DE19900342A1 - Begrenzerschaltung für Differenztreiber - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft das Begrenzen der Spannung von Diffe­ renztreibern. Insbesondere betrifft die Erfindung das Gebiet der digitalen Datenübertragung und darin die Verbesserung der Zuverlässigkeit der digitalen Datenübertragung über lange Strecken (Kabel), insbesondere die Reduzierung von struktur- bzw. musterabhängigen stochastischen Schwankungen des Signals über lange Strecken (Kabel). Die Erfindung soll eine Begrenzer­ schaltung bereitstellen zum Reduzieren von struktur- bzw. mu­ sterabhängigen Schwankungen bei der digitalen Datenübertragung bzw. beim Empfang mittels einer Amplitudenbegrenzung und auch zum Hochfrequenzfiltern bei einer solchen Übertragung bzw. ei­ nem solchen Empfang.

Zum Stand der Technik

Digitale Daten werden typischerweise zwischen elektronischen Einrichtungen, wie Telefonen, Faximile-Geräten, Computern und dergleichen, über einfache elektrische Kabel übertragen. Ein solches Kabel kann ein einfaches Paar verdrillter Drähte sein, deren Impedanz bei etwa 50 bis 100 Ohm liegt, was ein hinnehm­ barer Wert ist, mit dem im allgemeinen gerechnet wird. Wenn aber derartige Kabel zur Übertragung von Daten über größere Strecken (was als Strecken über 30 m definiert werden kann) verwendet werden sollen und/oder wenn die Übertragungsgeschwin­ digkeit groß wird, wird das Kabel selbst eine bestimmende Kom­ ponente im Gesamtsystem weil sein wachsender Widerstand Daten­ übertragungsfehler am Empfangsende des Kabels verursachen kann, wobei der Übertragungsfehler insbesondere mit erhöhten Anforde­ rungen an die Impuls-Flanken der Bit-Strukturen zusammenhängt. Im Rahmen einer vereinfachten Darstellung reicht es aus, sich das Übertragungskabel als ein einfaches Paar von Drähten vorzu­ stellen, die an einen Transmitter (Übertrager) angeschlossen sind, der zu einem Zeitpunkt jeweils an einen Draht des Paares ein Signal und an den anderen Draht des Paares ein sog. Signal- Komplement anlegt. Das Signal ist insbesondere binär und zu je­ dem Zeitpunkt ist an einem Draht über den Transmitter entweder ein HOCH-Signal oder ein TIEF-Signal angelegt, während das Kom­ plement dieses Signals an den anderen Draht des Paares angelegt ist. Es versteht sich, daß jeder der Drähte jedes der beiden Signale übertragen kann. Die beiden Drähte werden typischerwei­ se an einen Differenzempfänger angeschlossen, damit die Daten verarbeitet werden können.

Unter idealen Übertragungs-/Empfangsbedingungen werden die am Übertragungsende der Strecke angelegten Signale exakt am Emp­ fänger reproduziert. Dies wird dann erreicht, wenn die An­ stiegszeit und die Abfallzeit der Spannungspulse am Kabel (also die Flanken für Übergänge von TIEF nach HOCH bzw. von HOCH nach TIEF) sehr gut definiert und gleichbleibend sind. Dies ist zwar physikalisch streng genommen unmöglich, weil das Kabel eine reale physikalische Größe mit ihren eigenen charakteristischen Impedanzwerten ist, was zu endlichen Anstiegs- und Abfallzeiten führt, jedoch reicht es für praktische Zwecke aus, daß diese Zeitspannen kurz sind im Vergleich zur Dauer der einzelnen Pul­ se, die das digitale Signal bilden.

Wird aber die Übertragungsstrecke länger - womit eine Verlänge­ rung der Anstiegszeiten einhergeht - und werden die Übertra­ gungsraten größer - womit eine Verkürzung der Pulslänge einher­ geht -, wird es zunehmend schwieriger, sicherzustellen, daß das vom Empfänger aufgenommene Signal eine eindeutige Korrelation zu dem Signal hat, welches am Transmitter-Ende des Kabels auf­ gegeben worden ist. Es besteht zwar keine Notwendigkeit, daß diese beiden Signale exakt identisch sind, jedoch ist es erfor­ derlich, daß die Korrelation nicht von den Übertragungseinzel­ heiten abhängt, wie der besonderen Folge von HOCHs und TIEFs, die übertragen wird.

