DE19710483C2 - Winkelgeschwindigkeitsdetektor - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Winkelgeschwindigkeits­ detektor, mit dem eine Schwingung eines Oszillators erfaßt wird, die hervorgerufen wird, wenn durch eine Winkelgeschwin­ digkeit an dem Oszillator eine Corioliskraft entsteht, und insbesondere auf einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor mit einem ersten und einem zweiten Schwingungssensor, die in bezug auf die Richtung einer ersten Schwingung symmetrisch angeordnet sind, welche durch eine Erregerschaltung angeregt ist, wobei eine durch die Corioliskraft hervorgerufene zweite Schwingung erfaßt wird.

In der Druckschrift US 5 587 529 (DE 195 20 426 A1) ist mit dem Titel "Winkelgeschwindigkeitsdetektor" ein Detektor beschrieben, der einen Oszillator mit einem ersten Anschluß, an den eine Steuerspannung angelegt wird, einem zweiten Anschluß, an dem bei Resonanz des Oszillators ein Signal mit einer bestimmten Phasenverschiebung in bezug auf ein Signal an dem ersten Anschluß auftritt, und einem dritten Anschluß enthält, an dem ein Signal mit einer Phase auftritt, die sich gemäß einer Winkelgeschwindigkeit ändert. Der Oszillator erzeugt ein Wechselspannungssignal, welches der an den ersten Anschluß angelegten Steuerspannung entspricht und sich entsprechend dem an dem zweiten Anschluß auftretenden Signal ändert. Ein Frequenzvervielfacher, der auf ein Signal anspricht, welches der Schwingungsfrequenz des Oszillators entspricht, erzeugt ein Taktimpulssignal mit einer Frequenz, die höher als die Schwingungsfrequenz ist. Es wird ein Phasendifferenz-Impulssignal mit einem Einschaltverhältnis erzeugt, welches sich gemäß einer Phasendifferenz zwischen dem an dem dritten Anschluß des Oszillators auftretenden Signal und entweder dem an den ersten Anschluß angelegten Signal oder dem an dem zweiten Anschluß auftretenden Signal ändert. Mit einem Zähler werden die Taktimpulse während eines Zeitabschnittes gezählt, in dem das Phasendifferenz-Impulssignal entweder den hohen oder den niedrigen Pegel annimmt.

Eine Anordnung zum Erfassen einer Drehwinkel­ geschwindigkeit mittels eines Oszillators ist beispielsweise in den JP-5 240 649 A und JP 5 288 555 A sowie in der GB- 2 266 149 A beschrieben.

Gemäß diesen Beschreibungen wird ein Oszillator wie ein piezoelektrisches Element zur Resonanz mit einer Frequenz angesteuert, die mit der Eigenfrequenz des Oszillators übereinstimmt. An dem Oszillator ist andern Knotenpunkt der Eigenschwingung eine Meßelektrode angebracht und aus einer an dar Meßelektrode entstehenden Spannung, aus der eins der Eigenschwingung entsprechende Komponente beseitigt ist, wird ein Winkelgeschwindigkeitssignal erhalten. Da die Meßelektrode an dem Knotenpunkt der Eigenschwingung angeordnet ist, folgt daraus theoretisch, daß an der Meßelektrode keine Spannung auftritt, wenn keine Winkelgeschwindigkeit auf den Oszillator einwirkt. Wenn jedoch an dem Oszillator eine Winkelgeschwin­ digkeit in einer Richtung von einem Schwingungsbauch, an dem eine Erregerelektrode angeordnet ist, zu einem Schwingungs­ knoten hin, an dem die Meßelektrode angeordnet ist, oder in der Gegenrichtung einwirkt, entsteht an dem Oszillator eine Corioliskraft, wodurch die Schwingungsrichtung zur Richtung der Corioliskraft oder der Winkelgeschwindigkeit verwunden wird. Der Knotenpunkt der verwundenen Schwingung wird dann gegenüber der Meßelektrode versetzt, wodurch sich ein Spannungsanstieg ergibt. Auf diese Weise entsteht an der Meßelektrode eins Schwingungsspannung, welche der Corioliskraft bzw. der Winkel­ geschwindigkeit entspricht. Der Pegel der Schwingungsspannung und die Phasenverschiebung derselben in bezug auf die Erregerspannung entspricht der Corioliskraft bzw. der Winkel­ geschwindigkeit. In der Praxis hat jedoch die Meßelektrode endliche Abmessungen und die Mitte der Meßelektrode ist mikroskopisch gesehen nicht völlig mit dem Knotenpunkt der durch die Erregung verursachten Eigenschwingung ausgerichtet, so daß folglich an der Meßelektrode nicht nur eine der Corioliskraft entsprechende Spannung, sondern auch eine Spannung entsteht, die sich aus der angeregten Eigenschwingung ergibt. Aus diesem Grund wird aus der an der Meßelektrode entstehenden Spannung die der Eigenschwingung entsprechende Komponente beseitigt.

