DE2258132C2

DE2258132C2 - Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator

Info

Publication number: DE2258132C2
Application number: DE2258132A
Authority: DE
Inventors: Cornelis Johannes Maria van Eindhoven Gils
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1971-12-17
Filing date: 1972-11-28
Publication date: 1981-12-03
Also published as: AU473373B2; DE2258132A1; AT318025B; IT998083B; JPS4869419A; BE792866A; US3793555A; AU4994472A; NL7117322A; FR2165534A5; ZA728234B; CA983161A; JPS5948592B2; ES409649A1; GB1416879A

Description

wobei K= 1 und 5 ein Korrekturfaktor ist, der der relativen Verringerung der Neigung des Sägezahnstromes am Ende der Hinlaufzeit gegenüber dieser Neigung in uer Mitte der Hinlaufzeit entspricht, sowie eine zweite Resonanzfrequenz fy, die dem genannten Ausdruck mi· K gleich einer ungeraden ganzen Zahl größer als 1 wenigstens nahezu entspricht, wobei in dem genannten Netzwerk bei einer zwischen fx und fy liegenden Frequenz fß die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Netzwerk so abgestimmt ist, daß die Frequenz fß etwa einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit (T-τ) entspricht

2. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- net, daß der Qualitätsfaktor des Generators während der Hinlaufzeit bei der genannten Frequenz fß mehr als 25 beträgt.

3. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 1 oder 2, wobei das genannte Netzwerk während der Rücklaufzeit eine dritte, zwischen Sx und fy liegende Resonanzfrequenz k aufweist, die dem genannten Ausdruck für K gleich einer ungeraden ganzen Zahl nahezu entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die erste zwischen fm und k liegende Frequenz fß\, wobei die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist, einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit nahezu entspricht

4. Rücklaiiftiöchspannungs- und Sägezahnstromgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite zwischen A und fy liegende Frequenz fßi, wobei die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist, ebenfalls einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit nahezu entspricht

Die Erfindung bezieht sich auf einen Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator, insbesondere für eine Fernsehwiedergabeanordnung mit Schaltmitteln, die periodisch während einer Rücklaufzeit ν nicht leitend und während einer Hinlaufzeit T—v leitend sind und mit einem Netzwerk mit an die Schaltmittel angeschlossenen Eingangsklemmen, wobei das Netzwerk einen Transformator enthält mit mindestens einer Primärwicklung, mit gegebenenfalls einer oder mehreren daran angeschlossenen Spulen, über die während der Hinlaufzeit der genannte Sägezahnstrom fließt, sowie mit einer Sekundärwicklung, an die eine Gleichrichterschaltung zum Erzeugen der genannten Hochspannung aus den in der Rücklaufzeit an der Sekundärwicklung auftretenden Spannungsimpulsen angeschlossen ist, welches Netzwerk, auch infolge der zwischen den Transformatorwicklungen vorhandenen Streuinduktivität, so abgestimmt ist, daß es während der Rücklaufzeit eine erste Resonanzfrequenz foe aufweist, die wenigstens nahezu dem Ausdruck entspricht:

— ί

1 +

K² Τ-ι

wobei K=X und 5 ein Korrekturfaktor ist, der der relativen Verringerung der Neigung des Sägezahnstromes am Ende der Hjnlaufzeit gegenüber dieser Neigung in der Mitte der Hinlaufzeit entspricht, sowie eine zweite Resonanzfrequenz fy, die dem genannten Ausdruck mit K gleich einer ungeraden ganzen Zahl größer als 1 wenigstens nahezu entspricht, wobei in dem genannten Netzwerk bei einer zwischen fix und fy liegenden Frequenz fß die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist

Aus der DE-PS 9 77 115 ist es bekannt in einem Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator für eine Fernsehwiedergabeanordnung einen Transformator zu verwenden mit nur einer oder mehreren Primärwicklungen und mit einer Sekundärwicklung und die Impedanzen dieser vorhandenen Schaltungselemente, wie der Transformatorwicklungen, der Streuinduktivität zwischen den primären Wicklungen und der Sekundärwicklung, der Induktivität der meistens an die Primärwicklung angeschlossenen Spulen sowie der parasitären als auch der nicht-parasitären Kapazitäten derart zu bemessen, daß während der Hinlaufzeit keine oder wenig Ausschwingungserscheinungen in der Sekundärspannung stattfinden. Derartige Ausschwingungserscheinungei/ weisen den Nachteil auf, daß nützliche Energie verlorengeht daß diese nutzlose Energie hauptsächlich im Transformator aufgenommen wird, wodurch eine Überhitzung des Transformators auftreten kann, und daß bei großen Ausschwingungserscheinungen die in der Hinlaufzeit leitenden Schaltungsmittel frühzeitig nichtleitend werden können.

In der genannten Patentschrift ist dargelegt, daß das genannte Netzwerk während der Rücklaufzeit ein Netzwert vierter Ordnung bildet mit zwei Resonanzfrequenzen und daß die genannten Ausschwingungserscheinungen dadurch klein gehalten werden können, daß die Schaltungselemente derart bemessen werden, daß diese beiden Parallelresonanzfrequenzen fet und fy bestimmte Werte aufweisen, die von der Dauer der Rücklaufperiode τ und der Dauer der Hinlaufperiode T-T abhängig sind. Wie aus dem oben erwähnten Ausdruck hervorgeht, ist der optimale Wert von /5x und fy auch noch einigermaßen vom Ausmaß, in dem die Neigung des Sagezahnstromes durch die Ablenkspulen

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bei Anwendung von sog. S-Korrektur dieses Stromes variiert, abhängig.

Theoretisch kann in einem Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator durch genaue Bemessung von fx und fy ein völlig schwingungsfreier Hinlauf erhalten werden. In der Praxis ist dies jedoch infolge unvermeidlicher störender Einflüsse nicht vollkommen erreichbar. Diese störenden Einflüsse sind u. a.:

1. Das Vorhandensein von Streureaktaazen im Netzwerk, die einerseits so klein sind, daß man sie nicht in der Hand hat, andererseits jedoch groß genug, um einen schwingungsfreien Hinlauf unmöglich zu machen.

2. Das Vorhandensein von Verlusten im Netzwerk während der Rücklaufzeit. Ein wesentlicher Teil davon wird durch Nutzenergie gebildet, die über den Gleichrichter entnommen wird.

3. Toleranzen in Einzelteilen und Produktionsstreuungen, die es unmöglich machen, die Frequenzen fx und fy genau genug den für einen schwingungsfreien Hinlauf notwendigen Werten gleich zu machen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, in einem. Generator der eingangs genannten Art die Unterdrükkung von Störschwingungen zu verbessern; sie weist dazu das Kennzeichen auf, daß das Netzwerk so abgestimmt ist, daß die Frequenz fß etwa einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit entspricht

Das genannte Netzwerk weist immer eine zwischen den beiden Parallelresonanzfrequenzen fx und fy liegende Reihenresonanzfrequenz fß auf, wobei die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist (im Falle eines vollständig verlustfreien Netzwerkes Null ist). Dies ist im wesentlichen die Schwingungsfrequenz des Generators während der Hinlaufzeit, also bei leitenden Schaltmitteln. Es ist bekannt, daß für exakte Abstimmung des Rücklaufhochspannungsgenerators auf einen schwingungsfreien Hinlauf nur die Parallelresonanzfrequenzen fx und fy von Bedeutung sind und die Reihenresonanzfrequenz /nicht wesentlich ist Dabei hat die Lage von fß nur einen Einfluß auf die Gestalt des an den Eingangsklemmen des Netzwerkes auftretenden Rücklaufimpulses.

