DE19725689C2

DE19725689C2 - Switching power supply, especially for chargers

Info

Publication number: DE19725689C2
Application number: DE19725689A
Authority: DE
Inventors: Hans-Hermann Maasland
Original assignee: Jungheinrich AG
Current assignee: Jungheinrich AG
Priority date: 1997-06-18
Filing date: 1997-06-18
Publication date: 2001-02-22
Anticipated expiration: 2017-06-19
Also published as: DE19725689A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil, insbesondere für Ladegeräte, nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a switching power supply, especially for chargers, according to Preamble of claim 1.

Schaltnetzteile z. B. für Ladegeräte sollen nach Möglichkeit eine sinusförmige Stromauf nahme gewährleisten und als galvanisch getrenntes System fungieren. Es ist bekannt, zur Aufbereitung des Netzeingangs einen sog. PFC (Power Factor Corrector) mit hoher Fre quenz vorzusehen. Die Schaltung arbeitet auf einen Gleichspannungszwischenkreis. Als zweite Stufe wird die Gleichspannung ebenfalls mit höher Frequenz im Puls-Weiten- Modulations-Verfahren in Wechselspannung übertragen und als gleichgerichteter Strom der Batterie zur Verfügung gestellt. Es ist auch bekannt, einen PFC und PWM- Schaltregler vorzusehen (PWM = Puls-Weiten-Modulation) Bei dieser Schaltungsan ordnung werden drei Leistungshalbleiter eingesetzt und unterschiedlich angesteuert. Ferner wird z. B. ein Transformator mit Mittelanzapfung benötigt.Switching power supplies z. B. for chargers, if possible, a sinusoidal current guarantee acceptance and act as a galvanically isolated system. It is known to Preparation of the network input a so-called PFC (Power Factor Corrector) with high fre to provide for quenz. The circuit works on a DC link. As second stage, the DC voltage is also at a higher frequency in the pulse width Modulation method transmitted in AC voltage and as rectified current of the battery. It is also known to use a PFC and PWM Switching regulator to be provided (PWM = pulse width modulation) three power semiconductors are used and controlled differently. Furthermore, e.g. B. requires a transformer with center tap.

Ein Schaltnetzteil der eingangs genannten Art ist aus L. Wuidart, A. Bailly, Schalt netzteile mit hohem Leistungsfaktor, In: Elektronik 6/1997, S. 58, 71 bis 74, bekannt geworden. Es besteht aus einem Gleichrichter, einer an den Gleichrichter angeschlos senen Reihenschaltung aus einer Boosterinduktivität und einem elektronischen Lei stungsschalter, einem über eine Boosterdiode an den Leistungsschalter angeschlosse nen Boosterkondensator und einem Regler, der nach Maßgabe von Spannung und Strom des Netzes sowie des Boosterkondensators die Pulsweite des nach der Pulswei tenmodulation (PWM) gesteuerten Leistungsschalters vorgibt. Bei der bekannten Schaltungsanordnung wird der Sperrwandler mit der Boosterdrossel in der Einschalt phase aufmagnetisiert und in der Ausschaltphase wird die Energie der Drossel in den Boosterkondensator und den Sperrwandler geladen. Das Tastverhältnis für den Sperrwandler ist auf 50% zu begrenzen.A switching power supply of the type mentioned is known from L. Wuidart, A. Bailly, switching power supply with high power factor, In: Elektronik 6/1997, pages 58, 71 to 74 become known. It consists of a rectifier, a series connection connected to the rectifier consisting of a booster inductance and an electronic circuit breaker, a booster capacitor connected to the circuit breaker via a booster diode and a regulator that regulates the pulse width according to the voltage and current of the network and the booster capacitor of the circuit breaker controlled according to pulse width modulation (PWM). In the known circuit arrangement, the flyback converter is magnetized with the booster choke in the switch-on phase and in the switch-off phase, the energy of the choke is charged into the booster capacitor and the flyback converter. The duty cycle for the flyback converter is to be limited to 50%.