Die Eigenfrequenz des Oszillators ändert sich jedoch unter Einwirkung von Umgebungstemperaturen oder dergleichen. Infolge­ dessen ist es bei dem Ansteuern des Oszillators mit einer bestimmten Frequenz bei einer Änderung der Umgebungstemperatur nicht möglich, die Funktion des Oszillators bei dessen Resonanz aufrechtzuerhalten. Eine Abweichung des Betreibens des Oszillators von der Resonanz verursacht eine Schwankung der Schwingungsamplitude, wodurch ein Fehler hinsichtlich des Zusammenhanges zwischen der Phasendifferenz und der Winkel­ geschwindigkeit hervorgerufen wird.

Um dieser Erscheinung gerecht zu werden, wird gemäß der GB-2 266 149 A mit einer Phasenregelschaltung bzw. PLL-Schaltung versucht, das Betreiben des Oszillators auf dessen Resonanz aufrechtzuerhalten. Im einzelnen wird die Schwingungsfrequenz eines spannungsge­ steuerten Oszillators automatisch derart eingestellt, daß ein an einen Steueranschluß des Oszillators angelegtes Signal in bezug auf ein Signal an einem Anschluß desselben, aus dem eine Rückführungsspannung abgenommen wird, eins Phasendifferenz von 90° hat.

Gemäß der JP-7 332 986 A wird die Erregung des Oszillators dadurch auf die Eigenfrequenz gezogen, daß die Frequenz von Taktimpulsen oder Adressenzählimpulsen verschoben wird, die in einer PLL-Schaltung an einen Sinuswellen- Funktionsgenerator mit einem Festspeicher angelegt werden.

Gemäß der JP-8 105 747 A und der entsprechenden US- 5 561 400 wird in eine Gegenkopplungs-Erregungsschleife für den Oszillator ein Bandpaßfilter mit einer Resonanzfrequenz und einer Phasenverschiebung eingefügt, die sich entsprechend einer Vorspannung ändern, und die Vorspannung wird derart geändert, daß sie derjenigen Phasendifferenz zwischen der Erregerspannung und der Gegenkopplungsspannung entspricht, die das Versetzen der Erregung des Oszillators auf die Eigenfrequenz hervorruft. Durch das automatische Abstimmen der Erregung des Oszillators auf die Eigenfrequenz wird eine Abweichung des Pegels der Maßspannung und einer Phasenverschiebung in bezug auf die Winkelgeschwindigkeit verringert, so daß auf diese Weise die Meßgenauigkeit stabilisiert wird.