Es sei angemerkt, daß diese Erörterung die meisten Transmis­ sionssysteme betrifft, wobei die Definitionen dessen, was HOCH bzw. TIEF ist, unterschiedlich sein können. Insbesondere be­ zieht sich die Erörterung auf Systeme, bei denen ein "HOCH"- Spannungspegel im allgemeinen als VOH angesprochen wird, wäh­ rend ein "TIEF"-Spannungspegel im allgemeinen als VOL angespro­ chen ist. Die besonderen Spannungspegel und die Übergänge zwi­ schen VOH und VOL hängen von den Einzelheiten der Übertragungs- /Empfangsschaltkreise ab, die die Übertragungen durchführen. Bei beispielsweise Systemen mit emitter-gekoppelter Logik (ECL) und Differenzsystemen mit geringer Spannung (LVDS) sind die Übergänge zwischen VOH und VOL relativ klein, beispielsweise in der Größenordnung von 700 mV. Andererseits können bei Systemen mit Transistor-Transistor-Logik (TTL) die Übergänge zwischen VOH und VOL wesentlich größer sein, beispielsweise in der Grö­ ßenordnung von 2 V oder mehr.

Um eine reproduzierbare Datenübertragung zu erreichen, muß eine Korrelation bestehen zwischen den HOCH/TIEF- oder TIEF/HOCH- Kreuzungspunkten am Transmitter und den entsprechenden Kreu­ zungspunkten am Empfänger. Wird eine derartige Korrelation (Beziehung) nicht erreicht, kann ein ankommendes Signal nicht richtig "übersetzt" werden und es können Informationsbits ver­ lorengehen weil sie nicht genau lesbar sind. Auch wenn die zu­ gehörigen Kreuzungspunkte (Übergänge) an den zwei Enden des Ka­ bels nicht zu genau gleichen Zeitpunkten auftreten, ist es wichtig, sicherzustellen, daß jede mögliche existierende Verzö­ gerung konstant bleibt und insbesondere nicht von den Struktu­ ren der HOCHs und TIEFs abhängt, die vom Transmitter aufgegeben werden.

Fig. 1 zeigt schematisch ein vereinfachtes Übertragungs- /Empfangssystem entsprechend den vorstehenden Erläuterungen. Ein Eingangssignal 5 erzeugt am Eingangstreiber 6 ein Signal und dessen Komplement, bevor diese Signale an das Transmit­ terende einer Signalleitung 8 bzw. einer Komplement-Signallei­ tung 9 angelegt werden. Die Empfangsenden der Leitung sind mit einem Eingangstreiber bzw. Übersetzer 7 verbunden, wobei es sich im allgemeinen um einen Differenztreiber handelt. Durch diese Schaltungsanordnung werden HOCH/TIEF-Zeichenfolgen, die eine digitalisierte Information darstellen - wie Sprache, Mu­ sik, Bilder etc. - von einem Ort zum anderen übertragen. Die Übertragungsgüte dieser Zeichenfolge ist hier von Interesse. Das hier angegangene technische Problem ist der Datenverlust aufgrund von Schwankungen der Übergangszeitpunkte, welche ih­ rerseits auf Variationen der Übergangszeitspannen von HOCH nach TIEF aufgrund der Zeichenfolgenstruktur beruhen.

