DE19756686A1

DE19756686A1 - Verfahren und Einrichtung zur komplexen Bandpassfilterung und Dezimierung in einem Ultraschall-Strahlbündelformer

Info

Publication number: DE19756686A1
Application number: DE19756686A
Authority: DE
Inventors: Steven C Miller; Gregory A Lillegard; Daniel C Milon
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1996-12-30
Filing date: 1997-12-19
Publication date: 1998-07-02
Also published as: US5797847A; JP4039642B2; IL122692A; JPH10293171A; IL122692A0

Description

Die Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Ultra schall-Bildgebungssysteme welche Ultraschallbündel durch Zeitverzögerung und Summierung von Echosignalen in einer Vielzahl paralleler Kanäle formen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Einrichtung zur Filterung und Dezimie rung empfangener Ultraschallechodaten.

Herkömmliche Ultraschall-Bildgebungssysteme weisen eine Anordnung (Array) von Ultraschall-Wandlerelementen auf, wel che dazu verwendet werden, ein Ultraschallstrahlbündel auszu senden und dann das reflektierte Strahlbündel von dem unter suchten Objekt zu empfangen. Zur Ultraschallbildgebung weist die Anordnung eine Vielzahl in einer Linie angeordnet er und mit getrennten Spannungen betriebener Wandlerelemente auf. Durch Wahl der Zeitverzögerung (oder Phase) und Amplitude der angelegten Spannungen können die einzelnen Wandlerelemente so gesteuert werden, daß sie Ultraschallwellen erzeugen, welche sich so kombinieren, daß sie eine Nutzultraschallwelle erzeu gen, die sich entlang einer bevorzugten Vektorrichtung aus breitet und an einem gewählten Punkt entlang des Strahls fo kussiert ist. Es können mehrfache Auslöse- bzw. Aktivierungs vorgänge (Firings) verwendet werden, um Daten zu gewinnen, welche dieselbe anatomische Information darstellen. Die Strahlbündelformungsparameter jedes Auslösevorgangs können variiert werden, um eine Veränderung im maximalen Fokus zu erzeugen oder um anderweitig den Inhalt der empfangenen Daten für jede Auslösung zu ändern, wie z. B. durch Aussenden suk zessiver Strahlbündel entlang derselben Scanlinie, wobei der Fokuspunkt jedes Strahlbündels gegenüber dem Fokuspunkt des vorhergehenden Strahlbündels verschoben ist. Durch Verändern der Zeitverzögerung und Amplitude der angelegten Spannungen kann das Strahlbündel mit seinem Fokuspunkt in einer Ebene bewegt werden, um das Objekt abzuscscannen.

Dieselben Prinzipien treffen zu, wenn der Wandler dazu verwendet wird, den reflektierten Schall zu empfangen (Empfangsmodus). Die an den empfangenden Wandlerelementen er zeugten Spannungen werden so summiert, daß das Nutzsignal den von einem einzelnen Fokuspunkt in dem Objekt reflektierten Ultraschall anzeigt. Wie bei dem Sendemodus wird dieser fo kussierte Empfang der Ultraschallenergie erreicht, indem man dem Signal von jedem empfangenden Wandler getrennte Zeitver zögerungen (und/oder Phasenverschiebungen) und Verstärkungen gibt.

Ein solcher Scanvorgang umfaßt eine Serie von Messungen, in welcher die gerichtete Ultraschallwelle gesendet wird, und die reflektierte Ultraschallwelle empfangen und gespeichert wird. Typischerweise sind der Sendevorgang und der Empfangs vorgang während jeder Messung in dieselbe Richtung gerichtet, um Daten von einer Serie von Punkten entlang eines akusti schen Strahlbündels oder einer Scanlinie zu gewinnen. Der Empfänger wird dynamisch auf eine Aufeinanderfolge von Ab ständen entlang der Scanlinie fokussiert, wenn die reflek tierten Ultraschallwellen empfangen werden.

Ein Ultraschallbild ist aus mehreren Bildscanlinien zu sammengesetzt. Eine einzelne Scanlinie (oder eine kleine lo kale Gruppe von Scanlinien) wird gewonnen, indem fokussierte Ultraschallenergie auf einen Punkt in dem interessierenden Bereich gesendet und dann die über der Zeit reflektierte En ergie empfangen wird. Die fokussierte Sendeenergie wird als Sendestrahlbündel bezeichnet. Während der Zeit nach dem Sen devorgang summieren eine oder mehrere Strahlbündelformer ko härent die von jedem Kanal empfangene Energie, wobei sie dy namisch die Phasendrehung oder Verzögerungen verändern, um eine Spitzenempfindlichkeit entlang der gewünschten Scan linien bei Abständen proportional zu der verstrichenen Zeit zu erzeugen. Das sich ergebende fokussierte Empfindlichkeits muster wird als ein Empfangsstrahlbündel bezeichnet. Die Auf lösung einer Scanlinie ist ein Ergebnis der Richtwirkung des zugeordneten Sende- und Empfangsstrahlbündelpaares.

Scanlinien sind durch ihre Lage und ihren Winkel defi niert. Der Schnittpunkt eines Strahlbündels mit der Wandler fläche wird als das Phasenzentrum bezeichnet. Der Winkel ei ner Scanlinie bezogen auf eine Senkrechte wird als der Lent- bzw. Ausrichtungswinkel bezeichnet.

Gemäß Fig. 1 enthält ein herkömmliches Ultraschallbild gebungssystem eine aus mehreren getrennt betriebenen Wandler elementen 12 bestehende Wandleranordnung 10, welche ein Ul traschallenergiepulsbündel oder einen sogenannten Burst er zeugt, wenn sie durch eine von einem Sender 22 erzeugte ge pulste Wellenform mit Energie versorgt wird. Die von dem un tersuchten Objekt zu der Wandleranordnung 10 zurück reflek tierte Energie wird von dem jeweiligen Wandlerelement 12 in ein elektrisches Signal umgewandelt und getrennt an einen Empfänger 24 über einen Satz von Sende/Empfangs-(T/R)-Schal tern 26 angelegt. Die T/R-Schalter 26 sind typischerweise Di oden, welche die Empfangselektronik vor den von der Sende elektronik erzeugten hohen Spannungen schützen. Das Sendesi gnal bewirkt, daß die Dioden das Signal an den Empfänger ab schalten oder begrenzen. Der Sender 22 und Empfänger 24 wer den unter der Steuerung einer Scansteuerung 28 betrieben, die auf Befehle einer menschlichen Bedienungsperson reagiert. Ein vollständiger Scanvorgang wird ausgeführt, indem eine Serie von Echos erzeugt wird, in welcher der Sender 22 kurzzeitig eingeschaltet wird, um jedes Wandlerelement 12 mit Energie zu versorgen, und die anschließend von jedem Wandlerelement 12 erzeugten Echosignale an den Empfänger 24 angelegt werden. Der Empfänger 24 kombiniert die getrennten Echosignale von jedem Wandlerelement um nur ein Echosignal zu erzeugen, wel ches dazu verwendet wird, um eine Linie in einem Bild auf ei nem Darstellungsmonitor 30 zu erzeugen.