Aus DE 195 34 282 A1 ist ein Schaltnetzteil bekanntgeworden, mit einem Durchfluß wandlertransformator und einem Schalter hinter der Boosterdrossel. Eine Leistungs faktorregelung oder eine Leistungsfaktorverbesserung ist nicht beschrieben. Eine Aus führungsform des bekannten Schaltnetzteils weist einen Durchflußwandlertransfor mator mit zwei Schaltern hinter der Boosterdrossel und dem Transformator auf. From DE 195 34 282 A1 a switching power supply has become known, with a flow converter transformer and a switch behind the booster reactor. A performance factor control or a performance factor improvement is not described. An out The known switching power supply has a forward converter transfor mator with two switches behind the booster choke and the transformer.

Aus JP 62-25877 (A) In: Patent Abstracts of Japan, Sect. E. 1987, Vol. 11, Nr. 204, (E-520) ist ein Schaltnetzteil bekanntgeworden mit einem Eintakt-Durchflußwandler und einem Entlastungsübertrager. Zweck der Schaltung ist, die gespeicherte Energie in der Streu impedanz zurückzugewinnen.From JP 62-25877 (A) In: Patent Abstracts of Japan, Sect. E. 1987, Vol. 11, No. 204, (E-520) a switching power supply has become known with a single-ended forward converter and a relief transformer. The purpose of the circuit is to store the energy stored in the litter recover impedance.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil, insbesondere für Lade geräte, zu schaffen, das bei Einhaltung zulässiger Oberwellenströme eine geringe Aus schaltverlußleistung für den Leistungsschalter Reduzierung des Spannungsanstiegs be wirkt bei gleichzeitig hohem Wirkungsgrad der Energieübertragung.The invention has for its object a switching power supply, especially for charging devices to create a low off while maintaining permissible harmonic currents Switching power loss for the circuit breaker Reduction of the voltage rise works with a high efficiency of energy transmission.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.This object is achieved by the features of patent claim 1.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung sieht einen Durchflußwandler vor, des sen Primärwicklung in Reihe mit einem Kondensator geschaltet ist und bei dem die Reihenschaltung parallel zur Boosterdiode angeordnet ist. Auf diese Weise findet ein Energietransport zu den Ausgangsklemmen der Schaltungsanordnung auch während der sog. Ladephase statt. In dieser ist der Leistungsschalter geschlossen. Dadurch kann ein Strom vom Boosterkondensator über die Primärwicklung des Durchflußwandlers ebenfalls über den Leistungsschalter fließen. Der Durchflußwandler mit einem luftspaltlosen Kern hat vorzugsweise ein hartes Verhalten, so daß eine unmittelbare Energieübertragung aufgrund des erwähnten Stromflusses auf die Sekundärseite erfolgt und damit ein Strom zur Last fließt, beispielsweise einer Batterie an den Aus gangsklemmen der Schaltungsanordnung. The circuit arrangement according to the invention provides a forward converter, the sen primary winding is connected in series with a capacitor and in which the Series connection is arranged parallel to the booster diode. That way, one finds Energy transport to the output terminals of the circuit arrangement also during the so-called loading phase instead. The circuit breaker is closed in this. This can a current from the booster capacitor through the primary winding of the forward converter also flow through the circuit breaker. The flow converter with one airless core preferably has a hard behavior, so that an immediate Energy transfer due to the current flow mentioned on the secondary side takes place and thus a current flows to the load, for example a battery at the end gear clamps of the circuit arrangement.

Bei der beschriebenen Ladephase wird auch der in Reihe zur Primärwicklung des Durch flußwandlers geschaltete Kondensator geladen, dessen Spannungsrichtung beim Öffnen des Leistungsschalters nunmehr entgegengesetzt der Spannungsrichtung am Leistungs schalter ist. Dadurch wird der hohe Spannungsanstieg dU/dt, der durch die Entladung der Boosterinduktivität entsteht, am Leistungsschalter reduziert. Damit wird auch die Aus schaltverlustleistung am Leistungsschalter, beispielsweise einen Feldeffekttransistor, ebenfalls reduziert.In the loading phase described, the one in series becomes the primary winding of the through flux converter switched capacitor loaded, its voltage direction when opening of the circuit breaker now opposite to the voltage direction on the power is switch. This causes the high voltage rise dU / dt caused by the discharge of the Booster inductance arises, reduced at the circuit breaker. This will also be the end switching power loss at the circuit breaker, for example a field effect transistor, also reduced.