Hat die Ladungszeitspanne der Übertragungsleitung Signifikanz in Bezug auf die Pulsbreite des vom Transmitter an die Leitung angelegten Signals, dann variiert die Amplitude des HOCH- Pulses, der vom Empfänger erhalten wird, mit der Signalstruk­ tur. Um dies zu erkennen, sei zunächst angenommen, daß das vom Transmitter angelegte Signal aus einer einfachen Folge von Pul­ sen 01010101010101 besteht, also der höchstmöglichen Übertra­ gungsfrequenz. Ist die Anstiegszeitspanne der Übertragungslei­ tung größer als die Pulslänge, erreicht die vom Empfänger er­ haltene Spannung während eines einzigen HOCH-Pulses nicht den Maximalwert VOH, vielmehr wird die Spannung am Empfänger immer noch steigen wenn der Übergang von HOCH nach TIEF angelegt wird. Im Extremfall kann das Übertragungskabel den Transmitter so weit entladen, daß die vom Empfänger erhaltene Spannung nie­ mals einen eindeutigen HOCH-Pegel erreicht, der bei dem be­ stimmten VOH-Wert des gegebenen Übertragungs-/Empfangssystem vorgesehen ist. Dies ist nicht genau die hier interessierende Situation, vielmehr interessiert hier eine Situation, in der die Spannung am Empfänger einen Pegel erreicht, der höher ist als eine minimale VOH aber kleiner als eine ideale VOH, und zwar in einer Zeitspanne entsprechend einer Pulslänge (Pulsbreite). Obwohl also die Spannung am Empfänger nicht den vom Transmitter angelegten Pegel erreicht, ist sie HOCH genug, um am Empfängerende einen Übergang von TIEF nach HOCH zu verur­ sachen. Somit ergibt sich, daß, bis zu einem bestimmten Punkt, je mehr HOCH-Pulse in Folge übertragen werden, um so höher die am Empfänger erreichte Spannung ist. Dieses verursacht als sol­ ches zwar noch kein Problem, da alles, was über der minimalen VOH liegt, als HOCH gelesen wird. Das Problem wird dadurch ver­ ursacht, daß je höher die Übertragungskabel-Spannung ist wenn ein Übergang von HOCH nach TIEF angelegt wird, es um so länger braucht, bis die Spannung auf der Übertragungsleitung auf den Kreuzungspunkt fällt, d. h. auf die Spannung, bei der der Empfänger den Übergang nach TIEF feststellt. Beispielsweise wird der Übergang von HOCH nach TIEF am Empfänger in der Mitte der Zeichenfolge für die Folge 11110000 zu einem anderen Zeit­ punkt erfolgen als bei der Zeichenfolge 01010000. Da im allge­ meinen die in Rede stehenden Systeme durch einen internen Sy­ stem-Taktgeber getrieben werden, bedeutet dies, daß in Abhän­ gigkeit von der besonderen Art der übertragenen Datenfolge der Zeitpunkt, zu dem ein bestimmter Übergang von HOCH nach TIEF erfolgt, von der Takt-Übergangszeit um einen Betrag abweichen wird, der von der vorangegangenen Signalfolge abhängt. Dieses Hin- und Herschieben um die Takt-Periode wird im allgemeinen als Schwankung bezeichnet, ein Phänomen, das unbestimmte Signalpegel zur Folge haben kann, was wiederum den Verlust ei­ nes Bits bedeuten kann. Zwar ist der Verlust eines einzigen Bits nicht unbedingt bedeutsam, es ist jedoch höchst uner­ wünscht, hohe Bit-Fehlerraten bei Übertragungen hinzunehmen.