Der Sender 22 steuert die Wandleranordnung 10 so an, daß die erzeugte Ultraschallenergie in einem Strahlbündel gerich tet oder gesteuert ist. Um dieses zu erreichen, erteilt der Sender 22 den entsprechenden gepulsten Wellenformen W, die über entsprechende Strahlbündelformer an sukzessive Wandlerelemente 12 angelegt werden, eine Zeitverzögerung. Je der Kanal weist einen entsprechenden ihm zugeordneten Pulser auf. Indem die Pulszeitverzögerungen geeignet in herkömm licher Weise verzögert werden, kann das Ultraschallstrahlbün del in einem Winkel θ von der Achse 36 weggelenkt und/oder auf einen festen Abstand R fokussiert werden. Ein Sektorscan kann durch fortlaufendes Verändern der Zeitverzögerungen in sukzessiven Anregungen durchgeführt werden. Der Winkel wird somit in Inkrementen verändert, um das gesendete Strahlbündel in eine Aufeinanderfolge von Richtungen zu lenken.

Die von jedem Ultraschallenergieburst erzeugten Echo signale werden von Objekten reflektiert, die in sukzessiven Abständen entlang dem Ultraschallstrahlbündel liegen. Die Echosignale werden getrennt von jedem Wandlerelement 12 er faßt, und die Größe des Echosignals bei einem spezifischen Zeitpunkt stellt den bei einem spezifischen Abstand auftre tenden Betrag der Reflexion dar. Wegen der Unterschiede in den Ausbreitungspfaden zwischen einem Reflexionspunkt P und jedem Wandlerelement 12 werden diese Signale jedoch nicht gleichzeitig detektiert und sind deren Amplituden nicht gleich. Der Empfänger 24 verstärkt die getrennten Echo signale, teilt jedem die geeignete Verzögerungszeit zu und summiert diese, um nur ein Echosignal zu erzeugen, welches genau die gesamte Ultraschallenergie angibt, die von einem im Abstand R entlang dem Ultraschallstrahlbündel in einem Winkel θ angeordneten Punkt P reflektiert wird.

Um die elektrischen Signale gleichzeitig zu summieren, die von den auf jedem Wandlerelement 12 auftreffenden Echos erzeugt werden, werden Zeitverzögerungen in jeden getrennten Strahlbündelformerkanal des Empfängers 24 eingefügt. Die Strahlbündelverzögerungen für den Empfang sind dieselben Ver zögerungen wie die vorstehend beschriebenen Sendeverzöge rungen. Die Zeitverzögerung jedes Empfangskanals ändert sich jedoch kontinuierlich während des Empfangs des Echos, um eine dynamische Fokussierung des empfangenen Strahlbündels im Ab stand R zu erzeugen, von welchem das Echosignal ausgeht.

Gesteuert von der Scansteuerung 28 erzeugt der Empfänger 24 Verzögerungen während des Scanvorgangs in der Weise, daß die Steuerung des Empfängers 22 der Richtung θ des von dem Sender gesteuerten Strahlbündels folgt und die geeigneten Verzögerungen und Phasenverschiebungen erzeugt, um eine dyna mische Fokussierung bei Punkten P entlang dem Strahlbündel zu erzeugen. Somit führt jeder Sendevorgang einer Ultraschall pulswellenform zu der Gewinnung eines Signals mit einer Größe, welche die Menge des reflektierten Schalls von der Anatomie repräsentiert, die entlang dem Ultraschallstrahlbün del angeordnet ist.

Ein Detektor 25 wandelt das empfangene Signal in Darstel lungsdaten um. Im B-Modus (Grauskalendarstellung) wären diese die Hüllkurve des Signals mit einigen zusätzlichen Verarbei tungsschritten, wie z. B. Kantenverbesserung und logarith mischer Kompression.

Ein Scanwandler/Interpolator 32 empfängt die Darstel lungsdaten von dem Detektor 25 und wandelt die Daten in das gewünschte Bild zur Darstellung um. Insbesondere wandelt der Scanwandler die akustischen Bilddaten aus einem Polarkoordi naten-(R-γγγγθ)-Sektorformat oder aus einer Linearanordnung in Cartesischen Koordinaten in entsprechend skalierte Anzeige pixeldaten in Cartesischen Koordinaten bei der Videorate um. Diese scangewandelten akustischen Daten werden dann zur Dar stellung auf einem Darstellungsmonitor 30 ausgegeben, welcher die zeitlich variierende Amplitude der Hüllkurve des Signals als eine Grauskala darstellt.

Gemäß Fig. 2 weist der Empfänger einen Empfangsstrahl bündelformungsabschnitt 34 und einen Signalprozessor 38 auf. Der Empfangsstrahlbündelformungsabschnitt 34 des Empfängers 24 enthält getrennte Strahlbündelformerkanäle 35. Jeder Strahlbündelformerkanal 35 empfängt das analoge Echosignal von einem entsprechenden Wandlerelement. Die Strahlbündel formersteuerung 50 wandelt Scanlinien- und Fokusnummern zu Adressen für einen (nicht dargestellten) Kanalsteuerspeicher um. Die Scansteuerung 28 (Fig. 1) und die Strahlbündelformer steuerung 50 (Fig. 2) werden von der CPU des Systemhauptrech ners als Antwort auf Benutzermaßnahmen, wie z. B. Änderung des Darstellungsformates oder den Anschluß einer anderen Ultra schallsonde, geladen.

Wie in Fig. 3 zu sehen ist, weist jeder Strahlbündel formerkanal 35 einen Empfangskanal und einen Sendekanal auf, wobei jeder Kanal eine Verzögerungseinrichtung 40 bzw. 42 enthält, welche von der Empfangssteuerlogik 44 bzw. der Sen desteuerlogik 46 gesteuert werden, um die benötigten Strahl bündelformungsverzögerungen zu erzeugen. Der Sendevorgang er folgt typischerweise unter Verwendung eines Zählers, um den Start eines Sendepulses zu verzögern. Einige Systeme können auch relative Phasendrehungen zusätzlich zu oder anstelle von Verzögerungen für den Empfang anwenden. Die Empfangskanäle weisen auch eine Schaltung 48 zur Apodisation und Filterung der Empfangspulse auf.

Die in den Summierer 36 (siehe Fig. 2) eintretenden Si gnale sind bereits so verzögert, so daß dann, wenn sie mit verzögerten Signalen von jedem anderen Strahlbündelformer kanal 35 summiert werden, die summierten Signale die Größe und Phase des Echosignals angeben, das von der entlang dem gerichteten Strahls (θ) angeordneten Anatomie reflektiert wird. Der Signalprozessor 38 empfängt die Strahlbündelabtast werte aus dem Summierer 36 und erzeugt ein Ausgangssignal für den Scanwandler 32 (siehe Fig. 1).

