DE2263757A1 - Digitale uebertragungsanlage mit frequenzgewichteter herabsetzung des rauschens - Google Patents

Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY A. S. Rosenbaum

Incorporated

NEW YORK, N. Y., 10007 USA

Digitale Übertragungsanlage mit frequenzgewichteter Herabsetzung

des Rauschens

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digitalumsetzer mit einer Schaltung zum Erhalt von augenblicklichen und zukünftigen Proben eines analogen Eingangs signals, mit einem Decodierer zur Erzeugung eines äquivalenten Analogsignals aus einem digitalen Code und mit einer ersten Summierschaltung zur Erzeugung von Quantisierungs-Abweichungsausdrücken, die sich auf die Differenz zwischen dem äquivalenten Analogsignal und der augenblicklichen Probe des analogen Eingangs signals gründen.

Bei Codierer für Pulscodemodulation (PCM) wird im allgemeinen ein Eingangsanalogsignal bei oder oberhalb der Nyquist-Gescirwindigkeit abgetastet. Die Abtastwerte , als Proben bezeichnet, werden dann einem Quantisierer zugeführt, dessen Eingangssignal-Bereich in eine willkürliche Anzahl von.Quantisierungsintervalle aufgeteilt ist. Das von dem Quantisierer erzeugte Ausgangssignal ist die digitale

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Darstellung desjenigen Quantisierungspegels, der der Probe am nächsten kommt. Bei anderen Arten von Quantisierern hängt das erzeugte digitale Signal nicht nur von dem absoluten Wert des Eingangssignals, sondern auch von der Differenz zwischen der augenblicklichen Probe und einem vorhergesagten Wert ab. In beiden Fällen ist der Quantisierungspegel oder der vorhergesagte Wert kaum in exakter Übereinstimmung mit dem analogen Eingangssignal, so daß eine Differenz zwischen den analogen Eingangssignalen und dem aus der digitalen Darstellung rekonstruierten Signal besteht. Diese Differenz wird als das'Quantisierungsrauschen" bezeichnet.

In digitalen Übertragungsanlagen kann die Information über vergangene Proben (Proben, die der gerade codierten vorhergehen) und zukünftige Proben (Proben nach der gerade codierten Probe) des Eingangssignals zur Codierung der augenblicklichen Probe in solcher Weise benutzt werden, daß das Quantisierungsrauschen verhindert wird. Im einzelnen geben zukünftige Proben dem Codierer Information über eine Änderung der Richtung des Eingangs signals, welches gerade vorliegt. Ebenso zeigen vergangene Proben die Richtung, welche das Signal zuvor genommen hat. Bei bekannten Codierern werden Quantisierungsfehler

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oder -Abweichungen deraufhin gespeichert und zur Veränderung der Quantisierungspegel in dem Quantisierer benutzt oder für die Vorhersage zuhilfe genommen, wie die nächste Pr obe sein wird. Wenn diese Quantisierungsabweichungen richtig gewichtet werden, können sie in einer Weise benutzt werden, die zu einer Verringerung des Quantisierungsrauschens in einem speziellen Frequenzband führt, wobei allerdings verstärktes Rauschen in anderen Teilen des Fr equenzspektrums inkauf genommen werden muß. In bekannten Codierern werden auch bereits zukünftige Proben zur Verbesserung der Fähigkeit des Quantisierers benutzt, zukünftige Proben vorherzusagen, so daß das mittlere quadratische Rauschen reduziert wird, welches das gesamte Rauschen in dem gesaraten Frequenz spektrum darstellt. Vom theoretischen Standpunkt aus scheint es effektiver zu sein, das Quantisierungsrauschen in einem speziellen Fr equenzband zu verringern und nicht das mittlere quadratische Rauschen - über das gesamte Spektrum, wobei sowohl vergangene als auch zukünftige Proben des Eingangs signals benutzt werden. Wenn zukünftige Proben durch die Verwendung der Speicherung und der Verzögerung verfügbar sind, ist es möglich, die augenblickliche Probe zu codieren und mehrere nachfolgende Proben gleichzeitig, d. h. die Eingangs-. proben können in Gruppen oder Blöcken codiert werden. Indem demnach

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vergangene und zukünftigeProben des analogen Eingangssignals verwendet werden, ist es möglich, eine blockweise Codierung des Eingangssignals mit verringertem Quantisierungsrauschen in einem speziellen Frequenzbereich durchzuführen. Dies trifft ohne Rücksicht auf die Art des verwendeten Codierers zu.

Demnach sind die bekannten Quantisierer darauf gerichtet, das gesamte mittlere quadratische Quantisierungsrauschen über das Frequenzspektrum zu verringern. Wenn die Abtastgeschwindigkeit weit oberhalb der Nyquist-Geschwindigkeit liegt, kommt ein wesentlicher Teil dieses Rauschens in einem Frequenzbereich oberhalb des Informationsbandes vor. Diese Verfahren zur Verringerung des Rauschens sind dann sowohl wenig wirksam als auch kompliziert und es wird eine teure Quantisierungs schaltung zur Beseitigung des Rauschens benötigt, welches sonst durch die Verwendung von Filter in einfacher Weise beseitigt werden könnte.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Analog-Digital-Umsetzer der eingangs angegebenen Art so auszubilden, daß das

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Quantisierungsrauschen im Informations-Frequenzbereich wirksam und auf einfache Weise beseitigt werden kann. Die gestellte Aufgabe wird dadurch gelöst, daß ein Vorspannungs-Computer M aufeinanderfolgende, zuvor erzeugte Quantisierungsabweichungsausdrücke gewichtet und zur Er zeugung von Rückkopplungsausdrücken miteinander kombiniert, daß Kombinationsschaltungen die augenblicklichen und zukünftigen Proben mit den Rückkopplungsausdrücken zur Er zeugung von Quantisierungseingangssignalen kombinieren, und daß eine Quantisierungsschaltung die Quantisierungseingangssignale in einen digitalen Code umsetzen, wobei die Quantisierungsschaltung eine Mehrzahl von Codierungsschwellen aufweist, die zur Verringerung des Frequenzgewichtungs-Quantisie rungsrauschens speziell ausgewählt sind.

Ein Aspekt der Erfindung liegt darin, daß ein praktisches System zur Blockcodierung eines Eingangs signals in solcher Weise geschaffen wird, daß das frequenzgewichtete Quantisierungsrauschen verringert wird.

Wie ausgeführt, ist die Erfindung auf die Verringerung des frequenzgewichteten Quantisierungsrauschens in einer digitalen Übertragung-

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anlage durch Wahl des Ausgangscodes gerichtet, und zwar gemäß vergangenen, augenblicklichen und zukünftigen Proben des Eingangssignals zusammen mit den möglichen Decodierer-Rekonstruktionen , welche dieses Rauschen möglichst klein machen. Dies hatte den Vorzug größerer Wirksamkeit, da alle verfügbare Information über das Signal und die Auswahl der möglichen Codierung verwendet wird, um das Rauschen in dem interessierenden Band ohne Rücksicht auf das verbleibende Frequenzspektrum angewendet wird. Nach der Erfindung kann auch die gleichzeitige Erzeugung von Gruppen von Ausgangsbits vorgenommen werden.