Es scheint keinen Stand der Technik zu geben, der die vorste­ hend erläuterten Schwankungen betrifft. Wie weiter unten näher erläutert ist, reduziert die vorliegende Erfindung diese Schwankungen mit einer dioden-basierten Begrenzung (Klemmung, Koppelung) der Eingangsspannung am Empfänger. Es gibt selbst­ verständlich Stand der Technik, der Dioden verwendet, um Ein­ gangssignale in Verstärker zu kappen, beispielsweise zum Schutz gegen elektrostatische Spitzen. Beispielsweise beschreibt das U. S. Patent 5,589,813 (Nielsen, 1996) die Verwendung eines Paa­ res von Dioden als Einrichtung in einem Kommunikationssystem, die im wesentlichen einen Schutz gegen eine elektrostatische Entladung (ESD) bietet. Nielsen bietet somit einen Stromweg für Spannungsübergänge, die entweder auftreten oder auch niemals auftreten können. Dies hat nichts zu tun mit der Verwendung von Dioden zur Vermeidung der musterabhängigen Schwankungen auf Übertragungsleitungen, die ohne diese Einrichtungen regelmäßig auftreten würden. Nielsen verwendet überdies einen Kondensator in Reihe mit den Dioden, wobei der Kondensator eine Öffnung des Schaltkreises einschließlich des Dioden-Stromweges nach einem Übergang von HOCH und TIEF-Signalen bewirkt, wodurch eine wei­ tere Signalübertragung durch den offenen Stromweg verhindert wird. Was hingegen für die Zwecke der vorliegenden Erfindung gebraucht wird, ist eine Schaltung, die aktiv Spannungssignale mit zu großer Amplitude begrenzt (blockiert), die insbesondere eine musterabhängige Schwankung bedeuten. Mit anderen Worten: gebraucht wird eine Schaltung, die die relative maximale Ampli­ tude zwischen den komplementären Signalen begrenzt, die von dem Differenzialpaar der Übertragungslinien geliefert werden. Dabei soll der Schaltkreis während Signalübergängen und während be­ stimmter Muster von entweder HOCH- oder TIEF-Übertragungen wirksam bleiben. Weiterhin ist dabei bevorzugt die Schaltung so ausgestaltet, daß sie zusätzlich zum Begrenzen (Klemmen) eine vorteilhafte Hochfrequenzfilterung bewirkt. Besonders bevorzugt wird die genannte Schaltung so ausgestaltet, das sie in einfa­ cher Weise mit vorhandenen Differenzverstärkern kompatibel und in einfacher Weise herzustellen ist.

Dementsprechend ist es Aufgabe der Erfindung, Mittel und Ver­ fahren bereitzustellen, mit denen musterabhängige Schwankungen am Empfängerende einer Übertragungsstrecke für digitale Daten reduziert werden können.

Eine dies technische Problem lösende Schaltung ist mit bevor­ zugten Ausgestaltungen in den Patentansprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung stellt eine Schaltung bereit, die die relative Maximalamplitude zwischen komplementären Signalen begrenzt, die von einem Differentialpaar von Übertragungsleitungen abgegeben werden. Die Erfindung erreicht die Reduzierung der Schwankungen mit einer einfachen Schaltung, die geeignet ist, in bestehenden Systemen nachgerüstet zu werden, die aber auch direkt in Empfängern für hochfrequente Digitaldaten vorgesehen werden kann. Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung lei­ stet die vorgeschlagene Schaltung auch eine gewisse Hochfre­ quenzfilterung zusätzlich zur Verringerung der musterabhängigen Schwankungen.

Die Erfindung ist eine einfache, dioden-basierte Baueinheit, die mit bestehenden Differenztreibern, wie sie weithin beim Empfang und der Wandlung von übertragenen digitalen Daten ver­ wendet werden, verbindbar ist. Der Einsatz der erfindungsgemä­ ßen Schaltung ist insbesondere vorgesehen (aber nicht hierauf begrenzt) für Übertragungssysteme mit relativ langen Strecken. In ihrer einfachsten Form weist eine erfindungsgemäße Schal­ tungsgruppe ein Paar entgegengesetzter Dioden in einer Schal­ tung auf, die bei Einfügung in die Übertragungsleitung bewirkt, daß beide Dioden über die zwei Drähte geschaltet sind, welche das Übertragungsleitungspaar bilden. Vorzugsweise, aber nicht notwendigerweise, erfolgt diese Einfügung zwischen dem Empfän­ gerende der Übertragungsleitung und dem Eingang des Empfängers, nahe dem Eingangstreiber. Neben dieser Einfügung in die Über­ tragungsschaltung ist es auch möglich, die erfindungsgemäße Schaltung als integralen Teil des Empfänger-Eingangstreibers herzustellen. Die Standard I-V-Charakteristiken herkömmlicher Dioden reichen aus, um die Zwecke der Erfindung zu erreichen. Mit anderen Worten, für die Zwecke der vorliegenden Erfindung ist es erforderlich, eine Einrichtung vorzusehen, die für alle im gegebenen Fall in Frage kommenden Spannungen in einer Rich­ tung (der Sperrichtung der Diode) blockiert, d. h. keinen Strom leitet, während für alle Spannungen in der anderen Richtung (der Vorwärtsrichtung der Diode) oberhalb einer bestimmten Schwellenwertspannung V_T die Einrichtung leitend ist. Dies be­ grenzt die Spannungen auf jedem Transmissionsleitungspaar, so daß die Spannung auf einer Leitung niemals um mehr als V_T über der Spannung auf der anderen Leitung liegt. Die beiden Dioden funktionieren zusammen; eine von beiden ist jeweils "aktiv" in dem Sinne, daß sie das HOCH-Signal in dem Draht begrenzt, der mit ihrem Anodenende verbunden ist. In der gleichen Zeitspanne ist die andere Diode nicht-leitfähig. Die Differenz der Signalamplituden zwischen dem Differenzübertragungspaar ist als Funktion der Struktur der Dioden auswählbar.