Während der Entladephase fließt der Strom von der Induktivität über den Durchfluß wandler und bewirkt mithin einen Energietransport zum Sekundärteil und damit einen Stromfluß in der angeschlossenen Last. Nach einer Ausgestaltung der Erfindung ist die Sekundärwicklung des Durchflußwandlers an einen Kondensator geschaltet. Dadurch wird die kapazitive Wirkung des Stromanstiegs über den Durchflußwandler erhöht.During the discharge phase, the current flows from the inductor through the flow converter and thus causes an energy transport to the secondary part and thus one Current flow in the connected load. According to one embodiment of the invention Secondary winding of the forward converter connected to a capacitor. Thereby the capacitive effect of the current increase is increased via the flow converter.

Der Durchflußwandler ist so auszulegen, daß er die erforderliche Energieübertragung bewerkstelligen kann. Der mit der Primärwicklung des Durchflußwandlers in Reihe ge schaltete Kondensator ist im Hinblick auf die Induktivität des Durchflußwandlers so aus gelegt, daß die an dem Kondensator aufgebaute Spannung ihren maximalen Wert bei etwa Scheitelspannung der Netzspannung erreicht. Dies entspricht einem Tastverhältnis von T = 0,2. Auf jeden Fall ist es vorteilhaft, diesen Kondensator im Hinblick auf die Ladezeit so zu bemessen, daß sie kleiner ist als die vom Regler vorgegebene minimale Pulsweite.The flow converter must be designed so that it has the required energy transfer can accomplish. The ge with the primary winding of the forward converter in series switched capacitor is so with regard to the inductance of the forward converter placed that the voltage built up on the capacitor at its maximum value about peak voltage of the mains voltage reached. This corresponds to a duty cycle of T = 0.2. In any case, it is advantageous to consider this capacitor To measure the charging time so that it is less than the minimum specified by the controller Pulse width.

Der Strom in der Primärwicklung des Durchflußwandlers fließt in der Entlade- und Ladephase der Induktivität in unterschiedlichen Richtungen. Die Sekundärwicklung des Durchflußwandlers ist mit einer Mittelanzapfung versehen, wobei die Pole der Sekundärwicklung über jeweils eine Diode und eine Induktivität auf den Ausgang der Schaltungsanordnung geschaltet sind. Bei höherer Sekundärspannung kann auch eine Brückenschaltung verwendet werden.The current in the primary winding of the forward converter flows in the discharge and Charging phase of the inductor in different directions. The secondary winding the flow converter is provided with a center tap, the poles of the Secondary winding via a diode and an inductor on the output of each Circuit arrangement are switched. With a higher secondary voltage, a Bridge circuit can be used.

Besonders vorteilhaft ist nach einer Ausgestaltung der Erfindung, wenn die Booster induktivität von der Primärwicklung eines Sperrwandlers gebildet ist, dessen Sekun därwicklung parallel zur Sekundärwicklung des Durchflußwandlertransformators auf den Ausgang geschaltet ist. Ein Sperrwandler speichert bekanntlich die Energie in der Einschaltphase des elektronischen Leistungsschalters, wodurch während der Lade phase Energieübertragung nicht stattfindet. Die Stromanstiegsgeschwindigkeit wird während des Wechsels von der Lade- in die Entladephase reduziert. Während der Entladephase wirkt der Sperrwandler wie ein Transistor eines imaginären Halb brückenwandlers auf den Durchflußwandlertransformator. Durch die Primärwicklung des Durchflußwandlertransformators fließt ein Strom aufgrund der Umladung des in Reihe geschalteten Kondensators, der sich mit dem zu Beginn der Entladephase ver zögert ansteigenden Strom in der Sekundärwicklung des Sperrwandlers überlagert. According to one embodiment of the invention, it is particularly advantageous if the boosters inductance is formed by the primary winding of a flyback converter, the seconds därwicklung parallel to the secondary winding of the forward transformer the output is switched. A flyback converter is known to store the energy in the Switch-on phase of the electronic circuit breaker, which means during charging phase energy transfer does not take place. The rate of current rise will reduced during the change from the charging to the discharging phase. During the In the discharge phase, the flyback converter acts like a transistor of an imaginary half bridge converter on the forward transformer. Through the primary winding of the forward converter transformer, a current flows due to the charge reversal of the Series connected capacitor, which ver with the beginning of the discharge phase Delays increasing current overlaid in the secondary winding of the flyback converter.