In einem Ausführungdbeispiel der Erfindung ist ein Deltemodulator vorgesehen, der die augenblicklichen, eine zukünftige und drei vergangene Abweichungen verwendet. In diesem Delta-Modulator wird ein analoges Eingangssignal an eine Abtastschaltung angelegt, welche die Probenahme bei mehrfacher Nyquist ge sch windigkeit vornimmt. Das Ausgangssignal der Abtastschaltung gelangt durch eine erste Verzögerungsleitung, welche das Signal um eine Abtastperiode verzögert . Wenn das Ausgangssignal dieser ersten Verzögerungsleitung als die vorliegende Probe definiert wird, dann stellt das Ausgangssignal der Abtastschaltung eine Probe dar,

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die um eine Abtastzeit in der Zukunft liegt. Die augenblickliche Probe und die zukünftige Probe werden, dann der ersten bzw. zweiten Summiereinrichtung zugeführt. Diese Summiereinrichtungen kombinieren algebraisch alle an ihren Eingängen anliegende Signale und führen die gleiche Funktion durch, wie die Summier schaltung in einem konventionellen Delta-Modulator. Die Ausgangs signale der ersten und zweiten Summiereinrichtung werden jeweils den beiden Eingängen eines zweidimensionalen Quantisierers zugeführt. Dieser Quantisierer erzeugt gleichzeitig zwei Ausgangsdigits in gmeinsamer Reaktion auf die Eingangs signale aus den beiden Summiereinrichtungen. Die Entscheidungsgrenzjaiin dem Quantisierer werden speziell so gewählt, daß eine Codierung erzeugt wird, welche das frequenzgewichtete Quantisierungsrauschen minimalisiert, wenn dieses in Verbindung mit einem Rückkopplungssignal verwendet wird, welches später beschrieben wird. Die beiden Ausgangssignale des Quantisierers werden daraufhin einem örtlichen Decodierer zugeführt, dessen Ausgangs signal ein analoges Äquivalent der digitalen Darstellung des Eingangs signals ist. Wie bei einem konventionellen Deltamodulator wird dieses Signal der ersten und zweiten Kombiniereinrichtung zugeführt,

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um ein Differenzsignal für den Quantisierer zu erzeugen. Jedoch wird das Ausgangssignal des Decodierers auch von der augenblicklichen Probe in einer Summiereinrichtung abgezogen. Dadurch wird ein Signal erzeugt, welches ein Äquivalent zu den augenblicklichen Quantisierungsfehlern bzw.-Abweichungen darstellt. Diese Quantisierungsabweichung wird an die Eingänge von zweiten, dritten und vierten Verzögerungsleitungen angelegt. Die zweite Verzögerungsleitung verzögert dieses augenblickliche Abweichungssignal um eine Abtastperiode, die dritte Verzögerungsleitung verzögert das Abweichungs signal um zwei Abtastperioden und die vierte Verzögerungsleitung um drei Abtastperioden. Das Ausgangssignal der zweiten Verzögerungsleitung gelangt durch einen ersten Multipli zierer, der es mit einem Faktor b (1) multipliziert. Das Ausgangssignal der dritten Verzögerungsleitung gelangt durch einen zweiten Multiplizierer, welcher es mit einem Faktor b (2) multipliziert. In gleicher Weise gelangt der Ausgang der vierten Verzögerungsleitung durch einen dritten Multiplizierer, welcher es um einen Faktor b(3) multipliziert. Die Ausgangssignale dieser drei Multiplizierer werden summiert und einerdritten Kombinierschaltung zugeführt. Zusätzlich werden die Ausgangs signale der zweiten, dritten und vierten Verzögerungsleitung jeweils durch vierte, fünfte und sechste Multiplizierer

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geschickt. Der vierte, fünfte und sechste Multiplizierer multipliziert die Ausgangssignale der Verzögerungsleitungen an die Faktoren b(2), b(3) bzw. b(4). Die Ausgangs signale des vierten, fünften und sechsten Multiplizierers werden ebenfalls summiert und der dritten Kombinier schaltung zugeführt.

Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß die Kombination der Verzögerungsleitungen und der Multiplizierer Information über die vergangenen Abweichungsausdrücke in dem Codierer erzeugen. Diese Ausdrücke üA>er zurückliegende Abweichungen werden dann mit den b-Koeffizienten multipliziert, welche zur Gewichtung ihres Ef fekts vorgesehen sind. Die b-Koeffizienten werden durch die Fourier-Koeffizienten der gewünschten Rauschabwehrfunktion bestimmt. Die dritte Kombinier schaltung erzeugt erste und zweite Rückkopplungssignale, die jeweils der ersten bzw. zweiten Kombiniereinrichtung zugeführt werden. Diese Rückkopplungssignale werden zur Änderung des Differenzsignals aus der ersten und zweiten Kombiniereinrichtung verwendet. Dieses korrigierte Ausgangs-

signal der Kombiniereinrichtung erzeugt in Verbindung mit den i

speziell gewählten Codiergrenzen in dem zweidimensionalen

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Quantisierer wirksamerweise Codekombinationen, welche von den vergangenen der augenblicklichen und zukünftigen Proben abhängt und wählt die Code-Kombination aus, welche das kleinste Quantisierungsrauschen in dem interessierenden Band ergibt.

Im Nachfolgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung besprochen. Dabei zeigt:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel als Blockschaltung;

Fig. 2 ein Diagramm der Grenzen in dem Quantisierer nach Fig. 1;

Fig. 3A ein Diagramm eines typischen Frequenzspektrums des Quantisierungsrauschens eines bekannten Delta-Modulators mit einem Sinuswellen-Eingangssignal;

Fig. 3B ein Diagramm einer typischen Rauschabwehrfunktion;

Fig. 3C ein Diagramm der b-Koeffizienten, entsprechend der Abwehrfunktion nach Fig. 3B;

Fig. 3D ein Diagramm eines typischen Frequenzspektrums des Quantisierungsrauschens unter Verwendung

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des Codierers nach Fig, 1;

Fig. 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung und

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung für große Blockgrößen.

Wie eingangs ausgeführt, versuchen die meisten bekannten Quantisierer jdas gesamte mittlere quadratische Quantisierungsrauschen zu verringern. Wenn jedoch die Abtastgeschwindigkeit weit oberhalb der Nyquist-Geschwindigkeit liegt, kommt ein Großteil dieses Rauschens in einem Frequenzband vor, welcher weit oberhalb des Informationsbandes ist und eventuell durch Filter in der Ausgangsschaltung beseitigt werden kann. Deshalb ist jedes Verfahren in einer digitalen Nachrichtenübertragungsanlage unwirtschaftlich, das die verfügbaren Codekombinationen zur Verringerung des Gesamtrauschens benutzt. Stattdessen sollten die Codekombinationen dazu benutzt werden, um das Rauschen nur in dem Frequenzband zu verringern, in welchem die Information enthalten ist, da das andere Rauschen durch die Anlagefilter beseitigt werden kann. Während nach dem Stand der Technik Verfahren zur Verringerung des

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Rauschens innerhalb des Bandes unter Benutzung von Ausdrücken für vergangene Abweichungen zu finden sind, werden bei der
Erfindung sowohl vergangene als auch zukünftige Proben des
Eingangssignals verwendet, um in weitem Maße das Rauschen
innerhalb des Bandes zu verringern. Dies wird durch Minimalisierung bei jeder Blockcodierung einer Schätzung der gewichteten Rauschkraft D durchgeführt. Diese Schätzung wird von M vergangenen wn

Abweichungen in Verbindung mit N zukünftigen Abweichungen
abgeleitet, die bei der Codierung des nächsten Block-N erzeugt
werden, wobei sich der Block-N auf die gleichzeitige Codierung von N Proben des Eingangssignals bezieht, wovon eines die
augenblickliche Probe und der Rest zukünftige Proben sind. Wenn nunmehr die digitale Darstellung einer Probe des Eingangssignals

N eine von K möglichen Werten annehmen kann, dann existieren K

unterschiedliche mögliche Sequenzen vergangener und zukünftiger Abweichungen, da die vergangenen Abweichungen bereits erzeugt worden sind und durch die Codierung der zukünftigen Proben nicht geändert werden. In einem DeIta-Modulator wird K zur 2 und in
einem Delta-lmpulscodemodulator für zwei Bit wird K zu 4.

