DE19926504A1

DE19926504A1 - Method of estimating weighting factors of different transmission paths for message signal

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Publication number: DE19926504A1
Application number: DE1999126504
Authority: DE
Inventors: Lutz Jarbot; Pascal Krause; Albrecht Kunz; Holger Landenberger; Andreas Falkenberg
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1999-06-10
Filing date: 1999-06-10
Publication date: 2001-06-13
Anticipated expiration: 2019-06-11
Also published as: DE19926504C2

Abstract

Bei einem Verfahren zum Abschätzen von zeitlich veränderlichen komplexen Gewichtsfaktoren verschiedener Übertragungspfade für ein auf den verschiedenen Pfaden zwischen einem Sender und einem Empfänger übertragendes Nachrichtensignal werden zu zwei verschiedenen Meßzeiten aktuelle Werte von Gewichtsfaktoren (entsprechend Punkten 2 bis 6) gemessen, und für zwischen zwei Meßzeiten (entsprechend z. B. Punkten 2, 3) liegende Zeiten geltende Gewichtsfaktoren werden durch eine Interpolation der Phasen beziehungsweise der Beträge der Meßwerte abgeschätzt.In a method for estimating time-varying complex weight factors of different transmission paths for a message signal transmitted on the different paths between a transmitter and a receiver, current values of weight factors (corresponding to points 2 to 6) are measured at two different measuring times, and for between two measuring times ( Weight factors corresponding to times lying, for example, points 2, 3) are estimated by interpolating the phases or the amounts of the measured values.

Description

Es ist ein bekanntes Problem der Nachrichtenübertragung per Funk, daß ein von einem Sender ausgestrahltes Nachrichtensi gnal einen Empfänger häufig auf einer Mehrzahl von verschie denen Pfaden erreichen kann, die sich durch Reflexionen und Streuung des Funksignals an Gebäuden, Bergen, Bäumen und an deren Hindernissen ergeben. Am Empfänger überlagern sich die auf diesen verschiedenen Pfaden unterschiedlich stark ge dämpften beziehungsweise verzögerten Signalkomponenten. Dies führt dazu, daß das empfangene Signal durch konstruktive oder destruktive Interferenz seiner Komponenten verstärkt oder ab geschwächt sein kann, je nachdem, wie die relative Phasenlage der auf den verschiedenen Pfaden eintreffenden Signalkompo nenten ist. Große Laufzeitdifferenzen zwischen einzelnen Si gnalkomponenten können auch zu Intersymbol-Interferenzen füh ren.It is a known problem with message transmission via Funk that a news broadcast by a transmitter gnal a receiver often on a variety of different which can be reached through reflections and paths Scattering of the radio signal on buildings, mountains, trees and on whose obstacles arise. The overlap at the receiver to different degrees on these different paths attenuated or delayed signal components. This causes the received signal by constructive or destructive interference of its components increases or decreases can be weakened depending on how the relative phase the signal compo arriving on the different paths is. Large runtime differences between individual Si Signal components can also lead to intersymbol interference ren.

Insbesondere auf dem Gebiet des Mobilfunks führt dieses Pro blem zu erheblichen Schwierigkeiten, da ein beweglicher Emp fänger im Laufe der Zeit stark unterschiedlichen Empfangsver hältnissen ausgesetzt ist, in denen sich die relative Phasen lage von auf unterschiedliche Übertragungspfade zurückgehen den Komponenten des Empfangssignals oder auch ihre Intensität stark ändert. Eine wenigstens teilweise Kompensation derarti ger Effekte wird herkömmlicherweise dadurch erreicht, daß für die verschiedenen Übertragungspfade zwischen einem Sender und einem Empfänger jeweils relative Phasendifferenzen und Inten sitäten gemessen und aus den erhaltenen Werten Gewichtungs faktoren berechnet werden. Das Empfangssignal wird im Empfän ger auf mehrere Zweige verteilt und in jedem Zweig um einen Betrag verzögert, der zur Verzögerung eines dem Zweig zuge ordneten Übertragungspfades komplementär ist. In jedem Zweig wird das Empfangssignal mit einem Gewichtungsfaktor multipliziert, und die erhaltenen Produkte werden zu einem kompen sierten Signal aufaddiert, das einer Weiterverarbeitung, im Fall eines Digitalsignals zum Beispiel der Rückgewinnung der übertragenen Symbole zugeführt wird.This pro leads especially in the field of mobile radio embarrassing difficulties because a movable emp catchers vary greatly over time is exposed to situations in which the relative phases location from different transmission paths the components of the received signal or their intensity changes strongly. An at least partial compensation ger effects is conventionally achieved in that for the different transmission paths between a transmitter and relative phase differences and intensities to a receiver measured and weighted from the values obtained factors are calculated. The received signal is in the receiver distributed over several branches and by one in each branch Delayed amount delayed to delay a branch ordered transmission path is complementary. In every branch the received signal is multiplied by a weighting factor, and the products obtained become one added signal, which is a further processing, in In the case of a digital signal, for example the recovery of the transmitted symbols is supplied.