Die Auslegung des Sperrwandlers ist konventionell. Vorzugsweise ist er so ausgelegt, daß z. B. 70% der dem Netz entnommenen Energie über diesen und der Rest über den Durchflußwandlertransformator übertragen wird.The design of the flyback converter is conventional. It is preferably designed so that z. B. 70% of the energy taken from the network via this and the rest of the Forward converter transformer is transmitted.

Die erfindungsgemäße Schaltung verwendet die Puls-Weiten-Modulation in erster Linie für die sinusförmige Stromaufnahme und nicht direkt zur Ladestromregelung. Es ist daher zweckmäßig, eine Korrektur des Multiplikators vor dem PFC-Regler vor zunehmen. Daher ist nach einer Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen, daß auf den Gleichstromeingang des Reglers ein Strom aufgeprägt wird, der dem Regler eine höhere Zwischenkreisspannung vortäuscht. Der Gleichspannungseingang des PFC- Reglers mißt normalerweise die Spannung am Boosterkondensator, d. h. die Zwischen kreisspannung. Mit Hilfe eines Bypass-Stromes aus der Reglerversorgung kann die höhere Zwischenkreisspannung vorgetäuscht werden. Der Bypass-Strom kann so hoch sein, daß der Regler keine Puls-Weiten-Modulation mehr erzeugt. Über die Spannung am Boosterkondensator wird der primäre Netzstrom und dann ebenfalls der Durch flußwandlertransformator gesteuert. Über die variierende Eingangsspannung am Durchflußwandler in Verbindung mit der Induktivität auf der Sekundärseite kann der Strom ausreichend geregelt werden. Die Kondensatorspannung kann zwischen dem maximalen Scheitelwert der Netzspannung und dem doppelten Wert variiert werden, z. B. zwischen 325 und 650 V. Auf diese Weise ist eine Sicherheitsschaltung erhalten, bei der Spannungsspitzen aus dem Netz aufgefangen werden. Von den Spannungsspitzen geht Gefahr vor allem dann aus, wenn z. B. in der Nachladephase bei der Ladung einer Batterie nur noch kleine Ströme fließen.The circuit according to the invention primarily uses pulse-width modulation Line for sinusoidal current consumption and not directly for charging current control. It It is therefore advisable to correct the multiplier before the PFC controller increase. It is therefore provided according to an embodiment of the invention that on the DC input of the controller a current is impressed on the controller pretends higher intermediate circuit voltage. The DC voltage input of the PFC Regulator normally measures the voltage across the booster capacitor, i. H. the intermediate circular voltage. With the help of a bypass stream from the controller supply, the higher intermediate circuit voltage can be simulated. The bypass current can be so high be that the controller no longer generates pulse width modulation. About the tension at the booster capacitor the primary mains current and then also the through flux transformer controlled. About the varying input voltage on Flow converter in connection with the inductance on the secondary side can Electricity can be regulated sufficiently. The capacitor voltage can be between the maximum peak value of the mains voltage and twice the value can be varied, e.g. B. between 325 and 650 V. In this way, a safety circuit is obtained, caught at the voltage spikes from the network become. The voltage peaks are particularly dangerous when e.g. B. in the Reload phase when charging a battery only small currents flow.

Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil ist sehr wenig aufwendig, vor allem weil ein Schaltregler für die galvanische Trennung eingespart ist. Die nahezu oberwellenfreie Stromaufnahme ist gleichwohl gewährleistet. Das erfindungsgemäße Schaltnetzteil kann mit hoher Frequenz bei geringer Ausschaltverlustleistung betrieben werden, z. B. mit 150 kHz. Der Wirkungsgrad ist hoch bei gleichzeitiger Verringerung des Spannungsanstiegs an dem Leistungstransistor. Ferner ist die EMV-Abstrahlung geringer als herkömmliche Lösungen.The switching power supply according to the invention is very inexpensive, especially because of a Switching regulator for the galvanic isolation is saved. The almost harmonic free Power consumption is nevertheless guaranteed. The switching power supply according to the invention can be operated at high frequency with low switch-off power loss, e.g. B. with 150 kHz. The efficiency is high while reducing the voltage rise on the power transistor. Furthermore, the EMC radiation is lower than conventional ones Solutions.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert.The invention is explained in more detail below with reference to drawings.