Die Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß jedoch der Wert dsr Frequenz fß außerdem einen sehr großen Einfiuß auf die Amplitude der infolge dei genannten störenden Einflüsse noch restlichen Hinlaufschwingungen hat und daß diese Amplitude minimal ist wenn der Wert von fß ?inem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit nahezu entspricht

Ein derartiger Generator wird vorzugsweise derart entworfen, daß der Qualitätsfaktor des Generators während der Hinlaufzeit bei der genannten Frequenz fß mehr als 25 beträgt

Wenn bei einem Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator das Rücklaufnetzwerk mindestens drei Parallel-Resonanzfrequenzen oder mehr aufweist, läßt sich auch dabei ein nahezu schwingungsfreier Hinlauf erreichen dadurch, daß jede dieser Resonanzfrequenzen wenigstens nahezu dem nachfolgenden Ausdruck gleich gemocht wird:

{■♦•.-VrM'-i')}

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wobei K eine ungerade positive ganze Zahl, beispielsweise 1,3,5 bzw. 1,5,7 ist In einem derartigen Fall weist das Netzwerk zwischen fx und k eine erste Reihenresonanzfrequenz fß\ auf, wobei die Eingaflgsimpedsnz des Netzwerkes minimal ist und zwischen k und fy eine zweite Reihenresonanzfrequenz fßi, wobei die Eingangsimpedanz des Netzwerkes minimal ist fß\ und fß2 sind zugleich die Frequenzen auf die das Netzwerk während der Hinlaufzeit resoniert

Infolge der genannten störenden Einflüsse wird auch bei einem derartigen Rücklaufhochspannungsgenerator der Hinlauf nicht völlig schwingungsfrei sein. Die Schwingungen die dann auftreten, enthalten dabei meistens zwei Anteile, einen mit der Frequenz fß\ und einen mit der Frequenz Ιβϊ.

Es stellt sich nun heraus, daß unabhängig voneinander für eine minimale Amplitude des /Pi-Anteils, die Frequenz fß\ optimal, d.h. etwa entsprechend einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit gewählt werden muß und für eine minimale Amplitude des /^-Anteils die Frequenz f$i etwa entsprechend einem garucn Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der HinLufzeit sein muß.

Andererseits stellt es sich heraus, daß der Anteil mit der niedrigeren Frequenz im allgemeinen eine wesentlich größere Amplitude aufweist als der Anteil mit der höheren Frequenz. Bei einem Rücklaufhochspannungsund Sägezahnstromgenerator, wobei das genannte Netzwerk während der Rücklaufzeit eine dritte, zwischen fx und fy liegende, Resonanzfrequenz k aufweist die wenigstens dem gegebenen Ausdruck für K entsprechend einer ungeraden ganzen Zahl entspricht wird daher schon eine wesentliche Verringerung der Hinlaufschwingungen erreicht wenn die zwischen fx und fe liegende Frequenz fß\ wobei die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklemmen minimal ist etwa einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit entspricht

Wie obenstehend bereits erwähnt, wird dagegen eine optimale Bemessung dadurch erreicht, daß die zweite zwischen ft und fy liegende Frequenz fßr, wobei die Impedanz des Netzwerkes an den Eingangsklcmmen minimal ist ebenfalls einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit entspricht

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerators, wobei die Erfindung angewandt werden kann,

F i g. 2 den Ersalzschaltplan des Ausführungsbeispiels nach F ig. 1,

F i g. 3 ein Diagramm zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung,

Fig.4 ein zweites Ausführungsbeispiel eines tlücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerators, wobei die Erfindung angewandt werden kann,

F i g. 5 den Ersatzschaltplan des Ausführungsbeispieb nach F i g. 4.