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Um zur minimalen gewichteten Rauschleistung D zu gelangen,

N
muß die Anlage tatsächlich alle K Fehlermuster errechnen, und dann die digitale Folge erzeugen, die zu dem Fehler- ο der Abweichungsmuster führt, welches das geringste Rauschen in dem interessierenden Frequenzbereich verursacht.

Es kann jedoch gezeigt werden, daß es nicht notwendig ist,

N
D für jede der K möglichen Codes jedes Mal zu errechnen, wenn eine Gruppe von Eingangsproben codiert werden muß Stattdessen kann das Komzept eines L-dimensionalen Codierungsoder Quellenprobe-Raumes benutzt werden, wobei L die Summe der Anzahl der vergangenen Eingangsausdrücke M und die Anzahl der zukünftigen Eingangsausdrücke N ist. Da die vergangenen Abweichungen oder Fehler zu einer speziellen Zeit festgelegt werden, kann der Raum auf N Dimensionen reduziert werden, wobei die augenblickliche und'die zukünftigen Abtasteingangsausdrücke als Koordinaten anzusehen sind. Die Wirkung der vergangenen Proben wird dann durch eine Verschiebung der verschiedenen Koordinaten eingeschlossen. Im Falle eines Codierers für den Block 2 wird der Raum zu einer einfachen Ebene, wie in Fig. 2 gezeigt, wobei die augenblickliche Probe entlang einer Achse und die

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-zukünftige Probe entlang der anderen Achse ausgemessen wird. Die Faktoren^ und Y in Fig. 2 stellen die Verschiebung der Koordinaten in Abhängigkeit von den vergangenen Abweichungen dar. Wenn das Codierproblem in dieser geometrischen Art gesehen wird, wird die Minimalisierung von D durch Aufteilen

N des neuenN-dimensionalen Raumes in K Bereiche durchgeführt, die jeweils durch eine optimale Wahl von Codiersequenzen identifiziert wird. Für den Block-2-Codierer sind diese Bereiche als Flächen I, II, III und IV in Fig. 2 angedeutet. Da das Rauschen nur in einem speziellen Frequenzband verringert werden soll, muß die Auswirkung der verschiedenen Eingangs signale zusammengenommen werden. Dies erklärt teilweise die ungewöhnliche Gestalt der Grenzen in Fig. 2. Die Codierung wird deshalb auf die Verschiebung der Koordinaten in dem N-dimensionalen Raum in Abhängigkeit von Ausdrücken vergangener Abweichungen reduziert, ferner in Aufteilung des Raumes in Bereiche in Abhängigkeit von der Gestalt und dem Frequenzband des Rauschens, dessen Verringerung gewünscht wird, und Entscheidung darüber, in welcher

N
der K Bereiche ein spezieller Satz von Eingangsproben liegt. Die Fig. 1 ist ein praktisches Beispiel der Anwendung dieser Codiertechnik.

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"Fig. 1 stellt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung dar, wobei ein Delta-Modulator zur Anwendung einer vorliegenden und einer zukünftigen Probe zusammen mit drei vergangenen Abweichungen modifiziert worden ist. Das analoge Eingangssignal wird der Abtastschaltung 100 zugeführt. Die Abtastschaltung tastet-das Eingangssignal unter der Steuerung eines örtlichen Taktgebers 160 ab. Die Ausgangsproben S dieser Abtastschaltung werden an eine Verzögerungsschaltung 105 angelegt. Diese verzögert das Ausgangssignal der Abtastschaltung 100 um eine Abtastzeit. Wenn daher das Ausgangs signal S der Verzögerungsschaltung 105 als die augenblickliche Probe angesehen wird, dann ist das Ausgangs signal S der Abtastschaltung eine zukünftige Probe, und zwar um eine Abtastzeit in der Zukunft. Die Probe S„ wird an einen positiven Eingang einer Kombinier schaltung 115 und die Probe S an einen positiven Eingang einer Kombinierschaltung 110 angelegt. Diese Kombinier schaltungen führen die gleich Funktion durch, wie die Differenzschaltungen in einem konventionellen Delta-Modulator. Deshalb das zuvor rekonstruierte Signal S eines örtlichen Decodierers 130 an die Minuseingänge beider Kombinierschaltungen angelegt. Zusätzlich werden Rückkopplungssignale Y_n und V von einem Vorspannungs-Computer

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an weitere positive Eingänge der Kombinierschaltung 115 bzw. 110 angelegt. Die Ausgangssignale dieser Kombinierschaltungen stellen die Differenz zwischen dem zuvor rekonstruierten Signal und der augenblicklichen und zukünftigen Proben (plus der Rückkopplungssignale) dar und werden den beiden Eingängen eines zweidimensionalen Quantisierers 120 zugeführt. Der Quantisierer erzeugt gleichzeitig zwei Digits des Ausgangscodes C_n und C , die in ein Schieberegister 125 eingespeichert werden. Der Quantisierer erzeugt diese Codes unter der Steuerung eines Flip-Flops 165. Da das Flip-Flop 165 von dem örtlichen Taktgeber 160 gesteuert wird, erzeugt der Quantisierer Ausgangssignale mit der halben Abtastgeschwindigkeit. Das Schieberegister 125 wird ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert und erzeugt so ein Serienausgangssignal, dessen Geschwindigkeit mit der Abtastgeschwindigkeit übereinstimmt. Das Ausgangs signal des Quantisierers, welches den Code für die augenblickliche Probe darstellt, wird in der vorletzten Stufe des Schieberegisters und das Ausgangssignal, welches den Code für zukünftige Proben darstellt, wird in der letzten Stufe gespeichert. Der Inhalt der vorletzten Stufe des Schieberegisters

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wird dem örtlichen· Decodierer 130 zugeführt. Dieser setzt das im Schieberegister gespeicherte Ausgangs signal, ein digitaler Code, in ein analoges Signal S um, welches eine Rekonstruktion dieses Codes ist. Das Rekonstruktionssignal wird den negativen Eingängen der Kombinier schaltungen 110 und 115, wie bereits beschrieben, zugeführt. Es wird jedoch auch von der augenblicklichen Probe S in einer Summier schaltung 135 abgezogen. Dies führt zur Erzeugung des augenblicklichen Quantisierungsabwei<hungsausdruckes q . Dieser Abweichungsausdruck wird Verzögerungsschaltungen 141, 142 und 143 eines Vorspannungs-Computers 140 zugeführt, deren Verzögerung ein, zwei bzw. drei Taktperioden entspricht. Die Ausgangssignale dieser Verzögerungsschaltungen werden Multiplizierschaltungen 144, 145 bzw. 146 zugeführt. Diese Multiplizierschaltungen multiplizieren die Ausgangssignale der Verzögerimgsschaltungen mit den Koeffizienten b(l), b(2) bzw. b(3). Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen 144, 145 und 146 v/erden in Summier schaltungen 150 und 151 auf summiert und einem Eingang 156 einer Kombinierschaltung 155 zugeführt. Zusätzlich werden die Ausgangs signale der Verzögerungsschaltungen 141, 142 und den jeweiligen Multiplizierern 147, 148 bzw. 149 zugeführt.