Da die Meßelektrode an dem Knotenpunkt der angeregten Schwingung angeordnet ist, folgt daraus, daß bei niedriger Winkelgeschwindigkeit der Pegel der Meßspannung niedrig ist. Falls der Pegel unterhalb eines durch Signalverarbeitung korrigierbaren Pegels liegt, kann die Winkelgeschwindigkeit nicht quantitativ erfaßt werden. Das heißt, wenn die Meß­ spannung niedriger als der durch die Signalverarbeitungs­ schaltung verarbeitbare Pegel ist, wird die Winkel­ geschwindigkeit als "0" betrachtet, so daß daher ein Signal abgegeben wird, welches der Winkelgeschwindigkeit "0" entspricht. Somit ist für niedrige Winkelgeschwindigkeiten die Auflösung verschlechtert. Das gleiche gilt auch für ein Verfahren, bei dem ein Signal erzeugt wird, welches einer Phasenverschiebung entspricht und zu einem Winkelgeschwin­ digkeitssignal umgesetzt wird, insofern, als das Erfassen der Phasenverschiebung von dem Pegel der Meßspannung ausgehend vorgenommen wird.

Aus der Druckschrift WO 90/08 300 ist ein Rotationssensor bekannt, bei dem Schwingungserzeugungseinrichtungen und Schwingungserfassungseinrichtungen jeweils am Ende eines spiralförmig aufgewickelten Bandes angeordnet sind. Entlang des spiralförmigen Bandes werden die Vibrationswellen übertragen und es wird eine Phasendifferenz zwischen den jeweils mittels den Schwingungserfassungseinrichtungen erfaßten Schwingungen bestimmt. Aus der Phasendifferenz werden mittels einer Auswerteeinrichtung die Eigenschaften einer Rotation erfaßt, so daß der Rotationssensor in einem Peilsystem Verwendung finden kann.

Der Erfindung liegt demgegenüber die Aufgabe zugrunde, einen Winkelgeschwindigkeitsdetektor der eingangs genannten Art derart auszugestalten, daß die Genauigkeit der Erfassung niedriger Winkelgeschwindigkeiten verbessert und die Messung einer Winkelgeschwindigkeit durch Messung der Phasenverschiebung stabilisiert wird.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mittels des Winkelgeschwindigkeitsdetektors gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Alternativ wird diese Aufgabe mitttels des Winkelgeschwindigkeitsdetektors gemäß Patentanspruch 3 gelöst.

Es wurden die Ursachen für die bei dem Messen einer Winkelgeschwindigkeit aufgrund der Phasenverschiebung auftretenden Schwierigkeiten untersucht, die dann festzustellen sind, wenn der piezoelektrische Oszillator einen hohen Symmetriegrad zeigt. Dies wird nachstehend unter Bezugnahme auf ein Beispiel für ein Sensorelement 10 beschrieben, welches in Schnittansicht in Fig. 3 und in Gesamtansicht in Fig. 10a dargestellt ist.

Gemäß Fig. 3 enthält das Sensorelement 10 als Oszillator 2 einen zylindrischen piezoelektrischen Körper, an dessen unterem Ende einstückig ein Elementsockel mit einer Scheibe an dessen oberen Ende und mit einem von der unteren Fläche der Scheibe weg ragenden Rundstab ausgebildet ist. Die äußere Umfangsfläche des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 ist auf im wesentlichen der oberen Hälfte mit einer Bezugspotential- Elektrode 3a überdeckt, die an ein Bezugspotential einer Schaltung angeschlossen ist, während auf die untere Hälfte der Außenumfangsfläche acht Elektrodensegmente mit gleicher Form in einem Teilungsabstand von 45° aufgeklebt sind. Die innere Umfangsfläche des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 ist durch eine Bezugspotential-Elektrode 3b abgedeckt, die das gleiche Potential wie die Elektrode 3a erhält.