Zwar läßt sich die Erfindung in Form einzelner Dioden am besten erläutern, jedoch kann die Diodenanordnung gemäß der vorliegen­ den Erfindung durch jede Einrichtung verwirklicht werden, die ein Schwellenpotential mit der oben beschriebenen I-V- Charakteristik aufweist. Neben einfachen Dioden können auch an­ dere Halbleitereinrichtungen, wie dioden-verdrahtete Transisto­ ren oder Mehrfachdioden, die in Reihe oder parallel geschaltet sind, eingesetzt werden. Beim Betrieb wird die diodenartige Einrichtung einer bestimmten Übertragungsleitung aktiviert wenn ihr Leitungs-Schwellenwert erreicht ist. Am häufigsten wird dies derart geschehen, daß die Diode in Durchlaßrichtung vorge­ spannt wird, die erforderlich ist, um den Amplitudenausschlag (Pegelabstand) zwischen dem Übertragungspaar zu begrenzen. Da jeweils die eine oder die andere Übertragungsleitung eines Ver­ bindungspaares oder eines verdrillten Drahtpaares jeweils auf HOCH-Potential liegen wird, ist jeweils eine der zwei anti­ parallelen Dioden wirksam, während die andere nicht wirksam ist. Die Begrenzungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung ist deshalb im wesentlichen immer in Abhängigkeit von der gege­ benen Zeichenfolge aktiv.

Die diodenartige Einrichtung kann so maßgeschneidert werden, daß sie bei einem Potential ihre Begrenzungswirkung hat, das für ein bestimmtes Transmissionssystem geeignet ist, in dem die Einrichtung verwendet wird und von dem sie ein Teil ist. Es ist der Einschalt-Schwellenwert der verwendeten diodenartigen Ein­ richtung, der das Ausmaß der Begrenzung (Verriegelung) be­ stimmt. Der Schwellenwert kann z. B. so klein sein wie 400 mV oder sehr viel größer als dies, je nach dem besonderen Übertra­ gungssystem. Zu diesem Zweck können eine oder mehrere Dioden hinzugefügt werden zu einer oder beiden der diodenartigen Ein­ richtungen, die quer über das Übertragungsleitungspaar geschal­ tet sind. Eine Möglichkeit, das ausgewählte Begrenzungspoten­ tial festzulegen ist, den Wert entsprechend der Maximalamplitu­ de der höchsten Frequenz des Übertragungsmusters, z. B. 0101010101 festzulegen, so daß die Potentialschwingung keine Zeit findet, unakzeptabel anzuwachsen.

Die Erfindung reduziert also die musterabhängigen Schwankungen durch Begrenzung bzw. Festlegung der Amplitudendifferenz zwi­ schen den Potentialen auf dem Übertragungsleitungspaar. Ein Vorteil einer einfachen Verwirklichung der erfindungsgemäßen Schaltung liegt in der mit den verwendeten diodenartigen Ein­ richtungen verbundenen Kapazität, die bewirkt, daß hochfrequen­ tes Rauschen ausgefiltert wird, so daß es nicht am Empfän­ gereingang erscheint. Auf diese Weise wirkt die Einrichtung wie ein Filter mit ziemlich geringem Hochfrequenzrauschen (geringen Streukapazitäten in der Größenordnung von wenigen pF).