Fig. 1 zeigt ein Schaltungsbeispiel eines Schaltnetzteils nach der Erfindung. Fig. 1 shows a circuit example of a switching power supply according to the invention.

Fig. 2 zeigt ein Diagramm von Strom und Spannung an den einzelnen Bauelementen des Schaltnetzteils nach Fig. 1 in Abhängigkeit von der Zeit. FIG. 2 shows a diagram of current and voltage on the individual components of the switching power supply according to FIG. 1 as a function of time.

Fig. 3 zeigt ein anderes Schaltungsbeispiel eines Schaltnetzteils nach der Erfindung. Fig. 3 shows another circuit example of a switching power supply according to the invention.

Fig. 4 zeigt ein ähnliches Spannungs- und Stromdiagramm wie Fig. 2, jedoch für die Schaltungsanordnung nach Fig. 3. FIG. 4 shows a voltage and current diagram similar to FIG. 2, but for the circuit arrangement according to FIG. 3.

In Fig. 1 ist bei 10 ein Netzkabel und bei 12 ein Netzstecker angedeutet. Der Netz stecker ist an eine Gleichrichterbrückenschaltung V1 angeschlossen, der ein Filterkon densator 14 vorgeschaltet ist. Der Ausgang der Brückenschaltung V1 ist an eine Primärwicklung 16 eines Transformators T1 angeschlossen, der als sog. Sperrwandler ausgebildet ist. Die Primärwicklung 16 liegt in Reihe mit einem Leistungstransistor V2. Der Leistungstransistor V2 wird von einem PFC-Regler 18 gesteuert, der in Abhängigkeit von dem Netzstrom bei 22, der Netzspannung, der Spannung an einem Kondensator C1 und dem Ladestrom, auf den weiter unten noch eingegangen wird, eine Puls-Weiten-Modulation am Leistungstransistor vornimmt. Der Meßeingang des Reglers 18 für die Netzspannung bzw. Phasenlage ist bei 20, für den Netzstrom bei 21, für die Spannung im Kondensator C1 bei 24 und für den Batterieladestrom bei 26 angedeutet. Die Sekundärwicklung 28 des Sperrwandlers T1 liegt über einer Diode V5 an Ausgangsklemmen 30, 32 der gezeigten Schaltungsanordnung, die z. B. als Lade gerät für eine Batterie verwendet werden kann. Zwischen den Klemmen 30, 32 liegt ein Glättungskondensator C4.In Fig. 1, a power cord is indicated at 10 and a power plug at 12. The mains plug is connected to a rectifier bridge circuit V1, which is preceded by a filter capacitor 14 . The output of the bridge circuit V1 is connected to a primary winding 16 of a transformer T1, which is designed as a so-called flyback converter. The primary winding 16 is in series with a power transistor V2. The power transistor V2 is controlled by a PFC controller 18 which, depending on the line current at 22, the line voltage, the voltage on a capacitor C1 and the charging current, which will be discussed further below, pulse-width modulation on the power transistor makes. The measurement input of the regulator 18 for the mains voltage or phase position is indicated at 20, for the mains current at 21, for the voltage in the capacitor C1 at 24 and for the battery charging current at 26. The secondary winding 28 of the flyback converter T1 is connected via a diode V5 to output terminals 30 , 32 of the circuit arrangement shown, which, for. B. can be used as a charger for a battery. A smoothing capacitor C4 is located between the terminals 30 , 32 .