In dem Schaltbild in Fig. 10a sind die acht Elektroden­ segmente dargestellt. Ein Paar von Elektrodensegmenten 4a und 4b, die einander in einer ersten Diagonalrichtung D1 gegen­ übergesetzt angeordnet sind, entspricht Rückführungselektroden ein anderes Paar von Elektrodensegmenten 5a und 5b, die einander in einer zweiten Diagonalrichtung D2 gegenübergesetzt angeordnet sind, welche zu der Richtung D1 senkrecht ist, entspricht Erregerelektroden, und ein weiteres Paar von Elektrodensegmenten 6a und 6b, die einander in einer dritten Diagonalrichtung D3 gegenübergesetzt angeordnet sind, welche eine Winkelhalbierende zwischen den Richtungen D1 und D2 ist bzw. gegenüber der Richtung D1 um einen Winkel von 45° versetzt ist, bildet einen ersten Satz von Meßelektroden. Ein weiteres Paar von Elektrodensegmenten 7a und 7b, die einander in einer vierten Diagonalrichtung D4 gegenübergesetzt angeordnet sind, welche zu der Richtung D3 senkrecht ist, bildet einen zweiten Satz von Meßelektroden.

Zwischen die Erregerelektroden 5a und 5b und die Bezugspotential-Elektroden 3a und 3b wird eine von einer Generatorschaltung erzeugte Wechselspannung angelegt, wodurch der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 verformt und in Schwingungen versetzt wird. An den Rückführungselektroden 4a und 4b entsteht durch die Schwingung des piezoelektrischen Oszillators 2 ein Signal, welches zu der Generatorschaltung zurückgeführt wird. Durch dieses Rückführungssignal wird die Frequenz des Ausgangssignals der Generatorschaltung automatisch derart eingestellt, daß der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 mit einer Frequenz schwingt, welche mit einer Resonanzfrequenz fm desselben übereinstimmt.

Wenn die Stromversorgung der Generatorschaltung einge­ schaltet wird, wird zwischen die Erregerelektrode 5a und 5b und die Bezugspotential-Elektroden 3a und 3b eine Spannung angelegt, wodurch der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 in der zweiten Diagonalrichtung D2 ausgedehnt oder geschrumpft wird. Diese Verformung bewirkt, daß zwischen den Rückführungselektroden 4a und 4b und den Bezugspotential- Elektroden 3a und 3b eine Spannung entsteht. Bei dem Schwingen des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 in der zweiten Diagonalrichtung D2 mit der Resonanzfrequenz fm nimmt gemäß Fig. 13 der Oszillator 2 bei dem stärksten Schrumpfen, die durch eine gestrichelte Linie 2B übertrieben groß dargestellte Form und bei der stärksten Ausdehnung die durch eine strichpunktierte Linie 2A übertrieben groß dargestellte Form an.

Aus Fig. 13 ist ersichtlich, daß das Ausdehnen und das Schrumpfen in der zweiten Diagonalrichtung D2 jeweils dem Schrumpfen bzw. Ausdehnen in der ersten Diagonalrichtung D1 entspricht und daß das stärkste Schrumpfen in der Richtung D2 dem stärksten Ausdehnen in der Richtung D1 entspricht. Infolge­ dessen schwingt bei diesem Beispiel der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 in den kreuzförmigen Richtungen D1 und D2.

Wenn demnach gemäß der Darstellung durch die strichpunk­ tierten Linien 2A und die gestrichelten Linien 2B in Fig. 13 der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 kreuzförmig in den Richtungen D1 und D2 schwingt, liegen die Meßelektroden Es. 6b, 7a und 7b an den Schwingungsknoten, so daß infolgedessen eine zwischen diesen Meßelektroden und den Bezugspotential- Elektroden 3a und 3b entwickelte Spannung sehr gering ist.

Wenn der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 gedreht wird, nämlich beispielsweise in der Uhrzeigerrichtung ω gemäß Fig. 13 gedreht wird, werden durch diese Drehung und die Schwingung des Oszillators 2 Corioliskräfte F1 bis F4 hervorgerufen, wodurch die Schwingungsrichtung (D2) des Oszillators 2 beispielsweise gemäß der Darstellung durch die strichpunktierte Linie 2D in Fig. 4 zu der vierten Diagonal­ richtung D4 hin verschwenkt bzw. verdreht wird, so daß daher die an den Meßelektroden 6a und 6b entstehende Spannung verändert wird.

Zum Vereinfachen dar Beschreibung werden die Elektroden 5a und 5b, mit denen die Schwingung in der Richtung D2 erzwungen wird, sowie eine daran angeschlossene elektrische Schaltung als Vibratorsystem bezeichnet, während die Elektroden 6a und 6b, mit denen eine Schwingung in der Richtung D3 erfaßt wird, sowie die daran angeschlossene elektrische Schaltung als erstes Meßsystem bezeichnet wird. Die Richtung D4 ist in bezug auf die Richtung D2 zu der Richtung D3 symmetrisch und die Elektroden 7a und 7b, mit denen eine Schwingung in der Richtung D4 erfaßt wird, sowie die daran angeschlossene elektrische Schaltung werden als zweites Meßsystem bezeichnet.

Bezeichnet man die Schwingung des Vibratorsystems als Modus I (erste Schwingung), der durch Asin(Φ1t + a) dargestellt ist, und die Schwingung des ersten und des zweiten Meßsystems als Modus II, der durch Bsin(Φ2t + b) dargestellt ist, so kann eine Schwingung bei dem Einwirken einer Winkel­ geschwindigkeit ω durch Csin(Φ3t + c) dargestellt und als Ergebnis der Schwingungen in den Moden T und II angesehen werden. Somit ergibt sich:

Asin(Φ1t + a) + Bsin(Φ2t + b) = Csin(Φ3t + c) (1)

C = [A² + B² + 2ABcos(b - a)]^1/2 (2)

c = arctan[(Asin a + Bsin b)/(Acos a + Bcos b)] (3)

Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Frequenz der Schwingung des Vibratorsystems gleich der Frequenz der Schwingung des ersten und des zweiten Meßsystems ist, keine Änderung der Phase bzw. keine Änderung von c auftritt, welche der Winkelgeschwin­ digkeit ω entspricht, während bei a ≠ b bzw. dann, wenn die Schwingungsfrequenzen voneinander verschieden sind, eine Änderung der Phase, nämlich eine Änderung von c auftritt, welche der Winkelgeschwindigkeit ω entspricht. Es ist ersichtlich, daß eine Phasenänderung hinsichtlich der Schwingung des ersten Meßsystems in Gegenrichtung zu einer Phasenänderung hinsichtlich der Schwingung des zweiten Meßsystems auftritt. In Fig. 17 ist graphisch der Zusammenhang zwischen einer Differenz der Resonanzfrequenz zwischen dem Vibratorsystem und dem Meßsystem und einer Phasenverschiebung dargestellt, die der Winkelgeschwindigkeit ω entspricht.

Eine in Fig. 17 durch eine ausgezogene Linie dargestellte Kurve entspricht einer Winkelgeschwindigkeit ω von 90°/s, während eine durch eine gestrichelte Linie dargestellte Kurve einer Winkelgeschwindigkeit ω von 20°/s entspricht. Bei einer kleinen Differenz der Resonanzfrequenzen kann eine Phasen­ verschiebung nicht erfaßt werden, jedoch kann eine Phasen­ verschiebung bei einer Differenz der Resonanzfrequenzen erfaßt werden, die gleich oder größer als ungefähr 10 Hz ist. Sofern die Phasenverschiebung gemessen werden kann, ist eine bei einer Änderung der Winkelgeschwindigkeit ω auftretende Phasen­ verschiebung um so größer, je kleiner die Differenz der Resonanzfrequenzen ist. Wenn beispielsweise eine Differenz Δf der Resonanzfrequenzen ungefähr 16 Hz beträgt, wird bei Änderungen der Winkelgeschwindigkeit ω von 90°/s auf 20°/s oder umgekehrt eine Änderung der Phasenverschiebung im wesentlichen gleich 15°, so daß sich daher eine hohe Auflösung hinsichtlich der Messung der Winkelgeschwindigkeit ergibt und die Genauigkeit der Messung der Winkelgeschwindigkeit verbessert ist, wenn die Differenz in einem Bereich niedriger Werte bleibt.