Das Ai'sführungsbeispiel nach F i g. 1 zeigt einen Transformator 1 mit einer Primärwicklung 2, einer oder mehreren fest mit der Primärwicklung gekoppelten Hilfswicklungen 3, und mit einer Sekundärwicklung 4. Eine Anzapfung 6 der Primärwicklung ist mit dem Pluspol einer Spihespannungsquelle 7 verbunden, deren Minuspol mit Masse verbunden ist Zwischen der zweiten Anzapfung 6 und der Unterseite der Primärwicklung liest die Reihenschaltung aus einigen Ablenk-

spulen 9 einer Lineafilätskorrekturanordnung IO und einem S-Korrekturkondensator II. Die Anzapfung 8 und die Unterseite der Primärwicklung liegen gegenüber der Anzapfung 6 symmetrisch, so daß die genannte Reihenschaltung gegenüber Masse symmetrisch gespeist wird.

Zwischen dem oberen Ende der Primärwicklung und Masse liegt ein als Schalter wirksamer Transistor 12 mit einem ihm parallelgeschalteten Kondensator 13. Die genannte Sekundärwicklung 4 ist einerseits mit Masse und andererseits mit einer Gleichrichterschaltung verbunden, die aus dem Gleichrichter 14 und einem Glättungskondensator 15 besteht; die vom Gleichrichter erzeugte Hochspannung wird der Endanode einer nicht näher dargestellten Fernsehbildröhre zugeführt. ι ϊ

Schaltimpulse, die den Transistor 12 periodisch am Ende jeder Hinlaufzeit sperren, werden über einen Trenntransformator 18. eine Reiheninduktivität 19 und eine Paraüeldiods 20 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 12 zugeführt. Der Transistor 12 >o ist ein sogenannter träger Schalttransistor und die Elemente 19 und 20 sind aufgenommen um das Abschalten des Transistors am Ende der Hinlaufzeit zu beschleunigen.

Fig. 2 stellt den vereinfachten Ersatzschaltplan der >ί Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dar. Darin ist £ die Spannungsquelle 7, SW stellt den durch den Transistor 12 und die Diode 20 gebildeten Schalter dar. Q ist die Kapazität des Kondensators 13 vermehrt mit der Kollektor-Emitter-Kapazität des Transistors und den transformierten Streukapazitäten der Primärwicklung, der Hilfswicklungen, der Ablenkspulen und der Linearitätskorrekturschaltung. L\ is die Induktivität der Primärwicklung und der daran angeschlossenen Ablenkspulen und Linearitätskorrekturschaltung, alles π transformiert nach den Klemmen, an welche der Schalter angeschlossen ist. L2 ist die Streuinduktivität zwischen der Sekundär- und der Primärwicklung und C2 die Streukapazität der Sekundärwicklung und die Eingangskapazität der Gleichrichterschaltung, ebenfalls ■»< > transformiert nach den Klemmen, an die der Schalter angeschlossen ist.

Während der Hinlaufzeit ist der Schalter SW geschlossen. Die Spannung £der Speisespannungsquelle 7 liegt daher am Kondensator C- und zugleich an der j> Induktivität L 1. Dadurch wird durch die Induktivität L 1 ein sich mit der Zeit linear ändernder (Sägezahn)-Strom fließen. Wird infolge eines der Basiselektrode des Transistors 12 zugeführten Impulses der Schalter SW nicht leitend gemacht, so werden im Netzwerk infolge der in L1 vorhandenen magnetischen Energie freie Schwingungen auftreten. Diese Schwingungen verursachen am Kondensator Cl und C2 impulsförmige Spannungen Vi bzw. V2. die sogenannten Rücklaufimpulse. Sobald der Rücklaufimpuls an C1 bis zum Wert der Speisespannung sinkt d. h. sobald das KoHektorpotential des Transistors 12 gegenüber Masse negativ wird, gerät der Kollektor-Basis-pn-Obergang des Transistors in Durchlaßrichtung und ein nächster Hinlaufzeit fängt an. Der Schalter SW im Ersatzschaltplan nach Fig. Ic schließt sich daher automatisch sobald die an diesem Schalter vorhandene Rücklaufspannung gieich Null wird.