Um ein solches Verfahren bei einem mobilen Empfänger sinnvoll nutzen zu können, ist es erforderlich, die Bestimmung der Ge wichtungsfaktoren in kurzen Zeitabständen zu wiederholen, um ständig aktuelle Gewichtungsfaktoren für die Kompensation zur Verfügung zu haben. Es liegt auf der Hand, daß eine solche Aktualisierung um so öfter erforderlich ist, je schneller sich ein Empfänger bewegt.To make such a procedure useful for a mobile receiver To be able to use it is necessary to determine the Ge to repeat weighting factors at short intervals in order to constantly current weighting factors for the compensation for To have available. It is obvious that such Update the more often is required, the faster a receiver is moving.

Für eine solche Messung ist es erforderlich, daß wenigstens zeitweise in das Nachrichtensignal eine empfängerseitig be kannte Meßsequenz eingefügt wird, anhand von deren Verzerrung empfängerseitig die Zahl der an der Übertragung beteiligten Übertragungspfade, ihre Dämpfung und ihre relative Phasenlage abgeschätzt werden kann. Je öfter ein solches Signal übertra gen werden muß, um so weniger Zeit bleibt für die Übertragung des eigentlichen Nutzsignals übrig. Es sind deshalb Verfahren vorgeschlagen worden, bei denen aktuelle Werte von Gewich tungsverfahren jeweils zu zwei verschiedenen Meßzeiten be stimmt werden und für zwischen den beiden Meßzeiten liegende Zeiten, an denen das Nutzsignal übertragen wird, geltende Ge wichtungsfaktoren durch eine Interpolationsrechnung abge schätzt werden, bei der jeweils unabhängig Realteile und Ima ginärteile der Gewichtungsfaktoren interpoliert werden.For such a measurement it is necessary that at least intermittently in the message signal a receiver known measurement sequence is inserted based on its distortion the number of those involved in the transmission on the receiver side Transmission paths, their attenuation and their relative phase position can be estimated. The more often such a signal is transmitted the less time remains for the transmission of the actual useful signal remaining. They are therefore procedures have been suggested where current values by weight each time at two different measuring times be correct and for those between the two measuring times Times at which the useful signal is transmitted are valid Ge weighting factors by an interpolation calculation are estimated, with real parts and Ima ginary parts of the weighting factors are interpolated.

Um das Verhalten eines Empfängers beim Empfang eines aus meh reren Komponenten mit unterschiedlichen Übertragungspfaden überlagerten Empfangssignals simulieren und vergleichen zu können, sind mehrere sogenannte Kanalmodelle definiert wor den, die unterschiedlichen typischen Anwendungssituationen eines mobilen Funkempfängers entsprechen. So gibt es zum Bei spiel zwei Kanalmodelle vehicular A und B, die das Kanalver halten während einer Autofahrt im städtischen und ländlichen Gebiet (Makrozelle) mit großen Laufzeitunterschieden simulie ren, wobei die Geschwindigkeit einstellbar ist. Die zwei Mo delle umfassen jeweils sechs Pfade mit den in der nachfolgen den Tabelle angegebenen relativen Verzögerungen und Amplitu den.To determine the behavior of a recipient when receiving an components with different transmission paths Simulate superimposed received signal and compare to can, several so-called channel models are defined the, the different typical application situations correspond to a mobile radio receiver. So there is for the play two channel models vehicular A and B, which the channel ver stop while driving in urban and rural Area (macro cell) with large transit time differences ren, the speed is adjustable. The two months dents each comprise six paths with those in the successor relative delays and amplitudes given in the table the.

Tabelle 1 Table 1

Der zur Zeit in Entwicklung befindliche UMTS-Standard, der in Zukunft den GSM-Standard ablösen soll, verwendet einen Daten strom, der aus Slots von jeweils 0,625 ms Dauer besteht, wo bei beim Sprachdienst jeder Slot aus 20 Symbolen mit einer Symboldauer von 31,25 ms besteht. Diese Slots können unter schiedliche Strukturen haben, die möglicherweise im Laufe der Standardisierung noch Änderungen erfahren werden. Zum Bei spiel können die ersten vier Symbole eines Slots eine soge nannte Pilotsequenz darstellen, die anderen 16 Symbole ent sprechen Nutzdaten oder Symbolen mit Sonderfunktionen wie et wa TPC, TFCI. Die Pilotsymbole können auch an anderer Stelle innerhalb des Slots angeordnet oder verteilt sein. Die Pilot sequenz kehrt in immer gleicher Form wieder und wird von ei nem UTMS-Empfänger zur Abschätzung der relativen Verzögerun gen und Amplituden der verschiedenen Kanäle genutzt.The UMTS standard currently under development, which in Should replace the GSM standard in the future, uses a data current, which consists of slots of 0.625 ms each, where in the case of voice service, each slot consists of 20 symbols with one Symbol duration of 31.25 ms exists. These slots can be found at have different structures that may change over the course of the Standardization still changes will be experienced. For the case the first four symbols of a slot can be a so-called represented pilot sequence, the other 16 symbols ent speak user data or symbols with special functions such as et wa TPC, TFCI. The pilot symbols can also be used elsewhere be arranged or distributed within the slot. The pilot sequence always returns in the same form and is created by egg a UTMS receiver to estimate the relative delay conditions and amplitudes of the different channels.