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Ähnlich den anderen Multiplizierschaltungen haben diese die Wirkung der Multiplikation der Ausgangs signale der Verzögerungsschaltungen 141, 142 und 143 mit den Koeffizienten b(2), b (3) bzw. b(4). Die Ausgangssignale dieser Multiplizierer werden in Summierschaltungen 152 und 153 summiert und dann einem Eingang 157 der Kombinierschaltung 155 zugeführt. Diese Kombinierschaltung 155 erzeugt die beiden Rückkopplungssignale Y und V , welche in Kombinierschaltungen 110 bzw. 115 zugeführt werden.

Mit dieser Schaltung wird eine augenblickliche und eine zukünftige Probe erzeugt und den Kombinierschaltungen 110 und 115 zugeführt. Diesen Schaltungen wird das analog rekonstruierte Signal aus dem örtlichen Decodierer von den Eingangssignalen abgezogen, um die Differenzsignale für den Quantisierer 120 zu bilden. Zusätzlich werden Rückkopplungssignale Y und \f diesen Differenzsignalen zugeführt. Wenn den b-Koeffizienten geeignete Werte erteilt werden, und wenn die Quantisierungsbereiche in der Schaltung 120 geeignet gewählt werden, hat der erhaltene Ausgangscode C ein minimales Quantisierungsrauschen für ein spezielles Frequenzband.

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Die Quantisierungsbereiche des Quantisierers 120 sind in Fig. 2 dargestellt. Die Bestimmung der Grenzen der Codierungsbereiche wird durch Betrachtung des N-dimensionalen Raumes

durchgeführt, der zuvor erwähnt worden ist. Jeder der K möglichen Ausgangscodes ist einer optimalen Kombination von Eingangsproben zugeordnet, die zum kleinsten Betrag von gewichtetem Quantisierungsrausehen führen. Diese optimalen Kombinationen von Quellenproben werden durch KT Punkte in dem Codierungsraum dargestellt. Ein gegebener Punkt in diesem Codierungsraum, der durch einen aktuellen Satz von Eingangs Signalen dargestellt wird, wird dann in einer speziellen Region sein, wenn er näher zum optimalen Punkt dieser Region liegt, als zu einem anderen optimalen Punkt. In Fig. 2 sind diese optimalen Punkte mit A, B, C und D bezeichnet. Deshalb werden die Grenzen der verschiedenen Bereiche durch den geometrischen Ort der Punkte bestimmt, die gleichweit von gegebenen Paaren von optimalen Punkten sind. Wegen der Frequenzgewichtung des Rauschens wird die Entfernung nicht in der gewöhnlichen Art gemessen, sondern hängt tatsächlich von der Orientierung der beiden betroffenen Punkte ab. Diese anisotrope Natur des Raumes wird dadurch angedeutet, daß die equidistanten Linien rund um jeden optimalen Punkt in Fig. 2 eine elyptische und nicht eine Kreisgestalt aufweisen.

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Wenn S als M-Vektor der vergangenen Eingangs signale und S_f als N-Vektor der zukünftigen Eingangs signale definiert wird, dann gilt folgendes:

S =
P

-1

-2

-M

und

N-I

N-2

(D

Die positiven Indizes deuten Perioden in der Zukunft und die negativen Indizes deuten Abstatperioden in der Vergangenheit an. S und S können auch in ähnlicjherweise als lokale Decodiererrekonstruktionen des gigitalen Ausgangssignals des Quantisierers definiert werden. Deshalb sind der vergangene und der zukünftige Abweichungsvektor jeweils gegeben durch:

Q = ST - t und PPP

& - S. - f. f f f

(2)

Der vollständige Vektor für die Eingangs signale ist wie folgt:

309l8?7)/1081

(3)

und der Rekonstruktionsvektor ist wie folgt:

if

Der Abstand zwischen S und S in dem vorliegenden anisotropen Raum wird in Matrixdarstellung wie folgt geschrieben:

d(s"

dabei bedeutet T eine transpose Matrix und B eine Transformationsmatrix an, welche die anisotrope Natur des Raumes beschreibt. Einseten der Gl. (2), (3) und (4) in die Gl. (5) führt zu:

ί :

B	ß	w W
N		f
	Β_.	Q
	_	ρ_

Diese Gleichung liegt in aufgeteilter Form vor. Iti dem die angedeuteten Operationen durchgeführt, das Quadrat des Ergebnisses vervollständigt und Ausdrücke Q fortgelassen werden, wird folgender Ausdruck erhalten:

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d"(s, i) = (Q_f + T)^{T B} _N (Q_f ⁺ V) <⁷)

■^ -1 ~jt

Hierbei ist V= B»_T ^ß Q · ^Die modifizierte Abstands-' Np

gleichung (7) kann zur Auffindung des geometrischen Ortes der gleichweit entfernten Punkte von benachbarten Rekostruktions-

i -4 -tv/ 2 ~r -Q ^<~2 *· ^

punkten S. und Sp benutzt werden, d.h., d (S, S.)= d (S, Sq) gibt die Gleichung für die Grenze an. Aufgrund der Gl. (2) und (7) wird folgendes erhalten:

t^T t ^^T f % (8)

Dies stellt die Gleichung für die Grenzen zwischen den Regionen £ und i dar. Diese Formal kann auf alle Paare von Rekonstruktionen oder Codepunkte in dem Raum angewendet werden, wobei alle Grenzebenen fixiert werden. Die Gleichung (8) offenbart, daß die Grenze eine Hyperebene ist, da sie in den Komponenten von S. linear ist, und daß die Grenze entsprechend den vergangenen Abweichungen

Q verschoben ist. Dies wird natürlich durch die Faktoren u> und ρ το

"ψ* in Fig. 2 dargestellt.

Zur vollständigen Bestimmung des Quantisierers nach Fig. 1 bleibt noch übrig, die Matrix B zu bestimmen, welche die anisotrope Natur des Raumes kennzeichnet, der zu einem verringerten Quantisierungs-

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rauschen gemäß dem gegebenen Frequenzgewichtungskriterium führt. Alle Abweichungsansdrücke, so^tvohl vergangene als auch zukünftige, stellen eine bestimmte Längenaufzeichnung dar, die durch den L-dimensionalen Vektor Q dargestellt werden kann, wobei L = M + N ist. Die Komponenten dieses Vektor können dann

als (q ... , q ) indiziert werden. Zur Bestimmung der Matrix B 1 L

muß die gewichtete Rauschleistung D geschätzt werden. Dies kann durch Bezugnahme auf die Wiener-Khintchine-Theorie durchgeführt werden, welche beinhaltet, das die Autokorrelationsfunktion und die Leistungsspektraldichte Fouriertransformierte voneinander sind. Eine Ableitung dieses Zusammenhangs kann auf Seiten 431 und 432 des Buches "Information Transmission, Modulation and Noise" von Schwartz, Verlag McGraw-Hill, 1959, gefunden werden. Da jedoch der Vektor Q nicht eine Funktion, sondern lediglich eine Reihe von Zahlen ist, kann das Leistungsspektrum nach dem Verfahren auf Seiten 120-124 des Buches "The Measurment of Power Spectra" von Blackman und Tukey, Dover Publications, 1958 geschätzt werden. Unter Anwendung dieses Verfahrens schätzt man zuerst die offenbare Autokorrelation der bestimmten Aufzeichnung (q. ... , q ) als

i. J-I

L-inl
"* 1 \ "* - ^

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wobei die gelöste Verzögerungszeit, für welche die Daten verfügbar sind, gleich (L - l)^ist. Das dreieckförmig ausgebildete Verzögerungsfenster

ο , |n|i

wird dann der Autokorrelation unterworfen. Die dreieckförmige Gestalt wird zur Durchführung dieses Konzepts gewählt, weil dadurch die mathematischen Ausdrücke vereinfacht werden. Nach Fourier-Serienexpansion der Fenster-Autokorrelation-Werte wird die Schätzung der modififeierten spektralen Dichte erzeugt:

V(n?)R_qq(n£)e^1CCinr (11)

n=-L

Die kann in Matrixform wie folgt ausgedrückt werden:

S_n (ω) = j- 3 ^T X ξ (12)

Dabei sind die Elemente der X-Matrix wie folgT:

X = cos (i - J)Wf. (13)

Nunmehr kann die Schätzung der gewichteten Rauschleistung D

wn

durch Integration des Produkts der spektralen Dichte und der Rauschabwehrfunktion W(Us) bestimmt werden:

T/f

1 -*T -* 7 Q XQ

-«v/t

(14)

Y X

-1

W(CJü) cos cor(i-j) du»

(15)

Wie ersichtlich, ist diese B-Matrix die gewünschte Lösung, wenn Gl. (6) mit Gl. (14) verglichen wird. Für einen Codierer beliebiger Blocklänge werden die Grenzen der Codierbereiche mittels der Gl. (8) bestimmt und die numerischen Werte der Elemente von B durch die Gl. (15). Diese Ergebnisse können nunmehr mit Fig. 1 zur Bestimmung des Codierbereiches in dem Quantisierer 120, der b-Koeff izienten im Vorspannungscomputer 140 und den Ausgangssignalen der Kombinier schaltung 155 benutzt werden.

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In der Schaltung nach Fig. 1 ist M = 3 und N = 2. Deshalb stellt sich die B-Matrix wie folgt dar:

b(0)	Ϊ	b(2)	b(3)	b(4)
b(l)	I b(0) !	b(l)	b(2)	b(3)
b(2)	b(D J	b(0)	b(l)	b(2)
b(3)	f	b(D	b(0)	b(D
b(4)	b(3) !	b(2)	b(l)	b(0)

(16)

Die Werte der Elemente dieser Matrix werden aus der Gl. (15) bestimmt, abhängig von der Rauschabwehrfunktion W(cu). Eine typische Rauschabwehrfunktion ist Ln Fig. 3B gezeigt. In diesem Fall ist eine Verringerung des Rauschens nur in dem Informationaband (0 bis 5 kHz) erwünscht, und deshalb ist eine Rechteckfunktion gewählt. Jedoch könnte diese Funktion jede beliebige nichtnegative Funktion sein, und braucht nicht auf einen speziellen Frequenzbereich beschränkt sein. Sie könnte auch zur Abwehr des Rauschens über dem gesamten Frequenzspektrum dienen. Fig. 3C zeigt die Fourierkoeffizienten der Funktion nach Fig. 3B, welche die wesentlichen Elemente der B-Matrix sind.

Die Wellenform in Fig. 3A ist eine Darstellung des Spektrums des Quantisierung'srauschens eines konventionellen Deltamodulators

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mit einer Sinuswelle als Eingangssignal. Wenn die Funktion nach Fig. 3B in einem Deltamodulator gemäß Prinzipien der vorliegenden Erfindung angewendet wird, kann das Spektrum des Quantisierungsrauschens durch eine Kurve dargestellt werden, wie sie in Fig. 3D etwa gezeigt ist. Ein Vergleich der Fig. 3A und 3D zeigt, daß das Rauschen innerhalb des Bandes verringert worden ist auf Kosten des Rauschens außerhalb des Bandes. Wie gesagt, kann dieses Rauschen außerhalb des Bandes durch Anlagefilter beseitigt werden.

Aus Gl. (6) und(l 6) folgt:

b(0)

^BN ^{= B}2 ⁼

b(0)

und ß =

b(2) b(3) b(4)

b(2) b(3):

wobei N die Blocklänge darstellt.

Wenn die Rekonstruktion durch den örtlichen Decodierer der vor-

Λ f\

hergehenden Probe gleich S und die Schrittgröße gleich e ist, besteht die Decodierregelung für den Deltamodulator in folgendem:

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	28	Muster	A so	(Γ	A 8I	2263757
Digit	O	Λ	J	A
O	1 . O	Λ S-i- V		Λ	-2^
O 1	1	S +		S-I
1			+2 Γ

Um die Grenze zwischen den Mustern 0,1 und 1, 1 aufzufinden,

A Λ

wird S₀ 0,1 und S. 1, 1 zugeordnet. Dann gilt

	_s-i	+ 2<f	\	= 2	Γ	-1
-
	te .

f, +1. = 1

JL 1

_ ι

(18) (19)

Wenn dies auf Gl. (8) angewendet wird, wobei S* =

dann wird folgendes erhalten:

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b(0)

<-J (20,

Dies ist die Gleichung für die Grenze. Die anderen Grenzen können durch Anwendung des gleichen Verfahrens auf die anderen möglichen Kombinationen von Ausgangs Signalen bestimmt werden. Wie sich aus Gl. (20) ergibt, erscheinen die b-Koeffizienten immer in Bezug b(0) normalisiert oder bezogen. Dies rührt daher, daß nur die Gestalt von W( co) wichtig ist, nicht dessen absoluter Amplitudenmaßstab. Da b(0) die Gesamtfläche unter der Funktion W(cO) ist, die durch Gl. (15) gezeigt, kann der Maßstab so gelegt werden, daß b(0) = 1 ist. In den folgenden Ausdrücken ist diese Normalisation bereits durchgeführt.

Die Kombinierung der gewhzhteten Summationen von vergangenen Abweichungen wird in der Kombinierschaltung 155 des Vorspannungskomputers 140 durchgeführt. Aus Gl. (7) ist ersichtlich, daß die Ausgangssignale der Kombiniererschaltung jeweils ψ und "Vp sein müssen, welche die Komponenten des Vektors:

= ^BN

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Die Ausführung der angedeuteten Multiplikationen ergibt:

Yo

-b(l) 1

b(2)	b(3)	b(4)	q-2
b(l)	b(2)	b(3)	q-3

(21)

J= 1

b(j-H) - b(j) b (1)

(22)

und

- b²(l)

(23)

Das Signal am Eingang 156 der Kombinierersxhaltung 155 ist

xr b(j) q.

j=i ^J

und das Signal am Eingang 157 ist

b(j+l) q..

Deshalb bildet die Kombinj-erschaltung 155 die Signale lV und X> aus diesen Eingangssignalen gemäß Gl. (22) und (23).