Wie es in Fig. 2A zu sehen ist, weist ein herkömmliches Ultraschallbildgebungssystem einen Strahlbündelformer auf, bei dem die Verarbeitungskanäle 35 in aufgetrennten Leiter platten, nämlich Strahlbündelformer-(SF)-Leiterplatten 1 bis 4 untergebrachten Kanalgruppen getrennt sind. Die von den Verarbeitungskanälen jeder Leiterplatte erzeugten Ausgangs signale werden in einem auf derselben Leiterplatte unterge brachten entsprechenden Summierer 36 summiert. Die Ausgangs signale der vier Summierer (von denen nur drei in Fig. 2A sichtbar sind) werden wiederum von Summieren 37 addiert, be vor sie an den Signalprozessor ausgegeben werden.

Herkömmliche medizinische Ultraschallbildgebungsgeräte können Echos mit Spektralanteilen bis zu 15 MHz empfangen. Eine direkte Abtastung der empfangenen Signale, d. h., vor je der Art analoger Demodulation oder Filterung, erfordert eine Abtastrate von etwa 40 MHz. Es ist jedoch schwierig, digitale Daten bei einer Abtastrate von 40 MHz über Rückwandplatinen von Leiterplattenkäfigen weiterzuführen. Man bevorzugt daher eine Abtastung der Daten mit niedrigeren Raten, bevor sie die die Analog/Digital-Wandler enthaltenden Empfängerleiterplat ten verlassen.

Einige digitale Strahlbündelformer nach dem Stand der Technik verwenden analoge oder digitale komplexe Demodulato ren, um das Signal auf ein Basisband zu mischen. Die komple xen Basisbanddaten werden dann mit (nicht komplexen) Real wert-Koeffizienten tiefpaßgefiltert und auf eine niedrigere Datenrate zur Weiterleitung über die Rückwandplatine dezi miert (unterabgetastet). Dieses erfordert die Bereitstellung eines sehr genauen lokalen Oszillators zur Erzeugung der Mischsignale.

Gemäß Darstellung in Fig. 2A weist der Strahlbündelfor mungsabschnitt einen Satz von Signalverarbeitungskanälen 35- einen für jedes Element 12 des Wandlers 10 (siehe Fig. 1). Gemäß Darstellung in Fig. 4 reagiert jeder Signal verarbeitungskanal auf einen START-Befehl, einen Hauptakt von 40 MHz und ein Strahlbündelwinkelsignal (Φ) von der digitalen Scansteuerung 28 (siehe Fig. 1), um die digitalen Strahl bündelformungsfunktionen auszuführen. Diese Funktionen umfas sen: Abtasten des analogen Eingangssignals in einem Ana log/Digital-Wandler 200; Demodulieren des abgetasteten Si gnals in einem Demodulator 201 zum Erzeugen von Inphase-(I) und Quadratur-(Q)-Basisbandsignalen; Ausfiltern der von dem Demodulator 201 erzeugten Hochfrequenzsummensignale mittels Tiefpaßfiltern 202; Reduzieren der Datenraten in Dezimatoren 203; und Zeitverzögern und Phasenanpassen des sich ergebenden digitalen Datenstroms in Verzögerungs-FIFO's (d. h., in "First-In/First-Out"-Speichern) 204 bzw. Phasendrehern 205.

Alle von diesen Elementen werden von einer Empfangskanal steuerung 206 gesteuert, welche die erforderlichen Takt- und Steuersignale als Antwort auf Befehle von der Scansteuerung 28 (siehe Fig. 1) erzeugt.

Ferner tastet gemäß Fig. 4 der Analog/Digital-Wandler 200 das analoge Signal in regelmäßigen Intervallen ab, die von der ansteigenden Flanke eines Abtasttaktsignals aus der Emp fangskanalsteuerung 206 festgelegt sind. In einem herkömm lichen Bildgebungssystem ist das Abtasttaktsignal ein Takt von 40 MHz. Diese erlaubt die Verwendung von Ultraschall frequenzen bis zu 20 MHz, ohne das Nyquist-Abtastkriterium zu verletzen. Wenn beispielsweise eine Ultraschallträgerfrequenz von 5 MHz verwendet wird, wird sie achtmal pro Trägerzyklus abgetastet und ein digitaler 10-Bit-Abtastwert am Ausgang des Analog/Digital-Wandlers mit einer Rate von 40 MHz erzeugt. Diese Abtastwerte werden einem Demodulator 201 zugeführt, welcher jeden Abtastwert sowohl mit einer Referenz mischt, die sich in Phase mit dem gesendeten Ultraschallträger befin det, als auch mit einer Referenz, die sich in Quadratur (90° in der Phase verschoben) zu dem gesendeten Ultraschallträger befindet. Die Demodulatorreferenzsignale werden aus gespei cherten SINUS- und COSINUS-Tabellen erzeugt, die aus ihren entsprechenden ROM's von einem Referenztaktsignal mit 40 MHz aus der Empfangskanalsteuerung 206 ausgelesen werden. Der CO SINUS-Wert wird digital mit dem abgetasteten Eingangssignal multipliziert, um ein demoduliertes Inphasenwert-(I)-Signal zu erzeugen, das einem Tiefpaßfilter 202 zugeführt wird, und der SINUS-Wert wird digital mit demselben abgetasteten Ein gangssignal multipliziert, um ein demoduliertes Quadratur wert-(Q)-Signal zu erzeugen, das einem getrennten Tiefpaßfil ter 202 zugeführt wird. Die Tiefpaßfilter 202 sind FIR-Filter mit begrenzter Impulsantwort, die so abgestimmt sind, daß sie die von dem Demodulator 201 gelieferten Differenzfrequenzen passieren lassen aber die höheren Summenfrequenzen blockie ren. Das Ausgangssignal jedes Tiefpaßfilters ist ein Strom digitaler 40-MHz-Werte, welche die Größe der I- oder Q-Kom ponente der Echosignalhüllkurve angeben.

Weiter wird gemäß Fig. 4 die Rate, mit welcher die demo dulierten I- und Q-Komponenten des Echosignals abgetastet werden, von Dezimatoren 203 dezimiert. In einem herkömmlichen System werden die digitalen Abtastwerte an die Dezimatoren mit einer Rate von 40 MHz geliefert, welche von einem Genau igkeitsstandpunkt her unnötig hoch ist, und welche eine über das ganze System schwierig aufrechtzuerhaltende Datenrate ist. Demzufolge selektieren die Dezimatoren 203 jeden achten digitalen Abtastwert, um die Daten auf eine 5-MHz-Rate zu re duzieren. Dieses entspricht der Frequenz eines Basis bandtaktsignals, das von der Empfangskanalsteuerung 206 er zeugt und dazu verwendet wird, die restlichen Elemente in dem Empfangskanal zu steuern. Somit sind die I- und Q-Aus gangssignale der Dezimatoren 203 digitalisierte Abtastwerte der Echosignalhüllkurve. Das Dezimierungsverhältnis und die Basisbandtaktfrequenz kann auch auf andere Werte als 8 : 1 und 5 MHz verändert werden.