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung mit weite­ ren Einzelheiten erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine vereinfachte Darstellung einer herkömmlichen Übertragungsschaltung mit einem Ausgangstreiber, einem Übertragungsleitungspaar und einem Ein­ gangstreiber;

Fig. 2 eine vereinfachte schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Begrenzerschaltung, die mit ei­ nem Ausgangstreiber, einem Übertragungsleitungs­ paar und einem Eingangstreiber zusammenwirkt;

Fig. 3 ein vereinfachtes Diagramm einer Begrenzerschal­ tung aus einem Paar entgegengesetzt gerichteter Dioden;

Fig. 4 eine vereinfachte Darstellung einer anderen Aus­ führungsform einer Begrenzerschaltung mit aufge­ stockten Dioden;

Fig. 5 ein vereinfachtes Ersatzschaltbild einer Be­ grenzerschaltung mit einer parasitären Kapazität, die mit durch die den begrenzenden Dioden bedingt ist; und

Fig. 6 eine schematische Darstellung der Wirkung der Be­ grenzerschaltung auf ein Signal, das von einem Ausgangstreiber über ein Übertragungsleitungspaar an einen Empfänger übertragen wird.

Wie Fig. 2 zeigt, weist eine Treiber-Begrenzerschaltung 10 ein parallel geschaltetes Paar von entgegengesetzt gerichteten di­ odenartigen Einrichtungen 11 und 12 auf. Der Begriff "diodenartige Einrichtung" ist als Diode zu verstehen oder als ein entsprechend einer Diode wirkendes Bauteil. Nachfolgend wird nur noch kurz von "Dioden" gesprochen. Die Dioden 11 und 12 sind anti-parallel (entgegengesetzt) gerichtet und zwischen zwei komplementäre Übertragungsleitungen 13 und 14 geschaltet, die von einem Übertragungsausgangstreiber 15 zu einem Empfänger 16 führen. Die komplementären Übertragungsleitungen 13 und 14 können irgendeine Art von Differenzleitungen, z. B. ein ver­ drilltes Drahtpaar sein, mit dem elektrische Signale von einem Ort zum anderen übertragen werden. Die Treiber-Begrenzerschal­ tung 10 kann mit jeder Art Differenztreiber eingesetzt werden, darunter beispielsweise jede Art von Wandler, wie ein ECL zu TTL-Wandler, ein ECL zu CMOS-Wandler, oder ein Puffer für den Ausgangslastfaktor. Die Begrenzerschaltung 10 ist eine aktive Einrichtung zum Begrenzen (Beschneiden) der Potentiale, die bei Signalübertragung auf den Leitungen 13 und 14 zum Empfänger 16 auftreten, so daß die Amplitudendifferenz zwischen den komple­ mentären Signalen wohldefiniert bleibt. Im Zusammenhang mit der Erfindung bedeutet der Begriff "aktive Einrichtung", daß die Treiber-Begrenzerschaltung 10 bei der überwiegenden Mehrzahl aller typischen Übertragungsbedingungen wirksam ist.

Wenn im Betrieb die Übertragungsleitung 13 eine Folge von HOCH- Signalen und die Übertragungsleitung 14 eine komplementäre Fol­ ge von TIEF-Signalen überträgt, dann ist die Diode 12 so ausge­ wählt, daß sie die HOCH-Signale auf den Einschalt-Schwellen­ wert der Diode 12 begrenzt, wobei ihre Anode mit der Leitung 13 verbunden ist. Unter diesen Bedingungen ist die Diode 11 im we­ sentlichen ausgeschaltet. Die Funktion der Dioden 11 und 12 ist umgekehrt, wenn ein Übergang der Ausgangssignale von HOCH nach TIEF auf den Übertragungsleitungen 13 und 14 stattfindet. Die Dioden 11 und 12 stellen sicher, daß die Amplitude der auf den Übertragungsleitungen 13 und 14 übertragenen Signale während der Übertragung einer Folge von Signalen mit gleichem Poten­ tial, z. B. 0000011111 im Gegensatz zu einer Signalfolge wie 0101010101, nicht zu stark über eine gewünschte Amplitudendif­ ferenz hinausschwingt. Wie oben bereits erwähnt ist, kann die maximale Amplitudenschwingung, die mit einer Signalfolge höch­ ster Frequenz 0101010101 einhergeht als Vergleichswert zum Ein­ stellen des Begrenzungspotentials hergenommen werden, welches mit der Begrenzerschaltung 10 erreicht werden soll.

