DE19929841A1

DE19929841A1 - Getakteter Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen

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Publication number: DE19929841A1
Application number: DE1999129841
Authority: DE
Inventors: Jan Quellmann
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1999-06-29
Filing date: 1999-06-29
Publication date: 2001-02-01
Anticipated expiration: 2019-06-30
Also published as: DE19929841C2

Abstract

Die Erfindung betrifft einen getakteten Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen. Bei bekannten getakteten Verstärkern wird ein pulsweitenmoduliertes Trägersignal durch im Schaltbetrieb arbeitende Leistungsschalter verstärkt und meistens mittels Tiefpaßfilter demoduliert. Die hohe Frequenz des Trägersignals führt neben erhöhter Verlustleistung in den Leistungsschaltern zu Störungen der Pulsweitenmodulation und vermindert den Wirkungsgrad. Der neue getaktete Verstärker ermöglicht eine fehlerfreie Verstärkung des Nutzsignals, weist geringe Verlustleistung, geringes Gewicht und Störstrahlung auf. Die Erfindung eignet sich besonders für NF-Verstärker hoher Ausgangsleistung, vorzugsweise für Leistungen bis zu 3500 Watt.

Description

Die Erfindung betrifft einen getakteten Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen.

Getaktete Verstärker werden in tragbaren Kleingeräten und in der Leistungselektronik wegen des geringen Stromverbrauches und niedriger Verlustleistung eingesetzt. Allen getakteten Verstärkern gemein ist, daß ein Niederfrequenzsignal nicht direkt verstärkt wird, sondern das Niederfrequenzsignal ein Trägersignal pulsweitenmoduliert und das modulierte Trägersignal anschließend verstärkt wird. Die zur Rückgewinnung des verstärkten Niederfrequenzsignals erforderliche Demodulation wird entweder durch ein Tiefpaßfilter erzielt, oder das verstärkte Trägersignal wird der Last direkt zugeführt, so daß die Demodulation in der Last selbst erfolgt. Bei einer direkten Zuführung des verstärkten Trägersignals zur Last ergibt sich das Problem, daß bei räumlicher Trennung von Verstärker und Last Maßnahmen zur Verhinderung der Abstrahlung des verstärkten Trägersignals über die Zuleitungen getroffen werden müssen. Des weiteren fließen Blindströme zwischen Last und Verstärkerausgang, die an den ohmschen Widerständen der Last und/oder den Zuleitungen zur Entstehung von Verlustleistungen führen. Aus der Schrift EP 0833443 ist bekannt, daß die Entstehung von Verlustleistung bei der Demodulation des verstärkten Trägersignals in der Last zumindest im Leerlaufbetrieb, also während einer Zeitspanne in der kein Signal am Eingang des Verstärkers anliegt, verhindert werden kann. Zu diesem Zweck wird im Leerlaufbetrieb des Verstärkers anstelle des Trägersignals mit einem Tastverhältnis von 0,5 eine Spannung von 0 Volt erzeugt. Damit werden aber nur die Verluste im Leerlaufbetrieb vermieden. In jedem anderen Betriebszustand, insbesondere schon bei kleinen Auslenkungen des Eingangssignals, muß am Ausgang anstelle der 0 Volt das verstärkte Trägersignal anliegen, wodurch die durch die Blindströme verursachten Verluste entstehen. Ein weiterer Nachteil ergibt sich daraus, daß das an der Last anliegende verstärkte Trägersignal, besonders bei kleinen Auslenkungen des Eingangssignals, aus Rechteckimpulsen kurzer Zeitdauer besteht, deren Frequenzspektrum bedingt durch die kurzen Impulse eine Vielzahl von Oberwellen hoher Frequenzen enthält, welche zu Störungen führen können.

Wird zwischen Ausgang des getakteten Verstärkers und der Last ein Tiefpaßfilter geschaltet, so werden nur die Frequenzanteile des Frequenzspektrums des Niederfrequenzsignals der Last zugeführt. Aus der Schrift US 4178556 geht eine Schaltungsanordnung für einen getakteten Verstärker hervor, in der ein solches Tiefpaßfilter vorgesehen ist. Um die Sperrwirkung für das Trägersignal zu erhöhen, weist das Tiefpaßfilter ein zusätzliches Sperrfilter auf, welches auf die Frequenz des Trägersignals abgestimmt ist, sowie einen am Ausgang des Sperrfilters parallel geschalteten Saugkreis zum Kurzschließen der Frequenz der Grundwelle des Trägersignals. Nachteilig ist, daß durch den zusätzlichen Sperr- und Saugkreis nur die Grundwelle des Trägers herausgefiltert wird. Für alle weiteren Oberwellen des Trägersignals verhält sich das Filter wie ein gewöhnliches Tiefpaßfilter, weshalb die Frequenz des Trägersignals wesentlich größer als die höchste Frequenz des Niederfrequenzsignals sein muß, da der Betrag der Impedanz des Tiefpaßfilters sonst für Frequenzanteile des Trägersignals zu klein ist. Üblicherweise wird die Frequenz des Trägersignals 10- bis 30mal größer als die höchste zu verstärkende Frequenzkomponente gewählt. Der Wirkungsgrad eines solchen getakteten Verstärkers wird somit durch die mit der Schaltfrequenz zunehmenden Schaltverluste in den Leistungsschaltern vermindert. Neben dem Nachteil eines verminderten Wirkungsgrades werden auf Grund der hohen Schaltfrequenz Störsignale hoher Energie abgestrahlt.

Ein anderes Filter zur Demodulation des Niederfrequenzsignals aus dem verstärkten Trägersignal wird in der Schrift US 4968948 dargelegt. Es handelt sich hierbei um ein Filter, welches aus zwei Tiefpässen besteht, deren Spulen durch die auf einen gemeinsamen Kern aufgebrachten Windungen magnetisch gekoppelt sind. Daraus ergeben sich die Nachteile, daß das eben genannte Filter nur in Verbindung mit Vollbrückenverstärkern eingesetzt werden kann. In Verbindung mit einem Halbbrückenverstärker wird das Kernmaterial durch den Gleichspannungsanteil des Trägersignals vormagnetisiert, wodurch das Kernmaterial in den Bereich der Sättigung gelangen kann. Bei Vollbrückenverstärkern, besonders bei Verstärkern für hohe Ausgangsleistungen, entstehen im Kernmaterial der magnetisch gekoppelten Spulen große magnetische Induktionen, die zu einer starken Erwärmung des Kernmaterials führen können, insbesondere da die im Kernmaterial erzeugte Verlustleistung im allgemeinen mit der Frequenz exponentiell ansteigt und somit den Einsatz großer Kerne mit höherem Gewicht erforderlich machen.

Zur Erzielung der gewünschten Signalverstärkung werden Leistungsschalter in Halb- oder Vollbrückenanordnung verwendet. Eine Halbbrücke besteht aus zwei Leistungsschaltern, wobei jeweils einer der Leistungsschalter im leitenden, der andere Leistungsschalter im nichtleitenden Zustand ist. In der Schrift US 5729175 wird eine Treiberschaltung zur Ansteuerung komplementärer Leistungsschalter einer Halbbrücke offenbart, die die komplementären Leistungsschalter so steuert, daß sich zu keinem Zeitpunkt beide Leistungsschalter gleichzeitig im leitenden Zustand befinden, um hohe Stromspitzen durch die Leistungsschalter zu verhindern. Ein Nachteil dieser Ansteuerung besteht darin, daß innerhalb des Zeitraumes, in dem keiner der beiden Leistungsschalter im leitenden Zustand ist, der Ausgang der Halb- oder Vollbrücke hochohmig ist. Es entsteht somit eine Totzeit, in welcher das verstärkte Trägersignal am Ausgang der Halb- oder Vollbrücke nicht exakt dem zu verstärkenden Signal folgt. Besonderes bei Vollbrückenverstärkern führt dies zu fehlerhafter Signalverstärkung, insbesondere zu Verzerrung im Kleinsignalbereich.

Zur Erzeugung des mit dem Niederfrequenzsignal pulsweiten modulierten Trägersignals wird ein hochgenaues Referenzsignal in Form eines Dreiecks oder Sägezahns benötigt. Störungen dieses Referenzsignals führen zu Fehlern bei der Modulation. Aus der Schrift WO 9826501 geht hervor, daß Störungen des Referenzsignals entgegengewirkt werden kann, indem das pulsweitenmodulierte Trägersignal einer Schaltungsanordnung zur Fehlerkorrektur zugeführt wird. Diese hat den Nachteil, daß ein bei der Modulation auftretender Fehler, zeitlich betrachtet erst im Nachhinein, also nach dem Auftreten des Fehlers korrigiert wird. Je nach Schaltungsanordnung kann die Korrektur eine oder mehrere Periodendauern des Trägersignals betragen. Störungen der Modulation sind ebenfalls aus der Schrift US 4415862 bekannt, insbesondere bei der Verstärkung mehrerer Niederfrequenzsignale treten Störungen zwischen den einzelnen Verstärkerstufen auf, die dadurch verhindert werden, daß zu keinem Zeitpunkt die Flanken der pulsweitenmodulierten Trägersignale zeitlich zusammenfallen. Ein entscheidender Nachteil hierbei ist, daß die Variationsbreite des Tastverhältnisses verkleinert wird. Als Folge wird der verfügbare Spannungsbereich am Verstärkerausgang verkleinert.

Bei getakteten Verstärkern entstehen im Ein- und Ausschaltmoment kurzzeitig schnelle Änderungen der Ausgangsspannung, was zu störenden Einschalt/Ausschalt-Geräuschen in einem angeschlossenen Schallwandler führen kann. In der Schrift DE 196 29 693 C1 wird dies durch einen weiteren Transistor verhindert, der im Ein- oder Ausschaltmoment den Stromfluß zur Last so langsam freigibt bzw. unterbricht, daß kein Einschalt/Ausschalt-Geräusch mehr wahrzunehmen ist. Nachteilig ist, daß besonders bei großen Ausgangsleistungen durch den im durchgesteuerten Zustand des Transistors vorliegenden Restwiderstand Verlustleistung produziert wird und ein zusätzlicher Leistungsschalter benötigt wird.

Ausgehend vom Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen getakteten Verstärker mit hohem Wirkungsgrad zu schaffen, der ein am Verstärkereingang anliegendes niederfrequentes Nutzsignal fehlerfrei verstärkt, so daß am Verstärkerausgang ein vom Trägersignal wirksam befreites, verstärktes Nutzsignal erzeugt wird, wobei die erzeugte Gesamtverlustleistung, das Gewicht und die Aussendung von Störstrahlung des getakteten Verstärkers möglichst gering sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen. Gemäß der Erfindung weist der getaktete Verstärker eine am Ausgang der Leistungsschalterstufe nachgeschaltete Filterstufe auf, die speziell für die Frequenzen der Trägergrund- und Oberwellen, eine erhöhte Sperrwirkung hat. Durch die, bezogen auf den Betrag der Impedanz im Nutzsignalfrequenzbereich, relativ hohe Eingangsimpedanz des Filters für die Frequenzanteile des Trägersignals, ist es möglich den Abstand zwischen höchster zu verstärkender Nutzsignal- und Trägerfrequenz zu verkleinern. Da die in den Leistungsschaltern erzeugte Verlustleistung proportional mit der Schaltfrequenz wächst, kann diese wesentlich durch Wahl einer niedrigeren Trägerfrequenz vermindert und/oder die Grenze für die höchste zu verstärkende Nutzsignalfrequenz erhöht werden. Die erhöhte Sperrwirkung hat weiterhin zur Folge, daß das am Filterausgang anliegende verstärkte Nutzsignal wirksam von hochfrequenten Anteilen befreit wird und somit keinerlei Störabstrahlung über etwaige Zuleitungen zur Last oder über die Last selbst erfolgt. Die Entstehung von Verlustleistung bei der Demodulation wird deshalb auf ein Minimum reduziert, insbesondere ist der Betrag der bei der Demodulation entstehenden Verlustleistung unabhängig vom Typ der angeschlossenen Last.

Die Leistungsschaltersteuerstufe des getakteten Verstärkers bietet den Vorteil, daß die Leistungsschalter zeitlich derart angesteuert werden, daß hohe zur Erzeugung von Verlusten beitragende Stromspitzen durch die Leistungsschalter in soweit vermieden werden, daß in den Leistungsschaltern einer Halbbrücke ein definierter Querstrom während des Umschaltmomentes fließt, der so gewählt ist, daß dieser nur zu einer geringen Verlustleistung in den Leistungsschaltern führt und das pulsweitenmodulierte Trägersignal am Ausgang der Leistungsschalterstufe dem zu verstärkenden Trägersignal exakt folgt. Die Leistungsschalterstufe wird über eine Betriebsspannung nur einer Polarität versorgt, was sich vorteilhaft auf die Baugröße und das Gewicht der Netzteilstufe auswirkt. Durch die galvanische Trennung von Leistungsschaltersteuerstufe und Leistungsschalterstufe sowie der galvanischen Trennung des Kontrollsignals der Rückkoppelstufe, ist eine Versorgung der Leistungsschalterstufe durch die Netzteilstufe möglich, ohne daß die Netzteilstufe Mittel zur galvanischen Trennung vom Netz zwingend enthalten muß, was zu einer weiteren Reduktion von Gewicht und Baugröße der Netzteilstufe führt.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und aus den nachfolgenden Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnungen. Darin zeigen:

Fig. 1 die prinzipielle Anordnung der einzelnen Stufen eines erfindungsgemäßen, getakteten Verstärkers.

Fig. 2 Filter- und Leistungsschalterstufe in Halbbrückenanordnung.

Fig. 3 Filter- und Leistungsschalterstufe in Vollbrückenanordnung.

Fig. 4 den schematischen Aufbau der Leistungsschaltersteuerstufe.

Fig. 5 das zeitliche Verhalten der in der Leistungsschaltersteuerstufe erzeugten Signale.

Fig. 6 ein Beispiel für den Verlauf der Innenwiderstandsänderung als Funktion der Zeit für die Leistungsschalter einer Halbbrücke.

Fig. 7 den schematischen Aufbau der Filterstufe.

Fig. 8 die Beträge der Amplituden der Grundwelle und der 1. bis 5. Oberwellen des pulsweitenmodulierten Trägersignals relativ zueinander in Abhängigkeit vom Tastverhältnis.

Fig. 9 den Betrag der Längsimpedanz in Abhängigkeit von der Frequenz im Frequenzbereich der Trägergrundwelle und der 1. bis 6. Oberwelle.

Fig. 10 den Betrag der Längsimpedanz in Abhängigkeit von der Frequenz im Frequenzbereich des zu verstärkenden Nutzsignals.

Fig. 11 den Betrag der Übertragungsfunktion H(f) des Leistungsfilters in Abhängigkeit von der Frequenz im Frequenzbereich des Nutzsignals.

Fig. 12 den Betrag der Übertragungsfunktion H(f) des Leistungsfilters in Abhängigkeit von der Frequenz im Frequenzbereich der Trägergrund und 1. bis 6. Oberwelle.

Aus der Fig. 1 ist der grundsätzliche Aufbau eines beispielhaften getakteten Verstärkers zu entnehmen. Die Netzspannung 1 wird über ein Netzfilter 2, welches der Unterdrückung von Rückwirkungen des getakteten Verstärkers auf die Netzspannung 1 dient, der Netzteilstufe 3 zugeführt. Die Netzteilstufe 3 stellt die Betriebsspannung 4 für die Leistungsschalterstufe 5 zur Verfügung. Die Steuerung der Leistungsschalterstufe 5 erfolgt galvanisch getrennt durch Steuersignale, welche in der Leistungsschaltersteuerstufe 6 aus dem pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal 7 des Pulsweitenmodulators 8 erzeugt werden. Dem Eingang des Pulsweitenmodulators 8 wird das Regelausgangssignal 9 zugeführt, welches in der Regelstufe 10 aus dem von der Rückkoppelstufe 11 galvanisch getrennt zurückgeführten Kontrollsignal 12 und dem über ein zuschaltbares Hochpaßfilter 13 geführtes Nutzsignal 14 erzeugt wird. Am Eingang der Rückkoppelstufe 11 liegt das verstärkte Nutzsignal 15 an, welches durch Demodulation mittels der Filterstufe 16 aus dem in der Leistungsschalterstufe 5 erzeugten pulsweitenmodulierten Trägersignal 17 gewonnen wird. Ein Schirm 18, der den aus den Stufen 3, 5, 16 bestehenden Leistungsteil umgibt, dient der Verminderung von elektromagnetischer Störstrahlung nach Außen und in den aus den Stufen 6, 8, 10, 13, 11 bestehenden Steuerteil.

In einer besonderen Ausführungsform der Erfindung zur Verstärkung von Audiosignalen wird die Grenzfrequenz des zuschaltbaren Hochpaßfilters 13 kleiner 16 Hz gewählt. Das Nutzsignal 14 wird bei zugeschaltetem Hochpaßfilter 13 von tiefstfrequenten Signalanteilen befreit, so daß der Regelstufe 10 keinerlei Gleichspannungs- und Tiefstfrequenzanteile zugeführt werden. Durch die Elimination dieser Signalanteile, werden diesbezügliche hohe Ströme in einem am Ausgang des Verstärkers angeschlossenen Schallwandler vermieden. In der Rückkoppelstufe 11 wird durch Spannungsteilung das verstärkte Nutzsignal 15 auf die Größe des Eingangspegels des Nutzsignals 14 reduziert und über eine Schaltungsanordnung zur optischen Kopplung in ein vom Leistungsteil galvanisch getrenntes Kontrollsignal 12 linear umgesetzt, welches der Regelstufe 10 zugeführt wird.

In der Ausführungsform der Erfindung als Halbbrückenverstärker in Fig. 2 wird in der Rückkoppelstufe die Ausgangsspannung 19 des Halbbrückenverstärkers durch einen Spannungsteiler auf den Eingangspegel des Nutzsignals 14 reduziert und anschließend mittels einer Schaltungsanordnung zur linearen, optoelektronischen Kopplung in das Kontrollsignal 12 umgesetzt.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung als Vollbrückenverstärker in Fig. 3 werden in der Rückkoppelstufe die Ausgangsspannung 21, 22 der beiden Halbbrücken, die die Ausgangsspannung 20 des Vollbrückenverstärkers bilden, jeweils durch Spannungsteilung auf die Größe des Eingangspegels des Nutzsignals 14 reduziert und jeweils über eine Schaltungsanordnung zur optischen Kopplung in zwei vom Leistungsteil galvanisch getrennte Kontrollsignale linear umgesetzt. Aus diesen beiden Kontrollsignalen wird durch Differenzbildung das eigentliche Kontrollsignal 12 erzeugt, welches der Regelstufe 10 zugeführt wird. Ein besonderer Vorteil der Rückkopplung zweier Kontrollsignale ergibt sich daraus, daß bei der optoelektronischen Kopplung nur Signale einer Polarität umgesetzt werden müssen, wodurch der mit dem Leistungsteil galvanisch gekoppelte Teil der Rückkoppelstufe mit einer Hilfsspannungsversorgung nur einer Polarität betrieben werden kann, so daß der Aufwand für eine weitere, negative Spannungsversorgung des mit dem Leistungsteil galvanisch gekoppelten Teil der Rückkoppelstufe entfällt.

Sowohl in der Ausführungsform des Halb- als auch in der des Vollbrückenverstärkers weisen die Regelstufe 10 und der Pulsweitenmodulator 8 die gleiche Schaltungsanordnung auf. Aus dem Kontrollsignal 12 sowie dem Nutzsignal 14 oder dem von tiefstfrequenten Signalanteilen befreiten Nutzsignal wird in der Regelstufe 10 mittels eines Differenzverstärkers die Regelabweichung ermittelt.

In einer beispielhaften Ausführungsform der Regelstufe wird die Regelabweichung einem Proportional-Integral-Glied zugeführt, welches ein Regelsignal erzeugt. Dieses Regelsignal wird durch eine Schaltungsanordnung auf einen einstellbaren Maximalpegel begrenzt. Das begrenzte Regelsignal liegt dann als Regelausgangssignal 9 am Ausgang der Regelstufe 10 vor. Durch die Pegelbegrenzung wird ein Übersteuern des Pulsweitenmodulators 8 bei Ansteuerung mit einem Signal mit zu großem Pegel sicher verhindert.

Die Aufgabe der Regelstufe 10 besteht darin, unabhängig von der Größe des momentan durch eine angeschlossene Last fließenden Stromes, den Quotienten aus der Spannung des verstärkten Nutzsignals 15 und der Spannung des Nutzsignals 14 konstant zu halten. Damit ist die Ausgangsspannung des getakteten Verstärkers unabhängig von der durch eine angeschlossene Last aufgenommene Momentanleistung, sofern diese nicht größer als die Nennleistung des getakteten Verstärkers ist, sowie unabhängig von der durch eine angeschlossene Last erzeugten Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung. Daher können neben Lasten mit induktivem Verhalten auch solche mit ohmschem oder kapazitivem Verhalten betrieben werden.

Im Pulsweitenmodulator 8 wird ein pulsweitenmoduliertes Regelausgangssignal 7 erzeugt, dessen Tastverhältnis durch die Spannung, des am Eingang des Pulsweitenmodulators 8 anliegenden Regelausgangssignals 9, variiert wird. Bei einer Spannung des Regelausgangssignals 9 von 0 Volt wird ein pulsweitenmoduliertes Regelausgangssignal 7 mit einem Tastverhältnis von 0,5 erzeugt.

In einer beispielhaften Ausführungsform des Pulsweitenmodulators mit einer Spannungsversorgung nur einer Polarität enthält dieser einen Komperator, an dessen erstem Eingang ein sägezahnförmiges Signal anliegt, welches durch ein rechteckförmiges Taktsignal 31 mit einer Frequenz von 200 kHz synchronisiert wird. Dem zweiten Eingang wird das Ausgangssignal eines als Addierer geschalteten Operationsverstärker zugeführt, an dessen erstem Eingang das Regelausgangssignal 9 des Pulsweitenmodulators 8 geführt wird und an dessen zweitem Eingang eine Gleichspannung in Höhe der halbe Spitzenspannung des sägezahnförmigen Signals anliegt.

Aus dem pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal 7 und dem Taktsignal 31 werden in der Leistungsschaltersteuerstufe 6 alle zur Ansteuerung der Leistungsschalterstufe 5 erforderlichen Ansteuersignale zur Steuerung der Leistungsschalter generiert. Aus dem pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal 7 sowie dem Taktsignal 31 werden durch eine Schaltung zur Nadelimpulserzeugung 23 in Fig. 4 ein erster Nadelimpuls 24 (Fig. 5) synchron mit der steigenden Flanke 25 des Taktsignals 31 und ein zweiter Nadelimpuls 26 synchron mit der steigenden Flanke des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignals 7 erzeugt. Die Nadelimpulse 24, 26 werden einem ersten Flip- Flop 28 zugeführt, an dessen nichtinvertierendem Ausgang 29 ein erstes Halbbrückensteuersignal 30 erzeugt wird. Diese Schaltungsanordnung hat den Vorteil, daß die Erzeugung des ersten Halbbrückensteuersignals 30 unempfindlich gegenüber Störungen ist, die bei Schaltvorgängen in der Leistungsschalterstufe 5 erzeugt werden. Diese Störungen können zu Fehlfunktionen des Pulsweitenmodulators 8 führen. Als eine mögliche Folge kann ein Prellen, also ein mehrfach ungewollter Wechsel von High nach Low bzw. von Low nach High des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignals 7 innerhalb einer Periodendauer 63 auftreten. Wechselt das pulsweitenmodulierte Regelausgangssignal 7 vom Low- in den High-Zustand, so wird der Ausgang des ersten Flip-Flops 28 bzw. das erste Halbbrückensteuersignal 30 durch den zweiten Nadelimpuls 26 vom High-Zustand in den Low-Zustand 32 geschaltet. Ein im Anschluß folgendes Schalten eines oder mehrerer Leistungsschalter der Leistungsschalterstufe 5 kann nun zu Störungen und damit zu einem Prellen des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignals 7 führen. Das erste Halbbrückensteuersignal 30 bleibt davon unberührt, da weitere Nadelimpulse am R- Eingang des Flip-Flops 28 innerhalb der Periodenrestdauer den Ausgangszustand nicht mehr verändern. Erst durch den ersten mit der steigenden Flanke des Taktsignals 31 synchronen Nadelimpuls 24 wird der Ausgang des ersten Flip-Flops 28 vom Low- Zustand in den High-Zustand geschaltet.

In der Ausführungsform des getakteten Verstärkers als Vollbrückenverstärker wird zur Ansteuerung der zweiten Halbbrücke ein zweites Halbbrückensteuersignal 33 benötigt. Dazu wird dem S-Eingang des zweiten Flip-Flops 34 der erste Nadelimpuls 24, dem R- Eingang des zweiten Flip-Flops 34 ein um eine einstellbare Zeit (tv) 36 verzögerter zweiter Nadelimpuls 35 zugeführt, so daß am invertierenden Ausgang 37 des zweiten Flip-Flops 34 das zweite Halbbrückensteuersignal 33 erzeugt wird. Das Tastverhältnis dieses zweiten Halbbrückensteuersignals 33 verhält sich komplementär zu dem des ersten Halbbrückensteuersignals 30, wenn also das Tastverhältnis des ersten Halbbrückensteuersignals 30 vergrößert wird, so wird das des zweiten Halbbrückensteuersignals 33 um den gleichen Betrag verkleinert und umgekehrt. Dies hat den Vorteil, daß auch die Ansteuerung des Vollbrückenverstärkers unempfindlich gegenüber Störungen des Pulsweitenmodulators 8 durch Schaltvorgänge in der Leistungsschalterstufe 5 ist. Die hohe Genauigkeit des Pulsweitenmodulators 8 muß innerhalb einer Periodendauer 63 nur solange gewährleistet sein, bis der Zustand des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal 7 vom Low- in den High-Zustand wechselt. Nach diesem Zeitpunkt hat der Zustand des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignals 7 für die restliche Periodendauer keinerlei Einfluß mehr auf die Leistungsschaltersteuerstufe 6, da alle für die Ansteuerung der Leistungsschalter 47, 48 erforderlichen Ansteuersignale nun störungssicher in der Leistungsschaltersteuerstufe 6 erzeugt werden. Dadurch können aufwendige Maßnahmen zur Erhöhung der Störsicherheit des Pulsweitenmodulators 8 entfallen. Weiterhin wird für die Ansteuerung der Leistungsschalterstufe 5 nur ein einziger Pulsweitenmodulator 8 benötigt.

In einer weiteren Ausführungsform des getakteten Verstärkers als Vollbrückenverstärker wird der um eine einstellbare Zeit (tv) 36 verzögerte zweite Nadelimpuls 35 über einen Umschalter 39 geführt, so daß am R-Eingang des Flip- Flops 34 wahlweise der eben genannte Nadelimpuls 35 durch die Stellung des Umschalters 39 in Position A oder ein um die halbe Periodendauer 64 verzögerter Nadelimpuls 38, in Position B des Umschalters 39, anliegt. Liegt an dem R-Eingang des Flip-Flops 34 der um die halbe Periodendauer 64 verzögerte Nadelimpuls 38 an, so erzeugt das Flip-Flop 34 das zweite Halbbrückensteuersignal 33 mit einem konstanten Tastverhältnis von 0.5, ersichtlich aus der punktiert dargestellten Signalform 27 des zweiten Halbbrückensteuersignals 33 in Fig. 5, mit der Folge, daß am Ausgang der zweiten Halbbrücke eine Ausgangsspannung 22 anliegt, die halb so groß ist, wie die Betriebsspannung 4 der Leistungsschalterstufe 5. Die Ausgangsspannung 20 des Vollbrückenverstärkers wird in dieser Betriebsart, gegenüber der Betriebsart in der der Umschalter 39 in Position A steht, halbiert. Hieraus ergibt sich der Vorteil, daß die maximale Ausgangsleistung, des getakteten Verstärkers in Vollbrückenanordnung durch einfaches Umschalten der vorangehend bezeichneten Nadelimpulse 35, 38 auf ein Viertel reduziert werden kann.

Aus dem ersten Halbbrückensteuersignal 30 werden mittels der Steuersignalerzeugung 40 ein erstes Steuersignal 41 sowie ein zweites Steuersignal 42 generiert. Die für die Ausführungsform des Vollbrückenverstärkers benötigten Steuersignale 43, 44 werden in analoger Weise zur folgenden Beschreibung aus dem zweiten Halbbrückensteuersignal 33 gewonnen. Zweck der Ansteuersignale 41, 42 ist es, die Leistungsschalter einer Halbbrücke 45 so anzusteuern, daß die entsprechenden Halbbrückensteuersignale 30, 33 am Ausgang 46 einer Halbbrücke 45 verstärkt vorliegen. Dazu werden ein erster Leistungsschalter 47 sowie ein zweiter Leistungsschalter 48 der jeweiligen Halbbrücke abwechselnd in den leitenden 59 bzw. nichtleitenden Zustand 58 gesteuert. Um hohe Querströme durch die Leistungsschalter 47, 48 zu vermeiden und gleichzeitig eine fehlerfreie Verstärkung des entsprechenden Halbbrückensteuersignals 30, 33 zu erzielen, ist es erforderlich, die zeitlichen Schaltpunkte 49, 50, 51, 52 in Abhängigkeit der für die jeweiligen verwendeten Leistungsschaltertypen spezifischen Innenwiderstandsänderung der Leistungsschalter 47, 48 im Umschaltmoment zu wählen. Bei einem Wechsel des ersten Halbbrückensteuersignals 30 vom High-Zustand in den Low-Zustand 32 zu einem Zeitpunkt (t1) 49 fällt die Flanke 53 des ersten Steuersignals 41 synchron. Dadurch beginnt der Innenwiderstand 54 des ersten Leistungsschalters 47 zu steigen. Die steigende Flanke 55 des zweiten Steuersignals 42 ist um eine einstellbare Zeitdauer (t2 - t1) verzögert, so daß diese erst zu einem späteren Zeitpunkt (t2) 50 auftritt. Der Einschaltvorgang des zweiten Leistungsschalters 48 wird oft durch eine Verzugszeit (t2 - tA) begleitet, so daß der Innenwiderstand 56 des zweiten Leistungsschalters 48 erst zum Zeitpunkt (tA) 57 zu sinken beginnt. Zum Zeitpunkt (tA) 57 ist der Innenwiderstand 54 des ersten Leistungsschalters 47 im Bezug zum Innenwiderstand 59 im leitenden Zustand des Leistungsschalters 47 relativ groß. In der Zeitspanne zwischen dem Zeitpunkt (tB) 60 und dem Zeitpunkt (tA) 57 fließt ein Querstrom durch beide Leistungsschalter 47, 48. Die Größe dieses Querstromes läßt sich durch die Wahl der Verzögerungszeit zwischen dem Schaltpunkt (t2) 50 und dem Schaltpunkt (t1) 49 einstellen. Die Verzögerungszeit wird maximal gerade so groß gewählt, daß zu keinem Zeitpunkt der Betrag der Innenwiderstände 54, 56 beider Leistungsschalter 47, 48 gleich dem Betrag im nichtleitenden Zustand 58 ist. Dadurch wird vermieden, daß sich der Ausgang 46 der jeweiligen Halbbrücke 47, 48 zu keinem Zeitpunkt in einem hochohmig Zustand befindet, da dies dazu fuhren würde, daß die Spannung am Ausgang 46 der jeweiligen Halbbrücke 45 während der Zeitspanne, in der beide Leistungsschalter 47, 48 im nichtleitenden Zustand 58 wären, nicht mehr exakt dem Verlauf des entsprechenden Halbbrückensteuersignals 30, 33 folgen würde, sondern durch Rückwirkungen der Filterstufe 16 und/oder der angeschlossenen Last am Ausgang des getakteten Verstärkers bestimmt würde. In analoger Weise ist die Schaltfolge der Leistungsschalter 47, 48 beim zeitlich verzögerten Einschalten des ersten Leistungsschalter 47 an einem Schaltpunkt (t4) 52 und dem Ausschalten des zweiten Leistungsschalters 48 an einem Schaltpunkt (t3) 51 synchron mit der fallenden Flanke des zweiten Steuersignals 42 aus den Innenwiderstandsverläufen 61, 62 der Fig. 6 zu entnehmen.

In einer bevorzugten Ausführungsform enthält die Steuersignalerzeugung 40 ein erstes Verzögerungsglied zur einstellbaren zeitlichen Verzögerung der ansteigenden Flanke des Halbbrückensteuersignals 30 und einen Inverter, dessen Eingang mit dem Halbbrückensteuersignal 30 verbunden ist. Der Ausgang des Inverters wird einem zweiten Verzögerungsglied zur einstellbaren zeitlichen Verzögerung ansteigender Flanken zugeführt. Am Ausgang des ersten Verzögerunsgliedes ist dann das erste Steuersignal 41 abgreifbar, am Ausgang des zweiten Verzögerungsgliedes das zweite Steuersignal 42. Vorteile dieser Schaltungsanordnung zur Steuersignalerzeugung resultieren daraus, daß beim Schaltvorgang der durch die Leistungsschalter 47, 48 fließende Querstrom durch Veränderung der Verzögerungszeiten der Verzögerungsglieder einstellbar ist. Dieser kann je nach Anwendungsgebiet des getakteten Verstärkers und verwendetem Typ der Leistungsschalter optimal eingestellt werden, so daß die durch die Querströme erzeugte Verlustleistung im Verhältnis zur Nennleistung des getakteten Verstärkers vernachlässigbar klein ist und Totzeiten vermieden werden, die zu Fehlern im Ausgangssignal der jeweiligen Halbbrücke 45 führen, weil keiner der beiden Leistungsschalter im nichtleitenden Zustand 58 ist.

Der Steuersignalerzeugung 40 ist eine Stufe 74 zur galvanischen Trennung der Steuersignale 41, 42, 43, 44 nachgeschaltet. In der Ausführungsform als Voll- bzw. Halbbrückenverstärker enthält die Stufe 74 zur galvanischen Trennung vier bzw. zwei optoelektronische Koppler, speziell zur Übertragung digitaler Signale.

In einer weiteren Ausführung des Halb- bzw. Vollbrückenverstärkers werden als Leistungsschalter 47, 48 der jeweiligen Halbbrücke 45 n-leitende MOSFETs gleichen Typs eingesetzt. Der Einsatz n-leitender MOSFETs gleichen Typs besitzt neben dem Vorteil, daß diese im Vergleich zu p-leitenden MOSFETs mit äquivalenten Grenzdaten derzeit preiswerter und für Anwendungen mit hohen Drain-Source-Spannungen sowie zum Schalten hoher Ströme in großer Zahl und Typenvielfalt erhältlich sind, den Vorteil, daß die vorangehend beschriebenen Verzögerungszeiten des jeweils ersten 41 und zweiten Steuersignals 42 gleich groß gewählt werden können. Aus diesem Grund können beide in der jeweiligen Steuersignalerzeugung 40 befindlichen Verzögerungsglieder baugleich ausgeführt werden.

In der Ausführungsform des Halbbrückenverstärkers in Fig. 2 wird der Ausgang 46 der Halbbrücke 45 über einen Kondensator 66 dem Eingang 67 des Filters 76 zugeführt. Durch den Kondensator 66 wird das Signal am Ausgang 46 der Halbbrücke 45 vom Gleichspannungsanteil befreit. Bei der Ausführungsform des Vollbrückenverstärkers in Fig. 3 sind zwei Filter 68 direkt mit den Ausgängen 46 der jeweiligen Halbbrücken 45 der Vollbrücke 65 verbunden. Ein weiterer Vorteil der Ausführungsform als Vollbrückenverstärker ergibt sich daraus, daß beide Halbbrücken 45 und Filterstufen 68 zueinander symmetrisch sind. Beim Ein- oder Ausschalten der Betriebsspannung 4 der Vollbrücke 65, sowie bei Schwankungen oder Störungen der Betriebsspannung 4 wirkt sich dies auf die Ausgangsspannungen 21, 22 beider Halbbrücken 45 gleichermaßen aus, so daß die Ausgangsspannung 20 der Vollbrücke von diesen Störungen der Betriebsspannung 4 unberührt bleibt. Besonders die bei Audio-Verstärkern bekannten "Plopp"-Geräusche, welche im Ein- oder Ausschaltmoment von einem angeschlossenen Schallwandler abgegeben werden, werden so vermieden.

Das in Fig. 7 gezeigte Leistungsfilter einer Halbbrücke 45 dient der Rückgewinnung des verstärkten Nutzsignals 15. Zur fehlerfreien Demodulation des verstärkten Nutzsignals 15 aus dem pulsweitenmodulierten Trägersignal 17 sind erfindungsgemäß mehrere Randbedingungen zu erfüllen, um die Erzeugung von Verlustleistung und die Abstrahlung hochfrequenter Störsignale zu minimieren. Für Frequenzen des Nutzsignals 14 soll der Betrag der Längsimpedanz 69, bezogen auf den Innenwiderstand der am Ausgang angeschlossenen Last, möglichst gering sein. Für Frequenzen der Grund- und Oberwellen des Trägersignals 17 soll der Betrag der Längsimpedanz 69 möglichst groß sein, um eine hohe Dämpfung der Grund- und Oberwellen des Trägersignals 17 zu erzielen, sowie große, zu Verlustleistungen führende Ströme zu vermeiden. Das Frequenzspektrum des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17 läßt sich durch eine Fourieranalyse bestimmen. Bei einem Tastverhältnis von 0,5 ergibt sich die Fourierreihe zu:

Wobei A die Amplitude des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17, t die Zeit und ω die Kreisfrequenz der Trägergrundwelle bezeichnet. Der Fourierreihe ist zu entnehmen, daß das Frequenzspektrum des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17 bei einem Tastverhältnis von 0,5 neben der Frequenz der Grundwelle alle ungeraden Vielfachen der Grundwelle enthält. Die Beträge der Amplituden der Oberwellen nehmen mit 1/n ab, wenn n die Oberwellen bezeichnet, deren Frequenzen n mal größer als die der Grundwelle sind. Während des Betriebes des getakteten Verstärkers kann das Tastverhältnis des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17 jeden Wert zwischen Null und Eins annehmen. Die Fourieranalyse des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17 in Abhängigkeit vom Tastverhältnis ergibt die in Fig. 8 gezeigten Beträge der Amplituden der Grund- und Oberwellen. Bei Tastverhältnissen, die von 0,5 verschieden sind, treten neben den ungeraden Vielfachen der Frequenz der Grundwelle unter anderem auch die geraden Vielfachen der Frequenz der Grundwelle im Frequenzspektrum auf. Die Längsimpedanz 69 des Leistungsfilters besteht daher aus einer Serienschaltung von Parallelschwingkreisen 70, die jeweils aus einer Induktivität 71 und einem Kondensator 72 bestehen. Die Resonanzfrequenzen der Parallelschwingkreise 70 sind auf die Frequenz der Trägergrundwelle und der geraden und ungeraden Vielfachen der Frequenz der Trägergrundwelle abgestimmt. Die Anzahl der in Serie geschalteten Parallelschwingkreise 70 ist abhängig von der geforderten Dämpfung des Leistungsfilters für die Oberwellenanteile des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17. In einer beispielhaften Ausführungsform des Leistungsfilters für einen getakteten Verstärker mit einer Ausgangsleistung von bis zu 2000 Watt besteht die Längsimpedanz 69 aus 7 Parallelschwingkreisen 70 deren Resonanzfrequenzen auf die Frequenz der Grundwelle und der 1. bis 6. Oberwelle abgestimmt sind. Zur Dämpfung von Signalanteilen des pulsweitenmodulierten Trägersignals 17, deren Frequenzen größer als die höchste Resonanzfrequenz eines der verwendeten Parallelschwingkreise 70 sind, kann den Parallelschwingkreisen 70 eine Induktivität in Serie hinzugeschaltet werden. Bei der Serienschaltung von n Parallelschwingkreisen 70 ergibt sich die komplexe Impedanz der Längsimpedanz 69 zu

Fig. 9 zeigt den Betrag der Längsimpedanz 69 des aus 7 Parallelschwingkreisen 70 bestehenden beispielhaften Leistungsfilters. Dieses Filter ist auf eine Trägerfrequenz von 200 kHz abgestimmt. Aus Fig. 9 ist zu entnehmen, daß der Betrag der Längsimpedanz bei den Frequenzen der Trägergrundwelle und den zwei- bis siebenfachen Frequenzen der Trägergrundwelle lokale Maxima aufweist. Zwischen jeweils zwei lokalen Impedanzmaxima liegt jeweils ein Impedanzminimum. Die Dimensionierung der Induktivitäts- und Kapazitätswerte der Parallelschwingkreise 70 muß so erfolgen, daß diese Impedanzminima nicht mit den Impedanzmaxima zusammenfallen, da sonst der Betrag der Impedanzmaxima verkleinert wird. Vorzugsweise wird der Frequenzabstand zwischen den Impedanzminima und Impedanzmaxima möglichst groß gewählt. Die in Fig. 9 ersichtlichen Impedanzminima sollten somit bei Frequenzen von 300, 500, 700 . . . kHz liegen. Aufgrund der im beispielhaften Leistungsfilter verwendeten Standardkapazitäten sind geringe Abweichungen von der idealen Lage der Impedanzminima zu erkennen.

Fig. 10 zeigt den Betrag der Längsimpedanz 69 des beispielhaften Leistungsfilters. Im Frequenzbereich des Nutzsignals verhält sich die aus 7 Parallelschwingkreisen 70 gebildete Längsimpedanz 69 wie eine einzige Induktivität, deren Wert der Summe aller Induktivitäten 71 der Längsimpedanz 69 entspricht. Die Summe aller Induktivitäten 71 ist so gewählt, daß sich die Längsimpedanz 69 in Verbindung mit der Querimpedanz 73 im Frequenzbereich des Nutzsignals wie ein Tiefpassfilter 2. Ordnung verhält, dessen Grenzfrequenz bei 42 kHz liegt. Die Frequenz der Trägergrundwelle ist also nur um den Faktor 4,76mal größer als die höchste zu verstärkende Frequenzkomponente des Nutzsignals 14.

In Fig. 11 ist die Dämpfung des Leistungsfilters über den Frequenzbereich des Nutzsignals 14 aus dem Betrag der komplexen Übertragungsfunktion zu entnehmen. Im Frequenzbereich des Trägers ergibt sich der in Fig. 12 gezeigte Verlauf des Betrags der komplexen Übertragungsfunktion des Leistungsfilters. Alle vielfachen Frequenzen der Trägergrundwelle werden stark gedämpft.

In einer weiteren vorteilhaften Ausbildung der Erfindung besteht die Netzteilstufe 3 aus einem Brückengleichrichter, der aus der über das Netzfilter 2 geführten Netzspannung 1 eine pulsierende Gleichspannung erzeugt, und einer Siebschaltung aus Kondensatoren, die aus der pulsierenden Gleichspannung die geglättete Betriebsspannung 4 erzeugt. Durch den einfachen Aufbau der Netzteilstufe 3 wird das Gewicht des getakteten Verstärkers zusätzlich reduziert. Für Ausgangsleistungen größer 3,5 kW wird anstelle des Brückengleichrichters ein Drehstrombrückengleichrichter in der Netzteilstufe 3 eingesetzt.

Ist eine galvanische Trennung von der Netzspannung 1 erforderlich, so wird in einer weiteren Ausführungsform der Erfindung zwischen Netzfilter 2 und Netzteilstufe 3 ein Transformator geschaltet oder als Netzteilstufe 3 ein Schaltnetzteil mit galvanischer Trennung verwendet.

Bezugszeichenliste

1

Netzspannung

2

Netzfilter

3

Netzteilstufe

4

Betriebsspannung

5

Leistungsschalterstufe

6

Leistungsschaltersteuerstufe

7

Pulsweitenmoduliertes Regelausgangssignal

8

Pulsweitenmodulator

9

Regelausgangssignal

10

Regelstufe

11

Rückkoppelstufe

12

Kontrollsignal

13

Zuschaltbares Hochpaßfilter

14

Nutzsignal

15

Verstärktes Nutzsignal

16

Filterstufe

17

Pulsweitenmoduliertes Trägersignal

18

Schirm

19

Ausgangsspannung des Halbbrückenverstärkers

20

Ausgangsspannung des Vollbrückenverstärkers

21

Ausgangsspannung der ersten Halbbrücke

22

Ausgangsspannung der zweiten Halbbrücke

23

Nadelimpulserzeugung

24

Erster Nadelimpuls

25

steigende Flanke des Taktsignals

26

Zweiter Nadelimpuls

27

Punktiert dargestellt Signalform

28

erstes Flip-Flop

29

nichtinvertierender Ausgang des ersten Flip-Flop

30

erstes Halbbrückensteuersignal

31

Taktsignal

32

Low-Zustand des ersten Halbbrückensteuersignals

33

Zweites Halbbrückensteuersignal

34

Zweites Flip-Flop

35

Verzögerter Nadelimpuls

36

Einstellbare Zeit

37

Invertierender Ausgang des zweiten Flip-Flop

38

Um die halbe Periodendauer verzögerter Nadelimpuls

39

Umschalter

40

Steuersignalerzeugung

41

Erstes Steuersignal für erste Halbbrücke

42

Zweites Steuersignal für erste Halbbrücke

43

Erstes Steuersignal für zweite Halbbrücke

44

Zweites Steuersignal für zweite Halbbrücke

45

Leistungsschalter einer Halbbrücke

46

Halbbrücke

47

Erste(r) Leistungsschalter

48

Zweite(r) Leistungsschalter

49

Erster Zeitpunkt t1

50

Zweiter Zeitpunkt t2

51

Dritter Zeitpunkt t3

52

Vierter Zeitpunkt t4

53

Flanke des ersten Steuersignals

54

Innenwiderstand des ersten Leistungsschalters

55

Ansteigende Flanke des zweiten Steuersignals

56

Innenwiderstand des zweiten Leistungsschalters

57

Zeitpunkt tA

58

Innenwiderstand im nichtleitenden Zustand

59

Innenwiderstand im leitenden Zustand

60

Zeitpunkt tB

61

Innenwiderstand des ersten Leistungsschalters

62

Innenwiderstand des zweiten Leistungsschalters

63

Periodendauer

64

Halbe Periodendauer

65

Vollbrücke

66

Kondensator zur Gleichspannungsauskopplung

67

Eingang des Filters

68

Zwei Filter

69

Längsimpedanz

70

Parallelschwingkreise

71

Induktivitäten

72

Kondensatoren

73

Querimpedanz

74

Stufe zur galvanischen Trennung

75

Kondensator der Querimpedanz

76

Ein Filter

Claims

1. Getakteter Verstärker, insbesondere zur Verstärkung von Audiosignalen, bestehend aus einer Regelstufe (10), welche aus einem am Eingang der Regelstufe (10) anliegenden Signal und einem Kontrollsignal (12) ein Regelausgangssignal (9) erzeugt, welches einem über ein Taktsignal (31) synchronisierten Pulsweitenmodulator (8) zugeführt wird, wobei aus einem pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal (7) des Pulsweitenmodulators (8) in einer nachgeschalteten, durch das Taktsignal (31) synchronisierten Leistungsschaltersteuerstufe (6) Steuersignale (41, 42, 43, 44) zur Steuerung einer Leistungsschalterstufe (5) erzeugt werden und das in einer Filterstufe (16) das in der Leistungsschalterstufe (5) verstärkte pulsweitenmodulierte Trägersignal (17) so gewandelt wird, daß am Ausgang der Filterstufe ein verstärktes Nutzsignal (15) und ein Eingangssignal für eine Rückkoppelstufe (11) zur Verfügung stehen, wobei die Leistungsschalterstufe (5) mit einer Betriebsspannung (4) aus einer Netzteilstufe (3) versorgt wird und zwischen der Netzspannung (1) und Netzteilstufe (3) ein Netzfilter (2) geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterstufe (16) aus einem oder mehreren Leistungsfiltern (76, 68) zur Rückgewinnung des verstärkten Nutzsignals (15) aus einem mit dem Regelausgangssignal (9) pulsweitenmodulierten Trägersignal (17) besteht und jeweils eine Längsimpedanz (69) und Querimpedanz (73) aufweist, wobei die Längsimpedanz (69) für Frequenzen der Trägergrundwelle und der Trägeroberwellen eine erhöhte Sperrwirkung hat,
die Leistungsschaltersteuerstufe (6) aus dem pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal (7) die erforderlichen Steuersignale (41, 42, 43, 44) zur Ansteuerung der Leistungsschalter (47, 48) erzeugt, wobei die Schaltpunkte der Steuersignale (49, 50, 51, 52) zeitlich einstellbar sind und die Leistungsschaltersteuerstufe (6) von der Leistungsschalterstufe (5) galvanisch getrennt ist, wobei die Leistungsschalterstufe (5) über eine Netzteilstufe (3) mit der Betriebsspannung (4) versorgt wird, die nur eine Polarität aufweist,
die Rückkoppelstufe (11) das Kontrollsignal (12) galvanisch getrennt zurückführt und daß sich zwischen dem Eingang des Nutzsignals (14) und dem Eingang der Regelstufe (10) ein zuschaltbares Hochpaßfilter (13) mit einstellbarer Grenzfrequenz befindet.

2. Getakteter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Längsimpedanz (69) des Leistungsfilters (68, 76) aus einer Serienschaltung von Parallelschwingkreisen (70) oder aus einer Serienschaltung mindestens einer Induktivität und mehreren Parallelschwingkreisen (70) und die Querimpedanz (73) aus mindestens einem Kondensator (75) besteht, welcher mit dem Massepotential der Leistungsschalter (47, 48) verbunden ist.

3. Getakteter Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz mindestens eines Parallelschwingkreises (70) gleich der Frequenz der Grundwelle des pulsweitenmodulierten Trägersignals (17) ist und die jeweiligen Resonanzfrequenzen der weiteren Parallelschwingkreise (70) gleich den Frequenzen der Oberwellen des pulsweitenmodulierten Trägersignals (17) sind.

4. Getakteter Verstärker nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazitäten (72) und Induktivitäten (71) der jeweiligen Parallelschwingkreise (70) so gewählt sind, daß die bei der Serienschaltung von Parallelschwingkreisen für bestimmte Frequenzen auftretenden Impedanzminima der Längsimpedanz (69) nicht mit den Resonanzfrequenzen der einzelnen Parallelschwingkreise (70) zusammenfallen, insbesondere daß der Frequenzabstand zwischen den Resonanzfrequenzen der Parallelschwingkreise (70) und den Frequenzen der Impedanzminima der Längsimpedanz (69) möglichst groß ist.

5. Getakteter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsschalter (47, 48) der Leistungsschalterstufe (5) in Form einer Halbbrücke (45) oder einer aus zwei Halbbrücken (45) bestehenden Vollbrücke (65) angeordnet sind, wobei in einer vorzugsweisen Ausführung die Leistungsschalter (47, 48) aus einem oder mehreren parallel geschalteten n-leitenden MOSFETs bestehen.

6. Getakteter Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das pulsweitenmodulierte Trägersignal (17) am Ausgang der Halbbrücke (46) über einen Auskoppelkondensator (66) zur Trennung von Gleich- und Wechselanteil zum Eingang eines Leistungsfilters (67) geführt wird oder die beiden Signale an den Ausgängen (46) der Vollbrücke (65) direkt mit den Eingängen zweier Leistungsfilter (68) verbunden sind.

7. Getakteter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der Ansteuersignale (41, 42, 43, 44) in der Leistungsschaltersteuerstufe (6) das pulsweitenmodulierte Regelausgangssignal (7) einer Schaltungsanordnung zugeführt wird, welche einen ersten Nadelimpuls (24), der zeitlich synchron mit der steigenden Flanke des Taktsignals (31) ist und einen zweiten Nadelimpuls (26), der zeitlich synchron mit der steigenden Flanke des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignals (7) ist, erzeugt, welche den beiden Eingängen eines ersten Flip-Flops (28) zugeführt werden, wodurch am nicht invertierenden Ausgang (29) des ersten Flip-Flops (28) ein erstes Halbbrückensteuersignal (30) erzeugt wird, sowie am invertierenden Ausgang (37) eines zweiten Flip-Flops (34), an dessen einem Eingang der erste Nadelimpuls (24) und an dessen anderem Eingang der um eine einstellbare Zeit (36) verzögerte zweite Nadelimpuls (35), oder ein um die halbe Periodendauer (64) des pulsweitenmodulierten Regelausgangssignal (7) verzögerter zweiter Nadelimpuls (38) anliegt, ein zweites Halbbrückensteuersignal (33) erzeugt wird.

8. Getakteter Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Leistungsschalter (47) der jeweiligen Halbbrücke (45) durch ein erstes Steuersignal (41) der Leistungsschaltersteuerstufe (6) beim Wechsel des jeweiligen Halbbrückensteuersignals (30) von High nach Low an einem ersten Zeitpunkt (49) vom leitenden Zustand (59) in den nichtleitenden Zustand (58) versetzt wird, wobei ein zweiter Leistungsschalter (48) der jeweiligen Halbbrücke (45) durch ein zweites, einstellbar verzögertes Steuersignal (42), an einem zweiten Zeitpunkt (50) vom nichtleitenden Zustand (58) in den leitenden Zustand (59) versetzt wird, wobei eine erste einstellbare Verzögerungszeit zwischen dem erstem Zeitpunkt (49) und dem zweiten Zeitpunkt (50) so eingestellt ist, daß bevor der Innenwiderstand (54) des ersten Leistungsschalters (47) den Innenwiderstand (58) im nichtleitenden Zustand erreicht, der Innenwiderstand (56) des zweiten Leistungsschalter (48) kleiner als der Innenwiderstand (58) im nichtleitenden Zustand ist, ferner der zweite Leistungsschalter (48) beim Wechsel des jeweiligen Halbbrückensteuersignals (30) von Low nach High an einem dritten Zeitpunkt (51) vom leitenden Zustand (59) in den nichtleitenden Zustand (58) versetzt wird, wobei der erste Leistungsschalter (47) durch das erste, einstellbar verzögerte Steuersignal (41), an einem vierten Zeitpunkt (52) vom nichtleitenden Zustand (58) in den leitenden Zustand (59) versetzt wird, wobei eine zweite einstellbare Verzögerungszeit zwischen dem dritten (51) und vierten Zeitpunkt (52) so eingestellt ist, daß bevor der Innenwiderstand (62) des zweiten Leistungsschalters (48) den Innenwiderstand (58) im nichtleitenden Zustand erreicht, der Innenwiderstand (61) des ersten Leistungsschalter (47) kleiner als der Innenwiderstand (58) im nichtleitenden Zustand ist.

9. Getakteter Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelstufe (10) eine Schaltungsanordnung zur Begrenzung der Amplitude des Regelausgangssignals (9) aufweist.