende, .ebenfalls als Dioden, jedoch in ihrer Durchlassrichtung betriebene Transistoren T34 und T35 ^zur Minusleitung 36. An den Verbindungspunkt des zum Transistor T33 gehörenden Emitters und der beiden Widerstände 193 und 194- ist die Basis sowie der Kollektor eines ebenfalls als Diode in Durchlassrichtung

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betriebenen Transistors T36 angeschlossen. Der Emitter dieses Transistors liegt zusammen mit dem Emitter eines weiteren Transistors T37 an einem mit der Minusleitung J>6 verbundenen Kondensator 195> zu welchem ein einstellbarer Widerstand 196 parallel geschaltet ist. Die Basis des Transistors T37 liegt am Verbindungspunkt zweier Spannungsteilerwiderstände 197 und 198. Sein Kollektor ist mit der Basis eines pnp-Transistors T38 verbunden, dessen Emitter unmittelbar an der Plusleitung 35 liegt und dessen Kollektor über einen Widerstand 201 mit der Kathode einer Diode 202 und der Basis eines Transistors T39 vom npn-Typ verbunden ist, der an seiner Basis über einen Widerstand 203 an die Minusleitung 36 angeschlossen ist. Mit dem über einen Arbeitswiderstand 204 an die Plusleitung 35 angeschlossenen Kollektor des Transistors T39 ist die Basis eines ebenfalls mit seinem Emitter unmittelbar an der Minusleitung liegenden Transistors T40 verbunden. Dieser ist mit seinem Kollektor an die gleichen zueinander in Reihe liegenden Widerstände 205 und 206 angeschlossen, wie der Transistor T41, dessen Basis über einen Widerstand 207 mit der die verlängerten Impulse Js führenden Leitung 167 verbunden ist. Mit den beiden Widerständen 205 ^und 206 ist die Basis eines pnp-Transistors T42 verbunden, von dessen Kollektor drei in Reihe geschaltete Widerstände 208, 209 und 210 zur Minusleitung 36'führen. An seinem Kollektor ist ausserdem die Basis eines an seinem Kollektor direkt mit der Plusleitung 35 verbundenen npn-Transistors T43 angeschlossen, der als Emitterfolger arbeitet und mit seinem Emitter über zwei zueinander in Reihe liegende Arbeitswiderstände 211 und 212 an der Minusleitung 36 liegt. Über eine mit den beiden Widerständen 211 und 212 verbundene Leitung 213 können die aus dem Steuerimpuls Jo. dem von der Verlängerungsstufe erzeugten Verlängerungsimpuls und die von der Spannungskorrekturstufe gelieferten Öffnungsimpulse Jv der nachfolgenden Leistungsstufe 10 zugeführt werden. An den Verbindungspunkt der beiden Widerstände 209 und 210 ist die Basis eines Transistors T44 angeschlossen, an dessen Kollektor die Anode der Diode 202.

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und ein zur Plusleitung 35 führender Arbeitswiderstand 215 angeschlossen ist.

Die auf der Leitung 167 entstehenden, aus den Steuerimpulsen Jo des Steuermultivibrators 23 und den Verlängerungsimpulsen der Impulsverlangerungsstufe 24 sich zusammensetzenden Impulse Js gelangen über den Widerstand 190 an die Basis des Transistors T31 und machen diesen für die Dauer dieser Impulse stromleitend, sperren hingegen den Transistor T32, der in den Impulspausen stromleitend ist. Dann kann sich der Kondensator 195 auf die zwischen der Basis des Transistors T36 und der Minusleitung entstehende, temperaturkompensierte Referenzspannung aufladen. Dadurch steigt das Emitterpotential am Transistor T37 über das an seiner Basis mit den Teilerwiderständen 197 und 198 eingestellte Potential an, so dass der Transistor T37 und der mit seiner Basis an dessen Kollektor angeschlossene Transistor T38 gesperrt werden. Der nachgeschaltete Transistor T39 sperrt jedoch nur dann, wenn der Transistor T44 stromleitend ist, d.h. solange auf der Leitung 167 ein Impuls vorhanden ist. Durch einen solchen Impuls werden gleichzeitig der Transistor T41 und demzufolge auch die Transistoren T42 und T4J stromleitend gemacht. Da gleichzeitig der Transistor T39 gesperrt ist und der Transistor T40 leitend, können eventuell auftretende zeitliche Lücken, die zwischen den Steuerimpulsen Jo und den Verlängerungsimpulsen der Impulsverlängerungsstufe entstehen, nicht bis zur Ausgangsleitung 213 gelangen.

Unmittelbar nach dem Ende der Impulse Js sperrt der Transistor T31 und der Transistor T32 wird stromleitend, wodurch der als Diode betriebene Transistor T36 gesperrt wird. Der inzwischen auf die batteriespannungsunabhängige Referenzspannung aufgeladene Kondensator 195 kann sich von jetzt ab über den Widerstand 196 auf ein zur Batteriespannung proportionales Potential,

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das von den Widerständen 197 und 198 bestimmt wird, entladen. Die hierfür benötigte Entladezeit ist daher batteriespannungsabhängig. Am Ende der Entladung wird der Transistor T37 und demzufolge auch der Transistor T38 sowie der Transistor T39 stromleitend, wobei die Transistoren T40 und T42 sowie T43 gesperrt werden. Dann ist der seither laufende, nun jedoch spannungskorrigierte Öffnungsimpuls Jv zu Ende.

Die Diode ?02 und der Transistor ΤΛ4 bilden zusammen mit dem Transistor T39 eine Kippstufe, mit der verhindert wird, daß die negative Flanke der Abschaltspitze der Magnetventile 2 die Spannungskorrekturstufe 25 erneut auslöst.

Im Blockschaltbild nach Fig. 1 ist parallel zu der Frequenzteilerstufe und dem nachgeschalteten Steuermultivibrator 23 eine Impulszeitbegrenzerstufe 29 vorgesehen, welche sicherstellt, daß bei etwa auftretenden mechanischen oder elektrischen Schaden, beispielsweise einem Massekurzschluß am Punkt H des Potentiometers 17 oder bei Unterbrechung der Verbindung zur Plusleitung 35, die Impulsdauer To der Steuerimpulse Jo 4,5 Millisekunden nicht überschreiten kann. Hierzu ist die Kippdauer der instabilen Kippvorgänge der Impulsformerstufe 21 auf die gleiche Dauer durch geeignete Wahl des vom Transistor 45 in den Kondensator 46 eingespeisten Stromes eingestellt. Hierdurch wird eine sonst erforderliche Zeitstufe eingespart. Die Impulszeitdbegrenzung bewirkt ein Transistor T45, der mit seinem Kollektor an dem die Ausgangsklemme des Steuermultivibrators 23 bildenden Kollektor des Transistors T6 angeschlossen ist. Der Begrenzertransistor T45 ist nur während der Kippdauer des zur Impulsformerstufe 21 gehörenden, aus den Transistoren 44 und 45 gebildeten, monostabilen Multivibrators gesperrt

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Stuttgart

und schließt den Ausgang des Steuemultivibrators 23 kurz, sobald diese Kippdauer von 4,5 Millisekunden abgelaufen ist. Hierdurch ergibt sich eine sehr einfache, aber wirkungsvolle Sicherung dagegen, daß in einem Schadensfalle wesentlich zu große Einspritzmengen in die Brennkraftmaschine gelangen können.

Bei der Schaltung nach Pig. 5_? die eine bevorzugte Ausführungsform für eine im Steuermultivibrator 23 vorzusehende Entladestromquelle darstellt, weist der mit der Stauklappe 15 veränderbare Widerstand 17 drei über die Länge seiner Viderstandsbahn verteilt angeordnete, als Stützstellen wirkende Anschlüsse auf, die mit je zwei von insgesamt vier in Reihe liegenden Widerständen 148, 149, 150 und 151 verbunden sind. Die Widerstände sind so ausgewählt, daß sich ein exponentieller Verlauf des eingestellten Widerstandswertes in Abhängigkeit vom Verstellweg ergibt. Zur besseren Approximation an den angestrebten Verlauf im Bereich zwischen jeweils zwei Stützstellen ist parallel zu dem eingestellten Teilwiderstand ein Belastungswiderstand 130 vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungspunkt H und andererseits mit dem Abgriff 16 verbunden ist.

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Claims

Robert Bosch GmbH - R. 33U7 StUttgart 3^ 9.8.76 Lr/Do 226S225 Ansprüche

1. Elektrisch gesteuerte Kraftstoffeinspritzanlage für eine mit einer Zündanlage, insbesondere irit einer Batteriezündanlage ausgerüstete Brennkraftmaschine mit wenigstens einem elektromagnetisch betätigbaren Einspritzventil - vorzugsweise mit mehreren Einspritzventilen, von denen je mindestens eines jeweils einem der Zylinder zugeordnet ist - und mit einem zur Magnetisierungswicklung des Ventils in Reihe liegenden Leistungstransistor sowie mit einer diesem vorgeschalteten, als Steuermultivibrator ausgebildeten Transistorschalteinrichtung, die synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine durch einen der Ausgangsimpulse einer an die Zündanlage angeschlossenen, als bistabiler Multivibrator ausgebildeten Freuquenzteilerstufe unter gleichzeitigem Öffnen des Einspritzventils eingeschaltet und für eine die jeweilige Einspritzmenge bestimmende, von einer Betriebsgröße der Brennkraftmaschine, vorzugsweise von deren Ansaugluftmenge abhängige Zeitdauer in diesem Zustand gehalten wird, wobei der Freuquenzteilerstufe eine Impulsformerstufe vorgeschaltet ist, die eine Sicherungsstufe zur Unterdrückung von Fehlauslösungen verursachenden Störwellen aufweist (nach Patent 20 5^ U35»8—13)» dadurch gekennzeichnet, daß die Impulsformerstufe (21) einen auf eine festgelegte, vorzugsweise etwa U Millisekunden betragende Kippdauer eingestellten, monostabilen Multivibrator enthält, der einen ersten, im Ruhezustand gesperrten Transistor 0*3) und einen zweiten, im Ruhezustand stromleitenden Transistor (M), der mit seiner Basis über einen die Kippdauer bestimmenden Koppelkondensator [U6) an den Kollektor des ersten Transistors (h3) angeschlossen ist, sowie einen Ladetransistor (I45) umfaßt, der mit seiner durch einen Parallel-Widerstand 0*7) überbrückten Emitter-Basis-Strecke an den Kollektor des ersten Transistors (^3) angeschlossen und an seinem Kollektor über einen Widerstand (50) mit der gleichen

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Betriebsstromleitung (35) verbunden ist, an welche der Kollektor des zweiten Transistors (MO über einen Widerstand angeschlossen ist.

2. Einspritzanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Emitter des Ladetransistors C+5)> cLem Parallel-Widerstand (1+7) und einer der Elektroden des Koppelkondensators (Ηβ) ein Widerstand (U8) verbunden ist, der zur zweiten Betriebsstromleitung (36) führt, an welche die Emitter des ersten (k3) und des zweiten Transistors (MO angeschlossen sind.

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