Bei einem einfachen Ausführungsbeispiel der Begrenzerschaltung 10 sind die diodenartigen Einrichtungen 11 und 12 einfach gemäß Fig. 3 eine erste Diode 17 und eine zweite Diode 18, die in entgegengesetzter Richtung geschaltet sind. Die Dioden 17 und 18 sind hinsichtlich ihrer technischen Daten so gewählt, daß sie eine Begrenzung auf ein gewünschtes Potential bewirken. Beispielsweise können die Dioden 17 und 18 einfache p-n-Über­ gänge aufweisen mit Einschalt-Schwellenwerten bei etwa 400 mV, was z. B. für LVDS-Schaltungen geeignet ist, oder die Einschalt- Schwellenwerte können bei etwa 700 mV liegen, was für ECL- Systeme geeignet ist. Beide Dioden 17 und 18 können die glei­ chen Schwellwert-Charakteristiken haben oder sie können unter­ schiedlich sein, je nach den im Einzelfall geforderten Begren­ zungsbedingungen.

Die in Fig. 2 gezeigten diodenartigen Einrichtungen 11 und 12 können jeweils mehr als eine Diode aufweisen, was in Fig. 4 gezeigt ist, worin die diodenartige Einrichtung 11 eine erste Diode 17 aufweist, während die diodenartige Einrichtung 12 ein Paar von Dioden 19 und 20 enthält. Jede Komponente der dioden­ artigen Einrichtungen 11 und 12 kann gleichwertig sein oder es können einzelne Komponenten gemischt werden, so daß die Gesamt- Charakteristik der Begrenzerschaltung 10 die gewünschten Eigen­ schaften hat. Beispielsweise kann die Diode 19 eine Schwellen­ wert-Einschaltspannung von etwa 700 mV haben, während die Diode 20 einen Einschalt-Schwellenwert von nur 400 mV aufweist. Ein Vorteil der Begrenzerschaltung 10 liegt darin, daß ihre aktive und selektive Begrenzungswirkung erreichbar ist durch diodenar­ tige Einrichtungen 11 und 12 mit geeigneten charakteristischen Daten. Fachleute der Halbleiterherstellung wissen, wie derarti­ ge Dioden herstellbar sind. Die Begrenzerschaltung 10 kann so ausgelegt werden, daß sie praktisch jede gewünschte Amplituden­ differenz fixiert, wobei vorzugsweise - aber nicht notwendiger­ weise - die Maximalamplitude gewählt wird, die der Zeichenfolge mit höchster Frequenz entspricht. Die Auslegung der Begrenzer­ schaltung kann auf andere Systemparameter erstreckt werden.

Die diodenartigen Einrichtungen 11 und 12 können Teil einer diskreten Baugruppe sein oder sie können auch (z. B. integra­ les) Teil des Ausgangstreibers 15 oder des Empfängers 16 sein.

Wie Fig. 5 schematisch zeigt, enthält der Begrenzerschaltkreis 10 eine parasitäre Kapazität 21, die der Äquivalenzkapazität der diodenartigen Einrichtungen 11 und 12 entspricht. Die Fig. 5 mit der Kapazität 21 ist ein reines Ersatzschaltbild, d. h. es ist kein besonderes Bauteil als Kapazität in der Begrenzer­ schaltung 10 erforderlich. Eine Kapazität 21 kann nicht vermie­ den werden, wenn Halbleiterbauteile verwendet werden und in je­ dem Falle ergibt sich hier der zusätzliche Vorteil einer gewis­ sen Hochfrequenzfilterung. Dies bedeutet, daß die Kapazität 21, die z. B. im Bereich von 5 bis 20 pF liegen kann wenn die diodenartigen Einrichtungen 11 und 12 so ausgelegt sind, daß sie typische Übertragungspotentiale begrenzen, die Übertragung von Störsignalen blockiert, die eine höhere Frequenz haben als die Signalfrequenz, für die das Übertragungssystem ausgelegt ist. Widerstände können in den Schaltungsleitungen, einschließ­ lich der Dioden 11 und 12, hinzugefügt werden, um den Übergang entweder von HOCH nach TIEF oder von TIEF nach HOCH in einer bestimmten Weise, die der Fachmann kennt, zu formen.