Die von den demodulierten und dezimierten digitalen Ab tastwerten repräsentierte Echosignalhüllkurve wird dann von den Verzögerungs-FIFO's 204 verzögert und von dem Phasendre her 205 in der Phase verschoben, um die gewünschte Strahlbün delsteuerung und Strahlbündelfokussierung zu erzeugen. Die I- und Q-Ausgangssignale des Phasendrehers 205 werden an die Eingänge eines (nicht dargestellten) Multipliziererpaares an gelegt. Der andere Eingang jedes Multiplizierers empfängt einen Fensterwichtungsfaktor mit einem Bereichswert von 0 bis 1,0 aus der Empfangskanalsteuerung 206. Die I- und Q-Aus gangssignale der Multiplizierer bilden die gewichteten Emp fangskanalausgangssignale, welche summiert werden, um den Empfangsbündelstrahl zu formen.

Weitere digitale Strahlbündelformer nach dem Stand der Technik versuchen einfach die engen Toleranzen einzuhalten, die notwendig sind, um übertragungsraten mit 40 MHz zu erzeu gen, oder führen die Daten mittels zwei oder vier Datenbussen parallel und reduzieren dadurch die Rate auf jedem Bus auf 20 bzw. 10 MHz. Dieses erfordert einen hohen Aufwand an Ein gangs/Ausgangs-Hardware.

Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und eine Ein richtung zum Reduzieren der notwendigen Datenübertragung über Rückwandplatinen eines Ultraschallbildgebungssystem ohne In formationsverlust. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung ein Verfahren und eine Einrichtung zur Schaffung einer kom plexen Bandpaßfilterung und Dezimierung von Ultra schallechodaten mit minimaler Hardware. Die bevorzugte Aus führungsform minimiert den Hardwareaufwand durch Anwendung einer kleinen Anzahl von Bitverschiebungen und Additionen.

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung lassen die komplexen Bandpaßfilter nur ein Einseiten-Durchlaßband des auf eine wesentlich niedrigere Rate dezimierten Realan teils des Eingangssignals passieren. Das interessierende Fre quenzband wird somit vollständig von einer minimalen Menge komplexer Daten ohne die Notwendigkeit eines lokalen Oszilla tors dargestellt.

Die bevorzugte Ausführungsform des komplexen Filters wird ohne Multiplizierer realisiert. Statt dessen wird eine rela tiv kleine Anzahl von Bitverschiebungen und Additionen durch geführt. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet "Wallace- Baum"-Addierer, um bitverschobene Versionen der Eingangs signale zu akkumulieren. Die Anzahl der Additionen ist nied riger als die Anzahl von Bits, welche zur Repräsentation äquivalenter Koeffizienten benötigt würden. Dies reduziert die Hardware im Vergleich zu einer herkömmlichen Implementa tion, welche Multiplizierer mit Verschiebungen und Additionen gleich der Anzahl von Bits in den Koeffizienten enthält.

In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist jede Strahlbündelformerleiterplatte eine dreistufige komplexe FIR-Filterschaltung hinter dem Verarbei tungskanalsummierer auf. Jede Filterschaltungsstufe weist eine Registerpipeline, ein Inphasefilter und ein Quadratur filter auf. Die erste Stufe weist nur reale Abtastwerte auf, so daß es nur einen Pipelineeingang zu den FIR-Filtern gibt. Die anderen Stufen weisen komplexe Eingangssignale auf, die aus (realen) Inphase- und (imaginären) Quadraturabtastwerten zusammengesetzt sind, die jeder eine eigene Pipeline erfor dern. Jede Registerpipeline besteht aus einer Vielzahl in Reihe geschalteter Register. Die Anzahl der Register in einer gegebenen Pipeline muß gleich der Anzahl der Abgriffe sein, die in dem FIR-Filter unmittelbar hinter der Registerpipeline verwendet werden. Die Register werden synchron getaktet und speichern sukzessiv summierte Echodatenabtastwerte für jede Strahlbündelformerleiterplatte. Jedes Filter in der Pipeline ist mit einem Ausgang mit einem jeweiligen Abgriff des ent sprechenden FIR-Filters verbunden.

In der ersten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR- Filtern reale Datenabtastwerte aus der Registerpipeline der ersten Stufe. Diese realen Datenabtastwerte werden mit realen oder imaginären Werten aus einem ersten Satz komplexer Fil terkoeffizienten multipliziert und die Produkte summiert, um gefilterte Inphase-und Quadraturdatenabtastwertströme der er sten Stufe zu erzeugen. In der zweiten Stufe empfangen die Abgriffe der FIR-Filter die gefilterten Inphase-und Quadra turdatenabtastwertströme aus der ersten Stufe. Diese Datenab tastwerte werden mit realen oder imaginären Werten aus einem zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten multipliziert, und die Produkte werden summiert, um gefilterte Inphase-und Qua draturdatenabtastwertströme der zweiten Stufe mit einer zwei ten Abtastrate kleiner als der ersten Abtastrate zu erzeugen. In der dritten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR-Fil tern die gefilterten Inphase-und Quadraturdatenabtastwert ströme aus der zweiten Stufe. Diese Datenabtastwerte werden mit realen oder imaginären Werten aus einem dritten Satz kom plexer Filterkoeffizienten multipliziert, und die Produkte werden summiert, um gefilterte Inphase-und Quadraturdatenab tastwertströme der dritten Stufe mit einer dritten Abtastrate kleiner als der zweiten Abtastrate zu erzeugen. Erfindungs gemäß wird die Multiplikation eines Datenabtastwertes mit ei nem Koeffizienten mittels Bitverschiebung und/oder Inver tierung durchgeführt.

Fig. 1 ist eine Blockdarstellung, welche die größeren Funktionssubsysteme innerhalb eines herkömmlichen Echtzeit- Ultraschallbildgebungssystems zeigt.

Fig. 2 ist eine Blockdarstellung eines typischen 128-Ka nal-Strahlbündelformers für das in Fig. 1 dargestellte System.

Fig. 2A ist eine Blockdarstellung eines auf vier Leiter platten angeordneten typischen 128-Kanal-Strahlbündelformers für das in Fig. 2 dargestellte System.

Fig. 2B ist eine Blockdarstellung eines auf vier Leiter platten angeordneten typischen 128-Kanal-Strahlbündelformers für ein erfindungsgemäßes Ultraschallbildgebungssystem.