Bis zu diesem Punkt ist die Operation des Votspannungscomputers 140, welcher die Rückkopplungsausdrücke ψ und V" für die

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Kombiniererschaltung 110 und 115 erzeugt, beschrieben. Auch sind die Grenzen der Entscheidungsbereiche in dem Quantisierer 120 beschrieben. Es bleibt jedoch noch ein Verfahren zur der regelmäßigen Realisation des Quantisierers zu beschreiben. In einem Codierer für einen Block - Block-1-Codierer - kann die konventionelle Schwellenwertdetektorschaltung verwendet werden, da dieser Codierer eindimensional ist. In einem Block-2-Codierer jedoch ist die Einrichtung nach US-PS 2 721 900 (B.M.Oliver) nützlich. Unter Benutzung dieser Einrichtung werden die Ausgangssignale der Kombiniererschaltungen 110 und 115 an die horizontale und vertikale Platte einer Kathodenstrahlröhre angelegt. Die Frontfläche der Kathodenstrahlröhre würde dann mit vier Gruppen von Fotodioden belegt werden, wobei jede Gruppe eine Fläche bedeckt, die einen speziellen Ausgangscode darstellt. Der spezielle erzeugte Ausgangscode würde dann davon abhängen, wie die Kombiniererschaltungs-Ausgangssignale den Strahl der Kathodenstrahlröhre abgelenkt haben. Wenn die Blocklänge über zwei hinaus vergrößert wird, dann muß der Quantisierer eine neue Form aufweisen, um festzustellen in welchem Bereich die Kombination der Eingangssignale liegt. Fig. 4 stellt eine Ausführungsform eines reorganisierten Quantisierers dar, der auch zur Behandlung größerer Anzahlen von Eingangs Signalen für Codierer von größeren Blocklängen erweitert werden kann.

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Die Schaltungsanordnung nach Fig. 4 ist ähnlich der nach Fig. 1, außer daß die Verzögerungsleitungen durch analoge Schieberegister ersetzt worden sind und daß der Quantisierer in zwei Schaltungen 410 und 420 aufgeteilt worden ist, welche auch die Kombiniererschaltungen 110, 115 und 155 der Fig. 1 enthalten. Die E ingangsprofaen werden dem analogen Schieberegister 400 zugeführt. Dieses Schieberegister steht unter der Steuerung des Ausgangssignals T des örtlichen Taktgebers. Die analogen Signale werden in dem Schieberegister gespeichert und in Abhängigkeit von den Taktimpulsen verschoben. Der Inhalt des Schieberegisters wird dem Erstbit-Quantisierer 410 zusammen mit partiellen RückkopplungsSignalen £J ¹^ ^-, ^aus Summierschaltungen 441 bzw. 442 zugeführt. Zusätzlich wird das Ausgangssignal des örtlichen Decodierers 425 dem Erstbit-Quantisierer zugeführt. Dieser Zweibit-Quantisierer entscheidet bloß, ob das erste Bit des Codes für die beiden Proben eine "1" oder eine "0" sein sollte. Dies wird dadurch ausgeführt, daß bestimmt wird,, auf welcher Seite der Grenze zwischen den Bereichen für "1" (I und II nach Fig. 2) und dem Bereich "0" (III und IV) die Eingangskombination liegt. Diese Grenze wird durch die innerhalb des Quantisierers 410 gezogene Linie angedeutet. Das Ausgangssignal dieses Quantisierers wird über einen Schalter 415 auf den Eingang eines örtlichen Decodierers 425 gegeben, und zu der Ausgangsschaltung

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gegeben. Der Schalter 415 wird ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert. Sobald dieses erste Bit bestimmt worden ist, wird der Inhalt des Schieberegisters 400 um eine Stufe weitergeschoben, wobei eine neue Eingangsprobe S in die erste Stufe eingeschrieben·wird, und das Signal S (nunmehr in der letzten Stufe des Schieberegisters 400) an den Eingang des Zweibit-Quantisierers 420 zusammen mit dem partiellen Rückkopplungssignal ^ und dem neuen Ausgangssignal des örtlichen Decodierers 425 angelegt wird. Diesee eindimensionale Quantisierer erzeugt das zweite Bit des Codes, nachdem der Schalter 415 seine Lage geändert hat, so daß der Ausgang des Quantisierers 420 an den Eingang des örtlichen Decodierers und an den Schaltungsausgang gelegt werden kann. Dieser Quantisierer führt eine einfache Schwellwertentscheidung durch, die teilweise auf dem Ausgangs signal des Erstbit-Quantisierers über das Signal X beruht. Nachdem das zweite Bit bestimmt ist, kehrt der Schalter 415 zum Ausgang des Quantisierers 410 zurück, welcher das erste Bit des Codes für den Block der Proben S und S erzeugt, welche nunmehr im Schieberegister 400 gespeichert werden. Mit dieser Schaltung wird der Ausgangscode nacheinander erzeugt und jeder der Quantisierer bestimmt lediglich einen der beiden Bits des Ausgangscodebloekes.

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Wie bei der Ausführungsform nach Fig. 1 wird das Ausgangs signal des örtlichen Decodierers von der augenblicklichen Probe in einer Summierschaltung 430 abgezogen, um die Abweichungsausdrücke q zu erzeugen. Diese Ausdrücke werden einem analogen Schieberegister 435 zugeführt, welches ebenfalls von dem örtlichen Taktgeber gesteuert wird. Bei jedem Taktimpuls werden die Abweichungsausdrücke um eine Stelle nach rechts verschoben. Deshalb stellt der Inhalt des Schieberegisters die Ausdrücke für vergangene Abweichungen dar. Die Ausgangssignale der verschiedenen Stufen des Schieberegisters 435 werden mit den b-Koeffizienten multipliziert und in der Kombiniererschaltung 440 summiert. Das Ausgangssignal dieser Schaltung wird um eine Abtastzeit mittels einer Verzögerungsschaltung 443 verzögert, bevor es mit dem Produkt des vorliegenden Abweichungsausdruckes und dem b(l)-Koeffizienten summiert wird. Diese Summieroperation findet in einer Summier schaltung 441 statt, deren Ausgangssignal das partielle

Rückkopplungssignal 5ί = ^ b(j) q . . Dieses Signal

j=l "^J

kann bei der Bildung der Signale "XiT und "ψ* in den Quantisierer benutzt werden. Wie später gezeigt wird, ist es jedoch nicht notwendig, die Signale y und TjT.. zu bilden. Mit einer geeigneten Schaltung des Quantisierers ist es möglich, die partiellen Rückkopplungssignale Σ , _ftX. und "Σ direkt zu benutzen.

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Wenn ein vorgestellter Index "0" bei einer dieser Signale benutzt wird, soll dies andeuten, daß dieser bei der Bestimmung der ersten Bits in dem Block des Codes angewendet wird, und eine "1" zeigt die Anwendung bei der Bestimmung des zweiten Bits in dem Block an. Die nachgestellten Indizes differenzieren zwischen den verschiedenen partialen Rückkopplungssignalen, die zur Bestimmung eines Codebits verwendet werden. Das Ausgangssignal der Kombinier schaltung 440 wird auch zusammen mit dem Inhalt der letzten Stufe des Schieberegisters 435, multipliziert mit dem Koeffizienten b(N+l) in der Summierschaltung 442 summiert, deren Ausgangs signal der partielle Rückkopplungsausdruck 51 =

MV -3-

b(j+l) q. ist. Diese Schaltung gestattet die gleichzeitige Erzeugung von Rückkopplungsausdrücken "2 und X bei Anwendung eines einzigen Vielstufenschieberegisters. Das Produkt von b(M+l) und der Inhalt der letzten Stufe des Schieberegisters 435 werden um eine Abtastperiode mittels einer Verzögerungsschaltung 444 verzögert. Das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 444 wird dann in einer Summierschaltung 445 mit dem Ausgangssignal S der Summierschaltung 441 summiert und bildet

M+l

das partielle Rückkopplungssignal ^T = ^b(j)q

J=I ^J

dieser wird bei der Bestimmung des zweiten Bits im Quantisierer 420 benutzt. Es wird darauf hingewiesen, daß eine gute An-

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näherung an das Signal ^ ohne das Aus gangs sign al der Verzögerungsschaltung 444 erzielt werden kann, da der b(M+l)-Koeffizient gewöhnlich sehr klein ist.