Die parasitäre Kapazität der Dioden bewirkt nicht nur die ge­ nannte Hochfrequenzfilterung, sondern auch eine Glättung der Wellenform des am Empfänger ankommenden Signals.

Fig. 6 zeigt das Problem der musterabhängigen Schwankungen und seine Lösung durch Hinzufügung einer Begrenzungsschaltung 10 zu dem Schaltkreis mit dem Ausgangstreiber 15, dem Empfänger 16 und den Übertragungsleitungen 13 und 14. Wie schematisch darge­ stellt ist, ergibt eine erste HOCH-Potentialamplitude 22, die aus einer Übertragung einer Folge von drei HOCH-Signalen bei einer unbegrenzten Übertragungsleitung entsteht, beim Übergang von HOCH nach TIEF einen unerwünschten Kreuzungspunkt an der Stelle 23. Die schematische Fig. 6 enthält also auf der Abszisse eine Zeit-Koordinate. In Abhängigkeit von der Zeit­ spanne, die bis zum Erreichen des unerwünschten Kreuzungspunk­ tes 23 vergeht, können Informationsbits auf dem Weg vom Treiber 15 zum Empfänger 16 verlorengehen. Durch Hinzufügung der Be­ grenzerschaltung 10 im Übertragungssystem wird aber eine HOCH- Potentialamplitude 24 aufrechterhalten, unabhängig von der An­ zahl der in Folge übertragenen Potentiale. Dadurch, daß die zweite HOCH-Potentialamplitude 24 auf einem konstanten Wert ge­ halten wird, wird der gewünschte unverschobene Kreuzungspunkt 25 erreicht. Dementsprechend müßte eine erste TIEF-Potential­ amplitude 26, die das Komplement der, ersten HOCH-Potential­ amplitude 22 ist, die aufgesammelten Ladungen der HOCH-Übertra­ gungsleitung beim Übergang von VOL nach VOH überwinden, was eben durch die beschriebene Schaltung verhindert ist.

Claims (6)

1. Schaltung zum aktiven Begrenzen des Potentials eines digi­ talen Signals und seines Komplements, die von einem Transmitter (15) über eine erste Übertragungsleitung (13) und eine zweite Übertragungsleitung (14) zu einem Differenztreiber (16) über­ tragen werden, mit folgenden Merkmalen:

• a) einer ersten diodenartigen Einrichtung (11) mit einer Anode, die mit der ersten Übertragungsleitung (13) ver­ bindbar ist, und einer Kathode, die mit der zweiten Über­ tragungsleitung (14) verbindbar ist; und
• b) einer zweiten diodenartigen Einrichtung (12) mit einer Anode, die mit der zweiten Übertragungsleitung (14) ver­ bindbar ist, und einer Kathode, die mit der ersten Über­ tragungsleitung (13) verbindbar ist.

2. Schaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste diodenartige Einrichtung eine erste Diode (17) und die zweite diodenartige Einrichtung eine zweite Diode (19) in Reihe mit einer dritten Diode (20) aufweist.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Diode, die zweite Diode und die dritte Diode jeweils Schwellenwert-Einschaltspannungen von etwa 700 mV haben.

4. Schaltkreis gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Diode einen Einschalt-Schwellenwert von etwa 400 mV und die zweite Diode und die dritte Diode jeweils einen Ein­ schalt-Schwellenwert von etwa 700 mV aufweisen.

5. Schaltung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß die erste diodenartige Einrichtung und die zweite diodenartige Einrichtung jeweils mit einem Dif­ ferenztreiber von ECL nach TTL verbunden sind.

6. Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die erste diodenartige Einrichtung und die zweite diodenartige Einrichtung jeweils mit einem Differenz­ treiber von ECL nach CMOS verbunden sind.