Es sei bemerkt, daß im Schaltplan nach F i g. 1 der Sägezahnstrom während des ersten Teils der Hinlaufzeit über die Diode 20. den Basis-KoHektor-Übergang des Transistors und danach über den Transformator und die Ablenkspulen zur Speisespannungsquelle fließt und auf diese Weije der Speisespannungsquelfe Energie zurückliefert. Einige Zeit nach dem Anfang der Hinlaufzeit wird mittels der der Basiselektrode des Transistors zugeführten Impulse der Basis-Emitter-Übergang des Transistors leitend gemacht, so daß während des zweiten Teils der Rücklaufzeit der nun in seiner Polarität umgekehrte Sägezahnstrom aus der Speisespannungsquelle über den Transformator und die Ablenkspulen und danach über die Kollektorelektrode und die Emitterelektrode des Transistors nach Masse fließen kann, wobei die Speisespannungsquelle dem Netzwerk Energie liefert.

Nun muß dafür gesorgt werden, daß während der Hinlaufzeit nur Sägezahnstrom durch L 1 fließt und daß nicht zugleich Ausschwingungserscheinungen infolge elektrischer bzw. magnetischer Energie, die in der Induktivität L 2 und im Kondensator C2 vorhanden ist, auftreten. Eine derartige schwingungsfreie Hinlaufzeit

ganzen Hinlaufzeit und daher auch am Anfang und am Ende der Rücklaufzeit der Strom durch L 2 gleich Null ist und die Spannung an C2 der Batteriespannung - E entspricht.

Um diese Anforderung zu erfüllen müssen für jede Resonanzfrequenz λ des Rücklaufnetzwerkes, also des Netzwerkes bei geöffnetem Schalter SW, die nachfolgenden Beziehungen gelten:

ff I =

a Ig Φ α =

(D

(M)

Darin ist τ die Dauer der Rücklaufzeit. K eine ungerade ganze Zahl, io die Größe des Sägezahnstromes am Anfang der Rücklaufzeit, /0 der zeitliche Differentialquotient am Anfang der Rücklaufzeit und Φ_χ ein Phasenwinkel. Aus den beiden Gleichungen kann Φ, eliminiert werden. Dann entsteht fürotr eine Potenzreihe in r/Vfo. Wenn diese Reihe auf die ersten zwei Glieder beschränkt wird, findet man:

ar = Ä' - +

K-

Wenn durch L 1 und folglich durch die Ablenkspulen ein rein linea.-er Sägezahnstrom fließt, so gilt annähernd:

r/„

2 τ T-T

wobei Τ—τ die Dauer der Hinlaufperiode ist Wenn jedoch infolge des S-Korrekturkondensators nach F i g. 1. der im Ersatzschaltbild nach F i g. 2 vernachlässigt ist der Ablenkstrom einen einigermaßen S-förmigen Charakter hat was bei Fersehwiedergabeanordnungen allgemein üblich ist so gilt annähernd:

Τ-τ V 3

wobei S die relative Verringerung der Neigung des

Ablenkstromes am Ende der Hinlaufzeit gegenüber dieser Neigung in der Mitte der Hinlaufzeit darstellt. Die obengenannte Bedingung für «r geht dann über in

ατ=Κη

"-T7

2 r I ' A'V Γ- , V ' 3

/" Λ = " I I

fa _2f .1

(III)

Wie obenstehend bemerkt wurde, müsse zur Erhaltung eines schwingungsfreien Hinlaufen die Gleichungen (I) und (II) und folglich auch die Gleichung (III) für >n jede Resonanzfrequenz des Rücklaufnetzwerkes gelten.

ar

L, C₁

L₁C₂

L, C₁

Das Netzwerk nach Fig. 2 hat während der Rücklaufzeit zwei Resonanzfrequenzen η = 2π f<x und γ = 2π/γ, wofür filt:

,C₁

L₁C, J

L₁ L₁ C₁ C₂

und zur Erhaltung eines schwingungsfreien Hinlaufes wird das Netzwerk derart bemessen, daß fix der Gleichung (Hl) für K — 1 und zugleich fy der Gleichung (III) für beispielsweise K = Z oder K=5 usw entspricht. Außer den Frequenzen fa, und fy weist das Netzwerk noch eine dritte charakteristische Frequenz fß auf. welche die zwischen fix und fy liegende Frequenz ist. wobei die Eingangsimpedanz des Netzwerkes minimal (0) ist. Für das Netzwerk nach Fig.2 ist dies die Reihenresonanzfrequenz von L 2 und C2 also

ß- = (2 .τ//ir

Ll C2

Bei der gegebenen Periode T und bei der vorher gewählten Rücklaufzeit r liegen die Werte von fix und fy uürCi'l Uli. Ulli UtI G!ci<_llUllg (!!!) gCgCUCIIC DCuillgUIlg fest. Der Wert fß kann jedoch zwischen fa und k noch frei gewählt werden. 4ϊ

Es ist bekannt, daß bei nach der Gleichung (III) festgestellten Werten von fa. und fy der Wert von /ß die Form des an den Eingangsklemmen des Netzwerkes auftretenden Rücklaufimpulses bestimmt. Dies ist in F i g. 3 durch die durch Vl angegebenen Kurven näher v) dargestellt, die bei unterschiedlichen Werten von fß gefunden wurden. Wie aus dieser Figur hervorgeht, sinkt für niedrige Werte von fß die Spannung Vl vor dem Beenden der Rücklaufzeit unter den Wert der Batteriespannung. Um dies zu vermeiden wird Iß im allgemeinen groß genug gewählt insbesondere liegt fß im Gebiet

/1öify~<fß<fy.

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Es dürfte einleuchten, daß. wenn man fß im Gebiet fa. <fß <]/fxfy

wählt im Röcklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator derartige Schaltmittel verwendet werden müssen, daß diese nicht vor Ende der vorherbestimmten Rücklaufzeit τ leitend werden.

Es hat sich nun herausgestellt, daß die Lage der Frequenz fß zugleich einen wesentlichen Einfluß auf die Amplitude der während der Hinlaufzeit auftretenden Schwingungen hat, die dadurch entstehen, daß infolge der eingangs beschriebenen störenden Einflüsse eine völlig schwingungsfreie Hinlaufzeit unerreichbar ist. Dies ist in F i g. 3 durch die Kurve ER näher angedeutet. Diese Kurve gibt als Funktion von Iß das Verhältnis zwischen der Energie, die in der Hinlaufzeit die genannte unerwünschte Schwingung veranlaßt hat, gegenüber der gesamten während der Rücklaufzeit im Netzwerk vorhandenen elektromagnetischen Energie. Es geht deutlich hervor, daß dieses Energieverhältnis bei bestimmten Werten von fß Maxima und bei den zwischenliegenden Werten Minima aufweist.

Gefunden wurde, daß die Maxima in der £7?-Kurve bei Wenen von fß auftreten, fur weicne gut:

πίβ (T- r) - tangens {πίβ (T- τ)).

Da jedoch πίβ (T- τ) gegenüber 1 groß ist, läßt sich sagen, daß die genannten Maxima auftreten etwa bei

tangens (π ■ fß ■ (T-τ))=^ Ό

Dies ist der Fall wenn fß Γ-τ)=π+'/2 (η ist eine ganze Zahl). Die zwischen den Maxima liegenden Minima treten bei denjenigen Werten von fß auf, für welche gilt fß (T- r)=η also

T-T

Die Kurven nach F i g. 3 sind für Rucklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator bestimmt wobei foe der Gleichung (III) für Ar=I und fy für K=3 entspricht (dritte harmonische Abstimmung) und für ein Rücklaufverhältnis τ17"= 0,15. In Fig.3 sind die zu den ■jjiterschiedficher. Minima gehörenden Werte τοπ .·; eingeschrieben worden. Es stellt sich heraus, daß zur Erhaltung einer guten Form des primären Rücklaufim-

pulses sowie einer minimalen Amplitude der Hinlauf· schwingungen in diesem Fall vorzugsweise n=7 gewählt wird.