Der Kondensator C1 liegt parallel zum Leistungstransistor V2, genauer zu seiner Drain-Source-Strecke. Dem Kondensator C 1 ist eine Diode V3 vorgeschaltet. Die Diode wird auch als Boosterdiode und der Kondensator als Boosterkondensator bezeichnet. Parallel zur Diode V3 liegt die Reihenschaltung aus einer Primärwicklung 34 eines Transformators T2 und eines Kondensators C2. Der Transformator T2 ist ein sog. Durchflußwandlertransformator, weist mithin ein hartes Übertragungsverhalten auf im Gegensatz zum Sperr wandler T1. Die Sekundärwicklung 36 des Durchflußwandlertransformators T2 weist eine an Masse liegende Mittelanzapfung auf. Die Sekundärwicklung 36 liegt über parallele zwei Dioden V4 und eine Induktivität L1 an der zur Klemme 30 führenden Leitung hinter der Diode V5 sowie über einen Kondensator C3 an Masse.The capacitor C1 is parallel to the power transistor V2, more precisely to its drain-source path. A diode V3 is connected upstream of the capacitor C 1. The diode is also referred to as the booster diode and the capacitor as the booster capacitor. The series circuit comprising a primary winding 34 of a transformer T2 and a capacitor C2 is connected in parallel with the diode V3. The transformer T2 is a so-called forward converter transformer, therefore has a hard transmission behavior in contrast to the flyback converter T1. The secondary winding 36 of the forward converter transformer T2 has a center tap connected to ground. The secondary winding 36 is connected via parallel two diodes V4 and an inductor L1 to the line leading to the terminal 30 behind the diode V5 and via a capacitor C3 to ground.

Der Betrieb der Aufladung einer nicht gezeigten Batterie erfolgt mit Hilfe eines Lade prozessors 40, der den Ladestrom über einen Shunt 42 in der zur Klemme 32 führen den Leistung mißt. Der Ladeprozessor 40 ist über Optokoppler 44 bzw. 46 mit dem Regler 18 gekoppelt.The operation of charging a battery, not shown, is carried out with the aid of a charging processor 40 which measures the charging current via a shunt 42 in the lead to the terminal 32 . The charging processor 40 is coupled to the controller 18 via optocouplers 44 and 46, respectively.

Zum Betrieb der gezeigten Schaltungsanordnung ist folgendes anzumerken: Während der Transistor V2 durchgeschaltet ist, fließt der Hauptstrom über den Gleichrichter V1, die Primärwicklung 16 vom Sperrwandler T1 über den Leistungstransistor V2 zu rück zum Gleichrichter V1. Parallel fließt vom Boosterkondensator C1 ein Strom über den Kondensator C2 und die Primärwicklung 34 des Durchflußwandlertransformators T2 über den Transistor V2. Die fließenden Ströme i(V2) sind in Fig. 2 angedeutet, in der eine Periode des z. B. mit 150 kH betriebenen Leistungstransistors V2 dargestellt ist. Bei durchgeschaltetem Transistor V2 wird die Drain-Source-Spannung Uds zu Null. Es fließt ein kleinerer Strom von z. B. 1/3 über den Durchflußwandlertransfor mator T2 und ein um annähernd 2/3 höherer Strom (Hauptstrom) über den geschilder ten Weg. Da der Transformator T1 als Sperrwandler betrieben ist, findet zu diesem Zeitpunkt eine Energieübertragung im Sperrwandler nicht statt. In dieser Phase findet jedoch aufgrund des Stroms im Durchflußtransformator T2 eine Energieübertragung statt. Der Kondensator C2 ist mit der Induktivität des Transfor mators T2 so ausgelegt, daß die Spannung an C2 bein Tastverhältnis von etwa 0,2 ihren maximalen Wert erreicht. Das Tastverhältnis von 0,2 wird etwa bei dem Schei telwert der Nennspannung erreicht.The following should be noted for the operation of the circuit arrangement shown: while transistor V2 is switched on, the main current flows through rectifier V1, primary winding 16 flows from flyback converter T1 via power transistor V2 back to rectifier V1. In parallel, a current flows from the booster capacitor C1 through the capacitor C2 and the primary winding 34 of the forward converter transformer T2 through the transistor V2. The flowing currents i (V2) are indicated in Fig. 2, in which a period of z. B. is shown with 150 kH operated power transistor V2. With transistor V2 turned on, the drain-source voltage Uds becomes zero. A smaller current of z. B. 1/3 on the flow converter transformer T2 and an approximately 2/3 higher current (main current) on the way described. Since the transformer T1 is operated as a flyback converter, there is no energy transmission in the flyback converter at this time. In this phase, however, energy transfer takes place due to the current in the flow transformer T2. The capacitor C2 is designed with the inductance of the transformer T2 so that the voltage at C2 leg duty ratio of about 0.2 reaches its maximum value. The duty cycle of 0.2 is reached approximately at the Schei telwert the nominal voltage.