Fig. 3 ist eine Blockdarstellung der Kanalverarbeitung in dem in Fig. 2A dargestellten herkömmlichen Strahlbündelfor mer.

Fig. 4 ist eine Blockdarstellung der funktionellen Auf baus jedes in Fig. 3 dargestellten Verarbeitungskanals.

Fig. 5 ist eine Blockdarstellung eines erfindungsgemäßen dreistufigen komplexen Bandpaßdezimierungsfilters.

Fig. 6 ist eine Blockdarstellung einer erfindungsgemäßen dreistufigen komplexen FIR-Filterschaltung.

Fig. 7 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge bauten Registerpipeline.

Fig. 8 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge bauten Inphase-FIR-Filters.

Fig. 9 ist eine Blockdarstellung einer in jeder Stufe der in Fig. 6 dargestellten komplexen FIR-Filterschaltung einge bauten Quadratur-FIR-Filters.

Fig. 10 ist eine Blockdarstellung, welche weitere Details eines in den in Fig. 8 und 9 dargestellten Filtern eingebau ten repräsentativen Verschiebungs- und Addierungsblockes zeigt.

Fig. 11A und 11B sind graphische Darstellungen der Aus gangsgröße über der Eingangsfrequenz (durchgezogene Linien) für ein erfindungsgemäßes Bandpaßfilter mit einer Mittenfre quenz von 5 MHz abgetastet mit 5 bzw. 10 MHz.

In Übereinstimmung mit der allgemein in Fig. 2B darge stellten vorliegenden Erfindung weist jeder Strahlbündelfor mer eine Vielzahl von Verarbeitungskanälen auf, die mit ihren Eingängen mit entsprechenden Elementen einer Ultraschallwandlerelementeanordnung 12 verbunden sind und mit ihren Ausgän gen mit einer entsprechenden Vielzahl von Eingängen eines Summierers 36 verbunden sind. Der Ausgangs jedes Summierers 36 ist mit dem Eingang einer entsprechenden FIR-Filter schaltung 100 verbunden. Nach einer komplexen Bandpaß filterung werden die gefilterten Signale von den vier Strahl bündelformerleiterplatten von Addierern 37 addiert, und die summierten gefilterten Signale werden dann in den (in Fig. 2B nicht dargestellten) Signaldetektor eingegeben.

In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist jede komplexe FIR-Filterschaltung 100 den in Fig. 5 dargestellten Aufbau auf. Dieses komplexe Bandpaß filter erzeugt eine nicht-destruktive Abtastratenwandlung von der eingegeben Datenrate von 40 MHz auf Datenströme mit 5 oder 10 MHz. Die komplexe Bandpaßfilterschaltung 100 weist drei Stufen 102, 104 und 106 auf. Zwei Konfigurationen sind vorgesehen. Eine Konfiguration für 10 MHz gibt mit 10 MHz ab getastet komplexe Daten aus der zweiten Stufe unter Umgehung der dritten Stufe aus. Eine Konfiguration für 5 MHz gibt mit 5 MHz abgetastet komplexe Daten aus der dritten Stufe aus.

Das in Fig. 5 dargestellte dreistufige komplexe Bandpaß filter entfernt Rauschen und Störungen sowie unerwünschte Seitenbänder, wobei es gleichzeitig eine Unterabtastung ohne destruktiven Alias-Effekt ermöglicht. Alle drei Stufen können zum Erzeugen einer Ausgangsabtastrate von 5 MHz, oder nur die ersten zwei Stufen zum Erzeugen einer Ausgangsabtastrate von 10 MHz abhängig der Frequenz verwendet werden. Die Filter in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Er findung sind so ausgelegt, daß sie eine Teilbandbreite von mehr als 70% für eine B-Modus-Bildgebung mit weniger als 1 dB Amplitudenabweichung ergeben. Diese Filter schwächen die ne gativen Frequenzen um mehr als 45 dB über diese Bandbreite und um mehr als 60 dB über eine Bandbreite von 30% ab. Die Filter besitzen einen typischen Sperrbereich von 50 dB mit ei ner Abschwächung außerhalb des Durchlaßbandes im schlechtesten Falle von besser als 20 dB auf.

Jede von den Filterstufen 102, 104 und 106 ist ein FIR- Filter mit 11 Abgriffen, von denen nur einige benutzt werden. Es gibt weniger als 7 Nicht-Null-Koeffizienten. Diese Koeffi zienten sind auf Summen oder Differenzen von zwei Potenz werten von 2 beschränkt. Die Filterkoeffizienten für die er ste Stufe 102 sind in Tabelle 1 aufgelistet; die Koeffizi enten für die zweite Stufe sind in Tabelle 2 aufgelistet; und die Koeffizienten für die dritte Stufe sind in Tabelle 3 auf gelistet.

Tabelle 1

Tabelle 2

Tabelle 3

Das Ausgangssignal jeder Stufe kann selektiv komplex kon jugiert werden, um zusätzliche Filterungsbänder zu erzeugen. Die komplexe Konjugation ist lediglich eine Vorzeichenumkehr der Q-Daten. Die komplexe Konjugation vor und nach einer Stufe eines komplexen FIR-Filters hebt die FIR-Frequenzant wort über die Nyquist-Frequenz (1/2 der Eingangsabtast wertrate) an. Beispielsweise kann ein komplexes Bandpaß-FIR- Filter der zweiten Stufe mit einer Eingangssignalabtastrate von 20 MHz und einer Durchlaßbandmittenfrequenz von 7,5 MHz über 10 MHz hinaus angehoben werden, um ein bei 12,5 MHz zen triertes Durchlaßband zu erzeugen. Ähnlich kann ein Frequenz band von 6,25 MHz unter Anwendung der Koeffizienten mit 3,75 MHz der dritten Stufe durch komplexe Konjugation der Aus gangssignale der zweiten und dritten Stufe erzeugt werden.

Eine Steuerung der komplexen Bandpaßfilter ist durch drei Zwei-Bit-Filterauswahlfelder, drei Ein-Bit-Komplexkonjuga tion-Auswahleinrichtungen, und durch eine Ein-Bit-Konfigu rationssteuerung vorgesehen. Das Zwei-Bit-Feld für jede der drei Stufen wählt eines der vier verfügbaren Filter aus. Die Ein-Bit-Konfigurationssteuerung wählt entweder den Nur-Links- Modus mit 10 MHz oder den Links/Rechts-Modus mit 5 MHz aus.