Die aufeinanderfolgend wirkenden Blockcodierer nach Fig. 4 können praktisch mit der Schaltung der US-PS 2 721 900 durchgeführt werden, wenn zwei Gruppen von Fotodioden für den Quantisierer 410 und eine einfache Schwellwert-Feststellungsschaltung für den Quantisierer 420 benutzt werden. Wenn jedoch die Blocklänge zunimmt, muß eine unterschiedliche Schaltung für den Quantisierer benutzt werden. Diese neue Anordnung, welche die Schaltung auf einen Block-N-Codierer ausdehnt, ist in Fig. 5 dargestellt. Der erste Schritt in einem solchen erweiterten Codierer besteht darin, die Entscheidung für das erste Digit in einer Block-N-Codierung durchzuführen, wobei M rückliegende Abweisungen, wie zuvor, benutzt werden. Diese Entscheidung wird dann dazu benutzt, die analoge Rekonstruktion S auf S zu korrigieren, wobei ein zusätzlicher Abweichungsausdruck q bestimmt wird.. Nunmehr können die M+l Abweichungen dazu benutzt werden, eine Entscheidung über das erste Digit bei der verbleibenden Codierung des Blockes (N-I) zu treffen. Dies führt zu Sl, q und ergibt M+2 Abweixhungsausdrücke. Dies dauert bis zur letzten Codierung an, welche gerade

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eine Block-1-Entscheidnng unter Verwendung von M+N-l Abweichungen ist. Dieses Bit-um-Bit-Codierverfahren erzeugt den gewünschten Ausgangscode nach entsprechender gerätemäßiger Realisation, ohne explizite Zeitspeicherung der Eingangsquellenproben oder der Ausgangscodebits.

In Fig. 5 ist das u. oge Schieberegister 500 das gleiche wie das Schieberegister 400 der Fig. 4, außer daß zusätzliche Stufen hinzugekommen r id, um die vergrößerte Anzahl von zukünftigen Eingangsproben zu verarbeiten. Außerdem ist der Quantisierer in N getrennte Einheiten aufgeteilt worden. Der Erstdigit-Codierer 512 ist ein N-dimensionaler Quantisierer mit Eingangssignalen aus jeder der N Stufen des analogen Schieberegisters 500. Er erzeugt das erste Bild des Ausgangscodes für den Block der Eingangsproben, die in dem Schieberegister 500 enthalten sind. Der Zweitdigit-Codierer 520 stellt einen (N-l)-dimensionalen Quantisierer dar, welcher Eingangssignalen von allen Stufen außer der ersten des Schieberegisters erhält. Da er jedoch seine Entscheidung während des zweiten Zeitintervalls macht, nachdem der Inhalt des Schieberegisters bewegt worden ist, betrifft er den (N-l)-Kennblock der Eingangssignale von S bis S . Jeder der darauffolgenden Digitcodierer hat einen Eingang weniger als der vorhergehende Codierer

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und macht seine Entscheidung aufgrund eines Blockes von Eingangssignalen, die jeweils durch Fortfall der früheren Eingangsausdrücke verringert sind. Der Codierer für das letzte Digit ist ein eindimensionaler Quantisierer mit einem Eingangssignal nur aus der letzten Stufe des Schieberegisters. Zur Zeit, wenn er seine Entscheidung macht, enthält diese letzte Stufe den Eingangsausdruck S . Wie bei der Ausführungsform nach Fig. 4 wird jedem Quantisierer oder Digitcodierer partielle Rückkopplungsausdrücke Σ zugeführt, so daß der kotriegierende Effekt der letzten Quantisierungsabweichungen dabei in den Entscheidungsprozeß für den sequentiellen Block eingeschlossen ist.

Die Ausgangesignale der verschiedenen Quantisierungseinheiten werden durch einen Umlaufschalter 515 gesammelt, welcher sie sowohl zu dem Schaltungsausgang als auch dem Eingang des örtlichen Decodierers 525 führt. Dieser örtliche Decodierer erzeugt ein analoge Äquivalent des digitalen Codes, der am Ausgang erscheint. Eine Differenzschaltung 530 dient zur Subtraktion dieses analogen äquivalenten Signals von den Eingangsproven. Wie bei den anderen Schaltungsanordnungen werden dadurch Ausdrücke für die Quantisierungsabweichungen erhalten, die dann in einem Vorspannungscomputer 540 zur Erzeugung der partiellen Rückkopplungssignale für die zahlreichen Einheiten des Quantisierers benutzt werden.

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Jeder der N separaten Digiteodierer in Fig. 5 ist gegenüber den Quantisierem in den anderen Ausführungsformen der Erfindung unterschiedlich angeordnet. Der erste Digiteodierer hat

N Eingänge und die Schaltung unterscheidet zwischen 2 unterschiedlichen Codierbereiehen, erzeugt aber nur den ersten Bit des Codes. Diese Ecgionen sind in zwei Klassen unterteilt, nämlich solche, welche eine "0" als erstes Bit aufweisen und solche, welche eine ' ¹I" besitzen. Der Quantisierer bestimmt dann, in welchen der beiden Klassen die Kombination der Eingangs signale gehört. Dies wird dadurch durchgeführt, daß alle möglichen Vergleiche der relativen Distanz der Quellenprobekombination mit Paaren von Codepunkten durchgeführt werden, wobei der eine Punkt in der "O"-Klasse und der andere in der "1"-Klasse ist. Die Ergebnisse dieser Vergleiche werden logisch kombiniert, um zu bestimmen, welcher Klasse der am nächsten liegende Codepunkt liegt. Jeder Vergleich der Codepunkte kann praktisch mit einer unterschiedlichen Schwellwertfeststellungs schaltung entsprechend der Anwendung der Gl. (8) realisiert werden. In diesem Falle sind die Codepunkte in entgegengesetzten Klassen. Verschiedene Summier-, Differenzier- und Multiplizierschaltungen werden zur Bestimmung benutzt, ob

(%-S.) B_NS_f + (Sg-S.) <T - 1/2 (Sg -K) B_n (S^ +S.)>0 (24)

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Dabei ist S - die Rekonstruktion des Codepunktes in der ¹¹O"-Klasse, S. ist die Rekonstruktion des Codepunktes in der "1"-Klasse, S ist die Eingangskombination und ^ ist ßQ ist der Vektor des partialen Rückkopplungsaus druckes

£b(N+L)q__;

Die Schwellwertschaltung bestimmt, ob die Richtung der Ungleichheit in Gl. (24) korrekt ist oder nicht. Wenn ja, zeigt dies, daß die Eingangscodekombination mehr dem Codepunkt

■1 Λ

ö . als dem Punkt S. ist, und der Wert eines internen digitalen Bits wird auf "1" gesetzt. Wenn nein, ist die Eingangscodekombination mehr dem Punkt S. und das interne Bit wird auf "0"

gesetzt. Dann werden die internen digitalen Bits aus den Vergleichen unter Verwendung der anderen Paare der Codepunkte aus entgegengesetzten Klassen in logischen Schaltungen kombiniert, um das Digitcodierer-Ausgangsbit zu erzeugen.