Es dürfte einleuchten, daß durch die obengenannte Bemessung von φ zwei wesentliche Vorteile erhalten werden.

1. Bei der gf.£ebenen Art und Größe der genannten störenden Einflüsse, die eine genaue Abstimmung des Generators unmöglich machen, wird die Amplitude der dadurch verursachten Hinlaufschwingungen möglichst klein gehalten. Oder es können für eine bestimmte zugelassene Amplitude der Hinlaufschwingungen wesentlich größere Abweichungen von fix und fy gegenüber ihrem genauen Abstimmwert zugelassen werden.

2. Die infolge der Toleranzen und Produktionsstreuung verursachte Streuung von φ in den unterschiedlichen Exemplaren ein und derselben Produktionsreihe haben praktisch keinen Einfluß mehr auf die Amplitude der Hinlaufschwingungen, dies im Gegensatz dazu, wenn φ beispielsweise in der Mitte zwischen einem Msximum und einem Minimum liegt, beispielsweise

fli =

T-T

fß =

IO

—— liegenden Maxima in der ER-Kurve liegen auf

Der Abstand zwischen einem Minimum und einem benachbarten Vuxium ist also

abweichen darf. Bei Fernsehwiedergabeanord-

Dann werden die Produktionsstreuungen in φ einen großen Einfluß auf die Amplitude der Hinlaufschwingungen haben.

Es sei bemerkt, daß die in Fig.3 durch ER ü angegebene Kurve für ein Netzwerk bestimmt ist, das bei geschlossenem Schalter eine gewisse Menge ohmscher Verluste in dem durch E, SW, L2, C2 gebildeten Schwingungskreis enthält (Qualitätsfaktor Q etwa gleich 20). Es stellt sich nun heraus, daß bei Verringerung dieser Verluste die Maxima der EÄ-Kurve höher und die Minim=» niedriger werden. Durch KeauKtion der ohmschen Verluste, insbesondere durch Reduktion der Kupfer- und Eisenverluste im Transformator 1, kann bei der obengenannten optimalen Bemessung von fß noch eine weitere Verringerung der Hinlaufschwingungen erhalten werden. Bei nicht optimal bemessener fß hat eine derartige Maßnahme gerade eine Zunahme derHinlaufschwingungen zur Folge.

Um einen optimalen Nutzen der richtigen Bemessung von fß zu erhalten wird daher der Qualitätsfaktor Q des Hinlaufkreises vorzugsweise größer als 25 gewählt Bei richtiger Bemessung von fß in Kombination mit einem P= 25 wird bei einer verhältnismäßig großen (5%) Abweichung des Verhältnisses h/fix gegenüber dem optimalen Wert dieses Verhältnisses ein Schwingungsenergieverhältnis (ER)von nur etwa- % gefunden.Der

genannte Qualitätsfaktor läßt sich einfach aus der exponentiellen Abnahme der Hinlaufschwingungen während der Hinlaufzeit ermitteln. Die beiden auf beiden Seiten eines Minimums T-T

Aus Fig.3 geht weiter hervor, daß um in ausreichendem Maße in einem Minimum der ER-Kurve zu liegen