Fig. 6 stellt ein dreistufiges komplexes FIR-Filter dar. In Übereinstimmung mit der in Fig. 6 dargestellten bevorzug ten Ausführungsform der Erfindung weist jede der Filterstufen 102, 104 und 106 eine (detaillierter in Fig. 7 darstellte) Registerpipeline, ein Inphase-FIR-Filter und ein Quadratur- FIR-Filter auf. Die erste Stufe weist nur reale Abtastwerte auf, so daß hier nur eine Pipeline vorhanden ist. Die anderen Stufen besitzen komplexe aus (realen) Inphase-und (imaginä ren) Quadraturabtastwerten bestehende Eingangssignale, die jeweils eine Pipeline erfordern. Wie es in Fig. 7 zu sehen ist, weist jede Registerpipeline eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Registern 130 auf. Die Bezeichnung "Z^-1" in Fig. 7 kennzeichnet eine einzelne Abtastwertzeitverzögerung. Die Anzahl der Register in einer gegebenen Pipeline muß gleich der Anzahl von Abgriffen sein, die in den FIR-Filtern unmit telbar hinter der Registerpipeline verwendet werden. Die Register 130 werden synchron getaktet und speichern suk zessive Echodatenabtastwerte. Jedes Register 130 in der Pipe line besitzt einen Ausgang, der mit einem entsprechenden Abgriff des entsprechenden FIR-Filters verbunden ist. In der zweiten und dritten Stufe empfangen die Abgriffe an den FIR- Filtern 118, 120, 126 und 128 komplexe Datenabtastwerte von den I- und Q-Pipelines, wobei jeder komplexe Datenabtastwert aus einem realen Datenabtastwert aus der I-Pipeline und aus einem imaginären Datenabtastwert aus der Q-Pipeline besteht. Wie es hierin nachstehend noch detaillierter erläutert wird, werden in der zweiten und dritten Stufe die in jeden Fil terabgriff eingegebenen komplexen Datenabtastwerte mit einem entsprechenden Filterkoeffizienten multipliziert, und diese Produkte werden dann summiert, um die gefilterten Datenab tastwerte zu erzeugen.

Insbesondere weist die Filterschaltung 102 eine Register pipeline 108 mit einem Eingang und einer Vielzahl von Ausgän gen, ein Inphase-FIR-Filter 110 mit einer Vielzahl von Abgriffen die jeweils mit der Vielzahl von Ausgängen der Re gisterpipeline 108 verbunden sind, und ein Quadratur-FIR-Fil ter 112 mit einer Vielzahl von Abgriffen die jeweils mit der Vielzahl von Ausgängen der Registerpipeline 108 verbunden sind, auf. Die Registerpipeline 108 wird mit einer Rate von 40 MHz getaktet. Das Inphase-FIR-Filter 110 gibt ein Inphase signal I aus, während das Quadratur-FIR-Filter 112 ein Qua dratursignal Q ausgibt. Aufgrund der Bandbreitenreduzierung kann die Ausgangsabtastrate der ersten Stufe um die Hälfte auf 20 MHz reduziert werden.

Des weiteren ist gemäß Fig. 6 der Ausgang des Inphase- FIR-Filters 110 mit dem Eingang einer Registerpipeline 114 verbunden, während der Ausgang des Quadratur-FIR-Filters 112 mit dem Eingang einer Registerpipeline 116 verbunden ist. Die Registerpipeline 114 und 116 weisen jeweils eine Vielzahl von Ausgangssignalen auf und können von Aufbau her mit der Re gisterpipeline 108 identisch sein. Die Vielzahl der Ausgänge der Registerpipeline 114 für die I-Datenabtastwerte sind je weils mit einer Vielzahl von Abgriffen eines Inphase-FIR-Fil ters 118 und mit einer Vielzahl von Abgriffen eines Qua dratur-FIR-Filters 120 verbunden. Ähnlich ist die Vielzahl der Ausgänge der Registerpipeline 116 für die Q-Datenabtast werte jeweils mit den Abgriffen des Inphase-FIR-Filters 118 und den Abgriffen des Quadratur-FIR-Filters 120 verbunden. Jede Registerpipeline 114 und 116 wird mit einer Rate von 20 MHz getaktet. Das Inphase-FIR-Filter 118 gibt ein Inphase signal I aus, während das Quadratur-FIR-Filter 120 ein Qua dratursignal Q ausgibt. Aufgrund der Bandbreitenreduzierung kann die Ausgangsabtastrate der zweiten Stufe um die Hälfte auf 10 MHz reduziert werden.

Der Ausgang des Inphase-FIR-Filters 118 ist wiederum mit dem Eingang einer Registerpipeline 122 verbunden, während der Ausgang des Quadratur-FIR-Filters 120 mit dem Eingang einer Registerpipeline 124 verbunden ist. Die Registerpipeline 122 und 124 weisen jeweils eine Vielzahl von Ausgängen auf und können wiederum von Aufbau her mit der Registerpipeline 108 identisch sein. Die Vielzahl der Ausgänge der Registerpipe line 122 für die I-Datenabtastwerte sind jeweils mit einer Vielzahl von Abgriffen eines Inphase-FIR-Filters 126 und ei ner Vielzahl von Abgriffen eines Quadratur-FIR-Filters 128 verbunden. Ähnlich ist die Vielzahl der Ausgänge der Re gisterpipeline 124 für die Q-Datenabtastwerte mit den Abgrif fen des Inphase-FIR-Filters 126 und den Abgriffen des Quadra tur-FIR-Filters 128 verbunden. Jede Registerpipeline 122 und 124 wird mit einer Rate von 10 MHz getaktet. Das Inphase-FIR- Filter 126 gibt ein Inphasesignal I aus, während das Quadra tur-FIR-Filter 128 ein Quadratursignal Q ausgibt.

In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung weist das Eingangssignal zu der ersten Stufe eine Abtastrate von 40 MHz auf. Das Ausgangssignal jeder Stufe weist die halbe Abtastrate des Eingangssignals auf. Es können entweder zwei oder drei Stufen verwendet werden, um entweder komplexe Ausgangssignale mit 10 MHz oder 5 MHz zu erzeugen. Die Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform erzeugen eine 6 dB-Bandbreite gleich der Abtastrate.

Die Koeffizienten für die in Fig. 6 dargestellten In phase- und Quadratur-FIR-Filter sind jeweils in den Tabellen 1 bis 3 für die drei Stufen angegeben. Jede Stufe besitzt drei oder vier mögliche Koeffizientensätze. Die Koeffizienten sind alle Kombinationen von zwei Potenzwerten von 2. Somit werden die vier (drei) Koeffizientensätze durch vier (drei) Bitverschiebungs- und Addierschaltungen für ein gegebenes FIR-Filter implementiert. Beispielsweise weist gemäß Darstel lung in Fig. 8 das Inphase-FIR-Filter der ersten Stufe erste bis vierte Bitverschiebungs- und Addierschaltungen 132A bis 132D auf, welche jeweils hardwaremäßig verschaltet sind, um die vier Koeffizientensätze in Tabelle 1 zu verschieben und/oder zu invertieren. Jede Verschiebungs- und Addierschal tung ist für einen Empfang der an den Filterabgriffen einge gebenen Datenabtastwerte und eine anschließende Multiplika tion der Datenabtastwerte mit den entsprechenden Filterkoef fizienten durch Bitverschiebung und Addition verbunden. Eine Multiplikation mit -1 wird durch Invertierung der Bits und Addition von 1 durchgeformt. Ein 4/1-Multiplexer 134 wählt das Ausgangssignal einer der vier Verschiebungs- und Addier schaltungen 132A bis 132D aus. Die Filterkoeffizienten in Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform haben den in Tabelle 4 angegebenen Umbruchwert.

