DE2164764A1

DE2164764A1 - Schaltungsanordnung zur Auswertung eines unter Phasenflattern empfangenen Fre quenzbandes

Info

Publication number: DE2164764A1
Application number: DE19712164764
Authority: DE
Inventors: Jacques Fontonne Antibes; Choquet Michel Francois Vence; Pierret Jean Marc Nizza; Belloc (Frankreich). GOIs 1-54
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1971-01-21
Filing date: 1971-12-27
Publication date: 1972-08-03
Also published as: JPS534788B1; FR2122376B1; GB1348018A; US3766480A; FR2122376A1; IT944337B

Description

Aktenzeichen der Anmelderin: Docket FR 970 010

Schaltungsanordnung zur Auswertung eines unter Phasenflattern empfangenen Frequenzbandes

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Auswertung eines unter Phasenflattern empfangenen Frequenzbandes bei der Nachrichtenübertragung, wobei diese Anordnung neben einem Demodulationszweig zur Wiedergewinnung der übertragenen Informationen eine Schaltungsgruppe zur Bereitstellung der als Demodulationsbezugssignal dienenden Trägerfrequenz f samt dem gegebenenfalls auf dem Übertragungskanal hinzugefügten Frequenzversatz s enthält, diese Demodulationsbezugsfrequenz f + s entweder aus dem empfangenen Spektrum herausgefiltert oder im Takte übertragener Seitenband-Frequenzkomponenten neu gebildet und dem Steuereingang des verwendeten Informations-Demodulators zugeführt wird.

Solche Schaltungsanordnungen werden insbesondere zur korrekten empfangsseitigen Wiedergewinnung von Trägerfrequenzen verwendet. Die Notwendigkeit dazu läßt sich unter Bezugnahme auf einige natürliche Gegebenheiten bei der übertragungstechnik erläutern. In erster Linie sind Frequenzversetzungen zu nennen, die jedes

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übertragene modulierte oder unmodulierte Signal ungünstig beeinflussen. Solche Frequenzversetzungen treten z. B. als Folge des allgemein bekannten Dopplereffektes auf; eine FrequenzVerfälschung ist dabei das Ergebnis der relativen Geschwindigkeit zwischen Sender und Empfänger. Geringere Frequenzversetzungen treten auch bei leitungsgebundenen Übertragungen auf. Besondere Vorkehrungen sind dagegen zu treffen.

Theoretisch sind bei Nachrichtenkanälen die am Ausgang auftretenden Signale mit denen identisch, die in den Eingang eingegeben werden. Praktisch treten jedoch Einflüsse auf, die zu Frequenzversetzungen oder auch zu Phasenflattern führen.

Eine andere zu beobachtende Erscheinung insbesondere an den Enden des Übertragungsspektrums eines übetragungskanals sind Phasenverzerrungen der einzelnen Frequenzkomponenten relativ zueinander. Sie werden ausgedrückt durch die Phasendifferenz zwischen der tatsächlich empfangenen Phasenlage einer Frequenzkomponente und der idealen Phasenlage dieser Komponente, die gegeben wäre, wenn der Kanal auch in der Nähe seiner Frequenzbandgrenzen lineares Phaseaverhalten aufweisen würde.

Eine dritte Erscheinung bezüglich der Phasenlage eines empfangenen Signals sind sporadische Abweichungen von der Normalphase. Es handelt sich dabei um ein Phasenflattern. Diese Erscheinung rührt insbesondere von Abweichungen der Speiseleistung der Oszillatoren oder auch von unzulänglicher Selektivität in Bezug auf Nachbarfrequenzbänder her.

Häufig ist dieses Phasenflattern zu vernachlässigen, weil es in der Regel klein bleibt; es kann jedoch bei mehrpegeligen Modulationsverfahren sehr störend werden.

übertragungsleitungen weisen häufig die genannten drei Erscheinungen in Form einer zeitlich konstanten Versetzung der Frequenz des gesamten Spektralbereiches, in Form von Phasenverzerrungen an den

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Spektralrändern (die gerade häufig für die übertragung von Pilotoder Trägerfrequenzen benutzt werden) und in Form von Phasenflattern auf, das im allgemeinen das gesamte übertragene Frequenzband in Mitleidenschaft zieht.

Im beschriebenen Beispiel wird dieser Fall ins einzelne gehend behandelt.