Öffnet der Leistungstransistor V2, ist Kondensator C2 geladen und wirkt in der Span nungsrichtung entgegengesetzt zum Spannungsanstieg am Transistor V2. Der Konden sator C3 erhöht die kapazitive Wirkung des Durchflußwandlertransformators T2. Auf diese Weise wird ein hoher Spannungsanstieg dU/dt durch den Transformator T1 an der Drain-Source-Strecke des Transistors V2 reduziert. Dadurch wird auch die Aus schaltverlustleistung des Transistors reduziert. Die Energie des Sperrwandlers T1 wirkt jetzt wie ein Transistor eines imaginären Halbrückenwandlers auf den Transfor mator T2. Bis zur Umladung des Kondensators C2 findet ebenfalls ein Energietrans port über den Durchflußwandlertransformator T2 statt, was durch den Stromblock in Fig. 2 i(V4) zu Beginn der Ausschaltphase des Transistors V2 gezeichnet ist. Der hierbei zur Energieübertragung zur Verfügung stehende Strom überlagert sich teil weise mit dem Strom, der nunmehr durch die Entladung im Sperrwandler T1 i(US) zu fließen beginnt. Der Hauptteil der Energieübertragung erfolgt daher über den Sperr wandler T1.If the power transistor V2 opens, capacitor C2 is charged and acts in the voltage direction opposite to the voltage rise at transistor V2. The capacitor C3 increases the capacitive effect of the forward transformer T2. In this way, a high voltage rise dU / dt is reduced by the transformer T1 on the drain-source path of the transistor V2. This also reduces the switching power loss of the transistor. The energy of the flyback converter T1 now acts like a transistor of an imaginary half-bridge converter on the transformer T2. Until the capacitor C2 is recharged, an energy transfer also takes place via the forward converter transformer T2, which is shown by the current block in FIG. 2 i (V4) at the beginning of the switch-off phase of the transistor V2. The current available for energy transfer is partially superimposed on the current that now begins to flow through the discharge in flyback converter T1 i (US). The main part of the energy transfer therefore takes place via the blocking converter T1.

Die Auslegung des Durchflußwandlertransformators T2 ergibt sich aus der zur Ver fügung stehenden Energie des Kondensator C1. Im gezeigten Fall ist das Verhältnis der Transformatoren T1 und T2 so ausgelegt, daß ersterer 2/3 und zweiterer der Ener gie 1/3 überträgt. The design of the forward converter transformer T2 results from the available energy of the capacitor C1. In the illustrated case, the ratio of the transformers T1 and T2 is designed so that the former energy and 2/3 The second one of the Ener third transfers.

Zu Fig. 2 bleibt noch nachzutragen, daß U(V1) die Netzspannung und U(C1) die maximale Spannung am Kondensator C1 sind.It remains to be added to FIG. 2 that U (V1) is the mains voltage and U (C1) is the maximum voltage across capacitor C1.

Die bei der gezeigten Schaltungsanordnung vorgesehene Puls-Weiten-Modulation dient in erster Linie für die sinusförmige Stromaufnahme und nicht direkt für die La destromregelung. Daher wird eine Korrektur des Multiplikators vor dem Regler 18 durchgeführt. Zu diesem Zweck wird der Gleichspannungseingang 24, der die Span nung am Kondensator C1 mißt, mit einem Bypass-Strom aus der Reglerversorgung versehen. Dadurch wird dem Regler 18 eine höhere Spannung am Kondensator C1 vorgetäuscht. Der Bypass-Strom kann so hoch sein, daß der Regler 18 keine Puls- Weiten-Modulation mehr generiert. Über die Spannung am Kondensator C1 wird der Durchflußwandlertransformator T2 gesteuert. Über die variierende Eingangsspannung an der Primärwicklung 34 des Durchflußwandlertransformators T2 in Verbindung mit der Induktivität L1 kann der Strom ausreichend geregelt werden. Die Kondensator spannung kann zwischen der maximalen Scheitelwert-Netzspannung und dem dop pelten Wert variiert werden, z. B. zwischen 325 und 650 V.The pulse-width modulation provided in the circuit arrangement shown serves primarily for the sinusoidal current consumption and not directly for the charge control. The multiplier is therefore corrected before the controller 18 . For this purpose, the DC voltage input 24 , which measures the voltage across the capacitor C1, is provided with a bypass current from the regulator supply. As a result, the regulator 18 is simulated by a higher voltage across the capacitor C1. The bypass current can be so high that the controller 18 no longer generates pulse width modulation. The forward converter transformer T2 is controlled via the voltage across the capacitor C1. The current can be regulated adequately via the varying input voltage on the primary winding 34 of the forward converter transformer T2 in conjunction with the inductance L1. The capacitor voltage can be varied between the maximum peak mains voltage and the double value, z. B. between 325 and 650 V.

Die Ausführungsform nach Fig. 3 unterscheidet sich von der nach Fig. 1 nur gering fügig. Es werden daher Bauteile, die denen nach Fig. 1 gleichen, mit gleichen Bezugs zeichen versehen. Wie erkennbar, ist nicht ein Sperrwandler wie in Fig. 1 vorgesehen, sondern eine einfache Induktivität L2, so daß die gesamte Energie auf die Sekundär seite vom Durchflußwandlertransformator T2 übertragen wird. Im Hinblick auf die sonstige Wirkungsweise der Schaltungsanordnung kann auf die obige Beschreibung verwiesen werden.The embodiment of FIG. 3 differs only slightly from that of FIG. 1. There are therefore components that are the same according to FIG. 1, provided with the same reference characters. As can be seen, not a flyback converter is provided as in Fig. 1, but a simple inductor L2, so that all the energy is transmitted to the secondary side of the forward converter transformer T2. With regard to the other mode of operation of the circuit arrangement, reference can be made to the above description.

Der Verlauf der Ströme geht aus Fig. 4 hervor. Aufgrund der Entladung des Konden sators C2 findet in der Ladephase (Transistor V2 durchgeschaltet) eine Energieüber tragung statt. In der Entladephase wird die Energie durch die Entladung der Induk tivität L2 geliefert.The course of the currents is shown in FIG. 4. Due to the discharge of the capacitor C2, an energy transfer takes place in the charging phase (transistor V2 switched through). In the discharge phase, the energy is supplied by the discharge of inductance L2.

Claims

1.Switching power supply, in particular for chargers, with a step-up converter consisting of a rectifier, a series circuit connected to the rectifier comprising a booster inductance and an electronic circuit breaker, a booster capacitor connected to the circuit breaker via a booster diode and a controller which, in accordance with Voltage and current of the network and the booster capacitor specifies the pulse width of the circuit breaker controlled according to pulse width modulation (PWM), characterized in that, in parallel with the booster diode (V3), the series connection of the primary winding ( 34 ) of a forward converter transformer (T2) and one Capacitor (C2) is connected, the secondary winding ( 36 ) is connected to the output of the power supply in such a way that an intermediate circuit voltage is built up on the booster capacitor (C1), but with the aid of the capacitor (C2) and the through-current transformer (T2) the switch-off voltage ng at the circuit breaker (V2) is reduced.

2. Switched-mode power supply according to Claim 1, characterized in that the charging time of the capacitor (C2) associated with the forward converter transformer (T2) is less than the maximum pulse width specified by the controller ( 18 ).

3. Switching power supply according to claim 1 or 2, characterized in that the secondary winding ( 36 ) of the forward converter transformer (T2) via a rectifier arrangement (V4) and an inductor (L1) and a capacitor (C4) is connected to the output.

4. Switching power supply according to one of claims 1 to 3, characterized in that a capacitor (C3) with the secondary winding ( 36 ) of the forward converter transformer (T2) is connected.

5. Switching power supply according to one of claims 1 to 4, characterized in that the Booster inductance is formed by a flyback converter (T1), the secondary winding parallel to the secondary winding of the forward transformer (T2) is switched to the output.

6. Switching power supply according to claim 5, characterized in that the flow wall lertransformer (T2) is designed so that it about 30% of the amount of energy Flyback converter (T1) transmits.

7. A power supply according to one of claims 1 to 6, characterized in that a current is impressed on the DC voltage input of the regulator (18), which simulates the controller (18) has a higher intermediate circuit voltage.

8. Switching power supply according to claim 7, characterized in that a bypass current from the supply of the controller ( 18 ) is impressed.