Fig. 1 zeigt die Wanderung des Kompensationsfaktors für den ersten Pfad des Vehicular A-Kanalmodells über einen Zeitraum von vier Slots eines UMTS-Signals in Form einer durchgezogenen Kurve 1 in der komplexen Zahlenebene. Zeitpunkte, die der Übertragung einer Pilotsequenz entsprechen, sind als Punkte 2 bis 6 gekennzeichnet. Gestrichelte Linien zwischen den Punk ten 2 bis 6 zeigen den Verlauf des Gewichtungsfaktors, der durch eine Interpolation der Real- und Imaginärteile der Meß werte des Gewichtungsfaktors erhalten wird. Diese Interpola tion von Real- und Imaginärteilen wird nachfolgend kurz als kartesische Interpolation bezeichnet. Man erkennt, daß die kartesische Interpolation immer zu Interpolationswerten führt, die innerhalb des von der Kurve 1 umlaufenen Gebietes der komplexen Zahlenebene liegen. Die kartesische Interpola tion ist daher mit einem systematischen Fehler behaftet. Fig. 1 shows the migration of the compensation factor for the first path of the Vehicular A channel model over a period of four slots of a UMTS signal in the form of a solid-line curve 1 in the complex plane. Points in time that correspond to the transmission of a pilot sequence are marked as points 2 to 6 . Dashed lines between points 2 to 6 show the course of the weighting factor, which is obtained by interpolating the real and imaginary parts of the measured values of the weighting factor. This interpolation of real and imaginary parts is referred to below as Cartesian interpolation. It can be seen that Cartesian interpolation always leads to interpolation values which lie within the area of the complex number plane encircled by curve 1 . The Cartesian interpolation is therefore subject to a systematic error.

Aufgabe der Erfindung ist, ein einfaches Verfahren zum Ab schätzen der Gewichtungsfaktoren aufzuzeigen, das diesen sy stematischen Fehler nicht besitzt.The object of the invention is a simple method for Ab estimate the weighting factors to show that this sy does not have a thematic error.

Die Aufgabe wird gelöst durch ein Verfahren, bei dem die kar tesische Interpolation durch eine polare Interpolation er setzt wird, das heißt, bei dem eine Interpolation jeweils zwischen den Beträgen der gemessenen Gewichtungsfaktoren ei nerseits und ihren Phasen andererseits ersetzt wird. Diese Interpolation ist vorzugsweise ebenfalls linear.The task is solved by a process in which the kar tesian interpolation by polar interpolation is set, that is, with an interpolation in each case between the amounts of the measured weighting factors ei on the other hand and their phases on the other hand. This Interpolation is preferably also linear.

Bei einer weiterentwickelten Variante des Verfahrens ist vor gesehen, daß ein Grenzwert des Betrags des Gewichtungsfaktors wenigstens eines der Übertragungswege festgelegt wird, und daß die polare Interpolation durchgeführt wird, wenn von zwei für den Übertragungsweg nacheinander gemessenen Werten des Gewichtungsfaktors beide einen Betrag oberhalb des Grenzwerts aufweisen, und daß andernfalls eine kartesische Interpolation erfolgt. Auf diese Weise wird vermieden, daß Abschnitte der Bahn des Gewichtungsfaktors in der komplexen Zahlenebene, die in der Nähe des Ursprungs verlaufen, und die häufig nur eine geringe Krümmung aufweisen, durch übermäßig stark gekrümmte und von dem tatsächlichen Verlauf der Bahn stark abweichende Bögen interpoliert wird. Alternativ kann auch nur dann statt einer polaren eine kartesische Interpolation eingesetzt wer den, wenn beide Werte des Gewichtungsfaktors kleiner als ein Grenzwert sind.A further developed variant of the method is in front seen that a limit of the amount of the weighting factor at least one of the transmission paths is determined, and that the polar interpolation is performed when of two for the transmission path successively measured values of Weighting factor both an amount above the limit and that otherwise Cartesian interpolation he follows. In this way it is avoided that sections of the Path of the weighting factor in the complex number plane, the run close to the origin, and often only one have low curvature due to excessively curved and very different from the actual course of the web Arcs is interpolated. Alternatively, only then can take place a Cartesian interpolation if both values of the weighting factor are smaller than one Limit.

Das empfangene Nachrichtensignal wird anschließend vorzugs weise mit den durch die Interpolationsrechnung abgeschätzten Gewichtungsfaktoren multipliziert und die Summe der erhalte nen Produkte wird gebildet, um daraus anschließend die über tragenen Nutzdaten zu extrahieren.The received message signal is then preferred wise with those estimated by the interpolation calculation Weighting factors multiplied and the sum of the obtained NEN products are formed, from which the over extract the user data it carries.

Der Vorteil der Erfindung wird auch durch eine Vorrichtung, insbesondere einen Empfänger für ein Nachrichtensignal, er reicht, die eine Meßeinrichtung zum Messen von Gewichtungs faktoren, die jeweils einem von mehreren Übertragungsfaktoren zugeordnet sind, auf denen das Nachrichtensignal von einem Sender zum Empfänger übertragbar ist, anhand einer in das Si gnal eingefügten Meßsequenz, einen Interpolator zum Erzeugen von interpolierten Gewichtungsfaktoren anhand von für nach einander übertragene Meßsequenzen erhaltenen Gewichtungsfak toren und eine Korrelationseinrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Nachrichtensignals mit den interpolierten Ge wichtsfaktoren und zum Addieren der erhaltenen Produkte zu einem kompensierten Nachrichtensignal umfaßt, bei der der In terpolator eingerichtet ist, um für jeden Übertragungspfad eine polare Interpolation zwischen den Beträgen und Phasen der gemessenen Gewichtungsfaktoren auszuführen.The advantage of the invention is also provided by a device especially a receiver for a message signal, he enough a measuring device for measuring weighting factors, each one of several transfer factors are assigned on which the message signal from a Transmitter to the receiver is transferable, based on one in the Si gnal inserted measurement sequence, an interpolator for generation of interpolated weighting factors based on for after weighting factor obtained with each other gates and a correlation device for multiplying the received message signal with the interpolated Ge weighting factors and to add the products obtained includes a compensated message signal in which the In terpolator is set up for each transmission path a polar interpolation between the amounts and phases the measured weighting factors.

Vorzugsweise ist die Vorrichtung zusätzlich in der Lage, eine kartesische Interpolation der gemessenen Gewichtungsfaktoren auszuführen, und sie umfaßt eine Entscheidungseinrichtung, die eine polare Interpolation veranlaßt, wenn beide von der Meßeinrichtung gemessenen Beträge über einem vorgegebenen Grenzwert liegen, und andernfalls eine kartesische Interpola tion veranlaßt oder - alternativ - die eine kartesische In terpolation veranlaßt, wenn beide Beträge unter einem gegebe nen Grenzwert liegen. Als Korrelationseinrichtung wird vor zugsweise ein Rake-Empfänger eingesetzt. Zweckmäßigerweise ist auch ein Puffer vorgesehen, der dimensioniert ist, um we nigstens eine zwischen zwei Meßsequenzen übertragene Datense quenz des Nachrichtensignals zu puffern. Dieser Puffer dient zum Zwischenspeichern der Datensequenz, bis die anhand der Meßsequenz gemessenen Gewichtungsfaktoren vorliegen, die zum Kompensieren des empfangenen Nachrichtensignals interpoliert werden müssen.Preferably, the device is also able to Cartesian interpolation of the measured weighting factors and it includes a decision-making facility which causes polar interpolation if both of the Measuring device measured amounts above a predetermined Limit, and otherwise a Cartesian interpola tion or - alternatively - the one Cartesian In terpolation causes if both amounts are given below one a limit. As a correlation device is before preferably a rake receiver is used. Conveniently a buffer is also provided, which is dimensioned to we at least one data sense transmitted between two measurement sequences buffer the message signal. This buffer serves for caching the data sequence until the on the basis of the Measurement sequence measured weighting factors are available, which for Compensation of the received message signal interpolated Need to become.

Bei der Vorrichtung handelt es sich vorzugsweise um einen UMTS-Empfänger.The device is preferably a UMTS receiver.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Figuren.Further features and advantages of the invention result from the following description of an embodiment with Reference to the figures.

Fig. 1 zeigt die Bewegungskurve des Wertes eines Gewich tungsfaktors in der komplexen Zahlenebene sowie die durch kartesische Interpolation erhaltene Abschätzung für diese Be wegung; Fig. 1 shows the movement curve of the value of a weighting factor in the complex number plane and the estimate obtained by Cartesian interpolation for this movement;

Fig. 2 zeigt die gemäß der vorliegenden Erfindung durch po lare Interpolation erhaltene Abschätzung für die gleiche Kur ve; und Fig. 2 shows the estimate obtained by polar interpolation for the same curve ve; and

Fig. 3 zeigt das Ergebnis einer Kombination aus kartesischer und polarer Interpolation gemäß der Erfindung; Fig. 3 shows the result of a combination of polar and Cartesian interpolation according to the invention;

Fig. 4 und 5 zeigen jeweils Bitfehlerraten als Funktion des Signalrauschverhältnisses eines UMTS-Signals ohne Interpola tion beziehungsweise mit polarer Interpolation; und FIGS. 4 and 5 respectively show bit error rates as a function of signal to noise ratio of a UMTS signal without Interpola tion or with polar interpolation; and

Fig. 6 ein Blockdiagramm eines UMTS-Empfängers. Fig. 6 is a block diagram of a UMTS receiver.

Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Rake-Empfängers. Fig. 7 is a block diagram of a rake receiver.

Es soll zunächst anhand von Fig. 6 kurz der Aufbau eines UMTS-Empfängers als Beispiel für die erfindungsgemäße Vorrichtung behandelt werden. Er umfaßt eine Weiche 20, der ein Empfangssignal zugeführt wird, das aus einer Überlagerung von Komponenten besteht, die sich von einem gleichen Sendesignal herleiten und die den Empfänger auf unterschiedlichen Über tragungspfaden, mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen und Dämpfungen erreicht haben. Wie bereits angegeben, besteht die Signalfolge aus einer Abfolge von Slots, die jeweils eine für die aufeinanderfolgenden Slots identischen Pilotsequenz als Meßsequenz und einer Datensequenz bestehen. Eine mit der Fol ge der Slots synchrone Zeitreferenz 24 steuert die Weiche 20 an, so daß sie die Pilotsequenzen an einen Channel-Estimator 21 und die Datensequenzen an einen Puffer 23 weiterleitet.First of all, the structure of a UMTS receiver will be briefly dealt with using FIG. 6 as an example of the device according to the invention. It comprises a switch 20 which is supplied with a received signal which consists of a superimposition of components which derive from the same transmit signal and which have reached the receiver on different transmission paths, with different time delays and attenuations. As already stated, the signal sequence consists of a sequence of slots, each of which consists of a pilot sequence, identical for the successive slots, as a measurement sequence and a data sequence. A with the sequence of the slots synchronous time reference 24 controls the switch 20 so that it forwards the pilot sequences to a channel estimator 21 and the data sequences to a buffer 23 .

Aufgabe des Channel-Estimators ist, die Zeitverzögerung und Dämpfung der einzelnen Komponenten des empfangenen Signals relativ zueinander zu bestimmen und daraus einen Gewichtungs koeffizienten abzuleiten, der an späterer Stelle mit dem Emp fangssignal multipliziert wird, um die Signalverzerrung, die durch die Übertragung auf mehreren Kanälen bedingt sind, zu kompensieren.The task of the channel estimator is to delay and Attenuation of the individual components of the received signal to determine relative to each other and from this a weighting derive coefficients, which later with the Emp signal is multiplied by the signal distortion due to the transmission on several channels compensate.

Für jede empfangene Pilotsequenz ermittelt der Channel-Esti mator 21 einen Satz von Gewichtungsfaktoren h_i(t_n), wobei i den Pfad, dem der Gewichtungsfaktor zugeordnet ist, und t_n die Zeit der Übertragung der Pilotsequenz bezeichnet, für die der Gewichtungsfaktor gilt. Ein entsprechender Satz von Ge wichtungsfaktoren h_i(t_n-1), die der Zeit der Übertragung der vorherigen Pilotsequenz entsprechen, ist in dem Interpolator 22 gespeichert.For each pilot sequence received, the channel activator 21 determines a set of weighting factors h _i (t _n ), where i denotes the path to which the weighting factor is assigned and t _n the time of transmission of the pilot sequence to which the weighting factor applies. A corresponding set of weighting factors h _i (t _n-1 ), which correspond to the time of transmission of the previous pilot sequence, is stored in the interpolator 22 .

Gemäß einer ersten, einfachen Ausgestaltung sind die Gewich tungskoeffizienten im Interpolator 22 in der Form von Werte paaren gespeichert, von denen ein Wert den Betrag des Gewich tungskoeffizienten und der andere seiner Phase entspricht.According to a first, simple embodiment, the weighting coefficients are stored in the interpolator 22 in the form of pairs of values, one value of which corresponds to the amount of the weighting coefficient and the other to its phase.

Datensequenzen werden im Puffer 23 für eine Zeitspanne ge puffert, die wenigstens der Dauer eines Slots des Empfangssignals entspricht. Um diese Zeitspanne verzögerte Daten wer den vom Puffer 23 an einen Dateneingang eines Rake-Empfängers 25 ausgegeben. Durch die Verzögerung der Datenausgabe ist si chergestellt, daß die Pilotsequenzen, die in der zeitlichen Abfolge des Empfangssignals vor und hinter der Nutzdatense quenz kommen, bereits empfangen und die ihnen entsprechenden Gewichtungskoeffizienten vom Channel-Estimator 21 ermittelt worden sind, bevor die Daten am Eingang des Rake-Empfängers 25 erscheinen. Der Interpolator 22 wird von der Zeitreferenz 24 so angesteuert, daß er zu Beginn des Erscheinens einer Da tensequenz am Dateneingang des Rake-Empfängers 25 an dessen Koeffizienteneingang die Koeffizienten h_i(t_n-1) liefert, die zu der Pilotsequenz bestimmt worden sind, die den betreffen den Daten unmittelbar vorangeht. Im Laufe der Übergabe der Datensequenz vom Puffer 23 an den Rake-Empfänger 25 nähern sich die vom Interpolator 22 gelieferten Betrags- und Phasen werte der Gewichtungsfaktoren linear den Werten h_i(t_n), die für die unmittelbar nachfolgende Pilotsequenz bestimmt worden sind.Data sequences are buffered in the buffer 23 for a period of time which corresponds at least to the duration of one slot of the received signal. Data delayed by this period of time is output by the buffer 23 to a data input of a rake receiver 25 . The delay in the data output ensures that the pilot sequences that come before and after the user data sequence in the time sequence of the received signal have already been received and the corresponding weighting coefficients have been determined by the channel estimator 21 before the data at the input of the Rake receiver 25 appear. The interpolator 22 is controlled by the time reference 24 in such a way that, at the beginning of the appearance of a data sequence at the data input of the rake receiver 25, it supplies the coefficients h _i (t _n-1 ) at its coefficient input which have been determined for the pilot sequence, which immediately precedes the data concerned. During the transfer of the data sequence from the buffer 23 to the rake receiver 25 , the magnitude and phase values of the weighting factors supplied by the interpolator 22 linearly approximate the values h _i (t _n ) that were determined for the immediately following pilot sequence.

Einer weiterentwickelten Ausgestaltung der Erfindung zufolge überwacht eine Entscheidungseinrichtung 26 die Beträge der vom Channel-Estimator 21 ermittelten Gewichtungsfaktoren h_i(t_n). Wenn für einen der betrachteten Übertragungswege der Betrag des zugehörigen Gewichtungsfaktors h_i(t_n) unter einem vorgegebenen Grenzwert liegt, so steuert die Entscheidungs einrichtung 26 den Interpolator 22 an, um ihn zu veranlassen, den entsprechenden Kompensationskoeffizienten nicht in "polarer" Darstellung als Zahlenpaar aus Betrag und Phase, sondern in "kartesischer" Darstellung als Zahlenpaar aus Re al- und Imaginärteil abzuspeichern. Ein zu diesem Zeitpunkt im Interpolator 22 gespeicherter Kompensationsfaktor h_i(t_n-1), der für die vorhergehende Pilotsequenz für den gleichen Über tragungsweg ermittelt worden ist, wird ebenfalls in die "kartesische" Darstellung umgewandelt. Die Interpolation zwi schen den beiden Werten des Kompensationsfaktors erfolgt mit den gleichen Rechenschritten wie zuvor, infolge der veränderten Darstellung wird jedoch ein anderes Interpolationsergeb nis erhalten.According to a further developed embodiment of the invention, a decision device 26 monitors the amounts of the weighting factors h _i (t _n ) determined by the channel estimator 21 . If for one of the transmission paths under consideration the amount of the associated weighting factor h _i (t _n ) is below a predetermined limit value, the decision device 26 controls the interpolator 22 in order to cause it to use the corresponding compensation coefficient not in a "polar" representation as a pair of numbers from amount and phase, but in a "Cartesian" representation as a pair of numbers from real and imaginary parts. A compensation factor h _i (t _n-1 ) stored in the interpolator 22 at this point in time, which was determined for the previous pilot sequence for the same transmission path, is also converted into the "Cartesian" representation. The interpolation between the two values of the compensation factor is carried out using the same calculation steps as before, but as a result of the changed representation, a different interpolation result is obtained.

Wenn zu einem späteren Zeitpunkt für den Gewichtungsfaktor h_i(t_n+1) wieder ein Betrag oberhalb des Grenzwerts vom Chan nel-Estimator 21 ermittelt wird, wird auch dieser zunächst wieder in der "kartesischen" Darstellung" im Interpolator 22 gespeichert und verarbeitet. Erst wenn ein in der darauffol genden Pilotsequenz ermittelter Gewichtungsfaktor h_i(t_n+2) abermals oberhalb des Grenzwerts liegt, kehrt der Interpola tor zur "polaren" Darstellung der Faktoren, mit Betrag und Phase, zurück.If a value above the limit value is again determined by the channel estimator 21 for the weighting factor h _i (t _{n + 1} ) at a later point in time, this is also stored and processed again in the "Cartesian" representation in the interpolator 22 . Only when a weighting factor h _i (t _{n + 2} ) determined in the subsequent pilot sequence is again above the limit value, does the interpolator return to the "polar" representation of the factors, with amount and phase.

Die Darstellung der vom Interpolator 22 an den Rake-Empfänger 25 gelieferten interpolierten Gewichtungsfaktoren ist selbst verständlich davon unabhängig immer die gleiche.The representation of the interpolated weighting factors supplied by the interpolator 22 to the rake receiver 25 is, of course, always the same regardless of this.

Der Rake-Empfänger ist in der Lage, die Signalenergien aus den verschiedenen Ausbreitungspfaden des Nachrichtensignals aufzusammeln und sie unter Aufhebung der Laufzeitenunter schiede gewichtet zu addieren. Wie in Fig. 7 skizziert, be steht der Rake-Empfänger 25 aus mehreren Zweigen, den soge nannten Fingern, wobei jeder Finger j, j = 1, . . ., N aus einem Verzögerer 30 _j, einem Korrelator 31 _j und einem Multiplizierer 32 _j besteht. Der Korrelator 31 _j führt eine bekannte Korrela tionsoperation des bandbreitengespreizten UMTS-Empfangssi gnals mit einer für den Empfänger spezifischen Codefolge aus, durch die aus der im Empfangssignal gegebenenfalls enthalte nen Überlagerung von für eine Vielzahl von Empfängern be stimmten Nachrichtensignalen der für den betreffenden Empfän ger bestimmte Anteil isoliert wird.The rake receiver is able to collect the signal energies from the different propagation paths of the message signal and to add them weighted while eliminating the transit time differences. As outlined in Fig. 7, the rake receiver 25 consists of several branches, the so-called fingers, each finger j, j = 1,. , ., N consists of a delay 30 _j , a correlator 31 _j and a multiplier 32 _j . The correlator 31 _j carries out a known correlation operation of the bandwidth-widened UMTS reception signal with a code sequence specific for the receiver, by means of which, in the reception signal, optionally contained in the reception signal, certain message signals intended for a plurality of receivers are intended for the receiver in question Portion is isolated.

Der Multiplizierer 32 _j multipliziert die Ausgabe des Korrela tors 31 _j mit dem für den zugeordneten Übertragungspfad gel tenden Gewichtungsfaktor h_j(t), um so die Dämpfung und Pha senverschiebung zu kompensieren, die das Nachrichtensignal auf dem Übertragungspfad erfahren hat. Jeder Finger j detektiert die Daten aus dem ihm zugewiesenen Pfad j, um sie an schließend in einem Addierer 33 gewichtet aufzusummieren und der Weiterverarbeitung zuzuführen. Die Addition der gewichte ten Signalenergien wird auch als Maximum Radio Combining (MRC) bezeichnet. Die Wahrscheinlichkeit ist groß, daß auch bei starken Fadingeinbrüchen auf den einzelnen unkorrelierten Pfaden immer in mindestens einem der Finger des Rake-Empfän gers ein akzeptables Empfangssignal vorhanden ist. Die maxi mal mögliche Anzahl zu detektierender Pfade hängt von der An zahl der Finger ab. Mit dem in Fig. 7 dargestellten Empfän ger können maximal N Pfade detektiert werden.The multiplier 32 _j multiplies the output of the correlator 31 _j by the weighting factor h _j (t) applicable to the associated transmission path so as to compensate for the attenuation and phase shift that the message signal has experienced on the transmission path. Each finger j detects the data from the path j assigned to it, in order to subsequently add them up in a weighted manner in an adder 33 and to pass them on for further processing. The addition of the weighted signal energies is also referred to as maximum radio combining (MRC). The probability is high that even with strong fading drops on the individual uncorrelated paths, an acceptable reception signal is always present in at least one of the fingers of the rake receiver. The maximum number of paths to be detected depends on the number of fingers. A maximum of N paths can be detected with the receiver shown in FIG. 7.

Fig. 2 zeigt nun das Ergebnis einer Interpolation der Kurve 1 aus Fig. 1, das mit dem Interpolator des oben beschriebe nen Empfängers in der einfachen Ausgestaltung ohne die Ent scheidungseinheit 26 erhalten wird. Hier führt der Interpola tor 22 sämtliche Interpolationen in polarer Darstellung aus. Man erkennt, daß die Interpolation zwischen den Punkten 2 und 3 genauer ist als im in Fig. 1 dargestellten Fall der karte sischen Interpolation. Die strichpunktiert dargestellte in terpolierte Kurve schneidet sogar den tatsächlichen Verlauf. Zwischen den Punkten 3 und 4 beziehungsweise 5 und 6 ist die Qualität der Interpolation ähnlich der aus Fig. 1. Wie man am Beispiel des Kurvenstücks zwischen den Punkten 3 und 4 sieht, sind bei der polaren Interpolation im Gegensatz zur kartesischen durchaus Verläufe der interpolierten Kurve mög lich, die außerhalb von der Kurve 1 umrandeten Gebiets lie gen. Fig. 2 now shows the result of an interpolation of curve 1 from Fig. 1, which is obtained with the interpolator of the above-described NEN receiver in the simple embodiment without the decision unit 26 . Here, the interpolator 22 performs all interpolations in a polar representation. It can be seen that the interpolation between the points 2 and 3 is more precise than in the case of the map interpolation shown in FIG. 1. The dash-dotted, interpolated curve even cuts the actual course. Between points 3 and 4 or 5 and 6, the quality of the interpolation is similar to that of Fig. 1. As can be seen from the example of the curve section between points 3 and 4 , in contrast to the Cartesian, polar interpolation does have courses of the interpolated curve possible, lying outside the area bordered by curve 1 .

Im Abschnitt zwischen den Punkten 4 und 5 weicht der Verlauf der polar interpolierten Kurve aus Fig. 2 stärker vom tat sächlichen Verlauf der Kurve ab als bei der linearen Interpo lation nach Fig. 1. Der Grund dafür ist offensichtlich der, daß die Beträge der Gewichtungsfaktoren per definitionem nur positiv sein können, so daß Verläufe der Kurve 1 in der Nähe des Koordinatenursprungs nur schlecht approximiert werden können. Dieses Problem läßt sich jedoch mit Hilfe der Entscheidungseinrichtung 26 und des zwischen polarer und karte sischer Darstellung umschaltbaren Interpolators beheben, wie Fig. 3 zeigt. Die gestrichelte Ellipse 7 veranschaulicht hier einen Grenzwert des Betrags des Gewichtungsfaktors, der als Kriterium für die Umschaltung zwischen kartesischer und polarer Interpolation herangezogen wird. Die Kurve 7 er scheint in der Figur elliptisch aufgrund der ungleichen Maß stäbe der Achsen von Real- und Imaginärteil. Der Punkt 5 ent spricht einem Gewichtungsfaktor mit Betrag unterhalb des Grenzwerts. Deswegen erfolgt die Interpolation zwischen den Punkten 4 und 5 sowie zwischen 5 und 6 im Beispiel der Fig. 3 kartesisch. Die in Fig. 3 dargestellte Interpolation ap proximiert den Verlauf der Kurve 1 besser als jeweils nur kartesische oder nur polare Interpolation.In the section between points 4 and 5 , the course of the polar interpolated curve from FIG. 2 deviates more from the actual course of the curve than with the linear interpolation according to FIG. 1. The reason for this is obviously the fact that the amounts of the weighting factors can only be positive by definition, so that curves of curve 1 in the vicinity of the coordinate origin can only be poorly approximated. This problem can, however, be resolved with the aid of the decision device 26 and the interpolator which can be switched between polar and map representation, as shown in FIG. 3. The dashed ellipse 7 here illustrates a limit value for the amount of the weighting factor, which is used as a criterion for the switchover between Cartesian and polar interpolation. The curve 7 he appears elliptical in the figure due to the unequal scales of the axes of the real and imaginary part. Point 5 corresponds to a weighting factor with an amount below the limit. For this reason, the interpolation between points 4 and 5 and between 5 and 6 in the example of FIG. 3 is Cartesian. The interpolation ap shown in FIG. 3 approximates the course of curve 1 better than only Cartesian or only polar interpolation.

Die Fig. 4 und 5 zeigen jeweils die Ergebnisse einer Simu lation der Bitfehlerrate (BER) eines UMTS-Empfängers in Ab hängigkeit vom Signal-Rausch-Leistungsverhältnis (E_b/N₀), einmal ohne Interpolation im Fall von Fig. 4 und mit polarer Interpolation im Fall der Fig. 5, unter Zugrundelegung des Vehicular-A-Modells mit einer Empfängergeschwindigkeit von 120 km/h, unter Verwendung eines vierfingrigen Rake-Empfän gers. Bei einem guten Signal-Rausch-Verhältnis E_b/N₀ von 9 dB stehen sich Bitfehlerraten von 5 × 10^-4 für das interpolierte und 9 × 10^-4 für das nicht interpolierte Signal gegenüber, also eine Verbesserung durch Interpolation fast um den Faktor 2. Bei einer mittleren Empfangsqualität (E_b/N₀ = 7 dB) betra gen die Fehlerraten 10 ^-2 beziehungsweise 4 × 10^-2, was einer Fehlerunterdrückung durch Interpolation um einen Faktor 4 entspricht. Zu kleineren Signal-Rausch-Verhältnissen nehmen die Unterschiede wieder ab, was zu erwarten ist, denn mit zu nehmend schlechterer Empfangsqualität muß die Bitfehlerrate gegen den Zufallswert 0,5 konvergieren. FIGS. 4 and 5, the results show, respectively, a simu lation of the bit error rate (BER) of a UMTS receiver in Ab dependence on the signal-to-noise power ratio (E _b / N _0), even without interpolation in the case of Fig. 4 and with polar interpolation in the case of Fig. 5, h on the basis of the Vehicular a model having a receiver speed of 120 km /, using a four-fingered rake receptions and seminars gers. With a good signal-to-noise ratio E _b / N ₀ of 9 dB, bit error rates of 5 × 10 ^-4 for the interpolated and 9 × 10 ^-4 for the non-interpolated signal contrast, i.e. an improvement by interpolation almost by the factor 2. With a medium reception quality (E _b / N ₀ = 7 dB), the error rates are 10 ^-2 or 4 × 10 ^-2 , which corresponds to error suppression by interpolation by a factor of 4. With smaller signal-to-noise ratios, the differences decrease again, which is to be expected, because with an increasingly poor reception quality, the bit error rate must converge to the random value 0.5.

Claims

1. A method for estimating time-varying, complex weighting factors of different transmission paths for a message signal transmitted on the different paths between a transmitter and a receiver, in which current values of weighting factors are measured at two different measuring times and for times lying between the two measuring times Applicable weighting factors are estimated by an interpolation calculation, characterized in that the interpolation calculation comprises an interpolation between the amounts of the measured weighting factors and an interpolation between the phases of the measured weighting factors.

2. The method according to claim 1, characterized in net that the interpolation is linear.

3. The method according to claim 1 or 2, characterized records that a limit on the amount of weighting factor of at least one of the transmission paths and that an interpolation between the real parts and the imaginary parts is performed if at least one of the two weight values measured for the transmission path has an amount below the limit, and that otherwise the interpolation between the amounts and is performed between phases.

4. The method according to any one of the preceding claims characterized by that the weighting factors based on a periodically inserted into the message signal, recurring measurement sequence can be measured.

5. The method according to any one of the preceding claims characterized in that the received message tens signal with the abge by the interpolation calculation estimated weighting factors multiplied and the sum of the obtained products is formed, and that in the news symbols contained in the tensignal are extracted from the sum.

6. The method according to any one of the preceding claims, since characterized in that the message signal is a CDMA, especially a W-CDMA signal according to UMTS specifics tion is.

7. The device, in particular a receiver for a message signal, with a measuring device ( 21 ) for measuring weighting factors, each of which is assigned to one of several transmission paths, on which the message signal can be transmitted from a transmitter to the receiver, based on one of the signals inserted measuring sequence, an interpolator ( 22 ) for generating interpolated weighting factors on the basis of measured weighting factors obtained for successively transmitted measuring sequences, and a correlation device ( 25 ) for multiplying the received message signal by the interpolated weighting factors and adding the products obtained to a compensated message signal , characterized in that the interpolator ( 22 ) is arranged to interpolate for each transmission path between the amounts of the measured weighting factors and an interpolation between the phases of the measured weighting factors to execute.

8. The device according to claim 7, characterized in that the interpolator ( 22 ) is further set up to carry out ei ne interpolation between the real parts and the imaginary parts of the measured weighting factors, and is connected to a decision device ( 26 ) which interpolates between the real parts or the imaginary parts of the measured weighting factors if at least one of the amounts measured by the measuring device ( 21 ) is below a predetermined limit value, and otherwise causes an interpolation between the amounts or the phases of the measured weighting factors.

9. The device according to claim 7 or 8, characterized in that the correlation device is a rake-Emp catcher ( 25 ).

10. Device according to one of claims 7 to 9, characterized by a buffer ( 23 ) for buffering a data sequence of the message signal transmitted between two measurement sequences.

11. The device according to one of claims 7 to 10, characterized characterized that it is a UMTS receiver.