Entsprechend dem Stande der Technik gibt es verschiedene Einrichtungen, mit deren Hilfe auf der Empfangsseite insbesondere die Wiedergewinnung der korrekten Trägerfrequenz mit richtiger Phasenlage ermöglicht wird. Zwei Familien von Schaltungsanordnungen sind hierbei zu betrachten. Die erste Familie besteht einerseits aus Schaltkreisen, mit deren Hilfe die richtige Frequenz mit gerade empfangener Phasenlage herausgearbeitet wird. Auf der anderen Seite sind Schaltkreise möglich, die mit der betreffenden Frequenz lediglich synchronisiert werden und sie dabei mit einer anderen Phase völlig neu wiedergewinnen. Diese zweite Familie, mit deren Hilfe die korrekte Bezugsphase bestimmt werden kann, beruht entweder auf der Beseitigung des Unterschiedes zwischen der zu definierenden Phase und der empfangenen Phase oder auf einer Neugewinnung der zu erstellenden Frequenz mit korrigierter Bezugsphasenlage.

Wenn bei der übertragung ein Phasenflattern auftritt, müssen sowohl die Schaltungsanordnungen nach der ersten Familie als auch nach der zweiten Familie bestimmte Eigenschaften zur Berücksichtigung des Phasenflatterns aufweisen.

Die Aufgabe der Erfindung ist die Angabe von entsprechenden Schaltkreisen für die erste oder die zweite Familie, die im Stande sind, die empfangene richtige Momentanfrequenz mit korrekter Momentanphase ohne Phasenflatterstörungen zu gewährleisten.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichnete Erfindung gelöst. Eine vorteilhafte Ausgestaltung dieser Lösung

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ist im Unteranspruch angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels mit entsprechenden Zeichnungen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die schematische Darstellung eines Empfängers

mit einer Vorkehrung entsprechend der Erfindung,

Fig. 2 das Blockschaltbild eines schaltbaren Filters,

Fig. 3 eine weiter ins einzelne gehende Darstellung

des Empfängers gemäß Fig. 1 und

Fig. 4 das Schema und den zeitlichen Verlauf der Signale innerhalb der Korrekturkreise der Schaltungsanordnung nach Fig. 3.

In diesen Figuren sind bestimmten Schaltungspunkten und den an diesen Punkten auftretenden Signalen jeweils die gleichen Bezugszeichen zugeordnet. Q bezeichnet mehrere Einrichtungen zur Umformung eingegebener Signale in Rechtecksignale.

Fig. 1 zeigt die schematische Darstellung eines herkömmlichen Empfängers mit den Schaltkreisen zur Wiedergewinnung der Trägerfrequenz unter Berücksichtigung von Schaltungsanordnungen nach der ersten oder der zweiten genannten Version. Fig. 1 zeigt die üblichen Bauteile wie eine automatische Verstärkungsregelung 22, einen Demodulator 18, einen Tiefpaß 23, ein Filter 13 zur Unterdrückung der Trägerfrequenz oder einer übertragenen Pilotfrequenz. Diese herkömmlichen Schaltkreise zur Verarbeitung eines über E einlaufenden Signals sind Bestandteile eines üblichen Empfängers, gehören jedoch nicht zur eigentlichen Erfindung und werden insofern nicht weiter beschrieben. Der im folgenden benutzte Ausdruck Empfangssignal ist jeweils auf den Schaltungspunkt 1 bezogen.

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Zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltungsgruppe 14 werden zuerst die Einrichtungen zur Signalextraktion oder -Neugewinnung erläutert. Wenn die sendeseitig übertragene Frequenz f ist, wird die Empfangsfrequenz bei If + s sein, worin s den Frequenzversatz angibt. Die Momentanphase im Empfänger ist φ + tij(t); φ ist dabei eine Konstante und steht für die mittlere Phasenlage, und A<Mt) gibt das Phasenflattern als Zeitfunktion an. Wenn das Signal mit der Frequenz f übertragen wird, dann ist nur die Frequenz f + s mit ihrer Phase zu extrahieren. Die Phasenextraktionsschaltkreise 15 sind entsprechend einfach auslegbar. Wenn jedoch die entsprechende Frequenz nach dem Stande der Technik neu zu erstellen ist, dann ist dazu eine oder eine Mehrzahl von Frequenzen f. zu benutzen, die in einfacher Beziehung zur zu gewinnenden Frequenz stehen. Diese Frequenz bzw. Frequenzen f. werden vom Sender her übertragen und erscheinen am Punkt 1 mit einem Frequenzversatz s, einer Phase φ.^ und einem Phasenflattern A+(t). In normalerweise zur Verfügung stehenden übertragungsfrequenzbändern sind s und A+(t) praktisch frequenzunabhängig. A+(t) ist eine niederfrequente Funktion im Frequenzbereich zwischen etwa 15 bis 180 Hz.

In den Fällen, in denen die Frequenz f + s direkt herausgezo-

gen werden kann, sind die Extraktionsschaltkreise einfach und können aus einen Filter bestehen, das schmal genug zum Herausfischen von f + s ist, aber breit genug, daß die niederfrequen-

ten Komponenten der Funktion A+(t) neben der Frequenz f + β mit hindurchgelassen werden. Der konstante Anteil φ der Phase der Frequenz f -fs hat im allgemeinen nicht den exakten Wert; somit ist auch die Phase φ' als Phase des Signals am Ausgang der Extraktionsschaltkreise 15 noch nicht exakt definiert. Dies gilt ebenso für die Phase φ¹ eines Signals, das nicht in den Schaltkreisen 15 als Frequenz f + s extrahiert, sondern neu gewonnen

wird. In diesem komplexeren Falle müssen die Werte der Frequenz f + s und die Werte des Flatterns Δφ(Ο genau bestimmt werden. Die einzelnen Filter und Schaltkreise zur Isolation der Pilotfrequenz bzw. -frequenzen für die wiederzugewinnende Frequenz

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f + s müssen ebenso selektiv sein, wie bei der vorgenannten Frequenzextraktion, müssen aber auch die niederfrequenten Komponenten von A<£(t) hindurchlassen^v. Die Extraktions- oder Wiedergewinnungsschaltkreise 15 können, was das Hindurchlassen der Frequenzkomponenten A<f>(t) anbetrifft, verhältnismäßig einfach gestaltet werden; es ist jedoch auch für diese niederen Frequenzanteile eine ins Gewicht fallende Verzögerung τ zu berücksichtigen. Dies bedeutet, daß das zum Zeitpunkt t_Q am Punkt 2 in Fig. 1 herrschende Signal ein Phasen flattern A<j>(t_o - τ) hat. Dieser Flatterwert gilt für das Signal am Schaltungspunkt 1 zum Zeitpunkt t_Q - τ.

Die Schaltkreise 16 werden mit dem gegebenen Versatz des am Schaltungspunkt 2 anstehenden Signals synchronisiert. Das Phasenflattern zum Zeitpunkt t_ des Signals am Ausgang A* dieser Schaltkreise entspricht dem Flattern des Signals am Punkt 2, d. h. dem Flatterwert A+(t_Q - τ) des Signals am Schaltungspunkt 1 zum Zeitpunkt t_ - τ. Zur korrekten Arbeitsweise des gesamten Empfängers muß am Schaltungspunkt 3 zum Zeitpunkt t_ ein Signal entsprechend dem an Schaltungspunkt 1 zum Zeitpunkt t_ - τ vorliegen mit einem Flatterwert A+(t₀ - τ) . Die Verzögerunge stufe 17 nit der Verzögegerung τ in Schaltung«zweig zwischen den Punkten 1 und 3 sorgt für di· Einhaltung dieser Zeitbedingung. Die Verzögerung τ dieser Verzögerungsatufe muß dem Verzögerungswert der Schaltkreise 15 entsprechen. Daher kann die Verzögerungsstufe 17 auch zu den Schaltkreisen 14 gehörig betrachtet werden. Die Verzögerung τ kann beträchtliche Werte in der Größenordnung von einigen Millisekunden annehmen. Solche Verzögerungen sind schwer zu realisieren. Die Verwendung digitaler Schaltkreise bietet sich unter Verwendung «ines Δ-Codierers zur Ermöglichung einer Lösung an. Die gewonnene Δ-Impulsfolge kann in einem Schieberegister um τ verzögert werden. Ein nachgeschalteter Digital/Analog-Konverter kann dann zur Rückuawandlung in die am Schaltungspunkt I¹ herrschende Signalform dienen. Mit diesen Mitteln ist es möglich, zu jedem gegebenen Zeitpunkt am Schaltungspunkt 2 und somit auch an A* die Frequenz f + a mit dem Flattern Δφ und am Schaltungspunkt 3 die entsprechenden Nutzsignalkomponenten des bei 1 einlaufen-

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den Signals mit dem gleichen Flatterwert zur Verfügung zu haben. Das Filter 13 dient, wie bereits beschrieben wurde, zum Zurückhalten der Pilotfrequenz bzw. der Pilotfrequenzen, so daß am Schaltungspunkt 3 nur reine Nutzsignalkomponenten auftreten.

Die Aufgabe der Schaltkreise 16 in der Schaltungsgruppe 14 ist die Synchronisierung mit dem Signal am Schaltungspunkt 2, d. h. mit der Frequenz f + s einschließlich des Phasenfiatterns Δφ(t-τ). Dieses Erfordernis kann mit bekannten Schaltkreisen erfüllt werden, die in einer speziellen Ausführung als phasen-. mitgezogener Oszillator noch beschrieben werden sollen.

Nun soll die zweite Schaltungsgruppe 19 näher betrachtet werden. Auf alle Fälle darf das Phasenmitziehen der Schaltkreise 16 den Flatterwert Δφ des Signals am Eingang der Schaltkreise 16 nicht verfälschen, um auch am Ausgang A¹ die Frequenz f + s mit der Phase φ_ο + Δφ zu gewährleisten. Dieses Flattern muß mit dem Flattern an den Schaltungspunkten 2 und 3 identisch sein.

Zur Speisung der Schaltungsgruppe 19 kann entweder ein Signal, das nach der Demodulation abgegriffen wird (gestrichelte Verbindung b in Fig. 1), oder ein solches, das vor der Demodulation (punktierte Verbindung a) abgegriffen wird, verwendet werden. Die Schaltungsgruppe 19 besteht aus Schaltkreisen 2O zur Erzeugung eines Phasenbezugssignals $>.REF, Schaltkreisen 21 und einer Verbindung a'. Diese Schaltkreise sollen noch näher erläutert werden.

Als erster soll der Fall mit der Verbindung b betrachtet werden. Die über den Schaltungspunkt 3 in den Demodulator 18 einlaufenden Signale weisen in ihren einzelnen Bestandteilen alle die Frequenzversetzung s und das Phasenflattern A<I>(t) auf. Die Demodulations frequenz ist die Frequenz f + s mit einer mittleren . Phase Φ¹ und mit einem Flattern ΔΦ^). Da die gleichen Elemente s und A«i(t) sowohl im zu verarbeitenden Signal, als auch in der Demodulations frequenz enthalten sind, wird das Demodulatoratas-

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gangs signal keine Einflüsse von s und Δ Φ (t) mehr aufweisen. Hierauf beruht die Tatsache, daß die mit Φ.ΙΙΕΡ bezeichneten Schaltkreise 20 Signale verwenden, die nicht dem Flattern A3>(t) unterworfen sind, somit ein vom Flattern freies Phasenreferenzsignal abgeben können und dieses den Schaltkreisen 16 so zuleiten, als wäre kein Phasenfiattern vorhanden. Schaltkreise dieses Typs sind im einzelnen in der deutschen Patentschrift 1 466 142 beschrieben worden, die sich mit dem Problem der Trägerphasenkorrektur beschäftigt. Dabei sind nur die 20 entsprechenden Schaltkreise vorgesehen .

Im vorliegenden Falle werden Schaltkreise zur Erzeugung eines Phasenbezugssignals verwendet, denen dem Phasenflattern ΔΦ(ί-τ) unterworfene Signale eingegeben werden. So erzeugte Bezugssignale enthalten in veränderter Form wiederum ein Phasenflattern ΔΦ"(ί) und schließlich weitere Verzögerungen. Dieses Flattern ΔΦ" muß vor der weiteren Verwendung eines solchen Phasenbezugssignals für die Schaltkreise 16 eleminiert werden. Dazu sind solche f.REF-Schaltkreise zu verwenden, die die entsprechende Frequenz mit korrekter mittlerer Phasenlage Φ. erzeugen und ihr Ausgangssignal über ein Filter mit den nachstehend geschilderten Details abgeben. Am Schaltungspunkt 4 hat das erzeugte Phasenbezugssignal die Frequenz f' + s und die Phase Φ_Λ + ΔΦ"(t). Wenn das Signal vom Punkt 4 über Schaltkreise 21 in Form eines sehr schmalen geschalteten Filters, das seinerseits durch das Signal vom Schaltpunkt 2 gesteuert ist, geführt wird, wird nicht nur ΔΦ"(t) eleminiert, sondern dieses durch A<£(t-t) ersetzt. Dann hat das durch die Schaltungsgruppe 19 abgegebene Signal mit der Frequenz f_c + s die korrekte Phase Φ_ο + ΔΦ^-τ) . Die durch dieses Signal bewirkte Phasenbeeinflussung der Schaltkreise 16 ist dann fehlerfrei, und die Schaltkreise 16 geben am Ausgang A¹ ein Signal der

Frequenz f_ + s mit der mittleren Phase Φ ^ und dem gleichen Phac υ

senflattern A*(t-x) ab, d. h. mit den gleichen Phasendetails, wie sie auch das Signal am Schaltungspunkt 3 aufweist. Die Verwendung des geschalteten Filters 21 ist nur unter den nachstehend gegebenen Bedingungen möglich:

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a) Das zu filternde Signal am Schaltungspunkt 4 hat die Frequenz f + s und die Phase Φ_ο + ΔΦ"(t).

b) Das Steuersignal des Filters 21 über die Verbindung a¹ hat die Frequenz f + s mit der Phase Φ¹ + ΔΦ(^-τ).

c) Das verwendete schaltbare Filter 21 muß sehr schmal sein.

Bei einer Frequenz des Steuersignals f + s wird die Mittenfrequenz des Durchlaßbereichs des Filters 21 f + s sein. Das Signal am Schaltungspunkt 4 enthält die Frequenz f + s. Somit kann ein sehr schmales Filter als Filter 21 verwendet werden ohne Gefahr des Beschneidens des über den Schaltungspunkt 4 einlaufenden Signals. Die somit mögliche Verwendung eines sehr schmalen

bei der Filters erfüllt die oben angegebene Forderung c) «w* Eleminierung von ΔΦ"(t).