Tabelle 4

Zur Schaffung einer größeren Flexibilität kann das Aus gangssignal jedes Quadratur-FIR-Filters invertiert werden. Beispielsweise weist das Quadratur-FIR-Filter der ersten Stufe erste bis vierte Bitverschiebungs- und Addierschaltun gen 123E bis 123H auf, welche jeweils hardwaremäßig verschal tet sind, um die vier Koeffizientensätze in Tabelle 1 zu ver schieben und/oder zu invertieren. Ein 4/1-Multiplexer 136 wählt das Ausgangssignal einer der vier Verschiebungs- und Addierschaltungen 132E bis 132H aus. Das Ausgangssignal des Multiplexers 136 wird von einem Inverter 138 invertiert und zu einem Eingang eines 2/1-Multiplexers geführt. Diese Inver tierung ist zu einer komplexen Konjugation äquivalent. Der andere Eingang des Multiplexers 140 empfängt das nicht inver tierte Ausgangssignal des Multiplexers 136.

Die in den Tabellen 1 bis 3 aufgelisteten Koeffizienten werden in reale und imaginäre Koeffizienten umgebrochen, wel che getrennt an die Inphase- bzw. Quadratur-FIR-Filter ange legt werden. Beispielsweise werden die Quadraturkoeffizienten (die in den Tabellen 1 bis 3 mit "i" versehenen Koeffi zienten) an die I-Eingänge in dem Quadratur-FIR-Filter und an die Q-Eingänge in dem Inphase-FIR-Filter angelegt. Die In phasekoeffizienten (ohne "i") werden an die Q-Eingänge in dem Quadratur-FIR-Filter und an die I-Eingänge in dem Inphase- FIR-Filter angelegt. [Man beachte jedoch, daß die FIR-Filter der ersten Stufen keine Q-Eingänge besitzen.] Jeder dieser Koeffizienten wird auf das der jeweiligen Spalte in den Ta bellen 1 bis 3 entsprechende Registerpipelineausgangssignal angewendet. Jeder Koeffizient kann mittels zwei hardwaremäßig verschalteten Bitverschiebungen und optionalen Invertierungen implementiert werden, wie es allgemein in Fig. 10 dargestellt ist, in welcher jeder Bitverschiebungs/Inverter-Block 142 zwei bestimmte Verschiebungs/Invertierungs-Schaltungen reprä sentiert, welche dasselbe Eingangssignal empfangen. Zwei ver schobene/invertierte Werte pro Nicht-Nullkoeffizient werden an einen Wallace-Baum-Addierer 144 geliefert.

Ein Vorteil des vorstehenden Verfahren besteht darin, daß keine Multiplizierer benötigt werden, sondern nur Verschie bungen, Invertierungen und ein Wallace-Baum-Addierer pro Ver schiebungs- und Addierungsblock. Die Bitverschieber benötigen keine Steuerung oder aktive Schaltung, da die Verschiebungen lediglich durch Verschieben der Bitverbindungen erzeugt wer den. Die Invertierung ist sehr einfach, und ein Wallace-Baum- Addierer stellt das effizienteste schnelle Verfahren zur Ad dition von Zahlen in einer VLSI-Implementation dar.

Die Gesamtempfindlichkeitsfunktionen und Durchlaßbereiche in Übereinstimmung mit der Erfindung sind in Fig. 11A und 11B dargestellt, welche die relative Ausgangsgröße über der Ein gangsfrequenz für eine Mittenfrequenz von 5,0 MHz abgetastet mit 5 bzw. 10 MHz darstellen.

Die vorstehende bevorzugte Ausführungsform wurde zum Zwecke der Veranschaulichung erläutert. Varianten und Modifi kationen werden für den Fachmann auf dem Gebiet der Strahl bündelformung zur Ultraschallbildgebung offensichtlich sein. Beispielsweise ist es offensichtlich, daß ein getrenntes kom plexes FIR-Filter in jedem Strahlbündelformerkanal vor dem Summierer statt nach dem Summierer wie in der hierin vor stehenden offenbarten Ausführungsform eingefügt werden kann. Ferner kann die Dezimierung in dem FIR-Filter statt in den Registerpipelines stattfinden, wobei z. B. im Falle einer De zimierung um 1/2 die FIR-Filter nur bei jeder zweiten Abtast periode betrieben werden können. Alle derartigen Varianten und Modifikationen sollen von den nachstehend beschriebenen Ansprüchen mit erfaßt sein.

Claims

1. Komplexe FIR-Filterschaltung enthaltend:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen Inpha seabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen Inpha seabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.

2. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Filtereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.

3. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 2, wobei die erste Filtereinrichtung weiter aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.

4. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 2, wobei die zweite Filtereinrichtung aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.

5. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, ferner aufweisend:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.

6. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Filtereinrichtung aufweist:
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.

7. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 6, wobei die zweite Filtereinrichtung aufweist:
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffi zienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.

8. Komplexe FIR-Filterschaltung nach Anspruch 6, wobei die erste Additionseinrichtung einen Wallace-Baum-Addierer aufweist.

9. Strahlbündelformer enthaltend eine Vielzahl von Strahl bündelformerkanälen, einen Summierer mit einer Vielzahl von Eingängen, die jeweils mit der Vielzahl von Strahl bündelformerkanälen verbunden sind, und eine komplexe FIR-Filterschaltung, die mit einem Eingang mit einem Aus gang des Summierers verbunden ist, wobei die komplexe FIR-Filterschaltung aufweist:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.

10. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, wobei die erste Fil tereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.

11. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die erste Filtereinrichtung weiter aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte; und
einen Multiplexer mit einem ersten und zweiten Ein gang, die für den Empfang von Ausgangssignalen aus der ersten und zweiten Additionseinrichtung verschaltet sind.

12. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die zweite Filtereinrichtung aufweist:
eine zweite Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der zweiten und dritten Registerpipeline ausgegeben werden, in Übereinstimmung mit einem zweiten und dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von den zweiten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine zweite Additionseinrichtung zum Addieren der von der zweiten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen ver schobenen/invertierten digitalen Abtastwerte.

13. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, ferner aufweisend:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.

14. Strahlbündelformer nach Anspruch 9, wobei die erste Fil tereinrichtung aufweist:
ein erstes Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitver schieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit ei nem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten ab geleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder In vertierungswerten abgeleitet wird; und
ein erstes Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die erste Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstim mung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoef fizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.

15. Strahlbündelformer nach Anspruch 14, wobei die zweite Filtereinrichtung aufweist:
ein zweites Inphase-FIR-Filter, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entspre chenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Filterkoeffizi enten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird; und
ein zweites Quadratur-FIR-Filter, um zumindest in je der zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefil terten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, der von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen ent sprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die dritte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Bitverschieben und/oder Invertieren in Über einstimmung mit einem von dem zweiten Satz komplexer Fil terkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitver schiebungs- und/oder Invertierungswerten abgeleitet wird.

16. Strahlbündelformer nach Anspruch 10, wobei die erste Ad ditionseinrichtung einen Wallace-Baum-Addierer aufweist.

17. Ultraschallbildgebungssystem enthaltend eine Wandleran ordnung, einen mit der Wandleranordnung verbundenen Strahlbündelformer, einen mit dem Strahlbündelformer ver bunden Signalprozessor, einen mit dem Signalprozessor verbunden Scanwandler und einen mit dem Scanwandler ver bundenen Darstellungsmonitor, wobei die Wandleranordnung eine Vielzahl von Wandlerelementen aufweist und der Strahlbündelformer eine Vielzahl von Strahlbündelfor merkanälen aufweist, eine Umschalteinrichtung zum selek tiven Verbinden der Strahlbündelformerkanäle mit den Wandlerelementen, eine Summiereinrichtung mit einer Viel zahl von Eingängen, die jeweils mit der Vielzahl von Strahlbündelformerkanälen verbunden sind, und eine kom plexe FIR-Filterschaltung mit einem Eingang, der mit ei nem Ausgang des Summierers verbunden ist, wobei die kom plexe FIR-Filterschaltung aufweist:
eine erste Registerpipeline, getaktet mit einer er sten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl von ei nem Eingangsstrom digitaler Daten abgeleiteter sukzes siver digitaler Abtastwerte auszugeben;
eine erste Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die erste Re gisterpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte durch Anwenden eines ersten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden;
eine zweite Registerpipeline, getaktet mit einer zweiten Abtastrate niedriger als die erste Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine dritte Registerpipeline, getaktet mit der zwei ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die erste Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine zweite Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen gefilterten digitalen In phaseabtastwert und einen gefilterten digitalen Quadra turabtastwert auszugeben, die von der durch die zweite Registerpipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digi taler Abtastwerte und von der durch die dritte Register pipeline ausgegebenen Anzahl sukzessiver digitaler Ab tastwerte durch Anwenden eines zweiten Satzes komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden.

18. Ultraschallbildgebungssystem nach Anspruch 17, wobei die erste Filtereinrichtung aufweist:
eine erste Verschiebungs/Invertierungs-Einrichtung zum Bitverschieben und/oder Invertieren der entsprechen den Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte, die von der ersten Registerpipeline ausgegeben werden, in Über einstimmung mit einem ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, die von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleitet werden; und
eine erste Additionseinrichtung zum Addieren der von der ersten Verschiebungseinrichtung ausgegebenen verscho benen/invertierten digitalen Abtastwerte.

19. Ultraschallbildgebungssystem nach Anspruch 17, wobei die komplexe FIR-Filterschaltung weiter aufweist:
eine vierte Registerpipeline, getaktet mit einer dritten Abtastrate niedriger als die zweite Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtast periode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Fil tereinrichtung ausgegebenen gefilterten digitalen In phaseabtastwerten abgeleitet werden;
eine fünfte Registerpipeline, getaktet mit der drit ten Abtastrate, und mit einer Anzahl von Ausgängen, um in jeder Abtastperiode eine entsprechende Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte auszugeben, die von den durch die zweite Filtereinrichtung ausgegebenen gefilterten digita len Quadraturabtastwerten abgeleitet werden; und
eine dritte Filtereinrichtung, um zumindest in jeder zweiten Abtastperiode einen entsprechenden gefilterten digitalen Inphaseabtastwert und einen entsprechenden ge filterten digitalen Quadraturabtastwert auszugeben, die von der durch die vierte Registerpipeline ausgegebenen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtastwerte und von der durch die fünfte Registerpipeline ausgegebe nen entsprechenden Anzahl sukzessiver digitaler Abtast werte durch Anwenden eines dritten Satzes komplexer Fil terkoeffizienten abgeleitet werden.

20. Verfahren zum Verringern der Abtastrate digitaler Abtastwerte in einem Ultraschallstrahlbündelformer mit den Schritten:
Gewinnen eines Stroms digitaler Datenabtastwerte;
sukzessives Durchtakten der digitalen Datenabtast werte durch eine erste Registerpipeline mit einer ersten Abtastrate, wobei die erste Registerpipeline eine ent sprechende Vielzahl digitaler Datenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Datenabtastwerte parallel als Antwort auf ein mit der ersten Abtastrate ausgegebenes entspre chendes Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von einem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten ersten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine erste Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren der ganzen Viel zahl digitaler Datenabtastwerte in Übereinstimmung mit einem von dem ersten Satz komplexer Filterkoeffizienten abgeleiteten zweiten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine zweite Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden ersten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphaseabtastwert der er sten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden zweiten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturabtastwert der ersten Stufe zu erzeugen;
sukzessives Durchtakten der digitalen Inphasedatenab tastwerte der ersten Stufe durch eine zweite Register pipeline mit einer zweiten Abtastrate kleiner als die er ste Abtastrate, wobei die zweite Registerpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtastperiode speichert, und die ganze Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte par allel als Antwort auf ein mit der zweiten Abtastrate aus gegebenes entsprechendes Taktsignal ausgegeben wird;
sukzessives Durchtakten der digitalen Quadraturdaten abtastwerte der ersten Stufe durch eine dritte Register pipeline mit der zweiten Abtastrate, wobei die zweite Re gisterpipeline eine entsprechende Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte während jeder sukzessiven Abtast periode speichert, wobei jede Vielzahl digitaler Quadra turdatenabtastwerte parallel als Antwort auf das mit der zweiten Abtastrate ausgegebene entsprechende Taktsignal ausgegeben wird;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von einem zweiten Satz kom plexer Filterkoeffizienten abgeleiteten dritten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine dritte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Bitverschieben und/oder Invertieren jeder Vielzahl digitaler Inphasedatenabtastwerte aus der zweiten Regi sterpipeline und jeder Vielzahl digitaler Qua draturdatenabtastwerte aus der dritten Registerpipeline in Übereinstimmung mit einem von dem zweiten Satz komple xer Filterkoeffizienten abgeleiteten vierten Satz von Bitverschiebungs- und/oder Invertierungswerten, um eine vierte Vielzahl gefilterter digitaler Datenabtastwerte zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden dritten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Inphasedatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen;
Addieren der entsprechenden vierten Vielzahl Bit-ver schobener/invertierter digitaler Datenabtastwerte, um einen entsprechenden digitalen Quadraturdatenabtastwert der zweiten Stufe zu erzeugen.