DE19946161A1

DE19946161A1 - Verfahren zur Abstandsmessung

Info

Publication number: DE19946161A1
Application number: DE1999146161
Authority: DE
Inventors: Patric Heide; Martin Vossiek
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1999-09-27
Filing date: 1999-09-27
Publication date: 2001-04-26
Also published as: WO2001023906A1; EP1216424A1

Abstract

Bei diesem Verfahren wird mittels eines CW-Mikrowellensensors (MS) ein Abstand zu mindestens einem Meßobjekt (MO) gemessen, und es ist dadurch gekennzeichnet, daß an dem mindestens einen Meßobjekt (MO) mindestens ein aktiver Reflektor (AR) befestigt ist, welcher ein vom CW-Mikrowellensensor (MS, RS) ausgesandtes Signal empfängt, moduliert und danach abstrahlt.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung eines Ab stands und einer Abstandsänderung eines Objekts mit Hilfe von Mikrowellen, Anwendungen derselben sowie Vorrichtungen zur Reflexion von Mikrowellensignalen.

Beispielsweise aus J. Detlefsen: "Radartechnik", Springer Verlag Berlin, 1998, ist es bekannt, mit Hilfe von Radarwel len einen Relativabstand bzw. eine Relativgeschwindigkeit zwischen einem Radargerät und einem oder mehreren Meßobjekten zu messen, insbesondere mittels Messung der Pulslaufzeit und mittels FMCW-Messung.

Mikrowellen-basierte, und besonders Radar-basierte, Abstands- und Geschwindigkeits-Meßverfahren bieten aufgrund einer ge ringen Funkdämpfung und einer hohen Unabhängigkeit der Wel lenausbreitung von Temperatur, Druck, Feuchtigkeit etc. Vor teile gegenüber einer alternativen Wellenform wie beispiels weise Ultraschall oder Laser.

Bei dem Pulslaufzeit-Verfahren wird ein kurzer Radarpuls in Richtung eines Meßobjekts ausgesendet und nach einer Laufzeit τ als reflektierter Puls wieder empfangen. Die Laufzeit des Radarpulses ist proportional zum Abstand zwischen Radargerät und Meßobjekt.

Beim FMCW(Frequency Modulated Continuos Wave)-Verfahren wird ein linear oder stufenweise frequenzmoduliertes Radarsignal ausgesendet. Bei einer stufenweisen Modulation werden für ei ne Entfernungsmessung mindestens zwei unterschiedliche Fre quenzwerte angefahren. Zwischen Sende- und Empfangssignal am Radargerät ergibt sich eine Frequenz- bzw. eine Phasenver schiebung entsprechend der Laufzeit τ. Das FMCW-Verfahren be sitzt bei kommerziellen Radarsensoren die größte Verbreitung.

Arbeitet ein allgemeines CW(Continous Wave)-Radar, also auch z. B. ein Doppler-Radar, mit einem monofrequenten Radarsignal mit einer Frequenz f_HF, so beträgt die Phasendifferenz ϕ zwi schen dem ausgesandten Signal und einem vom Meßobjekt reflek tierten Empfangssignal

ϕ = 2 . π . f_HF . τ, (1)
wobei τ die gesamte Laufzeit des Radarsignals darstellt. Ne ben konstanten Offset-Einflüssen ist die Laufzeit τ über die Ausbreitungsgeschwindigkeit c der Radarwellen direkt mit der Entfernung d vom Radarsensor zur Reflektoreinheit verknüpft.

Es gilt:

Aufgrund der Periodizität der Phase (und wegen des allgemein unbekannten Offsets τ_offs) eignet sich eine Phasenmessung bei nur einer Radarfrequenz lediglich zur Bestimmung von diffe rentiellen Abstandsänderungen.

Ein absoluter Positionswert kann z. B. durch eine kontinuier liche Bestimmung einer Abstandsänderung im Anschluß an eine Kalibriermessung relativ zu einem Kalibrierungs-Bezugspunkt bestimmt werden.

Bei einer kontinuierlichen Messung ist dafür Sorge zu tragen, daß die Messung so schnell erfolgt, daß zwischen zwei Messun gen keine so große Entfernungsänderung erfolgt, die eine Pha senänderung größer als 180° nach sich zieht. Diese Bedingung entspricht dem allgemein bekannten Abtast-Theorem.

Eine kontinuierliche Verfolgung der Phase wird häufig als Dopplermessung bezeichnet, wobei die zeitliche Ableitung der Phase der Dopplerfrequenz entspricht. Die Dopplerfrequenz ist proportional zur Relativgeschwindigkeit zwischen Radarsensor und Meßobjekt in Richtung der Signalübertragung.

Für eine absolute Entfernungsmessung müssen mindestens zwei Phasenwerte, die bei mindestens zwei unterschiedlichen Radar frequenzen bestimmt werden, ausgewertet werden. Bezeichnet Δf_HF die Frequenzdifferenz zwischen zwei Radarfrequenzen f_HF1 und f_HF2, so gilt für die Differenz Δϕ zwischen den gemessenen Phasenwerten ϕ1 und ϕ2:

Δϕ = 2 . π . Δf_HF . τ.

Wird Δf nicht zu groß gewählt, ist Δϕ innerhalb eines großen Entfernungsbereichs eindeutig. Zur Gewährleistung eines opti malen Meßeffekts ist Δf für eine Entfernungsmessung aller dings auch nicht unnötig klein zu wählen. Ein gleichzeitig hoher Meßeffekt, verbunden mit einem großen Eindeutigkeitsbe reich, kann bei einer Verwendung noch weiterer Meßfrequenzen (und somit weiterer Phasenmeßwerte) erreicht werden.

Im Grenzfall einer kontinuierlichen Frequenzmodulation werden die Radarfrequenz mit der Zeitveränderung und die Phasenände rung gemessen. Bei einer linearen Frequenzmodulation kommen die bekannten Verfahren zur FMCW-Signalverarbeitung zum Zuge, wie sie unter anderem in WO 99/10757 offenbart sind. Alle Ra darverfahren, die zur Entfernungsmessung Signalfrequenzen auswerten, beruhen auf den oben genannten Phasenbeziehungen, da eine Frequenz lediglich eine zeitliche Ableitung der Phase ist.

Diese und weitere Ausführungen zu systemtheoretischen Grund lagen sind in M. Vossiek, T. v. Kerssenbrock, P. Heide, "Si gnal Processing Methods for Millimetrewave FMCW-Radar with high Distance and Doppler Resolution", 27^th European Microwa ve Conference, Jerusalem, Israel, pp. 1127-1132, 1997, zu finden.

Realisierungsmöglichkeiten für FMCW-Radarsensoren mit unter schiedlichen Topologien sind beispielsweise in: B. Zimmermann et al: "24 GHz Microwave Close-Range Sensors For Industrial Measurement Applications", Microwave Journal, May 1996; in: EP 0 647 857 A1, WO 99/10757; in: M. Vossiek et al. (s. o.); und in: M. Nalezinski, M: Vossiek, P. Heide: "Novel 24 GHz FMCW Front-End with 2.45 GHz SAW Reference Path for High- Precision Distance Measurements", 1997 IEEE MTT-S Int, Micro wave Symp., Denver, USA, pp. 185-188, zu finden.

In der Regel erwünscht ist eine hohe Meßempfindlichkeit ver bunden mit einer hohen Reichweite. Die Reichweite ist unter anderem von der Sendeleistung und der Antennenrichtschärfe abhängig. Die funktechnischen Zulassungsvorschriften begren zen die zulässige ausgesandte Leistung pro Fläche. Die er reichbare Meßreichweite beträgt daher in der Praxis typi scherweise einige zehn Meter.

Insbesondere bei einer Messung großer Abstände kann es zu ei ner Einschränkung der Meßgenauigkeit durch Störobjekte kom men. Befinden sich außer dem Meßobjekt noch andere Objekte im Ausbreitungsweg oder in der Umgebung des Meßobjekts, so kann die Wellenausbreitung gestört sein, weil sich störende Wech selwirkungen der gewünschten Reflexionen des zu messenden Meßobjekts und der Meßumgebung ergeben, zum Beispiel durch Mehrwege-Wellenausbreitung. Dieser Fall wird insbesondere dann auftreten, wenn eine Funkantenne eine Rundstrahlcharak teristik aufweist, das heißt, wenn sich viele Objekte gleich zeitig im Erfassungsbereich der Antenne befinden. Eine derar tige Störung kann durch eine intelligente Signalauswertung nur bedingt wirksam reduziert werden.

Es ist zur Kalibriermessung in der Antennenmeßtechnik be kannt, daß zur Reduktion derartiger Störeffekte metallische Referenzreflektoren, z. B. Tripelreflektoren, Verwendung fin den. Diese passiven Reflektoren besitzen einen im Vergleich zu ihren geometrischen Abmessungen hohen Streuquerschnitt, d. h. eine hohe Reflektivität.

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglich keit zur Reduzierung von Störeinflüssen bei der Abstandsmes sung mittels Mikrowellen, insbesondere Radarwellen, bereitzu stellen.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglichkeit zur Abstandsmessung mittels Mikrowellen, insbe sondere Radarwellen, mit hoher Reichweite bereitzustellen.

Diese Aufgaben werden durch ein Verfahren gemäß Patentan spruch 1, eine Anwendung des Verfahrens gemäß Patentanspruch 17 sowie durch eine Vorrichtung gemäß Patentanspruch 19 ge löst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.

Dazu wird ein Verfahren zur Abstandsmessung verwendet, bei dem mittels eines CW-Mikrowellensensors ein Abstand zu minde stens einem Objekt gemessen wird und an dem mindestens einem Objekt mindestens ein aktiver Reflektor befestigt ist, wel cher ein vom CW-Mikrowellensensor ausgesandtes Signal emp fängt, moduliert und nach der Modulation wieder abstrahlt. Als Modulation ist eine Amplitudenmodulation, eine Frequenz modulation oder eine beliebige Kombination beider Modulati onsarten möglich.

Dieses Verfahren ist für alle CW-Mikrowellensensoren, insbe sondere CW-Radarsensoren wie zum Beispiel das Doppler-Radar und das FMCW-Radar, geeignet. Zur Vereinfachung werden die folgenden Ausführungen vor allem mit Hilfe von Radarsensoren beschrieben. Die Anwendung von anderen Mikrowellenarten ist dadurch selbstverständlich nicht ausgeschlossen.

Selbstverständlich kann nicht nur ein Abstand, sondern auch eine Abstandsänderung und/oder eine Lage und/oder eine belie bige zeitliche Ableitung dieser Größen ermittelt werden. Zur Messung des Abstands und der Abstandsänderung ist eine Ver wendung nur eines Radarsensors ausreichend. Eine, im allge meinen dreidimendionale, aber auch zweidimensionale, Position läßt sich z. B. mittels eines einzigen Radarsensors und Durchführung einer Kalibriermessung oder auch mittels zweier Radarsensoren mit Triangulationsbestimmung durchführen.

Ein aktiver Reflektor ist aus dem Bereich der Kommunikation und der Flugortung, zum Beispiel als Sekundärradar (secondary surveillance radar SSR) aus Meinke Gundelach, "Taschenbuch der Hochfrequenztechnik", Kapitel S8, 1.7 und 1.8, 5. Aufl., Berlin, Heidelberg, New York: Springer 1992, bekannt. Aus US 5 512 899 ist eine aktive Reflektoreinheit zum Test der Meßqua lität von Radarsystemen mit synthetischer Apertur bekannt.

Typischerweise wird das vom Radarsensor emittierte Radarsi gnal vom aktiven Reflektor mittels einer Antenne aufgenommen, zu einem Modulator geleitet (z. B. über ein Richtelement) und sodann über die Antenne des aktiven Reflektors zurück zum Ra darsensor gesendet. Ein Ausgang des Modulators kann dabei z. B. mit einem dritten Anschluß des Richtelementes verbunden sein.

Der Modulator kann ein Verstärker sein, durch den das Radar signal im aktiven Reflektor proportional zur Signalhöhe des eingehenden Radarsignals verstärkt wird. Eine solche reine Amplitudenverstärkung bewirkt, daß das vom aktiven Reflektor zum CW-Radarsensor zurückgesandte Radarpuls im Vergleich zu den Störsignalen stärker ausgeprägt ist. Dadurch ist eine Störsignalunterdrückung und Erhöhung einer Meßreichweite ähn lich eines passiven Reflektors möglich. In Gegensatz zum pas siven Reflektor ist aber die Höhe der Verstärkung weitgehend unabhängig von der Fläche des Reflektors und zudem weitgehend frei wählbar.

Der Modulation kann auch eine Frequenzmodulation, beispiels weise eine einfache Frequenzverschiebung, bewirken, durch die das vom aktiven Reflektor zum Radargerät zurückgesandte Ra darsignal frequenzmoduliert ist.

Dadurch läßt sich vorteilhafterweise das vom aktiven Reflek tor ausgegebene Radarsignal von den Störsignalen im Frequenz bereich des Radarsensors trennen, beispielsweise durch Band paßfilterung. Die Filterung bzw. Demodulation kann z. B. mit einer elektronischen Schaltung oder algorithmisch in einem Prozessor durchgeführt werden.

Dieses Verfahren besitzt den Vorteil, daß Störeinflüsse redu ziert werden und ein hohe Reichweite erzielbar ist. Zudem ist es flexibel und vergleichsweise preiswert.

Günstigerweise sendet jeder aktive Reflektor mit einer für ihn charakteristischen Frequenzmodulation. Auf diese Weise können Signale mehrerer aktiver Reflektoren unterschieden und getrennt werden. Dadurch kann außer einer Abstands- bzw. Po sitionsbestimmung auch eine Objektidentifizierung durchge führt werden.

So sind z. B. mehrere Meßobjekte mit jeweils mindestens einem aktiven Reflektor ausgestattet. Zweckmäßigerweise ist die charakteristische Modulation für alle an einem Meßobjekt be festigen aktiven Reflektoren gleich, jedoch unterschiedlich innerhalb einer Gruppe von Meßobjekten.

Es ist unter anderem zur Steigerung der Meßreichweite beson ders vorteilhaft, wenn im aktiven Reflektor das Radarsignal sowohl frequenz- als auch amplitudenmoduliert wird. Dazu kann im aktiven Reflektor einem Frequenzmodulator ein Verstärker nachgeschaltet sein. Der Verstärker kann dann mit dem dritten Anschluß des Richtelementes verbunden sein.

Insbesondere ist es bei Vorhandensein eines Übertragungsweges zwischen dem CW-Radar und dem aktiven Reflektor vorteilhaft, wenn ein Abstandswert und/oder eine Abstandsänderung zwischen Meßobjekt und CW-Radar bestimmt wird, indem zwischen dem vom CW-Radar ausgesandten Radarsignal und dem vom CW-Radar aus empfangenen Radarsignal eine Phasendifferenz oder eine zeit liche Änderung der Phasendifferenz ausgewertet wird.

Bei Vorhandensein zweier unterschiedlicher Übertragungswege zwischen CW-Radar und aktivem Reflektor können mindestens zwei Entfernungswerte bestimmt werden und diese Entfernungs werte mit Hilfe von geometrischen Gleichungen kombiniert wer den (z. B. Triangulation), und so die räumliche Position des Objekts bestimmt wird.

Es ist weiterhin vorteilhaft, wenn das Radarsignal im Ver stärker amplitudenmoduliert wird, indem der Verstärker mit einem Modulationssignal mit einer Taktfrequenz fM geschaltet, das heißt ein- und ausgeschaltet, wird, und zusätzlich das im CW-Radar empfangene Radarsignal mittels einer Hochpaßfilte rung oder einer Bandpaßfilterung gefiltert und anschließend demoduliert wird.

Dabei ist es besonders vorteilhaft, wenn die Taktfrequenz fM zwischen 100 kHz und 10 MHz liegt, was typischerweise deut lich größer ist als die Meßfrequenz.

Durch diese Amplitudenmodulation ergibt sich der Vorteil, daß das vom aktiven Reflektor ausgesandte Nutzsignal im Spektrum des Sensorsignals am CW-Radar als moduliertes Signal bei ei ner Modulationsfrequenz auftritt. Die Störsignale hingegen sind unmoduliert und treten im Basisband auf. Schon durch ei ne einfache Hochpaß- oder Bandpaßfilterung mit anschließender Demodulation werden die Störsignale somit wirksam unter drückt. Selbstverständlich ist die Demodulation auf die Modu lation im aktiven Reflektor abgestimmt.

Bei einer Amplitudenmodulation ist es nicht notwendig, die Verstärkung des Signals lediglich dual (also "an" oder "aus") zu variieren. Ebenso können zur Modulation Verstärkungsände rungen in analogen Schritten verwendet werden.

Es ist bei der Amplitudenmodulation vorteilhaft, die Verstär kungsänderung nicht mit einem konstanten Taktverhältnis durchzuführen, sondern nach bestimmten pseudozufälligen Code sequenzen. Die bekannte Codesequenzen wie etwa Barker-Codes, Schieberegistersequenzen (M-Sequenzen), Golay-Codes, Gold- Codes oder Huffmann-Sequenzen können unter anderem hierzu verwendet werden. Bei einem gleichzeitigen Vorhandensein meh rere aktiver Reflektoren werden bevorzugt solche Sequenzen verwendet, die nicht oder nur sehr wenig korreliert sind, so daß durch eine Korrelation im CW-Radar eine Trennung und ein deutige Zuordnung der reflektierten Signale möglich ist.

Es ist auch vorteilhaft, wenn der aktive Reflektor das Radar signal mittels einer Frequenzmodulation verändert, indem er einen Mischerbaustein enthält, welcher das eintreffende Ra darsignal mit einem Referenzsignal der Frequenz f frequenz mischt. Das frequenzveränderte Signal wird zum Radarsensor zurückgesandt und tritt im Spektrum des CW-Radars somit bei einer veränderten Frequenz auf. Durch eine geeignete Bandpaß filterung mit anschließender Demodulation können die Stö rechos ähnlich wie im Fall der Amplitudenmodulation unter drückt werden. Es ist, insbesondere zur Steigerung der Meß reichweite, vorteilhaft, wenn das frequenzmodulierte Radarsi gnal gleichzeitig verstärkt vom aktiven Reflektor abgestrahlt wird.

Es kann auch vorteilhaft sein, wenn statt eines Mischers ein Phasenschieber verwendet wird, welcher das am aktiven Reflek tor eintreffende Signal bezüglich der Phase ändert. Die Phase wird hierbei beispielsweise wie in R. Mäusl, Digitale Modula tionsverfahren, Telekommunikation, Heidelberg: Hüthig Buch Verlag GmbH, 1991, genannt, verändert.

Es kann weiterhin vorteilhaft sein, die Radarsignale im akti ven Reflektor um einen definierten Zeitversatz zu verzögern. Die Zeitverzögerung ist zweckmäßigerweise so groß, daß Stör signale, beispielsweise verursacht durch Reflexionen an Ge genständen im Meßbereich, durch eine Ausbreitungsdämpfung im Freiraum weitestgehend abgeklungen sind. Werden die Zeitver zögerungen zudem für jeden Reflektor unterschiedlich gewählt, so sind die Signalanteil mit bekannten CW-Radar- Auswerteverfahren eindeutig trennbar.

Bei einer Dimensionierung eines zur Verzögerung der Laufzeit eingesetzten Laufzeitgliedes ist darauf zu achten, daß es in dem für die entsprechende Anwendung gegebenen Entfernungsbe reich zu keiner Überlappung der Laufzeiten verschiedener Signalanteile des Reflektors kommen kann.

Es ist besonders vorteilhaft, wenn das Laufzeitglied mit ei ner oder mehreren Verzögerungsleitungen in Form eines Ober flächenwellen-Bauelementes (OFW) ausgeführt sind. Solche OFWs sind beispielsweise in C. Ruppel, L. Rheindl, S. Berek, U. Knauer, P. Heide, M. Vossiek, "Design Fabrication and Appli cation of Precise Delay Lines at 2.45 GHz, IEEE, Ultrasonics Symposium, San Antonio, USA. 1996, dargestellt.

Wird die Verzögerungsleitung mit Oberflächenwellen- Bauelementen realisiert, so ist es besonders vorteilhaft, di rekt auf einem Substrat, auf dem die Verzögerungsleitung auf gebaut wird, auch eine Resonatorstruktur aufzubringen, aus der die Modulationsfrequenz bzw. das Modulationssignal ab leitbar wird. Hierdurch wird in optimaler Weise sicherge stellt, daß Laufzeitänderungen aufgrund einer Temperaturdrift und einer Alterung des Substrats eine proportionale Änderung der Modulationsfrequenz nach sich zieht. Dadurch, daß die Laufzeit und die Modulationsfrequenz auf demselben Substrat mit demselben physikalischen Grundprinzip erzeugt werden, sind sie automatisch in gewünschter Weise gekoppelt. Dimen sionierungen von OFW-Laufzeitgliedern und OFW-Resonatoren können in der einschlägigen Literatur nachgelesen werden. Das Substrat besteht bevorzugt aus Lithiumniobat oder Quartz.

Insbesondere günstig ist es, eine Amplitudenmodulation mit einer Zeitverzögerung zu kombinieren. Hierbei wird die Ver stärkung z. B. in regelmäßigen Abständen ein- und ausgeschal tet. Die Modulationsfrequenz wird vorzugsweise so gewählt, daß sie invers mit der Verzögerungszeit des Laufzeitgliedes verkoppelt ist, z. B. wird bei einer Modulationsfrequenz von 1 MHz eine Verzögerung von 1 µs gewählt wird.

Durch eine derartige Anordnung kann verhindert werden, daß das verstärkte und modulierte Signal wiederum in den Ein gangskreis des aktiven Reflektors gelangt, nochmals verstärkt wird und somit eine Übersteuerung oder Rückkopplungs- Schwingungen verursacht. Durch die Kopplung der Verzögerung an die Modulationsfrequenz kann dafür gesorgt werden, daß der Eingangskreis immer dann abgeschaltet ist, wenn das verstärk te und verzögerte Signal zum Radarsensor zurückgesendet wird.

Selbstverständlich ist die Modulation des Radarsignals im ak tiven Reflektor nicht auf die oben beschriebenen Modulations verfahren beschränkt, weitere Ausführungen zu Modulationsver fahren finden sich beispielsweise in Mäusl et al.

Alle erwähnten Codierungsverfahren können auch in beliebiger Kombination verwendet werden. Besonders vorteilhaft für eine hochgenaue Messung von Abstand und/oder Position ist es, die zeitliche Änderung der Phase bei einer Radarfrequenz, also die differentielle Entfernungsmessung, mit den Phasendiffe renzwerten bei mehreren Radarfrequenzwerten, also die absolu te Entfernungsmessung, in Verbindung zu setzen. Die absoluten Meßwerte können z. B. durch die wesentlich genaueren diffe rentiellen Änderungswerte korrigiert werden. Dabei ist auf einen ausreichend schnellen Meßvorgang zu achten.

Für eine exakte Entfernungsmessung ist desweiteren wichtig, daß die Radarfrequenz und insbesondere die Frequenzänderung sehr exakt eingestellt und gehalten werden kann. Neben analo gen Regelschleifen und Kalibriereinrichtungen mit Referenz laufzeitgliedern bieten sich hierfür insbesondere Phasenre gelschleifen (PLL = Phase Lock Loop) und die direkte digitale Signalsynthese an.

Mittels eines aktiven Reflektors ist es günstigerweise auch möglich, Daten zu übertragen, z. B. eine Kennung. Zur Kodie rung können unter anderem die in Mäusl et al. beschriebenen Verfahren verwendet werden. Im Prinzip ist eine Einschränkung auf eine spezielles Kodierungsverfahren nicht notwendig.

Die oben beschriebenen Verfahren zur Positionsbestimmung bzw. Abstandsmessung eignen sich aufgrund der hohen Störsignal- Unterdrückung besonders bei einer großen Meßdistanz, bei spielsweise in einer komplexen industriellen Umgebung.

Eine vorteilhafte Anwendung ist eine Positionsbestimmung ei nes autonomen Fahrzeugs, jedes autonome Fahrzeug ist hierbei mit einem aktiven Reflektor ausgerüstet. Innerhalb des Gebie tes, in dem sich das autonome Fahrzeug bewegt, sind ferner zwei CW-Radarsensoren, vorzugsweise FMCW-Radars, an unter schiedlichen Positionen vorhanden. Mit den Radars wird je weils der Abstand zum mit dem autonomen Fahrzeug verbundenen aktiven Reflektor gemessen. Durch eine Kombination der Ab stands-Meßwerte, das heißt durch Lösen eines Gleichungssy stems mit geometrischen Triangulationsgleichungen, wird die Position des autonomen Fahrzeuges bestimmt. Durch zusätzliche Radarsysteme an unterschiedlichen Positionen kann zusätzlich der Positionsmeßwert mit einer verbesserten Genauigkeit be stimmt werden und/oder es kann eine Positionsmessung auf wei tere Dimensionen, zum Beispiel die Höhe, ausgedehnt werden.

Ist die aktive Reflektoreinheit auch zur Datenübertragung fä hig, so können vom autonomen Fahrzeug gleichzeitig zur Ent fernungsmessung über den aktiven Reflektor Daten zum Radar, welches mit einer Datenauswerte-Einheit ausgestattet ist, übertragen werden. Relevante Daten können beispielsweise das Transportgut des autonomen Fahrzeugs, sensorische Informatio nen des autonomen Fahrzeugs, Diagnoseparameter oder eine Identifikationskennung des autonomen Fahrzeugs sein. Auch können weitere Daten des autonomen Fahrzeugs, wie etwa sein Fahrtziel oder spezielle Transportaufträge, übertragen wer den.

Eine weitere vorteilhafte Anwendung des Verfahrens ist die Positionsbestimmung eines Behältnisses in einem Hochregalla ger. Diese Verwendung ist ähnlich zur Positionsbestimmung von autonomen Fahrzeugen, nur daß hierbei vorzugsweise mindestens zwei Abfragegeräte innerhalb einer Regallagergasse angeordnet sind, mit denen dann wie beschrieben die Höhe und Position des Behältnisses bestimmt wird.

Hierzu wird das Behältnis, typischerweise eine Transportbox oder eine Einheit des Transportfahrzeuges, welches die Trans portbox enthält, mit einer aktiven Reflektoreinheit versehen. Dadurch kann die Transportbox gezielt von einer Position im Hochregal genommen oder auf eine bestimmte Position gestellt werden. Daten über die zum entnehmende Box bzw. Daten über die entnommene Box (beispielsweise Inhalt, Größe etc.) können mit der beschriebenen Kommunikationsanordnung vom Abfragege rät zur Transporteinheit bzw. umgekehrt übertragen werden.

Sehr vorteilhaft kann das Verfahren zur Positionsbestimmung auch zur Positionsbestimmung von Werkzeugen eingesetzt wer den. Hierbei wird ein Werkzeug, vorzugsweise möglichst nahe an seinem mechanischen Angriffspunkt zum Werkstück, mit einem aktiven Reflektor versehen. Je nach Freiheitsgrad der Bewe gung des Werkzeugs wird dann mit einem oder mehreren wie oben beschriebenen Verfahren bzw. Anordnungen die Entfernung des Werkzeugs zum jeweiligen Radarsystem bestimmt. Durch Kombina tion der Entfernungswerte wird dann die exakte Position des Werkzeugs bestimmt und/oder geregelt.

Als Werkzeuge kommen beispielsweise Werkzeuge zur Werkstoff bearbeitung wie etwa Dreh-, Fräs-, Bohr-, Stanz- und/oder Schneidwerkzeuge, Greifwerkzeuge oder auch medizinische In strumente in Betracht. Die Aufgabe des Meßsystems ist es, möglichst exakt die Position und/oder die Lage des Werkzeugs im Raum zu bestimmen. Der Vorteil gegenüber einem mechani schen Meßsystem besteht darin, daß die Position des Werkzeu ges berührungslos direkt am Werkzeug meßbar ist und ein Feh ler aufgrund einer mechanischen Verformung (Torsion, Biegung etc.) vermieden wird. Das Prinzip des aktiven Reflektors eig net sich insbesondere deshalb, weil eine passive Reflekto ranordnung aufgrund einer Vielzahl starker Störreflexionen an den bei Werkzeugmaschinen üblichen metallischen Flächen in der Regel keine ausreichend präzisen Meßergebnisse liefert. Eine Störung durch Störreflexionen werden durch den aktiven Reflektor verhindert, so daß auch in stark reflektierenden Umgebungen sicher und genau gemessen werden kann.

Bei allen genannten Anordnungen können sowohl der Anbrin gungsort von Reflektor und Radargerät als auch die Zahl der aktiven Reflektoren und Radarsensoren vertauscht werden. Der erzielbare Informationsgewinn wird lediglich durch die Zahl und geometrische Position der Meßwege bestimmt.

Die Methode ist gleichermaßen geeignet zur Messung einer Ab standsänderung, eines Abstands, einer (zwei- oder mehrdimen sionalen) Position bzw. Lage und/oder einer Geschwindigkeit.

In den folgenden Ausführungsbeispielen wird die Methode zur Abstandsmessung schematisch näher dargelegt.

Fig. 1 zeigt eine Vorrichtung zum Abstandsmessung,

Fig. 2 zeigt einen FMCW-Radarsensor,

Die Fig. 3a bis 3d zeigen Ausführungsformen einen aktiven Reflektors,

Fig. 4 zeigt eine Skizze eines Spektrums eines am Radarsen sor empfangenen Signals.

In Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild einer typischen Mikrowellen-Meßanordnung in Form eines CW-Mikrowellensensors MS in Form eines FMCW-Radarsensors RS abgebildet mit Oszilla tor (VCO), Signalgenerator/Linearisierer (SGLIN), Radaremp fänger (EMIX) und Antenne (ANT). Weiterhin sind eine Auswer teeinheit (FFT) zur schnellen Fourier-Transformation (Fast Fourier Transformation, FFT) und eine Referenzeinheit (REF) vorhanden.

Über ein Steuersignal, z. B. eine von Außen angelegte Span nung, kann die Frequenz des Oszillators VCO eingestellt wer den. Das vom Oszillator VCO ausgesandte Signal wird als Ra darsignal über die Antenne ANT emittiert und die sich erge benden Reflexionen wieder empfangen (angedeutet durch die Pfeile). Zwischen Oszillator VCO und Antenne ANT befindet sich der Radarempfänger EMIX, der einer ersten Teil des vom Oszillator VCO abgegebenen Signals zur Antenne ANT transmit tiert und mit einem zweiten Teil des Signals eine Frequenz mischung mit dem empfangenen Signal durchführt. Der Radar- bzw. Mikrowellenempfänger EMIX ist hier als Detektormischer ausgeführt.

Dieser Radarsensor RS liefert ein Sensorsignal SES, dessen Phase oder Frequenz proportional zu einem Abstand dr des Meß objektes MO ist. Durch Auswertung von Phasenwerten und/oder Phasendifferenzwerten und/oder Frequenzwerten kann nach be kannten Methoden der Abstand dr von Meßobjekten und/oder die Abstandsänderung und/oder die Geschwindigkeit bestimmt wer den.

In diesem Ausführungsbeispiel wird eine lineare Frequenzmodu lation zur Bestimmung des Objektabstands dr angewendet, wel che mittels einer schnellen Fourier-Transformation in der Auswerteeinheit FFT ausgewertet wird. Die Auswerteeinheit FFT erhält das Sensorsignal vom Radarempfänger EMIX. Das Ergebnis der schnellen Fourier-Transformation ist ein Echoprofil, das die Radar-Reflexionen in Abhängigkeit von der Entfernung dar stellt.

Ein vom Oszillator VCO abgeleitetes Signal wird in den Si gnalgenerator/Linearisierer SGLIN eingespeist, welcher die Frequenz des Oszillators VCO so steuert, daß sich eine linea re Frequenzmodulation ergibt. Als Basis zur Steuerung der Mo dulationsspannung dient üblicherweise ein Vergleich mit einer stabilen Referenz REF.

In dieser Figur befinden sich ein Meßobjekt MO und mehrere Störobjekte SO in einem etwa gleichen Abstand dr, z. B. dr = 100 m -200 m, zur Antenne ANT des Radarsensors RS.

Im Spektrum des Sensorsignals überlagern sich die Einzelechos zu einem Gesamtechound können nicht mehr diskriminiert wer den. Im schlimmsten Fall ist die Reflexion der Störobjekte SO größer als die Reflexion des Meßobjekts MO. Bei bewegten Ob jekten MO, SO kann es zudem durch Interferenzeffekte zu einer starken Amplitudenfluktuation der Echos kommen. Insgesamt hat dies zur Folge, daß sich die Meßgenauigkeit reduziert bzw. die Messung verhindert wird.

In Fig. 1 ist nun das Meßobjekt MO mit einem aktiven Reflek tor AR ausgestattet. Der aktive Reflektor AR weist als Teil komponenten eine Antenne A2, ein Richtelement RE und einen Modulator MOD auf. Der Modulator MOD enthält einen Verstärker AMP und einen diesem nachgeschalteten Fregenz-Modulator FMOD.

Der Radarsensor RS kann, aber muß nicht, dem Radarsensor RS in Fig. 2 entsprechen. Zur Übersichtlichkeit der Meßsituati on ist die Antenne ANT des Radarsensors RS mit eingezeichnet.

Das vom Radarsensor RS emittierte Radarsignal wird vom akti ven Reflektor AR mittels der Antenne A2 aufgenommen, über das Richtelement RE zum Verstärker AMP geleitet und von dort aus in den Frequenzmodulator FMOD. Das frequenzmodulierte und verstärkte Signal wird sodann in einen dritten Anschluß des Richtelementes RE eingespeist und danach über die Antenne A2 des aktiven Reflektors AR zurück zum Radarsensor RS gesendet.

In einer dem Radarsensor RS nachgeschalteten Filtereinheit FIL/DEM wird das empfangene Signal wieder gefiltert bzw. de moduliert und danach als Sensorsignal SES in eine Auswerte einheit FFT eingegeben. Selbstverständlich können Filterein heit FIL/DEM und Auswerteeinheit FFT auch in den Radarsensor RS integriert sein.

In Fig. 3a ist ein aktiver Reflektor AR aufgezeichnet, wel cher eine Amplitudenmodulation erzeugt. Im Gegensatz zum ak tiven Reflektor AR in Fig. 1 fehlt hier der Frequenzmodula tor MOD.

Die Amplitudemmodulation wird erzeugt, indem der Verstärker AMP mit einem Modulationssignal MSIG mit einer Taktfrequenz fM geschaltet, das heißt hier: ein- und ausgeschaltet, wird. Die Taktfrequenz fM wird deutlich größer als die Meßfrequenz gewählt, hier: 100 kHz ≦ fM ≦ 10 MHz. Durch diese im aktiven Reflektor AR durchgeführte Amplitudenmodulation tritt vor teilhafterweise im Spektrum des Sensorsignals SES das Nutzsi gnal als moduliertes Signal bei einer Modulationsfrequenz auf. Die Störsignale hingegen sind unmoduliert und treten im Basisband auf.

Schon durch eine in der Filter- und/oder Demodulationseinheit FIL/DEM durchgeführte einfache Hochpaß- oder Bandpaßfilterung mit anschließender Demodulation werden die Störsignale somit wirksam unterdrückt. Selbstverständlich ist die Demodulation auf die Modulation im aktiven Reflektor AR abgestimmt.

Bei einer Amplitudenmodulation ist es generell nicht notwen dig, die Verstärkung des Signals lediglich zu variieren. Ebenso können zur Modulation Verstärkungsänderungen in analo gen Schritten verwendet werden.

Es kann bei der Amplitudenmodulation auch vorteilhaft sein, die Verstärkungsänderung nicht mit einem konstanten Taktver hältnis durchzuführen, sondern mit bestimmten pseudozufälli gen Modulationssequenzen. Die bekannten Codesequenzen wie et wa Barker-Codes, Schieberegister-Sequenzen (M-Sequenzen), Go lay-Codes, Gold-Codes oder Huffmann-Sequenzen können unter anderem hierzu verwendet werden.

Bei einem gleichzeitigen Vorhandensein mehrerer aktiver Re flektoren AR werden bevorzugt solche Sequenzen verwendet, die nicht oder nur sehr wenig korreliert sind, so daß durch eine Korrelation im Radarsensor RS eine Trennung und eindeutige Zuordnung der reflektierten Signale möglich ist.

Auch können mittels einer Kodierung der Pulsfolgen, z. B. der oben genannten Code-Sequenzen, Daten übertragen werden. Die Datenübertragung kann ebenfalls so geschehen, daß der Ver stärkertakt in seiner Frequenz umgeschaltet wird (hoch/tief) oder in seinem Taktverhältnis.

In Fig. 3b ist als Skizze ein weiterer aktiver Reflektor AR abgebildet. Dieser beinhaltet nun einen Mischerbaustein MIX, welcher das von der Richteinheit RE ausgegebene Signal mit einem Referenzsignal der Frequenz fR, das auch als Modulati onsfrequenz bezeichnet werden kann, mischt und an den Ver stärker AMP weiterleitet.

Je nach Ausführungsform des Mischerbausteins MIX handelt es sich um einen Einseitenbandmischer oder einen Zweiseitenband mischer. Im Falle eines Einseitenbandmischers wird das ein treffende Signal frequenzversetzt zum Radarsensor RS zurück gesandt und tritt im Spektrum des Sensorsignals SES mit einer Versatzfrequenz fR auf. Durch eine geeignete Bandpaßfilterung mit anschließender Demodulation können Störsignale unter drückt werden.

In diesem Ausführungsbeispiel kann eine Datenübertragung zum Beispiel mittels einer Änderung der Modulationsfrequenz fR geschehen, was einer sog. FSK (frequency key shifting)- Modulierung entspricht.

Fig. 3c zeigt einen weiteren aktiven Reflektor AR. Dieser weist nun einen steuerbaren Phasenschieber PHS auf, der das eintreffende Signal bezüglich der Phase über ein Phasensignal PSIG, das auch als Modulationsfrequenz angesehen werden kann, ändert. Die Phase wird dabei nach bekannten Schemata (siehe z. B. Mäusl. et al.).

In diesem Ausführungsbeispiel ist zur Datenübertragung die aus der Kommunikationstechnik bekannte Phasenmodulation (pha se key shifting) günstig.

Fig. 3d zeigt einen weiteren aktiven Reflektor AR, bei dem die Signale im aktiven Reflektor AR um einen definierten Zeitversatz im die Zeitverzögerung bestimmenden Laufzeitglied DEL verzögert werden, welches zwischen Richtelement RE und Verstärker AMP angebraccht ist. Es ist vorteilhaft, wenn das Laufzeitglied DEL mit einer oder mehreren Verzögerungsleitun gen in Form eines Oberflächenwellen-Bauelementes (OFW) ausge führt sind.

Fig. 4 zeigt ein Frequenzspektrum eines am Radarsensor emp fangenen Signals als Auftragung einer Signalhöhe in beleibi gen Einheiten gegen eine Frequenz f in beliebigen Einheiten.

Das vom Radarsensor MS,RS ausgesendete Signal sei gegeben durch

s_tx(t) = cos((ω₀ + 0,5 . µ . t) .t) (1),

wobei ω₀ bzw. f₀ die Modulations-Start-Frequenz ("Sweep- Start-Frequenz") und µ die Durchstimmrate ("Sweep-Rate") dar stellt. Das vom Radarsensor MS,RS empfangene Signal ist eine Summe mehrerer zeitverzögerter Abbildungen des ausgesandten Signals; allerdings ist nur die vom aktiven Reflektor AR aus gesandte Signalkomponente mit einer Frequenz ω_mod bzw. f_mod mo duliert. Dadurch ist das vom Radarsensor MS,RS empfangene Si gnal darstellbar als

s_rx = s_tx(t - τ_r) . cos((ω_mod . t + ϕ_m0) + Σ . s_tx(t - τ_n) (2)

mit τ_r der Laufzeit vom Radarsensor MS,RS zum aktiven Reflek tor RS und zurück und τ_n der Laufzeit der anderen Objekte. Zur Einfachung werden Änderungen der Amplitudenhöhe nicht mitberücksichtigt. Ebenfalls zur Vereinfachung wird die mit rechteckförmige Amplitudenmodulation durch eine Cosinusmodu lation (Frequenzmodulation) angenähert, höhere Terme werden also vernachlässigt. In der Praxis kann eine Unterdrückung höherer Terme mittels eines einfachen Bandpaßfilters durchge führt werden.

Der Radarempfänger EMIX multipliziert die vom Radargerät MS,RS ausgestrahlten und empfangenen Signale, was zu einem überlagerten Signal

S_m(t) = cos(ω_mod . t + µ . τ_r . t + ω₀. τ_r) + cos(ω_mod . t + µ . τ_r. t + ω₀ . τ_r) + Σ_n cos(ω₀. τ_n + µ . τ_n . t) (3)

führt. Höhere Frequenzanteile und Phasenterme, welche für die Abstandsmessung nicht von Bedeutung sind, sind hierbei ver nachlässigt.

Die zwei Spektralkomponenten mc1, mc2 des aktiven Reflektors AR sind um die Modulationsfrequenz f_mod herum zentriert, wäh rend die anderen Signale im Basisband ("Baseband") angesie delt sind. Falls also die Modulationsfrequenz f_mod und die Sweep-Rate µ geeignet gewählt sind, kann das gewünschte, vom aktiven Reflektor AR ausgestrahlte Signal klar von den Stör signalen getrennt werden.

In dieser Figur ist dazu ein typisches Spektrum von Empfangs signalen aufgetragen, bei der die Frequenzanteile gemäß Gl. (3) aufgetragen sind.

Aus einer Betrachtung der zwei durch den aktiven Reflektor AR verursachten Spektrallinien m1, mc2 ergibt sich ein Abstand dr zwischen Radarempfänger MS,RS und aktivem Reflektor AR nach

Δf = µ . τ_r/π → dr =½c . τ_r = π . c . Δf/(2 . µ) (4)

Δϕ = 4πf₀τ_r → dr = c . Δϕ/(8 . π . f₀) (5),

mit Δf der Frequenzdifferenz und Δϕ der Phasendifferenz. Auf grund der Periodizität der Phase kann die Phasendifferenz Δϕ aus Gl. (5) nicht zur Messung eines absoluten Abstands dr verwendet werden, sie ist aber sehr nützlich zur präzisen Be stimmung einer Abstandsänderung. Es ist sinnvoll, die absolu te Distanz dr aus Gleichung (4) zu bestimmen, und eine Ver feinerung der Messung mit Hilfe von Gl. (5) vorzunehmen.

Bei dieser Methode wird also statt einer Absolutmessung von Frequenz oder Phase eine Differenzmessung Δf bzw. Δϕ durchge führt, welche aus den zwei einander angrenzenden Modulations komponenten mc1, mc2 gewonnen wird. Dadurch sind die aus den Gl. (4) und (5) gewonnenen Werte nicht von der Modulations frequenz f_mod abhängig. Somit ist auch bei einer Drift der Mo dulationsfrequenz f_mod eine sehr präzise Messung möglich.

Eine Meßungenauigkeit kann durch eine sich ändernde Zeitver zögerung des Laufzeitglieds DEL verursacht sein, die z. B. durch eine Temperaturänderung eines OFWs hervorgerufen wird.

Bei einem OFW ist die Verzögerungszeit proportional zur Modu lationsfrequenz f_mod, so daß eine sich ändernde Zeitverzöge rung erkennbar und kompensierbar ist durch eine Überwachung der Modulationfrequenz f_mod. Die Modulationsfrequenz f_mod, die dem Mittel der beiden vom aktiven Reflektor AR reflektierten Frequenzkomponenten entspricht, kann über viele Meßzyklen sehr präzise vermessen werden.

Claims

1. Verfahren zur Messung eines Abstands, bei dem mittels eines CW-Mikrowellensensors (MS) ein Abstand zu min destens einem Meßobjekt (MO) gemessen wird, dadurch gekennzeichnet, daß an dem mindestens einen Meßobjekt (MO) mindestens ein aktiver Reflektor (AR) befestigt ist, welcher ein vom CW- Mikrowellensensor (MS,RS) ausgesandtes Signal empfängt, modu liert und danach abstrahlt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem

- das vom CW-Mikrowellensensor (MS,RS) ausgesandte Signal vom aktiven Reflektor (AR) mittels einer Reflektor-Antenne (A2) empfangen wird,
- über ein Richtelement (RE) zu einem Modulator (MOD) gelei tet und von diesem moduliert wird,
- auf einen dritten Anschluß des Richtelementes (RE) gegeben wird,
- über die Reflektor-Antenne (A2) abgestrahlt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das vom CW-Mikrowellensensor (MS,RS) empfangene Signal ent sprechend der Modulation des aktiven Reflektors (AR) demodu liert wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem

- mehrere Meßobjekte (MO) mit jeweils mindestens einem akti ven Reflektor (AR) ausgestattet sind, wobei der mindestens eine aktive Reflektor (AR) ein von ihm empfangenes Signal in charakteristischer Weise moduliert, und
- der CW-Mikrowellensensor (MS,RS) das von ihm empfangene Signal entsprechend der Modulation der aktiven Reflektoren (AR) demoduliert und getrennt auswertet.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem für einen Übertragungsweg zwischen CW-Mikrowellensensor (MS,RS) und aktivem Reflektor (AR) ein Wert für einen Abstand (dr) und/oder eine Änderung des Abstands (dr) bestimmt wird, indem zwischen dem vom CW-Mikrowellensensor (MS,RS) ausge sandten Signal und dem vom CW-Mikrowellensensor (MS,RS) emp fangenen Signal eine Phasendifferenz und/oder eine zeitliche Änderung der Phasendifferenz ausgewertet wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem ein Abstand dr gemäß einer Gleichung
dr = π . c . Δf/(2 . µ)
und eine Änderung des Abstands (dr) aufbauend auf einer Glei chung
dr = c . Δϕ/(8 . π . f₀)
bestimmt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem zwischen CW-Mikrowellensensor (MS,RS) und aktivem Reflektor (AR) mindestens zwei Entfernungswerte über unterschiedliche Übertragungswege bestimmt werden und diese Entfernungswerte mit Hilfe von geometrischen Gleichungen kombiniert werden, und so die räumliche Position des Meßobjekts (MO) bestimmt wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7, bei dem

- das vom aktiven Reflektor empfangene Signal amplitudenmo duliert wird, indem der Verstärker (AMP) mit einem Modula tionssignal mit einer Taktfrequenz fM geschaltet wird, und
- das im CW-Mikrowellensensor (MS,RS) empfangene Signal mit tels einer Hochpaßfilterung oder einer Bandpaßfilterung gefiltert und anschließend demoduliert wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem als Modulationssignal ein digitales Taktsignal mit einer Taktfrequenz fM zwischen 100 KHz und 10 MHz verwendet wird.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 oder 9, bei dem die Taktfrequenz durch Barker-Codes, Schieberegister- Sequenzen, Golay-Codes, Gold-Codes oder Huffmann-Sequenzen bestimmt wird.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 10, bei dem

- das vom aktiven Reflektor (AR) empfangene Signal in einen Mischerbaustein (MIX) eingeleitet wird, und in diesem mit einem Referenzsignal der Frequenz fR frequenzversetzt wird,
- das vom CW-Mikrowellensensor (MS,RS) empfangene Signal mittels einer Bandpaßfilterung gefiltert und anschließend demoduliert wird.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 11, bei dem

- das Signal im aktiven Reflektor (AR) in einen Phasenschie ber (PHS) eingeleitet wird, und in diesem frequenzversetzt wird,
- das im CW-Mikrowellensensor (MS) empfangene Signal mittels einer Bandpaßfilterung gefiltert und anschließend demodu liert wird.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das Signal im aktiven Reflektor (AR) in ein Laufzeitglied (DEL) eingeleitet wird, das im CW-Mikrowellensensor (MS,RS) empfangene Signal mittels einer Bandpaßfilterung gefiltert und anschließend demoduliert wird.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem als Laufzeitglied (DEL) ein Oberflächenwellen-Bauelement ein gesetzt wird.

15. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem als CW-Mikrowellensensor (MS) ein FMCW-Radar (RS) verwen det wird.

16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die vom aktiven Reflektor (AR) gesendeten Signale so mo duliert sind, daß durch eine folgende Demodulation Daten übertragen werden.

17. Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 16, bei der

- mindestens zwei CW-Mikrowellensensoren (MS) an unter schiedlichen Positionen vorhanden sind, mittels denen je weils der Abstand zum dem mit einem Meßobjekt (MO), insbe sondere einem autonomen Fahrzeug oder einem Transportbe hältnis, verbundenen aktiven Reflektor (AR) gemessen wird, und
- durch eine Kombination der Abstands-Meßwerte die Position des autonomen Fahrzeuges bestimmt wird.

18. Anwendung nach Anspruch 17, bei der an dem Meßobjekt (MO) mehrere aktive Reflektoren (AR) vorhan den sind, so daß die Lage des Meßobjekts (MO) im Raum durch Auswertung der Lage der mehreren aktiven Reflektoren (AR) be stimmt wird.

19. Aktiver Reflektor, aufweisend

- eine Antenne (A2), welche mit einem Richtelement (RE) ver bunden ist,
- einen Modulator (MOD), welcher zwischen einem Ausgang und einem dritten Anschluß des Richtelementes (RE) angebracht ist,

so daß ein von der Reflektor-Antenne (A2) empfangenes Signal mittels des Modulators (MOD) modulierbar ist und danach über die Re flektor-Antenne (A2) abstrahlbar ist.

20. Aktiver Reflektor nach Anspruch 19, bei dem der Modulator (MOD) einen Verstärker (AMP) enthält.

21. Aktiver Reflektor nach einem der Ansprüche 19 oder 20, bei dem der Modulator (MOD) einen Frequenzmodulator (FMOD) enthält.

22. Aktiver Reflektor nach Anspruch 21, bei dem der Frequenzmodulator (FMOD) ein Mischerbaustein (MIX) ist ist, mittels dessen das in ihn eingespeiste Signal mit einem Referenzsignal der Frequenz fR frequenzversetzbar ist.

23. Aktiver Reflektor nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei dem zwischen Richtelement (RE) und Verstärker (AMP) ein Pha senschieber (PHS) vorhanden ist.

24. Aktiver Reflektor nach einem der Ansprüche 19 bis 23, bei dem zwischen einem Ausgang und einem dritten Anschluß des Richtelementes (RE) ein Laufzeitglied (DEL) vorhanden ist.

25. Aktiver Reflektor nach Anspruch 24, bei dem

- das Laufzeitglied (DEL) mittels eines oder mehrerer Ober flächenbauelemente realisiert ist, welche auf einem Sub strat aufgebracht sind, und
- auf dem gleichen Substrat eine Resonatorstruktur zur Er zeugung eines Modulationssignals (MSIG, fR, PSIG) aufge bracht ist.