Die Funktion des geschalteten Filters 21 soll an Hand der Fig. beschrieben werden, die ein entsprechendes Blockschaltbild darstellt. Das über den Schaltungspunkt 4 einlaufende Signal kann folgendermaßen geschrieben werden:

Signal 4 = cos £2ir (f +s)t + Φο + ΔΦ"^)]

In diesem Blockschaltbild dienen als Steuersignal STS die beiden über die Leitungen 11 und 12 zugeführten orthogonalen Signale:

Signal 11 = cos [2ir (f_c+s)t + φ¹ + A<j>(t~r)] Signal 12 * ₈in [2π (f +s)t + φ¹ + Δφ^-

Die Modulation des über die Leitung 4 zugeführten Signals im Modulator 25 mit dem Signal 11 ergibt ein Signal 5:

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Signal 5

cos

COS

2π (f_c+s)t + φ¹ -2ir (f_c+s)t - φ₀

• 2(f_c+s)t + φ¹ + φ₀ + Δφ^-τ) +

)" (tj

Da das geschaltete Filter 21 sehr schmal sein soll, sind auch die beiden Bandpässe 29 und 28 sehr schmal auszulegen. Diese Filter eliminieren dann nicht nur den zweiten Teil Im Ausdruck des Signals 5, sondern auch die niederfrequenten Komponenten des ersten Ausdrucks des Signals 5, das sich dann vereinfacht wie folgt schreiben läßt:

cos

- Δφ"

τ) und Δφ"(ΐ) enthalten das Flattern des Mittelwertes, und nach Passleren des Bandpasses 29 ergibt sich bei 7 das Signal cos (φ¹ - φ₀).

Das Vorstehende für die Signale 4 und 12 angewandt ergibt ein Si gnal 6 bei 6:

sin Γφ¹ - φ₀ + Δφ^-τ) - Δφ"(

+ sin 2π · 2 (f_c+s)t + φ¹ + φ₀ + Δφ(^τ)

Bei 8 ergibt sich ein Signal sin (φ* - Φ_ο)·

Das Signal 7 wird im Modulator 27 mit dem Signal 11 moduliert und ergibt bei 9 das Signal:

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|cos [2ir(f_c+s)t

Entsprechend ergibt das Signal 8 mit dem Signal 12 im Modulator 26 moduliert bei IO das Signal 10:

|cos [2Tr(f_c+s)t + φ₀ + Δφ^-τΓ] - |cos jj2ir(f_c+s)t

Diese beiden letztgenannten Signale in einer Summierschaltung Σ addiert ergeben ein Signal:

COS [2 TT (f +S)t + φ_ +

Dieses Signal ist das gewünschte Phasenbezugssignal BEF.

Es soll noch einmal daran erinnert werden, daß die das Signal $>.REF erzeugenden Schaltkreise 20 mit um τ verzögerten Signalen gespeist werden. Für t müßte im Vorstehenden deshalb immer geschrieben werden t-τ. Das Signal 4 müßte bereits wie folgt geschrieben werden:

cos [2π (f_c+s) (t-τ) + Ψ_ο + Δφ"(ΐ-Dieses Signal kann auch ausgedrückt werden als:

cos Γ2τγ (f +B)t - 2tt (f +s)t + Ψ

^ IjC

cos [2τγ (f_c+s)t + Φ_ο + Δφ"(^

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Es spielt dabei kein Rolle, Δφ"(1:-τ) oder Δφ"(ΐι) zu schreiben, da dieses Glied ohnehin eleminiert wird. Dabei ergibt sich am Ausgang der Suiranierschaltung Σ ein Phasenbezugssignal REF der Form:

cos [2ir (f_c+s)t

Dies kann auch geschrieben werden als:

cos [2ir (f_c+s) (t-τ) +^₀

Hierin ist φ_ο ausgedrückt worden durch Ψ_ο - 2ir (f +s)x.

Das Signal bei 3, das einem Signal zum Zeitpunkt t-τ entspricht, wird im Demodulator 18 mit einem Signal über A¹ entsprechend dem Zeitpunkt t-τ verarbeitet, d. h. mit der korrekten bereinigten Phase ¥_Q und dem zugehörigen Phasenf lattern Δφ^~τ).

Das geschaltete Filter 21 wird mit dem Signal über 2 gesteuert. Die Schaltkreise 16 werden, wie noch beschrieben wird, mit dem Signal über 2 synchronisiert und ergeben über ihren Ausgang A' ein Signal der gleichen Frequenz mit dem gleichen Flattern Δφ^-τ Das Filter 21 könnte somit auch durch das Ausgangssignal der Schaltkreise 16 gesteuert werden. Die Wahl hängt dabei von der Genauigkeit des Signals bei 2 ab. Die Auslegung eines geschalteten Filters nach dem vorstehend erläuterten Blockschaltbild mit vorgegebener Bandfiltercharakteristik beruht auf Methoden und Verfahren nach dem Stande der Technik, die selbst nicht zum Gegen stand der vorliegenden Erfindung gehören. (Als Beispiel mögen Arbeiten genannt werden, die im September 1960 im "Bell System Tech nical Journal" veröffentlicht wurden.)

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Bei der Auslegung der Schaltungsgruppe 14 müssen die Schaltkreise 16 mit der Frequenz f + s synchronisiert werden und im Stande sein, dem Phasenflattern A<j>(t-t) zu folgen. Selbstverständlich können Schaltkreise einer Art, die normalerweise ohne Δφ verwendet wird, auch für Signale mit Phasenflattern eingesetzt werden. Phasenmitgezogene Oszillatoren sind hierfür insbesondere zu nennen. Die Ausführung und Verwendung solcher Schaltungen wurde bereits in der Offenlegungsschrift 1 933 895 beschrieben.

Die vorgenannten Bedingungen für diese Schaltkreise 16 legen auch die Verwendung bereits bekannter Schaltungsanordnungen nahe. Eine nähere Betrachtung der Schaltkreise 16 in Form eines mitgezogenen Oszillators erfolgt noch. Die Schaltkreise der Schaltungsgruppe 19 liefern dabei das Bezugssignal und werden durch Signale gespeist, die vor der Demodulation abgegriffen werden.

Fig. 3 ist eine weiter ins einzelne gehende Darstellung. Dieser Figur liegt wiederum das Prinzip nach Fig. 1 zugrunde, gibt aber mehr Details an. Es werden ebenfalls unter anderen die Bezugszeichen der Fig. 1 verwendet, welche die Zusammenhänge zwischen Fign. 1 und 3 gut erkennen lassen. Die Grundschaltungen der einzelnen Blöcke sind herkömmlicher Art und werden infolgedessen nicht näher beschrieben, außer dem Block 16 für den mitgezogenen Oszillator.

Auf der Empfangsseite soll der Frequenzversatz s und das Phasenflattern Δφ innerhalb des übertragenen Frequenzbandes von 600 bis 3000 Hz eleminiert werden. Es erfolgt die Demodulation des Empfangssignals mit 3600 Hz, d. h. mit der doppelten Mittenfrequenz des genannten Frequenzbandes. Diese Frequenz von 3600 Hz liegt außerhalb des üblichen Fernsprechspektrums und wird aus zwei Pilotfrequenzen von 600 Hz und von 3000 Ez gebildet. Diese beiden genannten Frequenzen sind die theoretischen Frequenzen; In Wirklichkeit werden mit dem Frequenzversatz s die die beiden Frequenzen 600 Hz + s und 3000 Hz + s empfangen, welche zusammengesetzt die Frequenz 3600 Hz + s ergeben. Die zur Bildung des

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Phasenbezugssignals dienenden Schaltkreise 20 geben ebenfalls ein Signal mit 3600 Hz + s und der Phase φ ab, das aus zwei während einer besonderen Synchronisationsperiode übertragenen Frequenzen von 1200 Hz + s und 2400 Hz + s abgeleitet wird. Am Schaltungspunkt 1 in Fig. 3 sind zwei Signale vorhanden; eines von der Frequenz 600 Hz + s mit der Phase φ + Δφ(t) und ein zweites von der Frequenz 3000 Hz + s mit der Phase Φ₂ + Δφ(t).

Das Filter 100 ist breit genug, um das Signal 3000 Hz + s mit seinein Phasenflattern Δφ^) durchzulassen. Dieses Signal ist auch " bei 101 vorhanden. Das Signal von 600 Hz + s wird im Modulator 108 mit dem Signal von 3000 Hz + s moduliert, ergibt ein Signal mit 2400 Hz ohne s und ohne Δφ mit der Phase φ- - φ und wird durch das Filter 109 herausgefischt aus den begleitenden Modulationskomponenten. Dieses Signal bei 102 ergibt in ein Rechtecksignal umgewandelt und durch 4 geteilt ein 600 Hz-Signal bei 103 mit einer Phase, die von φ₂ und φ abhängt. Dieses 600 Hz-Signal wird im Modulator 111 mit dem Signal der Frequenz 3000 Hz + s über 101 moduliert und ergibt ein Signal von 3600 Hz + s mit einer Phase φ¹ + Δφ^-τ), das wiederum durch ein Filter 117 herausgefiltert wird und am Schaltungspunkt 2 ansteht. Δφ^-τ) ist eine Funktion von Δφ(^ bei 1, jedoch um τ verzögert. Diese Verzögelf rung wird, wie bereits erläutert, auf dem Weg des normalen zu demodulierenden Signals in der Verzögerungsstufe 17 kompensiert. Dazu dient die digitale Verzögerungsleitung, die aus einem Schieberegister 17b, einem Δ-Codierer 17a und einem Digital/Analog-Rückkonverter 17c besteht. Bei 3 ist also das um τ verzögerte Signal von 1 vorhanden. Während der bereits angedeuteten Synchronisierungsperiode wird auf der Sendeseite eine vorgegebene Impulsfolge erzeugt, die die drei Frequenzen von 1200 Hz, 1800 Hz und 2400 Hz enthält, welche ihrerseits als 2400 Hz + s, 1800 H2+s und 1200 Hz + s empfangen werden. Signale rdt diesen Frequenzen können auch zur Synchronisierung der üb-sr den Ausgang Ά angeschlossenen Datenweiterverarbeitung verwendet werden« In äe=n Schaltkreisen 20 und 19 zur Erzeugung der Bezugsphasts wird die Frequenz von 1800 Hz + s nicht verwendet und daher in einem vorgeschalteten

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Sperrfilter 112 eliminiert. Das separierte, bei 105 vorhandene Signal von 2400 Hz + s hat die Phase φ + A<j>(t—r) und das bei

ei

106 vorhandene Signal von 1200 Hz + s die Phase φ, + Δφ(^τ).

• = 2*Kf wenn der Übertragungskanal bei den beiden zugrundeliea D

genden Frequenzen lineare Phasenverhältnisse aufweist. Am Ausgang eines Modulators 113 wird ein Signal der Frequenz 1200 Hz ohne Versatz abgegeben, welches hinter einem Filter 114 bei 107 mit der Phase Φ - Φ, = Φ, (da Φ = 2Φ, ist) und mit einem Pha-

SL ο D ab

senflattern Δφ ansteht.

Am Ausgang eines weiteren Modulators 115 steht beim Schaltungspunkt 4, dem Ausgang der Schaltkreise 20 zur Erzeugung des Bezugssignals Φ.ΒΕΕ, ein Signal von 3600 Hz + s mit der Phase 3Φ, an, welche der Phase Ψ_ identisch ist. Das Phasenflattern dieses Signals ist das bereits vorbeschriebene Δφ"^) mit der zusätzlichen Verzögerung τ, da die zugrundeliegenden Signale mit 2400 Hz + s und 1200 Hz + s hinter der Verzögerungsstufe 17 abgenommen werden. Alle übrigen Komponenten des Ausgangssignals des Modulators 115 müssen unterdrückt werden. Dies erfolgt mit dem geschalteten Filter 21, wie es bereits an Hand der Fig. 1 erläutert wurde. Dieses Filter 21 hat ein sehr schmales Durchlaßband und wird durch das Signal über 2 gesteuert, welches eine Frequenz von 3600 Hz + s, die Phase Φ* und das Flattern ΔΦ^-τ) hat. Entsprechend den bereits gegebenen Erläuterungen wird das gefilterte Phasenbezugssignal REF über den Ausgang der Schaltungsgruppe 19 abgegeben. Es hat die Frequenz von 3600 Hz + s, die Phase Φ_ο und das Flattern ΔΦ^-τ). Φ_ο ist, wie bereits genannt wurde, die Phase Ψ_ο um τ verzögert.

Nach dem Einschwingen während der genannten Synchronisierperiode bleibt der mitgezogene Oszillator, der die Schaltkreise 16 ausmacht, weiter synchronisiert durch das Signal über den Schaltungspunkt 2, das als "(Pilot)'-Signal" bezeichnet werden soll. Dieses hat die Frequenz 3600 Hz + s, die Phase φ¹ und das Phasenfiat tern ΔΦ^-τ). Der mitgezogene Oszillator gibt an seinem Ausgang A' 3600 Hz +s mit der Phase Φ_ο und dem Flattern ΔΦ^-τ) ab,

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d. h. die Frequenz 3600 Hz + s bezogen auf den Zeitpunkt t-τ mit der Phase f_Q und dem Plattern ΔΦ^-τ).

Fig. 4 zeigt weitere Einzelheiten des mitgezogenen Oszillators, der für die Schaltkreise 16 verwendet wird. Ein Taktgeber TG gibt eine Schwingung von 864 kHz ab. Diese Frequenz wird im Block 202 durch drei geteilt und ergibt bei 203 eine Frequenz •von 288 kHz. Dieses 288 kHz-Signal wird durch 80 geteilt und ergibt dabei ein Signal der Frequenz 3600 Hz.

Zu Beginn gibt der Teiler 204 ein internes Signal mit der Frequenz f = 3600 Hz beliebiger Phasenlage ab. Sobald das (Pilot)'-Signal über den Schaltungspunkt 2 ansteht, wird es durch eine entsprechend ausgelegte Schaltungsanordnung 116 erkannt und damit der durch 80 dividierende Teiler 204 über 116* gelöscht (RS); dies ist in der Zeile III des oberen Teils der Fig. 4 dargestellt. Da das (Pilot)'-Signal eine Frequenz f + s = 3600 Hz + s

und nicht eine solche von 3600 Hz aufweist, herrscht noch ein Unterschied y zwischen der abfallenden Flanke des (Pilot)'-Signals und der abfallenden Flanke des Signals 204 RS (Rückstellung) . Dieser Versatz wird im Vergleicher VGL festgestellt und sofort durch Änderung des Teilungsquotienten im Frequenzteiler 202 berücksichtigt. Das Signal bei 203 flattert daher um 288 kHz, um damit das Ausgangssignal des Teilers 204 mit dem (Pilot)'-Signal synchronisieren zu können. Solange dies erfolgt, steht das Flattern des Signals über 203 auch am Eingang eines zweiten durch 80 teilenden Teilers 205 an, dessen Ausgangssignal 205 gemäß Zeile IV damit auf das (Pilot)'-Signal synchronisiert wird, anfangs bis zur Synchronisation noch mit einer beliebig beginnenden Phasendifferenz. Das Ausgangssignal des Teilers 205 ist identisch mit dem Ausgangssignal A* nach Fign. 1 und 3. Beim Erreichen der Synchronisierung läßt ein Synchronisiersteuersignal SYNC das Phasenreferenzsignal REF gemäß Zeile V den Teiler 205 löschen. Wenn mit diesem Rückstellsignal 205 RS gemäß Zeile VI der Teiler 205 auf Null gelöscht ist, läuft das Teilerausgangssignal 205 synchron mit dem (Pilot)'-Signal über 2, jedoch mit

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einem konstanten Phasenversatz, welcher dafür sorgt, daß das Signal 205 die korrekte Phasenlage Φ hat. Die Zeile Ia dient zur Darstellung des Einflusses des Phasenflatterns A<i>(t). Durch das Phasenflattern wird eine Abweichung hervorgerufen, welche nach der Dauer einer Halbperiode des (Pilot)'-Signals durch einen Versatz zwischen den beiden abfallenden Flanken des (Pilot)'-Signals und des Signals 204 gekennzeichnet ist. Der Abgleich besteht praktisch im Ausgleich beider Einflüsse, sowohl des Frequenzversatzes als auch des Phasenflatterns.

Das beschriebene Prinzip der Teilerlöschung auf Null ist übrigens eine bereits bekannte Methode. Sie ist schon mit anderen Schaltungsanordnungen, z. B. in der deutschen Patentschrift 1 904 453, beschrieben worden.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

Schaltungsanordnung zur Auswertung eines unter Phasenflattern empfangenen Frequenzbandes bei der Nachrichtenübertragung, wobei diese Anordnung neben einem Demodulationszweig zur Wiedergewinnung der übertragenen Informationen eine Schaltungsgruppe zur Bereitstellung der als Demodulationsbezugssignal dienenden Trägerfrequenz f samt dem gegebenenfalls auf dem Übertragungskanal hinzugefügten Frequenzversatz s enthält, diese Demodulationsbezugsfrequenz f + s entweder aus dem empfangenen Spektrum herausgefiltert oder im Takte übertragener Seitenband-Frequenzkomponenten neu gebildet und dem Steuereingang des verwendeten Informations-Demodulators zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet,

daß die vorgenannte Schaltungsgruppe (14) steuerbare Schaltkreise (16) zur phasenrichtigen, mitflatternden Bereitstellung der Demodulationsbezugsfrequenz f + s aufweist,

daß der Steuereingang dieser steuerbaren Schaltkreise (16) durch eine weitere Sehaltungsgruppe (19) mit einem Phasenbezugssignal (REF) gespeist wird, welches vom Signalgemisch am Eingang oder Ausgang des Informations-Demodulators (18) abgeleitet und vor der Verwendung als steuerndes Phasenbezugssignal (REF) in den Schaltkreisen (16) zur phasenrichtigen Bereitstellung der Demodulationsbezugsfrequenz f + s über ein schmales, frequenzmäßig steuerbares,

schaltbares Bandfilter (21) an sich bekannter Art geführt wird, und

daß der Steuereingang dieses schmalen Bandfilters (21) mit der aus Komponenten des Empfangssignals bestimmten, aus der Trägerfrequenz f plus deren auf dem übertragungskanal erlittenem Frequenzversatz s bestehenden, noch freiphas^igen Demodulationsbezugsfrequenz f + s gespeist wird.

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2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Verzögerungsglied (17) im Demodulationszweig (22, 13, 18, 23) vor dem Informations-Demodulator (18) zur Angleichung der Signallaufzeit des aus dem zu demodulierenden Signalgemisch abgeleiteten Phasenbezugssignals (REF) an die in den Schaltkreisen der Schaltungsgruppe (14) zur Bereitstellung der Demodulationsbezugsfrequenz f + s auftretenden Verzögerungen.

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