Beispielsweise werden die Codepunkte nach Fig. 2 in die "0"-Klasse mit den Code 0, 0 und 0, 1 und in die "1"-Klasse mit 1,1 und 1, 0 aufgeteilt. Wenn vier getrennte Schaltungen gemäß Gl. (24) zur Bestimmung angeordnet sind, oh das Eingangssignal

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näher den Codepunkten A oder B ist, dann ist dies bezüglich Codepunkten C oder D der Fall. Diese vier Schaltungen erzeugen interne digitale Bits, abhängig von dem Vergleich, gemäß den folgenden Bedingungen:

^Schltg. #1 = 1 wenn A > C

ΦΦ 2=1 wenn A > D

Ausgangssignal von i (26)

#3=1 wenn B > C

#4 = 1 wenn B>D

Dabei bedeutet A>C, daß das Eingangssignal näher dem Codepunkt A als dem Codepunkt C liegt. Aus Fig. 2 ist ersichtlich, daß das Ausgangssignal zu "1" wird, wenn die Schaltung / 1 ein "1"-Ausgangssignal aufweist, oder wenn beide Schaltungen / 3 und # 4 "1"-Ausgangssignale aufweisen. Deshalb wird die logische Schaltung, welche das Ausgangssignal erzeugt, gemäß folgendem logischen Ausdruck angeordnet

Co = Schltg. / 1 + (Schltg./ 3)(Schltg./ 4). (27)

Es wird darauf hingewiesen, daß bei dieser Anordnung es nicht notwendig ist, die vollständigen Rückkopplungsau adrücke \γ und "^V- gemäß Fig. 1 zu erzeugen. Stattdessen genügt es, die partiellen

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Rückkopplungsausdrücke ^] zu erzeugen. Dies führt zu Ersparnissen beim Schaltungsaufbau, da es nicht notwendig ist, die Inversion einer großen B-Matrix zu erhalten, um γ"= Β

zu bekommen. Zusätzliche Einsparungen können dadurch erzielt werden, daß nicht alle möglichen Paare von Codepunkte miteinander vei'glichen werden. Einige Vergleiche haben nämlich einen sehr geringen Effekt auf das Ergebnis. In einigen Fällen können gewisse Vergleiche einfach fortgelassen werden, da sie redundante Ausdrücke in den logischen Ausdrücken iür das Ausgangssignal mitsichbringen. Beispielsweise ist der Vergleich zwischen den Punkten A und D, dargestellt durch die Schaltung / 2 nicht notwendig für das Ergebnis in Gl. (27).

Auf diese Weise kann der Quantisierer ausgedehnt werden, um eine beliebige Anfeahl von zukünftigen Eingangssignalen zu behandeln, wobei die einzige praktische Beschränkung in der Kompliziertheit der erforderlichen Schaltung für diese Bestimmung besteht.

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Claims (5)

PATENTANSPRÜCHE

1. Analog-Digital-Umsetzer

mit einer Schaltung (100, 105) zum Erhalt von augenblicklichen (S ) und zukünftigen N-I) Proben eines analogen Eingangssignals, mit einem Decodierer (130) zur Erzeugung eines äquivalenten

Λ
Analogsignals (S ) a^is einem digitalen Code, und mit einer ersten Summierschaltung (135) nur Erzeugung von Quantisierungs-Abweichungsausdrücken (q ), die sich auf die Differenz zwischen dem äquivalenten Analogsignal und der augenblicklichen Probe des analogen Eingangs signals gründen, dadurch gekennzeichnet,

daß ein Vorspannungscomputer (140) M aufeinanderfolgende, zuvor erzeugte Quantisierungsabweichungsausdrücke gewichtet und zur Erzeugung von Rückkopplungsausdrücken (υΛ>, ~\Γ_Λ) miteinander kombiniert,

daß Kombinat ions schaltungen (110, 115) die augenblicklichen und zukünftigen Proben mit den Rückkopplungsausdrücken zur Erzeugung von Quantisierungseingangssignalen kombinieren, und daß eine Quantisierungsschaltung (120) die Quantisierungseingangssignale in einen digitalen Code umsetzen, wobei die Quantisierungsschaltung eine Mehrzahl von Codierungsschwellen aufweist, die zur Verlierung des frequenzgewichteten Quantisierungsrauschens speziell ausgewählt ^sif _fi g g _{2 ?} / ₁ Q ₈

2. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Quantisierungsschaltung (120) gleichzeitig die Kombination der Bits des digitalen Codes erzeugt.

3. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitales Schieberegister (125) mit einer Mehrzahl von Stufen die Ausgangsbits der Quantisierungsschaltung in Paralleldarstellung gleichförmig empfängt, wobei das erste Bit des Codes in die letzte, mit der Quantisierungsschaltung verbundene Stufe des digitalen Schieberegisters und das letzte Bit des Codes in die benachbarte, mit der Quantisierungsschaltung verbundene Stufe des digitalen Schieberegisters eingeschrieben werden, und daß die Decodiererschaltung (130) die im Schieberegister gespeicherten Bits so empfängt, wie sie zur Ausgangsstufe des Schieberegisters verschoben werden.

4. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorspannungscomputer folgende Bauteile enthält:

Schaltungen zur Speicherung und Verzögerung (141-143) einer Mehrzahl von Quantisierungsabweichungsausdrücken mit der Abtastgeschwindigkeit,
Multiplizierschaltungen (144 - 149) zur Multiplikation der ge-

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speicherten Quantisierungsabweichungsausdrücken mit vorbestimmten Koeffizienten, um partiale Produkte zu erzeugen, Summierschaltungen (150 - 153) um die Partialprodukte-Ausgangssignale der Multiplizierschaltung aufzusummieren, eine dritte Kombiniererschaltung (155), um die Ausgangssignale der Summierschaltungen zu kombinieren und die Rückkopplungsausdrücke zu erzeugen.

5. Analog-Digital-Umsetzer nach Anspruch 1, dadurch

gekenrzeichnet, daß N Quantisiererschaltungen (410, 420; Fig.4) zur aufeinanderfolgenden Erzeugung des Ausgangscodes vorgesehen sind,

daß der erste Quantisierer (410) das erste Bit des Codes in Abhängigkeit von einem ersten partiellen Rückkopplungs signal, der augenblicklichen Probe und der (N-I) zukünftigen Proben erzeugt,

daß die naclifolgenden Quantisiererschaltungen (420) jeweils ein nachfolgendes Bit des Codes in Abhängigkeit von getrennten partiellen Rückkopplungs Signalen und um eins verminderte Proben gegenüber den vorhergehenden Quant is ierungs schaltungen erzeugen, wobei die um eins verminderte Probe die jeweils nächstliegende in der Zukunft ist und die N-te Quantisierungsschaltung das letzte Bit des Codes in Abhängigkeit von dem letzten partiellen

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Rückkopplimgs signal und der am weitesten in der Zukunft liegenden Probe erzeugt, und

daß ein partielle Rückkopplungssignal-Erzeuger (441 - 445) auf den augenblicklichen und die zuvor erzeugten Quantisierungsabweichungsausdrücke anspricht, und die getrennten partiellen Rückkopplungssignale erzeugt, wobei die partiellen Rückkopplungssignale in solcher Weise erzeugt werden, daß jeder der N Quantrsierungsschaltungen ein digitales Bit durch digitalen Ausgangcodes erzeugt, der eine verringerte, frequenzgewichtete Quantisierungsabweichung nach einer Rauschabwehrfunktion erzeugt, wenn eine Zusammenfassung mit zuvor erzeugten Quantisierungsabweichungsausdi-ücken vorgenommen wird.

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