DE2013493B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines bipolaren Rechteckimpulswellenzugs mit vorgegebenem Tastverhältnis aus einem bipolaren Wellenzug gleicher Frequenz - Google Patents

Description

spielsweise die Rechteckimpulse am Ausgang des Begrenzers 10 in bezug auf die Nullachse der Rechteckimpulse positiv sind, erzeugt der Integrator 12 ein relativ linear graduell ansteigendes Ausgangssignal. In der relativ negativen Phase der Rechteckimpulse fällt das Ausgangssignal des Integrators 12 graduell von dem Wert aus ab, der zuvor erreicht wurde. Die sich so ergebende Wellenform ist durch einen Mittelwert gekennzeichnet, welcher den Impulszug in im wesentlichen gleiche Zeitintervalle teilt.

Die Dreieckimpulse werden einem Ausgangsbegrenzer 16 über eine Wechselstromkopplungsschaltung 14 zugeführt. Die Wechselstromkopplungsschaltung überträgt an den Begrenzer 16 nur den Wechselstromanteil des Impulszuges, während die Gleichstromkomponente blockiert wird. Der Begrenzer 16 ist so ausgebildet, daß er ein positives oder negatives Ausgangssignal erzeugt, je nachdem, ob an seinem Eingang ein in bezug auf die Nullachse positives oder negatives Signal liegt. Das Ergebnis der Verwendung einer Wechselstromkopplungsschaltung 14 ist, daß der Mittelwert des Dreieckimpulszuges nur von der Nullachse des Begrenzers 16 abhängt und daß der Begrenzer 16 konsequent nach gleich langen Zeitintervallen umschaltet. Auch die als Ergebnis der Integration auftretende Phasenverschiebung ist im wesentlichen konstant und beträgt etwa 90°. Darüber hinaus ist die Schaltungsanordnung im wesentlichen unempfindlich gegen Frequenzänderungen des dem Begrenzer 10 zugeführten Eingangssignals. Wenn die Schaltung vorwiegend mit einer Frequenz betrieben wird, so sind die Anforderungen an die Schaltungsparameter nicht kritisch. Die Schaltung kann deshalb relativ ökonomisch, d. h. mit einem relativ großen Toleranzbereich für die einzelnen Schaltungskomponenten konstruiert werden. Eine wirksame Beeinflussung der Tastverhältnis-Korrektur tritt dabei nicht ein.

In F i g. 2 ist eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt, die im wesentlichen dem Blockschaltbild nach Fig. 1 entspricht. Die Schaltanordnung ist als Gegentaktschaltung ausgebildet; es versteht sich jedoch, daß auch eine Eintaktschaltung verwendet werden kann. Die Gegentaktschaltung ist hinsichtlich der Temperaturkoeffizienten der einzelnen Komponenten vorteilhaft, da sich die Parameteränderungen bei dieser Schaltung im wesentlichen kompensieren. Auch die Übertragung des Nullwertes bei dem Wechsel der Signalpolarität ist bei einer Gegentaktschaltung besser. Ferner ist das Schaltverhalten in bezug auf die Ausgangsstufe günstiger.

Bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltung besteht der in Fig. 1 mit der Bezugszahl 10 bezeichnete Begrenzer vorteilhafterweise aus zwei Transistoren 18 und 20, die in Differentialschaltung geschaltet sind. Die Basis des Transistors 18 ist mit dem Eingangsanschluß 22 verbunden. Zwischen den Eingangsanschluß 22 und Masse wird eine Eingangssignalspannung ei gelegt. Die Basis des Transistors 20 liegt an Masse. Die Emitter der Transistoren 18 und 20 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand 24 mit einem relativ großen Widerslandswert an eine negative Spannung gelegt. Über diesen Widerstand wird dem einen oder dem anderen der Transistoren ein relativ konstanter Strom zugeführt, je nachdem, ob die Eingangsspannung C\ in bezug auf Masse positiv oder negativ ist. Wenn die Eingangsspannung ei in bezug auf Masse positiv ist, so fließt der Strom durch den Widerstand 24 im wesentlichen durch die Kollcktor-Emitter-Streckc des Transistors 18. Wenn auf der anderen Seite die Eingangsspannung ei in bezug auf Masse negativ ist, so fließt der relativ konstante Strom aus dem Widerstand 24 im wesentlichen völlig durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 20. Die Transistoren 18 und 20 bilden daher ein Stromschalter-Paar oder einen Begrenzungsschalter, der durch Null schaltet, wobei ein relativ konstanter Strom geschaltet wird, wenn die Eingangsspannung die Nullachse kreuzt.

ίο Der Kollektor des Transistors 18 ist mit dem Verbindungspunkt 26 zwischen einem Widerstand 28 und einem Kondensator 30 verbunden. Der Widerstand 28 und der Kondensator 30 sind zwischen einer positiven Spannung und Masse in Serie geschaltet. Der Widerstandswert des Widerstands 28 ist relativ groß und im wesentlichen gleich dem Wert des Widerstands 24, so daß er eine Stromquelle für einen relativ konstanten Strom bildet. Der Kollektor des Transistors 20 liegt an dem Verbindungspunkt 32 zwischen einem Widerstand 34 und einem Kondensator 36. Der Widerstand 34 und der Kondensator 36 liegen zwischen einer positiven Spannung und Masse in Serie. Der Widerstand 34 wiederum hat einen vergleichsweise großen Widerstandswert. Die Zeitkonstante der Schaltung, die aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 gebildet ist, oder die Zeitkonstante der Schaltung, die aus dem Widerstand 34 und dem Kondensator 36 gebildet ist, können in der Größenordnung der Periodenzeit der Eingangsimpulswellenform liegen,

jo vorzugsweise aber sind sie größer. Die Zeitkonstante aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 oder die Zeitkonstante aus dem Widerstand 34 und dem Kondensator 36 lag bei einem praktischen Beispiel in der Größenordnung von 2- bis lOmal der Periodenzeit der Eingangs-Impulswellenform. Die aus dem Widerstand 24 und einem der Kondensatoren gebildete Schaltung hat eine ähnliche Zeitkonstante.

Die Kondensatoren 30 und 36 bilden zusammen mit den Widerständen 28 und 34 einen Gegentaktintegrator, der dem als Block dargestellten und mit der Bezugszahl 12 bezeichneten Integrator in Fig. 1 entspricht. Es versteht sich wiederum, daß auch eine Eintaktschaltung mit nur einem Widerstand und einem Kondensator verwendet werden kann. Eine solche Eintaktschaltung kann beispielsweise allein aus dem Widerstand 28 und dem Kondensator 30 gebildet werden. In diesem Fall würde der Kollektor des Transistors 20 nur an eine positive Spannung gelegt werden. Die in Differentialschaltungen betriebenen Transistoren 18 und 20 eignen sich jedoch vorzüglich als Begrenzungsschaltung.

Die Kondensatoren 38 und 44 in Fig. 2 bilden zusammen mit den Widerständen 42 und 48 eine Wechselstromkupplungsschaltung, die dem in Fig. 1 dargestellten und mit der Bezugszahl 14 bezeichneten Block entspricht. Der Kondensator 38 koppelt in F i g. 2 den Punkt 26 an die Basis des Transistors 40 an. Der Transistor 40 bildet zusammen mit dem Transistor 46 einen Teil der Ausgangsbegrenzerschaltung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 38 und

bo der Basis des Transistors 40 ist über einen Widerstand 42 an Masse gelegt. Der Widerstand 42 wiederum hat einen relativ hohen Widerstandswert. Ähnlich ist der Verbindungspunkt zwischen der Basis des Transistors 46 und dem Kondensator 44 über einen Widerstand 48

h5 an Masse gelegt. Der Widerstand 48 hat ebenfalls einen relativ großen Widerstandswert. Die /?C-Zeitkonstantcn der Widcrslands-Kondensator-Kombinationen 38—42 und 44—48 wählt man zweckmäßigerweise

relativ groß im Vergleich zu der Periodenzeit des Eingangssignals.

Die Transistoren 40 und 46 sind in Differenzschaltung geschaltet und bilden eine Ausgangsbegrenzerschaltung oder eine Begrenzerschaltung, die durch die Nullachse schallet. Diese Schaltung ist in F i g. 1 mit der Bezugszahl 16 bezeichnet. Der Widerstand 50 in F i g. 2 verbindet wiederum die gemeinsamen Emitteranschlüsse der Transistoren 40 und 46 mit einer negativen Speisespannung. Der Widerstandswert des Widerstands 50 ist relativ hoch. Das Ausgangssignal des Begrenzers wird einem Ausgangsanschluß 62 über einen Gegentakttransformator 52 zugeführt. Der Transformator 52 weist stark miteinander verkoppelte Wicklungen auf und ist so ausgelegt, daß er in dem interessierenden Frequenzbereich zufriedenstellend arbeitet. Dazu muß er im wesentlichen rechteckige Wellen übertragen, wobei vorausgesetzt ist, daß zwischen dem Anschluß 62 und Masse eine Widerstandslast liegt. Der Kollektor des Transistors 40 ist mit dem einen Ende der Transformatorwicklung 54 verbunden. Das andere Ende dieser Transformatorwicklung 54 ist mit einem Anschluß 56 für eine positive Spannung verbunden. Auch der Kollektor des Transistors 46 ist über die Transformator-Wicklung 58 mit dem Anschluß 56 für die positive Spannung gekoppelt. Die Ausgangswicklung 60 ist zwischen den Ausgangsanschluß 62 und Masse geschaltet.

Die Ausgangsbegrenzerschaltung arbeitet in ähnlicher Weise wie die aus den Transistoren 18 und 20 gebildete Schaltung mit der Ausnahme, daß die Transistoren 40 und 46 in der Ausgangsbegrenzerschaltung das Eingangssignal an ihren Basiselektroden erhalten. Die Schaltung nach F i g. 2 arbeitet so, daß die von den Basiselektroden der Transistoren 40 und 46 aufgenommenen Eingangssignale 100 oder 80° phasenverschoben sind, wodurch der Transistor 46 ausgeschaltet ist, wenn der Transistor 40 eingeschaltet ist und umgekehrt. Demgemäß wird Strom von dem Widerstand 50 entweder durch die Wicklung 54 oder durch die Wicklung 58 geführt, jedoch nicht gleichzeitig durch beide Wicklungen. Umschaltungen treten beispielsweise dann auf, wenn die Basis des Transistors 40 in bezug auf Masse positiv wird und wenn gleichzeitig die Basis des Transistors 46 in bezug auf Masse negativ wird. Die Wicklungen 54 und 58 haben die gleiche Wicklungsrichtung. Wenn man berücksichtigt, daß der Stromfluß in den Wicklungen je nachdem, welcher der Transistoren 40 oder 46 leitend ist, entgegengesetzt ist, so erkennt man, daß die Polarität des Ausgangssignals am Anschluß 62 sich ändert, wenn ein Übergang erfolgt, so Wenn Eintaktbetrieb gewünscht ist, so brauchen der Kondensator 44 und der Widerstand 48 nicht vorhanden sein. Die Basis des Transistors 46 wird in diesem Fall an Masse gelegt, so wie auch die Basis des Transistors 20 an Masse liegt. Gegentaktbetrieb ist jedoch vorteilhaft, da die von dem Integrator kommenden Dreieckimpulse in ihrer Amplitude Variationen aufweisen, die entgegengesetzt zu den Variationen sind, denen das Tastverhältnis des Eingangssignals unterliegt. Der Gegentaktbetrieb stellt stets sicher, daß dem Ausgangsbegrenzer ein bo Dreieckwellensignal mit einer ausreichend großen Amplitude zugeführt wird. Darüber hinaus erweist es sich auch hinsichtlich des Schaltverhaltens des Begrenzers als vorteilhaft, wenn dem Begrenzer ein von einer Gegentastschaltung erzeugtes Eingangssignal zugeführt wird.

Die Erklärung der Betriebsweise der in F i g. 2 dargestellten Schaltung erfolgt zweckmäßigerweise anhand der in Fig.3 dargestellten Wellenzüge. Die Spannungen und Ströme der in F i g. 3 dargestellten Wellenzüge sind im gleichen Zeitmaßstab in der genauen relativen Position in bezug auf eine gemeinsame Zeitachse dargestellt. Vorausgesetzt sei ein gestörter Impulswellenzug ei, der zwischen der Eingangsklemme 22 und Masse liegt. Im allgemeinen kann das Eingangssignal irgendeine periodische Wellenform mit zwei Wechselstromachsen sein, die sich pro Periode einmal kreuzen. Während des ersten Halbzyklusses oder der positiven Phase der Eingangswellenform ei ist der Transistor 18 leitend und der Transistor 20 nicht leitend. Der durch den Transistor 24 fließende relativ konstante Strom wird zu diesem Zeitpunkt durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 18 geführt und erreicht schnell einen Maximal- oder Grenzwert in dem Transistor 18. Dieser Grenzwert hängt von dem verfügbaren Strom ab. Auf diesem Grenzwert bleibt dieser Strompegel so lange konstant, bis der Transistor 18 abschaltet. Während der nächsten Halbwelle fließt durch den gleichen Transistor kein von dem Widerstand 24 kommender Strom. An dem Kollektor 18 wird deshalb ein rechteckförmiger Strom als Reaktion auf das Eingangssignal ei erzeugt. Der Strom /Ί in dem Kollektor des Transistors 18 ist in F i g. 3 dargestellt. Die positive Phase des Rechteckwellen-Stromes /1 entspricht in ihrer Dauer der positiven Phase der Eingangsimpulse ei. Ebenso entspricht die Dauer der negativen Phase des Rechteckwellenstromes i\ der Dauer der negativen Phase der Eingangswellenform von ei. Sobald die Eingangswelle von ei die Nullachse in negativer Richtung kreuzt, wird der von dem Widerstand 24 kommende Strom von dem Transistor 18 auf den Transistor 20 umgeschaltet. Dadurch wird die negative Phase des Rechteckwellensignals von /1 in F i g. 3 eingeleitet.

Die in Fig.3 dargestellte Dreieckwellenform ^ ist die Spannung über dem Kondensator 30. Wenn der Transistor 18 nichtleitend ist, lädt sich der Kondensator 30 positiv auf und erzeugt damit eine ins Positive gehende Rampenspannung. Der Kondensator 30 wird zu dieser Zeit über den Widerstand 28 aufgeladen. Wenn der Transistor 18 leitend ist, so wird der Kondensator 30 über den Transistor 18 und den Widerstand 24 entladen, wodurch der ins Negative gehende Rampenspannungsteil der Dreieckwellenform entsteht. Die Spannung mit der Dreieckwellenform ^, die am Punkt 26 entsteht, ist im allgemeinen positiv in bezug auf Masse; der eine Anschluß des Kondensators 30 liegt an Masse. Die Amplitude und die Gleichstromkomponente der Impulswellenform ei variiert mit dem Tastverhältnis des Eingangsimpulswellenzuges ei. Die Dreieckimpulse ei werden von dem Punkt 26 über ein ÄC-Kopplungsnetzwerk an die Basis des Transistors 40 weitergeführt. Das /JC-Kopplungsnetzwerk besteht aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand 42. Normalerweise wird nur die Wechselstromkomponente des Impulszuges ei an die Basis des Transistors 40 übertragen. Der Kondensator 38 wird im wesentlichen auf die Gleichstromkomponente des Impulszuges ej aufgeladen. Die Spannung über dem Kondensator 38 kann in der kurzen Zeit, in der sie eine Periodenänderung der Eingangswellenform vollzieht, nur wenig geändert werden, vorausgesetzt, daß die Zeitkonstante der aus dem Kondensator 38 und dem Widerstand 48 gebildeten Kombination im Vergleich zu der Ppriodenzeit relativ lang ist. Die Änderungssignalspannung ej an dem rechten Anschluß des Kondensators 38 ist daher im

wesentlichen gleich der Änderungssignalspannung, die am Punkt 26 auftritt, die Gleichstromkomponente ist jedoch unterdrückt. Der Mittelwert der Dreieckimpulswellenform an der Basis des Transistors 40 ist dann im wesentlichen koinzident mit dem Massepegel (oder der Nullachse) in der Ausgangsbegrenzerschaltung. Die Wellenform es an der Basis des Transistors 40 ist in F i g. 3 in bezug auf den Massepegel dargestellt. Der Massepegel ist durch die gestrichelte Linie angedeutet. Der Mittelwert der Dreieckimpuls-Wellenform teilt diese Wellenform in gleiche Zeitintervalle. Da dieser Mittelwert nunmehr koinzident mit dem Nullkreuzungspunkt der Ausgangsbegrenzerschaltung ist, schaltet die Ausgangsbegrenzerschaltung in gleichen Zeitintervallen um. Wenn die Dreieckimpulse es die Nullachse in positiver Richtung kreuzen, so schaltet der Transistor 40 an und der Transistor 46 aus. Wenn die Dreieckimpulse ej die Nullachse in negativer Richtung kreuzen, so erfolgt der umgekehrte Schaltvorgang. Als Ergebnis wird die in Fig.3 dargestellte Impulswellenform e₄ erzeugt, welche an dem Ausgangsanschluß 62 auftritt. Die Impulswellenform e₄ ist im wesentlichen rechteckig, wobei die Kreuzungspunkte mit der Nullachse bei den Wellenformen d und e₄ im wesentlichen übereinstimmen. Die Impulswellenform e₄, welche positive und negative Phasen gleicher Dauer hat und daher ein Tastverhältnis von 50% aufweist, kann vorteilhafterweise dazu verwendet werden, um einen Gegentaktmodulator, einen Synchrondetektor oder ähnliche Schaltungen zu steuern, bei denen es auf die genaue Einhaltung der Schaltzeiten ankommt.

Selbstverständlich hat die Impulswellenform e₄ genau die gleiche Frequenz wie die Eingangsimpulswellenform ei. Man sieht auch, daß die Impulswellenform e₄ um 90° in bezug auf die Impulswellenform ei phasenverschoben ist. Die Phasendifferenz bleibt konstant, unabhängig von der Frequenz der Eingangsimpulswellenform; im Gegensatz dazu tritt bei Verwendung einer herkömmlichen LC-Resonanzschaltung zur Korrektur des Tastverhältnisses eines Impulswellenzuges eine Phasenver-

Schiebung in Abhängigkeit von der Impulsfolgefrequenz auf. Obwohl die obige Erklärung sich nur auf den oberen oder positiven Teil der in F i g. 2 dargestellten Schaltung beschränkte, versteht es sich, daß der untere Teil der Schaltung in der gleichen Weise arbeitet, wobei zwischen den beiden Schaltungsteilen eine Phasenverschiebung von 180° besteht.

In einem speziellen Beispiel wurde die in F i g. 2 dargestellte Schaltung dazu verwendet, um das Tastverhältnis eines Farbfernseh-Hilfsträgersignals ei zu korrigieren, das eine Frequenz von etwa 3,58 MHz hatte. In diesem Fall wurden die verschiedenen Widerstände und Kondensatoren mit folgenden Werten versehen:

R24	3000 Ohm
R28 und R34	3600 Ohm
C30, C36, C38 und C44	270 Picofarad
R42 und Ras	2000 Ohm
R50	1000 Ohm

Obwohl die Farbhilfsträgerfrequenz nicht stark variieren durfte, war es nicht erforderlich, für die Schaltungskomponenten enge Toleranzen vorzuschreiben. Die Schaltung konnte daher billig hergestellt werden. Bei einer früher verwendeten LC-Schaltung zur Korrektur des Tastverhältnisses mußten die einzelnen Komponenten der Schaltung speziell für die Betriebsfrequenz ausgesucht werden.
Man hat festgestellt, daß die erfindungsgemäße

Schaltung, die für die erwähnten 3,58 MHz verwendet wurde, über einen breiten Frequenzbereich (beispielsweise von 3 bis 6 MHz) zufriedenstellend arbeitete. Die Phasendifferenz änderte sich nicht, sondern bleibt konstant 90° unabhängig von der Betriebsfrequenz. Die Schaltung mußte nicht bei Frequenzänderungen nachgestimmt werden.

Obwohl sich die Verwendung von Transistoren in der Schaltung empfiehlt, können auch andere aktive Schaltelemente wie Röhren, o. ä. verwendet werden.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (14)

1. Patentansprüche:

   t. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines bipolaren Rechteckimpulswellenzugs mit vorgegebenem Festen Tastverhältnis aus einem bipolaren Wellenzug gleicher Frequenz, dessen Tastverhältnis von dem vorgegebenen festen Tastverhältnis verschieden sein kann, gekennzeichnet durch einen ersten Schaltungsteil, dem der Wellenzug als Eingangssignal zugeführt wird und der als Reaktion darauf einen bipolaren Dreieckimpulswellenzug gleicher Frequenz mit aufeinanderfolgenden ansteigenden und absteigenden Flanken erzeugt, wobei die ansteigenden Flanken zeitlich der einen Polaritätsphase des Wechselstromsignals und die abfallenden Flanken zeitlich der anderen Polaritätsphase des Wechselstromsignals entsprechen, und durch einen zweiten Schaltungsteil, dem der Dreieckimpulswellenzug als Eingangssignal zugeführt ist, der auf die oberhalb und unterhalb eines Mittelwertes des Dreieckimpulswellenzugs liegenden Teile des Dreieckimpulswellenzuges anspricht und als Reaktion darauf den Rechteckimpulswellenzug erzeugt, wobei sich der Rechteckimpulswellenzug in der einen Polaritätsrichtung ändert, wenn der Dreieckimpulswellenzug den Mittelwert in der einen Richtung kreuzt, und in der anderen Polaritätsrichtung ändert, wenn der Dreieckimpulswellenzug den Mittelwert in der anderen Richtung kreuzt.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Tastverhältnisses 1 :1 der Mittelwert des Dreieckimpulswellenzugs so gewählt ist, daß er den Dreieckimpulswellenzug in im wesentlichen gleiche Zeitintervalle teilt.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltungsteil eine den Wellenzug aufnehmende Begrenzungsschaltung (10) aufweist, die als Reaktion auf den Wellenzug einen bipolaren Rechteckimpulswellenzug erzeugt, dessert Polaritätsphasen zeitlich den durch einen ersten vorbestimmten Bezugswert definierten Polaritätsphasen des als Eingangssignal zugeführten Wellenzugs zugeordnet sind, daß der erste Schaltungsteil ferner eine den Rechteckimpulswellenzug aufnehmende Integrationsschaltung (12) enthält, die als Reaktion darauf den Dreieck-Impulswellenzug erzeugt, daß die Integrationsschaltung (12) eine Zeitkonstante hat, die mindestens ebenso groß ist, wie die Periodendauer des als Eingangssignal zugeführten Wellenzugs, daß der zweite Schaltungsteil eine Begrenzerschaltung (16) aufweist, die einen Rechteckimpulswellenzug erzeugt, wenn ihrem Eingang ein um einen zweiten vorbestimmten Bezugswert schwankendes Signal zugeführt wird, und daß der Begrenzerschaltung (16) des zweiten Schaltungsteils ferner eine Wechselstromkopplungsschaltung (14) vorgeschaltet ist, welcher der Dreieckimpulswellenziig zugeführt wird, derart, daß der dem Eingang dieser Begrenzerschaltung (16) zugeführte Dreieckimpulswellenzug um den zweiten Bezugswert schwankt und durch den zweiten Bezugswert in im wesentlichen gleiche Zeitintervalle geteilt ist.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung (12) wenigstens einen Kondensator (30,36) enthält.
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselstrom-Kopplungsschaltung (14) wenigstens einen Kondensator (38, 44) enthält.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltung (10) des ersten Schaltungsteils ein aktives Schaltelement aufweist, dessen Ausgang mit einem Integrationskondensator (30, 36) der Integrationsschaltung (12) verbunden ist und daß diese Begrenzerschaltung (10) ferner einen Widerstand (28,34) aufweist, der einen Ladewiderstand für den Integrationskondensator (30,36) der Integrationsschaltung (12) bildet
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltung (10) des ersten Schaltungsteils zwei aktive Stromschalteiemente aufweist, deren Ausgänge mit dem Kondensator (30,36) der Integrationsschaltung (12) verbunden sind und daß die beiden Stromschaltelemente so gesteuert sind, daß der Strom von einem auf den anderen umgeschaltet wird, wenn der als Eingangssignal zugeführte Wellenzug mit dem ersten vorbestimmten Bezugswert übereinstimmt
8. 8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden aktiven Stromschaltelemente zwei in Differentialschaltung betriebene Transistoren (18, 20) sind, deren Emitter verbunden und über einen gemeinsamen Emitterwiderstand (24) mit einem Bezugspotentialpunkt verbunden sind.
9. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltung (16) des zweiten Schaltungsteils zwei aktive Stromschaltelemente aufweist, die so gesteuert sind, daß der Strom von einem zum anderen umgeschaltet wird, wenn der der Begrenzerschaltung (16) zugeführte Dreieck-Impulswellenzug mit dem zweiten Bezugswert übereinstimmt.
10. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltung (16) des zweiten Schaltungsteils zwei in Differentialschaltung betriebene Transistoren (40, 46) aufweist, deren Emitter über einen gemeinsamen Emitterwiderstand (50) an einen Bezugspotentialpunkt geführt sind.
11. 11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerschaltungen (10; 16) jeweils zwei in Differentialschaltung betriebene aktive Stromschaltelemenie aufweisen, daß die Integrationsschaltung (12) zwei Kondensatoren (30, 36) aufweist, von denen jeder mit dem Ausgang eines der aktiven Stromschaltelemente der Begrenzerschaltung (10) des ersten Schaltungsteils verbunden ist und daß die Wechselstromkopplungsschaltung (14) eine ÄC-Kopplungsschaltung ist, welche die Kondensatoren (30, 36) mit den entsprechenden Eingängen der beiden aktiven Schaltelemente der Begrenzerschaltung (16) des zweiten Schaltungsteils verbindet.
12. 12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung (12) zwei Widerstände (28, 34) enthält, von denen jeder als Ladewiderstand für einen der Kondensatoren (30; 36) dient.
13. 13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die aktiven Schaltelemente der Begrenzerschaltungen (10, 16) von Transistoren (18,20 bzw. 40,46) gebildet sind.
14. 14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13,

    dadurch gekennzeichnet, daß die in Differentialschaltung betriebenen Transistoren (18, 20) der Begrenzerschaltungen (10; 16) jeweils an eine gemeinsame Emiiterstromquelle geführt sind.

    Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines bipolaren Rechteckimpulswellenzugs mit vorgegebenem festen Tastverhältnis aus einem bipolaren Wellenzug gleicher Frequenz, dessen Tastverhältnis von dem vorgegebenen festen Tastverhältnis verschieden sein kann.

    Es gibt viele Beispiele dafür, daß an den Eingang einer komplexen elektronischen Schaltung ein Signal gelangt, welches wegen mangelhafter Lastanpassung oder aus anderen Gründen gestört ist. Die Störungen können harmonischer Art sein, so daß das Signal eine Wellenform hat, welche zeitweise in bezug auf die Nullachse oder einen Mittelwert unsymmetrisch ist. Für einige Anwendungszwecke ist es wünschenswert, wenn nicht sogar notwendig, daß eine vorgegebene Wellenform symmetrisch bleibt oder ein Tastverhältnis von 50% beibehält. Diese Forderung besteht beispielsweise für manche Schaltzwecke. Ein Beispiel dafür, daß 50% Tastverhältnis gewünscht sind, liegt beim Betrieb eines Gegentaktmodulators oder eines Synchrondetektors vor. Ein als Träger verwendetes unsymmetrisches Signal wirkt auf eine Schaltung so, daß die Seitenband- to information nur ungenau wieder gewonnen wird.

    Eine bekannte Schaltung zur Korrektur des Tas;ver- \ hältnisses einer zugeführten Impulswellenform enthält eine LC-Schaltung, die auf die Impulswellenform abgestimmt ist. Diese LC-Schaltung hat eine beachtliche hohe Güte Q. Eine solche Schaltung sorgt für die notwendige Korrektur der gestörten Impulswellenform dadurch, daß sie eine Sinuswelle mit der spezifischen Impulsfrequenz erzeugt, welche ein Tastverhältnis von 50% aufweist. Diese Schaltung ist jedoch nur bei ihrer Resonanzfrequenz wirksam und muß jedesmal auf die Signalfrequenz abgestimmt werden. Wenn darüber hinaus die Güte Q der Schaltung so gewählt wird, daß eine beachtliche Korrektur eintritt, so tritt eine Phasenverschiebung auf, welche variieren kann, wenn die Schaltung abgestimmt wird oder wenn sich die Frequenz ändert. Wenn eine solche Schaltung nur bei einer einzigen Frequenz verwendet wird, so müssen sowohl die Kapazitäts- und Induktivitätselemente als auch die anderen erforderlichen Schaltungselemente innerhalb sehr geringer Toleranzwerte gehalten werden. Das macht die Schaltung teuer.

    Schaltungen zur Erzeugung von Rechtecksignalen sind bekannt. Es ist eine Schaltung zur Umwandlung eines sinusförmigen Signals in ein Rechtecksignal regelbarer Breite bekannt. Diese Schaltung weist einen Verstärker auf, dessen Eingang das sinusförmige Signal zugeführt wird und an dessen Ausgang ein Spannungsbegrenzer angeschlossen ist. Um Störeinflüsse, beispielsweise Temperaturschwankungen, die zu unerwünschten Änderungen der konstant zu haltenden Breite des Rechtecksignals führen, entgegenwirken zu können enthält diese Schaltung ein die Vorspannung des Verstärkers regelndes Vergleichsglied, welches mit einem das Rechtecksignal integrierten Integrierglied und einem Bezugssignalgeber verbunden ist.

    Ebenso ist ein Amplitudendiskriminator bekannt, welcher hysteresisfrei jedesmal dann einen Ausgangsimpuls liefern soll, wenn die ihm zugeführte Eingangsspannung einen vorbestimmten Schwellwert über- oder unterschreitet. Der bekannte Amplitudendiskriminator besteht im wesentlichen aus der Kombination zweier jeweils lediglich in einer ihrer Schaltrichtungen hyst-sresisfreien Diskriminatoren.

    Weiterhin ist ein Rechteckimpulsgenerator einstellbarer Frequenz und Impulsbreite bekannt. Der Impulsgenerator enthält einen Rechteckgenerator, welchem ein ÄC-Integrator nachgeschaltet ist, der das Rechtecksignal in ein Dreiecksignal umwandelt. Eine an den ÄC-Integrator angeschlossene Triggerstufe wandelt das Dreiecksignal entsprechend ihrem Triggerpegel in ein Rechtecksignal um. Durch Änderung der Vorspannung des /?C-Integrators kann der Gleichspannungsanteil des Dreiecksignals und damit das Tastverhältnis des von der Triggerstufe abgegebenen Rechtecksignals verändert werden.

    Schließlich ist auch ein Scheitelwertdetektor bekannt, der jeweils im Bereich des Maximums eines ihm zugeführten Impulswellenzugs einen Rechteckimpuls abgibt. Der Rechteckimpuls wird jedoch zur Unterdrükkung von Störimpulsen lediglich dann erzeugt, wenn die Breite der zugeführten Impulse einen vorbestimmten Wert übersteigt. Zur Bestimmung der Minimaldauer ist ein durch Rechteckimpulse gespeister Integrator vorgesehen.

    Die vorstehend erläuterten Schaltungen befassen sich jedoch sämtlich nicht mit Problemen, wie sie bei der Regenerierung von Rechteckimpulswellenzügen auftreten, insbesondere, wenn gefordert wird, daß das Tastverhältnis unabhängig von der Frequenz des zugeführten Rechteckimpulswellenzugs korrigiert werden soll.

    Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die einen verschlissenen Rechteckimpulswellenzug regeneriert.

    Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 gelöst. Im Gegensatz zu der eingangs erläuterten Regenerierschaltung ist die erfindungsgemäße Schaltung relativ unempfindlich gegen Änderungen der Eingangsfrequenz. Sie ist darüber hinaus schaltungstechnisch einfach aufgebaut und stellt keine strengen Anforderungen an die Toleranzwerte der einzelnen Bauelemente. Sie hat eine konstante Phasenverschiebung.

    Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

    F i g. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltung zur Korrektur des Tastverhältnisses eines Impulswellenzuges,

    F i g. 2 die schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 1,

    Fig.3 eine Darstellung von Impulswellenzügen, wie sie bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung auftreten.

    Die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung zur Regenerierung einer Rechteckimpulsfolge weist einen Begrenzer 10 zur Aufnahme einer gestörten, im allgemeinen unsymmetrischen Eingangs-Impulswellenform auf. Der Begrenzer treibt einen Integrator 12 mit eir";m im wesentlichen rechteckförmigen Strom, welcher unsymmetrisch in Zeitkoinzidenz mit der Eingangs-Impulswellenform ist. Der Integrator 12 spricht auf die Rechteckimpulse dadurch an, daß er im wesentlichen Dreieckimpulse erzeugt. Solange bei-