fß nicht mehr als etwa ± vom optimalen Wert

nungen, wobei T—t etwa 55 μ$ betragen kann, ist die zulässige Abweichung von fß also etwa ±2,3 kHz. Aus dem Obenstehenden folgt, daß für fß eine absolute (in kHz) und nicht eine relative (in %) Genauigkeit erforderlich ist.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 sind entsprechende Teile mit denselben Bezugszeichen wie in F i g. 1 angegeben. Gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 weist Fig.4 noch eine zusätzliche Transformatorwicklung 5 auf, die mit einer Seite des + Poles der Speisespannungsquelle 7 und mit der anderen Seite über einen parallel-LC-Kreis 16, 17 an die Kollektorelektrode des Transistors 12 angeschlossen ist. Der Ersatzschaltplan ist in F i g. 5 dargestellt. Darin stellen L 3 und Ci im wesentlichen die Induktivität der Spule 16 und die Kapazität des Kondensators 17 dar, während L 4 die Streuinduktivität zwischen den Wicklungen 4 und 5 darstellt. Wie in der laufenden Patentanmeldung (PHN. 5578) bereits erläutert wurde, weist das Netzwerk nach F i g. 5 drei Resonanzfrequenzen fix, k und fy auf, und kann eine nahezu schwingungsfreie Hinlaufzeit erhalten werden, und zwar dadurch daß diese Frequenzen derart gewählt werden, daß sie alle drei der Gleichung (III) entsprechen, wobei K eine ungerade ganze Zahl, beispielsweise K gleich 1,5 und 7 entspricht.

Das Netzwerk hat in diesem Fall zwei Frequenzen φ\ und Φ2, wobei die Eingangsimpedanz des Netzwerkes minimal (0) ist, und von denen die erste (φ\) zwischen fix und k und die zweite (φι) zwischen k und fy liegt. Infolge der eingangs erwähnten störenden Einflüsse werden auch nun wieder einigermaben Schwingungen während der Hinlaufzeit auftreten. Diese Schwingungen werden aus einem ersten Anteil mit der Frequenz φ\ und einem zweiten Anteil mit einer Frequenz /j?₂ bestehen.

Wenn nun φ\ innerhalb der gegebenen Grenzen

gleich einem ganzen Vielfachen des reziproken Wertes der Dauer der Hinlaufzeit gewählt wird

TT

mit η als ganze Zahl

kann die Amplitude des genannten ersten Anteils minimal eingestellt werden und ebenso kann durch φ₂ innerhalb der gegebenen Grenzen

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T-τ

und

T-T

gleich einem ganzen Vielfachen des reziproke Wertes

Il

der Dauer der Hinlaufzeit gewählt werden

• - mit m als ganze Zahl

die Amplitude des genannten zweiten Anteils minimal eingestellt werden.

Es sei bemerkt, daß im Ersatzschaltbild nach Fig. 5

eine Erhöhung von /jS, bei gleichbleibender Lage der übrigen Frequenzen verwirklicht werden kann, und zwar durch Verringerung von L3 und LA und durch Erhöhung von Cl und C3 mit einer geringfügigen Anpassung der übrigen Elemente. Eine Erhöhung von /p₂ läßt sich durch Verringerung von C3 und Erhöhung von CI mit einer geringen Anpassung der übrigen Elemente durchführen.

Hierzu 3 Blatt Zeirhnuncen

Claims

Patentansprüche:

1. Rücklaufhochspannungs- und Sägezahnstromgenerator, insbesondere für eine Fernsehwiederga- beanordnung mit Schaltmitteln, die periodisch während einer Rücklaufzeit τ nicht leitend und während einer Hinlaufzeit Τ—τ leitend sind und mit einem Netzwerk mit an die Schaltmittel angeschlossenen Eingangsklemmen, wobei das Netzwerk einen Transformator enthält mit mindestens einer Primärwicklung, mit gegebenenfalls einer oder mehreren daran angeschlossenen Spulen, über die während der Hinlaufzeit der genannte Sägezahnstrom fließt, sowie mit einer Sekundärwicklung, an die eine Gleichrichterschaltung zum Erzeugen der genannten Hochspannung aus den in der Rücklaufzeit an der Sekundärwicklung auftretenden Spannungsimpulsen angeschlosssen ist, welches Netzwerk, auch infolge der zwischen den Transformatorwicklungen vorhandenen Streuinduktivität, so abgestimmt ist, daß es während der Rücklaufzeit eine erste Resonanzfreqenz fix. aufweist, die wenigstens nahezu dem Ausdruck entspricht: