DE19933754B4

DE19933754B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Hochfrequenzspektralanalyse

Info

Publication number: DE19933754B4
Application number: DE19933754A
Authority: DE
Inventors: John J. Santa Rosa Kuhn; Joseph M. Santa Rosa Gorin
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1998-11-02
Filing date: 1999-07-19
Publication date: 2004-03-04
Anticipated expiration: 2019-07-20
Also published as: GB2343522B; DE19933754A1; GB9925879D0; US6512788B1; GB2343522A; JP2000147031A

Abstract

Verfahren zur Hochfrequenzspektralanalyse, mit folgenden Schritten:
Erfassen eines Hochfrequenzträgersignals;
Umwandeln des erfaßten Hochfrequenzträgersignals in ein Zwischenfrequenzsignal;
Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals in ein digitales Signal mit einer relativ breiten Bandbreite;
Durchführen einer schnellen Fourier-Transformation bezüglich des digitalen Signals;
für interessierende Frequenzen innerhalb der Zwischenfrequenzbandbreite, mathematisches Anwenden eines Auflösungsbandbreitenfilters, das bei der interessierenden Frequenz zentriert ist, auf das der schnellen Fouriertransformation unterzogene digitale Signal; und
Bestimmen der Leistung bei jeder interessierenden Frequenz aus dem Ausgangssignal des jeweiligen Auflösungsbandbreitenfilters.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen HF-Spektrum-Meßanalysator und ein HF-Spektrum-Meßverfahren und insbesondere auf einen GSM-Ausgangs-HF-Spektrum-Meßanalysator und ein entsprechendes GSM-Ausgangs-HF-Spektrum-Meßverfahren.
Das GSM oder das globale System für Mobilkommunikationen (Global System for Mobile Communications) ist ein weltweiter Standard für digitale Mobiltelefone. Urspünglicherweise wird bei Ausgangs-HF-Spektrum-Analysetechniken (HF = Hochfrequenz) ein gewobbelter eingestellter Analysator in dem Nullwobbelungsmodus verwendet, um Messungen durchzuführen, wobei derselbe auf einem hardwareimplementierten Auflösungsbandbreitenfilter (RBW; RBW = Resolution Bandwidth Filter) basiert, das gemäß oder nicht gemäß dem GSM-Standard spezifiziert sein kann. Die bekannten Verfahren sehen keine Flexibilität für einen Benutzer vor, um einen anderen Filtertyp zu verwenden. Ferner muß die Messung durch Einstellen des L.O. (Lokaloszillator) des Analysators einzeln auf jede Offset-Frequenz (Versatzfrequenz) des Testes durchgeführt werden.

Die DE 19610970 A1 bezieht sich auf Abstands- und Geschwindigkeits-Messungen unter Verwendung von FMCW-Radarverfahren. Aus einem gesendeten und einem empfangenen zeitlinearen Wobbelsignal wird unter Verwendung eines Mischers ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt. Das Zwischenfrequenzsignal wird einer schnellen Fourier-Transformation unterzogen, um ein FFT-transformiertes Signal zu erzeugen. Die Phase und die Amplitude des der schnellen Fourier-Transformation unterzogenen Signals werden verwendet, um sowohl die Geschwindigkeit als auch den Abstand eines Zielobjekts unter Verwendung von zumindest zwei Wobbelzyklen zu bestimmen. Der Abstand des Zielobjekts wird aus der Frequenzposition der Maxima von einem oder einer Mehrzahl von Wobbelzyklen bestimmt, wohingegen die Geschwindigkeit des Zielobjekts aus der Phasenänderung an der Position des jeweiligen Maximums nach zumindest zwei Wobbelzyklen bestimmt wird.

Die DE 19654740 A1 bezieht sich auf eine Vierpol-Analyse, bei der ein Vierpol mit einem Signal der zu untersuchenden Bandbreite angesteuert wird, um seine Eigenschaften zu messen. Zu diesem Zweck wird der Vierpol mit Impulsen angesteuert, deren Spektrum die nötige Bandbreite hat. Das Ausgangssignal des Vierpols wird dann mit einem zweiten Impulssignal, das einen sehr kleinen Frequenzunterschied zu dem ersten hat, gemischt. Dadurch werden Differenzfrequenzen erzeugt, die ein neues Signal bilden, das ähnlich dem Ausgangssignal des Vierpols ist. Dieses neue Signal besitzt jedoch eine kleinere Bandbreite und ist somit leichter auszuwerten. Um die Eigenschaften des Vierpols basierend auf dem neuen Signal zu bestimmen, wird das Ausgangssignal des Mischers einer Tiefpaß- oder Bandpaß-Filterung unterzogen. Das gefilterte Signal wird digitalisiert und für eine Auswertung desselben einer schnellen Fourier-Transformation unterzogen.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zur Hochfrequenzspektralanalyse zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren zur Hochfrequenzspektralanalyse gemäß Anspruch 1 und einen Hochfrequenzspektralanalysator gemäß Anspruch 5 gelöst.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist auf GSM-Anwendungen anwendbar. Andere Ausführungs beispiele können jedoch auf die allgemeine Klasse von Zeitvielfachzugriff- (TDMA-; TDMA = Time Division Multiple Access) Signalen angewendet werden, von der GSM, PDC (Pacific Digital Cellular), NASC und dergleichen ein Teil sind.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt das Verfahren die Schritte eines HF-Spektrum-Meßanalysatorverfahrens, das folgende Schritte aufweist: Erfassen eines HF-Trägersignals; Umwandeln des erfaßten HF-Trägersignals in ein IF-Signal (Zwischenfrequenzsignal); Umwandeln des IF-Signals in ein digitales Signal einer relativ breiten Bandbreite; FFT-Filtern des digitalen Signals, um mehrere Offset-Frequenzen innerhalb der IF-Bandbreite zu messen; und mathematisches Anwenden eines Auflösungsbandbreitenfilters bei jedem Offset. Ein weiteres Ausführungsbeispiel umfaßt die Schritte des inversen FFT-Filterns des Ausgangssignals des Auflösungsbandbreitenfilters und des Messens der Leistung in dem Zeitbereich.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm eines GSM-Ausgangs-HF-Spektrum-Meßanalysators gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 ein Blockdiagramm eines digitalen Signalprozessors (DSP), der einen Abschnitt von 1 bildet;
3 ein Blockdiagramm eines FFT-Algorithmusses, der einen Abschnitt von 1 bildet; und
4 ein Blockdiagramm eines DTD-Algorithmusses, der einen Abschnitt von 1 bildet.
Bei einem Ausführungsbeispiel verwendet die vorliegende Er findung einen digitalen Signalprozessor (DSP) mit einer Hilbert-Transformationsvorrichtung, so daß die I- und Q-Teile des Signals erfaßt und mit einer Rate erfaßt und gespeichert werden, die durch ein dezimales Vielfaches von 15 MHz definiert ist. Dies ermöglicht die leichte Anwendung einer FFT (Fast Fourier Transform = schnelle Fourier-Transformation). Das Auflösungsbandbreitenfilter, das in dem DSP implementiert ist, ist entweder ein Gauß-Filter oder ein Plateau(Flattop-) Filter. Diese unterscheiden sich von dem GSM-Standard, der als synchron eingestelltes 5-Pol-Filter spezifiziert ist. Dies bewirkt erstens, daß die Messung nicht standardmäßig laufengelassen werden kann, und zweitens, daß sich die Form der Filter ausreichend unterscheidet, um falsche Resultate zu bewirken.
Da eine FFT ohne weiteres verwendet werden kann, wird eine FFT über einen breiten Bereich durchgeführt, der eine Bandbreite derart umfaßt, daß das Aliasing (Rückfalten) vermieden wird, und daß der dynamische Bereich nicht begrenzt wird und innerhalb des Durchlaßbereichs des DSP-IF-Filters liegt. Die Software kann einen Filterformfaktor bei jedem beliebigen Offset in der erfaßten Spanne positionieren und dann eine inverse FFT (FFT^–1) durchführen. Mit einer Datenerfassung können mehrere Offsets in Software gemessen werden. Dies bewirkt, daß die Meßgeschwindigkeit zunimmt, da es nicht notwendig ist, darauf zu warten, daß sich der L.O. (Lokaloszillator) für jeden Offset bewegt.
Da der Filterformfaktor digital in Software angewendet wird, kann derselbe außerdem jede beliebige Form und Breite annehmen. Dies ermöglicht ein synchron eingestelltes 5-Pol-Filter, wie es der GSM-Standard spezifiziert. Ferner können zukünftige Verbesserungen ohne weiteres Filtertypen zu den Benutzerwahlmöglichkeiten hinzufügen.
Bei einem Ausführungsbeispiel wird das FFT-Verfahren durchgeführt, wobei der L.O. auf den Träger eingestellt ist. Die hohe Energie des Trägers bewirkt, daß sich der ADC (Analog Digital Converter = Analog-Digital-Wandler) derart einstellt, daß der dynamische Bereich relativ niedrig ist. Daher wird dieses Verfahren lediglich bei Offset-Frequenzen durchgeführt, deren spezifizierte minimale Leistungspegel größer als der dynamische Bereich sind. Der erste Offset, der gleich oder kleiner als der erforderliche dynamische Bereich ist, kann die Unterbrechungsfrequenz genannt werden.
Für jene Offset, die kleiner als die Unterbrechungsfrequenz sind, ist das FFT-Verfahren sehr schnell (etwa die Hälfte der Zeit wie bei dem Nullwobbelungsmodus). Ferner ist der Formfaktor des digitalen Filters ideal.
Für Offsets, die größer als oder gleich der Unterbrechungsfrequenz sind, wird ein Zeitbereichsverfahren verwendet, das ein DSP-implementiertes Gauß-Filter verwendet. Die Unterbrechungsfrequenz ist ausreichend weit von dem Träger entfernt, um eine ausreichend niedrige Leistung zu garantieren, so daß der Filterformunterschied zwischen dem Gauß-Filter und dem synchron eingestellten 5-Pol-Filter nicht die Durchschnittsleistung beeinflußt. Die IF-Kette weist ein Vor-ADC-Filter (Vorfilter) in dem Zeitbereich auf, wobei der L.O. auf jeden Offset eingestellt ist und der Träger hinausgefiltert wird. Dies bewirkt, daß sich der ADC nach oben einstellt, was folglich den dynamischen Bereich erhöht.
Dieser vorliegende Algorithmus beschreibt die Datenerfassungsparameter und die Datenmanipulation für die FFT mit einem Direktzeitbereichs- (DTD-; DTD = Direct Time Domain) Verfahren zum Berechnen des GSM-Ausgangs-HF-Spektrums aufgrund der Modulation und aufgrund von Schaltübergangsvorgängen. Die Beschreibung dient zur Messung von mehreren Zeitschlitzbasisstationssignalen sowie von einzelnen Zeitschlitzmobilstationssignalen.
Bevor die Meßschleife startet, muß eine bestimmte Initialisierung durchgeführt werden:
Schritt I1.
Verifizieren, ob die DTD-Unterbrechungsfrequenz innerhalb der Grenzen liegt, die wie folgt bestimmt sind:

a) Kein Aliasing der FFT-Offsets. Ein Abtasten des Signals bewirkt eine Wiederholung von "spektralen Inseln" oder GSM-Spektren, die um Frequenzen zentriert sind, die der Abtastrate gleichen. Das Aliasing beeinflußt ungünstig diese Messung, wenn die erste spektrale Insel oberhalb der Basisbandinsel nahe genug ist, derart, daß sich die negativen Offsets der ersten Insel oberhalb des Basisbandes zu den positiven Offsets der Basisbandinsel addieren. Die untere Richtliniengleichung bestimmt, ob die Unterbrechungsfrequenz zu hoch ist (gezeigte Werte bezeichnen einen möglichen Satz): Akzeptierbarer Fehler aufgrund des Aliasing = E = 5,0% Abtastrate = fs = 1,875 MHz Unterbrechungsfrequenz = fB = 775 kHz Aliasing-Offset = fA maximal mögliche Leistung bei fA = PA maximal mögliche Leistung bei fs = PM Spezifikation des relativen Unterschieds zu dem Träger bei fB = RM Gesamtleistung bei fB = PT fA = –(fs – fB) = –1,10 MHz PA = –27 dBm PM = –27 dBm RM = –60 dB PT = 10 Log ((10^PA/10) + (10^PM/10)) e = (PT – PM)/RM Wenn e ≤ E, dann ist fB zulässig, ansonsten muß fB reduziert werden.
b) fB muß innerhalb der 3-dB-Bandbreite des Plateaufilters liegen, das verwendet wird, um die FFT-Offsets zu erfassen.
c) Um einen Offset derart zu messen, daß derselbe den Spezifikationen für die relative Leistung, RM, entspricht, muß der dynamische Bereich eine bestimmte Spanne, z. B. 6 dB, besser als die Spezifikation sein: D.R. ≥ abs(RM) + Spanne = DRReqd Es gibt einen speziellen dynamischen Bereich, der für alle FFT-Offsets verfügbar ist = DRFFT. Wenn DRReqd > DRFFT bei fB, dann muß fB abgesenkt werden, da DRReqd abnimmt, sowie die Offsetfrequenz abnimmt.

Schritt I2.
Initialisieren eines Arrays von Datenstrukturen, derart, daß jedes Element den zu messenden Offset, die Auflösungsbandbreite desselben, ob derselbe das FFT- oder das DTD-Verfahren, wie durch den Unterbrechungsfrequenzparameter bestimmt, verwenden wird, ob der Modulationsabschnitt des Tests bei diesem Offset laufengelassen wird, und ob der Schaltabschnitt des Tests bei diesem Offset laufengelassen wird, enthält. Ein Parameter wird für die Gesamtzahl von Elementen in dem Array oder für die Anzahl der Offsets, die gemessen werden sollen, gespeichert. Eine Meßschleife wird alle Offsets in diesem Array messen.
Schritt 1.
Der erste Offset ist immer 0 Hz, d. h. der Träger. Wenn die Unterbrechungsfrequenz 0 Hz ist, dann werden der Träger und alle Offsets unter Verwendung des DTD-Verfahrens gemessen – Sprung zu Schritt 13. Ansonsten wird mindestens ein Offset unter Verwendung des FFT-Verfahrens gemessen. Es wird ein Zeitbereichsdatensatz unter Verwendung von einstellbaren Parametern, die unten gezeigt sind (eine Beispielimplementation ist mit tatsächlichen Werten gezeigt), erfaßt:
Übergangszeit (Taper Time) = 3,75 μs (wird verwendet, um den Zeitdatensatz vor der FFT mit einem Fenster zu versehen – Schritt 3)
Länge = Übergangszeit + 600 μs, wenn ein Nur-Modulations--Test läuft
Übergangszeit + 4,7 ms, wenn lediglich die Modulation und das Schalten oder lediglich das Schalten läuft.
Die Länge geteilt durch die Abtastrate ergibt die Anzahl von Abtastungen, die eine gerade Potenz von 2 sein sollte, um die FFT-Effizienz zu verbessern.
Analysatormittenfrequenz auf den getesteten Kanal eingestellt.
IF-Filterform = Plateau
IF-Filterbandbreite = 1,55 MHz
Trigger-Typ = Amplitudenschwelle
Schritt 2.
Einrichten eines Zeitbezugspunktes t0 durch Berechnen des log-Betrags der erfaßten Spur, Finden, wo die Zeitschlitzkanten einen gegebenen Schwellenwert überschreiten, um Start- und End-Punkte anzugeben, dann Einstellen von t0 auf den halben Weg zwischen dem Start- und dem Endpunkt. t0 ist nun ein Bezugspunkt, der die Mitte des Zeitschlitzes bezüglich des Triggerpunktes oder des Ursprungs des erfaßten Datensatzes anzeigt.
Schritt 3.
Versehen des Zeitbereichsdatensatzes mit einem Fenster als Vorbereitung der FFT durch Anwenden einer potenzierten Kosinusfunktion auf die Übergangszeitabschnitte des Datensatzes:
tt = fs⋅Übergangszeit, wobei fs die Abtastrate des Zeitdatensatzes ist.
Für die Punkte i = 0 bis tt, Si = sin^2 ((pi/2)⋅(i/tt))
Für die Punkte i = letzter Punkt – tt zu letztem Punkt, Si = sin^2 ((pi/2)⋅((letzter Punkt – i)/tt))
Für alle anderen Punkte ist Si unverändert.
Das Versehen mit einem Fenster ist erforderlich, da ein FFT-Verfahren annimmt, daß sich alle Punkte zirkulär unendlich wiederholen. Ohne ein allmähliches Sinken des Signals auf Null an den Enden des Datensatzes sieht die Diskontinuität an jenen Kanten wie eine Stufe aus, was ein spektrales Spritzen (eine spektrale Nachbarkanalstörung) bewirken wird und die Messung beeinflussen wird.
Schritt 4.
Durchführen einer FFT an dem mit einem Fenster versehenen Datensatz S.
Schritt 5.
Dieser Schritt startet die Schleife zum Messen von allen FFT-Offsets unter Verwendung des gleichen FFT-Datensatzes, der in Schritt 4 erhalten wird. Für jeden in dem Array von Strukturen, der in dem Schritt I2 eingerichtet wurde, spezifizierten Offset wird diese Messung an sowohl dem negativen Offset als auch dem positiven Offset durchgeführt. Mathematisch wird ein Filter zentriert bei der geeigneten Offsetfrequenz positioniert. Die Bandbreite dieses Filters ist in dieser speziellen Struktur spezifiziert. Obwohl dieses Filter ein mathematisch realisierbares Filter sein kann, spezifiziert der GSM-Standard ein synchron eingestelltes 5-Pol-Filter. Es wird die folgende Gleichung verwendet, um dies zu realisieren:
delta – f = Frequenz bei einem speziellen Punkt in dem Filter bezüglich der Mittenfrequenz des Filters, wie es durch den Offset, der gemessen wird, definiert ist.
n = Anzahl der Pole in dem Filter, bei diesem Fall 5.
Durch die oben gegebenen Gleichungen für den Betrag und die Phase des Filters kann der Real- und der Imaginär-Teil für jeden Punkt in dem Filter bestimmt werden. Dies wird solange durchgeführt, bis delta – f derart ist, daß der Betrag der Filterantwort –60 dB von dem Betrag ist, wenn delta – f = 0 ist.
Durchführen einer komplexen Multiplikation der Filterpunkte, die oben (60 dB Breite) mit dem FFT-Signal bestimmt wurden. Das Resultat dieses Filterns ist SFILT.
Schritt 6.
Durchführen einer inversen FFT des filtergewichteten Signals SFILT.
Schritt 7.
Holen des log-Betrags des inversen FFT-Signals, dann Entfernen der Punkte, die die mit einem Fenster versehenen Punkte in Schritt 3 darstellen. Berechnen der Anzahl von mit einem Fenster versehenen Punkte dieses neuen Zeitdatensatzes unter Verwendung der gleichen Übergangszeit (Taper Time), die in Schritt 3 eingerichtet wird. Die Anzahl von Punkten unterscheidet sich von derselben in Schritt 3, da die Abtastrate nun unterschiedlich ist. Die derzeitige Abtastrate ist eine Funktion der Anzahl von Punkten, die bei der 60-dB-Bandbreite des Filters dargestellt werden.
Schritt 8.
Einrichten eines neuen Zeitbezugspunkts t0 basierend auf dem derzeitigen Zeitdatensatz. Dies ist eine Einstellung der t0, die in Schritt 2 durch das Verhältnis der Abtastrate dieses Datensatzes zu der Abtastrate des ursprünglichen Datensatzes eingerichtet wird. Ferner wird dieselbe durch das Verhältnis der Gruppenverzögerung von dem mathematisch angewendeten Filter zu der Gruppenverzögerung des Filters, das bei der ursprünglichen Erfassung verwendet wird, eingestellt. Die Gruppenverzögerung der ursprünglichen Erfassung unter Verwendung eines Plateau-Filters ist 3,72/BW3dB. Die Gruppenverzögerung des synchron eingestellten 5-Pol-Filters ist 0,6137/BW3dB. Die Gruppenverzögerung eines Gauß-Filters ist 1,2806/BW3dB.
Schritt 9.
Bestimmen einer Torzeit, bei der die Modulationsmessung durchgeführt wird. Die t0, die in Schritt 8 berechnet wird, ist die Mitte des Zeitschlitzes und die Mitte der Midamble (Mittelgang). Der Start der Torzeit muß ≥ t0 + 14 Bit sein.
Ein Bit wird in fs/Bitrate = fs/270,8333 kbps = Abtastwerten pro Bit dargestellt. Die Breite des Tors muß mindestens etwa eine Breite von 40 Bit aufweisen und der Endpunkt muß ≤ t0 + 59 Bit sein.
Schritt 10
Berechnen des absoluten RMS oder der Videoleistung innerhalb des Tors für die Messung der Leistung aufgrund einer Modulation und Berechnen der Spitzenleistung über den gesamten Datensatz, der in dem Schritt 7 erhalten wird, für die Leistung aufgrund von Schaltübergangsvorgängen. Bestimmen der relativen Leistungsablesungen durch Subtrahieren derselben von den absoluten Leistungspegeln, die bei dem 0-Hz-Offset berechnet werden.
Schritt 10a.
Für die Messung aufgrund von Schaltübergängen wird der Spitzenleistungspegel mit einem Wert kompensiert, der sich auf die Videobandbreiteneinstellung (VBW-Einstellung) bezieht. Der Standard spezifiziert ein VBW-zu-RBW-Verhältnis von 1:1 für den Schaltabschnitt des Testes. Dies entspricht einer Reduzierung der gemessenen Spitzenleistung um 0,188 dB. Das VBW-zu-RBW-Verhältnis für den Modulationstest ist 3:1; dies bewirkt einen vernachlässigbaren Einfluß auf die berechnete Durchschnittsleistung.
Schritt 11.
Zurückspringen und Wiederholen der Schritte 5 bis 10, bis sowohl der negative als auch der positive Offset des gegebenen Offsetwerts bestimmt sind.
Schritt 12.
Zurückspringen und Wiederholen der Schritte 1 bis 11, bis alle Offsetwerte, die unter Verwendung des FFT-Verfahrens gemessen werden sollen, bestimmt sind.
Schritt 13
Dieser Schritt startet die Schleife für jene Offsets, die unter Verwendung des DTD-Verfahrens gemessen werden sollen. Erfassen eines Zeitbereichsdatensatzes unter Verwendung von einstellbaren Parametern, die im folgenden gezeigt sind (eine Beispielimplementation ist durch tatsächliche werte gezeigt):
Übergangszeit = 0,0 μs (kein Übergang (Taper) für das DTD-Verfahren notwendig)
Länge = Übergangszeit + 600 μs, wenn lediglich der Nur-Modulation-Test läuft
Übergangszeit + 4,7 ms, wenn die Modulation und das Schalten oder lediglich das Schalten läuft
IF-Filterform = Gauß
Triggertyp = Amplitudenschwellenwert
Einstellen der Analysatormittenfrequenz auf den getesteten Kanal + den gemessenen Offset
Einstellen der Gauß-Bandbreite auf dieselbe, die für den getesteten Offset spezifiziert ist. Der GSM-Standard verwendet 30-kHz- und 100-kHz-Bandbreiten für alle Offsets. wenn eine derselben verwendet wird, d. h. dies ist keine kundenspezifische Bandbreiteneinstellung, dann wird die Bandbreite derart erhöht, daß die äquivalente Rauschbandbreite (ENB; ENB = Equivalent Noise Bandwidth) des Gauß-Filters mit der ENB eines synchron eingestellten 30-kHz- oder 100-kHz-5-Pol-Filters übereinstimmt.
Schritt 14.
Bei gegebenem Zeitdatensatz, der in Schritt 13 erfaßt wurde, Durchführen der Schritte 7 bis 10, um die Leistungspegel für die Modulations- und Schalt-Abschnitte zu bestimmen.
Schritt 15.
Wiederholen der Schritte 13 und 14, so daß sowohl der positive als auch der negative Offset gemessen werden.
Schritt 16.
Wiederholen der Schritte 13 bis 15, bis alle Offsetwerte, die unter Verwendung des DTD-Verfahrens gemessen werden sollen, bestimmt sind.
Da nun eine detaillierte Beschreibung des Algorithmusses gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen ist, wird eine detaillierte Beschreibung der Vorrichtung, die die Merkmale der vorliegenden Erfindung implementiert, in Verbindung mit den 1–4 geliefert.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines GSM-Augangs-HF-Spektrum-Meßanalysators 10 gemäß der vorliegenden Erfindung. In 1 liefert eine Antenne 12 ein HF-Signal zu dem Meßabwärtswandler 14, der selbst ein IF-Signal zu einem Vor-A/D-Filter 16 liefert. Das Filter 16 liefert ein Eingangssignal zu dem ADC 20 und dem Einstellbereich 24. Der ADC 20 liefert ein Eingangssignal zu einem DSP 28, der seinerseits ein Eingangssignal zu einer CPU 30 liefert.
2 zeigt ein Blockdiagramm des digitalen Signalprozessors (DSP) 28, der einen Abschnitt von 1 bildet. Der ADC 20 von 1 liefert ein Eingangssignal zu einer Hilbert-Transformationsvorrichtung 34 in 2, die ein Eingangssignal zu einem digitalen IF-Filter 38 liefert.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines FFT-Algorithmusses, der einen Abschnitt von 2 bildet. Ein Einstellen der Erfassung tritt bei einer Stufe 52 auf und ein Erfassen des Zeitdatensatzes tritt bei einer Stufe 54 auf. Ein Synchronbezugspunkt des Trägers tritt bei einer Stufe 56 auf, und ein Potenzkosinusfenster tritt bei einer Stufe 58 auf. Der FFT-Abschnitt beginnt bei einer Stufe 60. Für alle FFT-Offsets bei einer Stufe 64 tritt das Anwenden des Filterformfaktors auf den Offset bei einer Stufe 66 auf; eine inverse FFT tritt bei einer Stufe 68 auf; der Gruppenverzögerungsbezugspunkt tritt bei einer Stufe 70 auf und das Messen der Leistung bei einer ordnungsgemäßen Position basierend auf dem Bezugspunkt tritt bei einer Stufe 72 auf.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines DTD- (DTD = Direct Time Domain = Direktzeitbereich) Algorithmusses 80, der einen Abschnitt von 1 bildet. Für alle DTD-Offsets 82 tritt das Einstellen der Erfassung bei einer Stufe 84 auf; das Erfassen des Zeitdatensatzes tritt bei einer Stufe 86 auf; Wenn-der-Offset-der-Träger-ist, tritt bei einer Stufe 88 auf. Der Synchronbezugspunkt des Trägers tritt bei einer Stufe 90 auf; der Gruppenverzögerungsbezugspunkt tritt bei einer Stufe 92 auf; und das Messen der Leistung bei der ordnungsgemäßen Position basierend auf dem Bezugspunkt tritt bei einer Stufe 94 auf.
Bezugnehmend auf 1 trifft ohne ein Vor-A/D-Filter 16 (unendliche Bandbreite) die gesamte IF-Bandbreite des IF-Signals den A/D-Wandler (ADC) 20. Die Verstärkung des ADC 20 wird basierend auf dem Spitzenpegel an dem Eingang desselben, wie durch den "Einstellbereich"-Block 24 bestimmt, eingestellt. Der dynamische Bereich (der Rauschpegel) des ADC 20 hängt von der ausgewählten Verstärkung ab.
Für den Typ des Signals, das gemessen wird, ist die höchste Energie innerhalb der IF-Bandbreite bei dem Träger. Daher tritt der niedrigste dynamische Bereich (der höchste Rauschpegel) des ADC 20 auf, wenn die volle Energie des Trägers in den ADC 20 eingegeben wird.
Alle Offsets, die unter Verwendung des FFT-Verfahrens 50, das in 3 gezeigt ist, gemessen werden, werden derart durchgeführt, so daß der Analysator derart eingestellt ist, daß der Träger sich in der Mitte der IF-Bandbreite befindet. Daher ist der dynamische Bereich der gemessenen Offsets unter Verwendung des FFT-Verfahrens 50 gleich demselben des Trägers. Die Erfordernis des dynamischen Bereichs nimmt allgemein zu, sowie die Offset-Frequenz zunimmt. wenn die Erfordernis des dynamischen Bereichs das überschreitet, was mit dem FFT-Verfahren 50 zur Verfügung steht, wird das Direktzeitbereichsverfahren 80, das in 4 gezeigt ist, unter Verwendung des Vor-ADC-Filters 16 von 1 verwendet.
Für das Direktzeitbereichsverfahren 80, das in 4 gezeigt ist, ist die Analysatormittenfrequenz auf die interessierende Trägerfrequenz plus der Offset-Frequenz eingestellt. Das Vor-ADC-Filter 16 von 1 wird eingestellt, um bei der gleichen Frequenz wie der Analysator zentriert zu sein, und die Bandbreite desselben wird 2,5 mal breiter als die Bandbreite des digitalen IF-Filters 38 (das in 2 gezeigt ist) eingestellt. Der Hochenergieträger ist nun einen bestimmten Offset weg von der Mitte des Vor-ADC-Filters 16 entfernt, derart, daß derselbe durch das Filter 16 gedämpft wird. Diese Dämpfung bewirkt nun eine geringeren Energieeingang in den ADC 20, was es folglich ermöglicht, daß die Verstärkung und damit der dynamische Bereich zunehmen.
Bei großen Offsets (> 1 MHz) ist der Signaleingang in den ADC 20 sehr klein und der dynamische Bereich wird maximiert.
Bezugnehmend auf 3 wird ein Zeitdatensatz bei der Stufe 54 erfaßt, wobei die Mittenfrequenz des Analysators auf den getesteten HF-Kanal eingestellt ist, das Vor-ADC-Filter 16 nicht verbunden ist und das digitale IF-Filter 38 plateauförmig ist. Die Bandbreite des digitalen IF-Filters 38 ist ausreichend breit eingestellt, um den maximalen FFT-ausgewählten Offset von dem Träger bei der Stufe 66 zu umfassen.
Das Ausgangs-HF-Spektrum aufgrund des Modulationstests wird durch Messen der Leistung über den 50%- bis 90%-Abschnitt des Bursts (Stoßes) durchgeführt. Ein Zeitbezugspunkt in dem Burst ist erforderlich, um zu bestimmen, wo die 50%- und 90%-Punkte sind. Dieser Bezug wird aus der Datenerfassung des Trägers, die oben erhalten wird, berechnet. (Es gibt mehrere Verfahren zum Bestimmen des Bezugspunkts, die durch den Benutzer ausgewählt werden können.)
Um genau das Frequenzbereichsspektrum aus der FFT zu erhalten, muß der Zeitdatensatz mit einem Fenster versehen werden. Die Fensterfunktion läßt die Enden des Zeitdatensatzes gleichmäßig nach unten auf Null übergehen. Die Fensterfunktion ist: sin^2((pi/2)⋅(x/Fensterlänge)).
Bei der Stufe 60 wird eine FFT mit dem Zeitdatensatz durchgeführt, um das Frequenzbereichsspektrum zu erhalten. Abhängig von der Breite des digitalen IF-Filters, das bei der Datenerfassung verwendet wird, enthält das Spektrum die Energie von mehreren interessierenden Offsets. Daher können mit einem erhaltenen Spektrum die Leistung von mehreren Offsets durch mathematisches Anwenden eines Filters um einen Offset gemessen werden.
Startend bei der Stufe 64 positioniert das FFT-Verfahren mathematisch das erforderliche Filter um die Frequenz herum, die dem zu messenden Offset entspricht. Die GSM-Standards spezifizieren diese Filterform als ein synchron eingestelltes 5-Pol-Filter; da jedoch das Filter mathematisch angewendet wird, ermöglicht dieses Verfahren die Verwendung einer beliebigen Filterform, ohne die Hardwarekonfiguration zu modifizieren. Der nächste Schritt besteht darin, die Filterform mit den Spektrumdatenpunkten zu multiplizieren, einschließlich allen Punkten, die in die 60-dB-Bandbreite des Filters fallen.
Die nächste Stufe 68 besteht darin, die inverse FFT auf den gefilterten Punkten zu erhalten, um den Zeitdatensatz zurück zu erhalten. Dieser Zeitdatensatz enthält nun lediglich Elemente des Spektrums, die durch das obige Filter weitergeleitet werden.
Bei der Stufe 70 bestimmt das FFT-Verfahren durch Einstellen des Bezugspunkts des Trägers durch die geeignete Gruppenverzögerung des mathematischen Filters die 50%- und 90%-Punkte des Zeitdatensatzes, und bei der Stufe 72 mißt das FFT-Verfahren die Leistung, wie spezifiziert, in dem Zeitdatensatz.
Bezugnehmend nun auf 4 ist das Blockdiagramm des Direktzeitbereichs (DTD) 80 gezeigt. Das Direktzeitverfahren wird durch Einstellen des Analysators durchgeführt, derart, daß sich die Mittenfrequenz des Analysators bei dem zu testenden Offset befindet, d. h. kein anderer Offset kann mit dieser einen Datenerfassung gemessen werden.
Bei der Stufe 86 wird ein Zeitdatensatz erfaßt, wobei die Mittenfrequenz des Analysators auf den getesteten HF-Kanal plus den getesteten Offset eingestellt ist, das Vor-ADC-Filter auf etwa das 2,5-fache der Bandbreite des digitalen IF-Filters eingestellt ist, und die Form des digitalen IF-Filters gaußförmig ist. Wenn dieser Test dem GSM-Standard entspricht, ist das Filter, das verwendet werden soll, als ein synchron eingestelltes 5-Pol-Filter spezifiziert. Dies ist eine leicht andere Form als eine Gauß-Form. Um keine Hardwareänderungen an dem digitalen IF-Filter erforderlich zu machen, werden einige Einstellungen an der Bandbreite des Gauß-Filters durchgeführt. Die Bandbreite wird derart eingestellt, daß die Impulsbandbreite desselben und die Rausch bandbreite desselben mit denselben des synchron eingestellten 5-Pol-Filters übereinstimmen. Die Form der resultierenden Wellenform wird nicht außergewöhnlich genau sein, dieses DTD-Verfahren ist jedoch für Offsets vorgesehen, die relativ weit von dem Träger entfernt sind, und die Amplitude derselben ist ausreichend niedrig, daß die Formunstimmigkeit vernachlässigbar ist. Da die Impuls- und Rausch-Bandbreiten eingestellt sind, ist das integrierte Leistungsresultat genau.
Das Ausgangs-HF-Spektrum aufgrund des Modulationstests wird bei einer Stufe 94 durch Messen der Leistung über den 50%bis 90%-Abschnitt des Burst durchgeführt. Ein Zeitbezugspunkt in dem Datenblock ist erforderlich, um zu bestimmen, wo sich die 50%- und 90%-Punkte befinden (es gibt mehrere Verfahren zum Bestimmen des Bezugspunkts, die durch den Benutzer ausgewählt werden können). Wenn die obige Erfassung der Träger (0-Hz-Offset) ist, wird der Bezugspunkt aus dieser Erfassung erhalten.
Für alle Erfassungen von Offsets, die nicht der Träger sind, wird der Bezugspunkt von dem Träger durch die geeignete Gruppenverzögerung des Gauß-Filters eingestellt. Bei der Stufe 94 mißt das DTD-Verfahren die Leistung, wie spezifiziert, in dem Zeitdatensatz.
Die vorhergehende Beschreibung von spezifischen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wurde zum Zweck der Darstellung und Beschreibung durchgeführt. Dieselbe soll nicht erschöpfend sein oder die Erfindung auf die genau offenbarten Formen beschränken, und es sollte offensichtlich sein, daß viele Modifikationen und Variationen hinsichtlich der obigen Lehren möglich sind. Beispielsweise ist ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel auf GSM-Anwendungen anwendbar. Andere Ausführungsbeispiele können jedoch auf die allgemeine Klasse der Zeitvielfachzugriffs- (TDMA-) Signale angewendet werden, von der GSM, PDC (Pacific Digital Cellular), NADC und dergleichen ein Teil sind.

Claims

Verfahren zur Hochfrequenzspektralanalyse, mit folgenden Schritten: Erfassen eines Hochfrequenzträgersignals; Umwandeln des erfaßten Hochfrequenzträgersignals in ein Zwischenfrequenzsignal; Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals in ein digitales Signal mit einer relativ breiten Bandbreite; Durchführen einer schnellen Fourier-Transformation bezüglich des digitalen Signals; für interessierende Frequenzen innerhalb der Zwischenfrequenzbandbreite, mathematisches Anwenden eines Auflösungsbandbreitenfilters, das bei der interessierenden Frequenz zentriert ist, auf das der schnellen Fouriertransformation unterzogene digitale Signal; und Bestimmen der Leistung bei jeder interessierenden Frequenz aus dem Ausgangssignal des jeweiligen Auflösungsbandbreitenfilters.
Verfahren gemäß Anspruch 1, das die Schritte des Transformierens des Ausgangssignals des Auflösungsbandbreitenfilters mit einer inversen schnellen Fourier-Transformation und des Bestimmens der Leistung im Zeitbereich aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 2, das die Schritte des Erfassens des Hochfrequenzsignals, wobei der Analysator auf eine Offset-Frequenz eingestellt ist, die von dem Träger entfernt liegt, und des Ausfilterns des Trägers vor der Umwandlung in das digitale Signal aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, das den Schritt des digitalen Anwendens eines Gauß-Auflösungsbandbreitenfilters, das derart eingestellt ist, daß die äquivalente Bandbreite mit der eines spezifizierten eingestellten Filters übereinstimmt, auf ein Signal im Zeitbereich aufweist, wodurch die Leistung bestimmt werden kann.
Hochfrequenzspektralanalysator (10), mit folgenden Merkmalen: einer Einrichtung zum Erfassen (12) eines Hochfrequenzträgersignals; einer Einrichtung zum Umwandeln (14) des erfaßten Hochfrequenzträgersignals in ein Zwischenfrequenzsignal; einer Einrichtung zum Umwandeln (20) des Zwischenfrequenzsignals in ein digitales Signal mit einer relativ breiten Bandbreite; einer Einrichtung zum Durchführen (60) einer schnellen Fouriertransformation bezüglich des digitalen Signals; einer Einrichtung zum mathematischen Anwenden (66) eines Auflösungsbandbreitenfilters, das bei einer interessierenden Frequenz zentriert ist, auf das der schnellen Fouriertransformation unterzogene digitale Signal, für interessierende Frequenzen innerhalb der Zwischenfrequenzbandbreite; und einer Einrichtung zum Bestimmen (72) der Leistung an jeder interessierenden Frequenz aus dem Ausgangssignal des jeweiligen Auflösungsbandbreitenfilter.
Analysator (10) gemäß Anspruch 5, der ferner folgende Merkmale aufweist: eine Einrichtung (68) zum Transformieren des Ausgangssignals des Auflösungsbandbreitenfilters mit einer inversen schnellen Fourier-Transformation, und eine Einrichtung zum Bestimmen der Leistung (70) im Zeitbereich.
Analysator (10) gemäß Anspruch 6, der eine Einrichtung zum Erfassen des Hochfrequenzsignals, wobei der Analysator (10) auf eine Offset-Frequenz eingestellt ist, die von dem Träger entfernt liegt, und eine Einrichtung zum Ausfiltern des Trägers vor der Umwandlung in das digitale Signal aufweist.
Analysator (10) gemäß Anspruch 7, der eine Einrichtung zum digitalen Anwenden eines Gauß-Auflösungsbandbreitenfilters (86), das derart eingestellt ist, daß di_e äquivalente Bandbreite mit derselben eines spezifizierten eingestellten Filters übereinstimmt, auf ein Signal im Zeitbereich aufweist, wodurch die Leistung bestimmt werden kann.
Analysator (10) gemäß Anspruch 8, bei dem das spezifizierte eingestellte Filter (86) ein synchron eingestelltes 5-Pol-Filter ist.