Der erfindungsgemäße Winkelgeschwindigkeitsdetektor weist einen Oszillator, eine Erregereinrichtung, die das Schwingen des Oszillators hervorruft, eine erste und eine zweite Schwingungsmeßvorrichtung, die in bezug auf die Richtung einer angeregten ersten Schwingung des Oszillators symmetrisch angeordnet sind und jeweils eine zweite Schwingung erfassen, welche sich durch Corioliskräfte ergibt, die durch eine Winkelgeschwindigkeit an dem Oszillator entstehen, und eine Einrichtung auf, die ein Phasendifferenz zwischen den jeweils durch die erste und die zweiten Schwingungsmeßvorrichtung erfaßten Schwingungen ermittelt.

Bei einer Drehung des Oszillators um eine Achse, die zu einer Ebene senkrecht ist, welche die Richtung der ersten Schwingung enthält, entstehen durch die sich ergebende Winkel­ geschwindigkeit Corioliskräfte, welche die zweiten Schwingungen hervorrufen. Wenn die Winkelgeschwindigkeit größer wird, hat das Signal aus der ersten Schwingungsmeßvorrichtung nacheilende Phasenverschiebung, während das Signal aus der zweiten Schwingungsmeßeinrichtung voreilende Phasenverschiebung hat. Daher tritt bezüglich einer Erhöhung oder Verringerung der Winkelgeschwindigkeit jeweils an der ersten und der zweiten Schwingungsmeßvorrichtung eine Phasenverschiebung in entgegen­ gesetzter Richtung auf. Infolgedessen wird eine Phasen­ differenz zwischen diesen zu einer Differenz zwischen den durch die Winkelgeschwindigkeit verursachten Phasenverschiebungen, nämlich zu einem Wert, der gleich dem Doppelten einer durch die Winkelgeschwindigkeit an einer der Meßvorrichtungen auftreten­ den Phasenverschiebung ist. Auf diese Weise ist hinsichtlich der durch die Phasendifferenz-Ermittlungseinrichtung erfaßten Phasendifferenz die Empfindlichkeit in bezug auf die Winkel­ geschwindigkeit verbessert.

Bei einem ersten Ausführungsbeispiel werden von der ersten und der zweiten Schwingungsmeßvorrichtung die zweiten Schwingungen jeweils an Stellen erfaßt, die in bezug auf die Richtungen der zweiten Schwingungen, welche sich aus den durch die Winkelgeschwindigkeit verursachten Corioliskräften ergeben, um ein bestimmtes Ausmaß zu der Richtung der ersten Schwingung hin versetzt sind. Infolgedessen enthält ein Meßsignal jeweils aus der ersten und der zweiten Schwingungsmeßvorrichtung eine Komponente der ersten Schwingung, die in einem höheren Anteil als bei dem Stand der Technik enthalten ist und die als Vorspannungskomponente zum Anheben des Pegels des Meßsignals dient. Demzufolge ist bei der Winkelgeschwindigkeit "0" der Pegel des Meßsignals nicht "0", sondern ein gewisser Pegel, der von einer Signalverarbeitungsschaltung aufgenommen wird. Auf diese Weise ist die Genauigkeit des Messens der Winkel­ geschwindigkeit in dem Bereich um "0" verbessert.

Bei einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung hat die Erregereinrichtung von dem Oszillator her gesehen eine Impedanz, die von der Impedanz der ersten und der zweiten Schwingungsmeßvorrichtung verschieden ist, so daß die Resonanzfrequenz der Erregereinrichtung und die Resonanz­ frequenz der Schwingungsmeßvorrichtung voneinander um einen bestimmten Betrag oder mehr verschieden sind. Im einzelnen wird die Schwingung des Vibratorsystems durch Rückführung genau auf die Eigenfrequenz geregelt, während die Impedanz der Schwingungsmeßvorrichtung derart gewählt wird, daß deren Resonanzfrequenz um einen bestimmten Betrag gegenüber der Eigenfrequenz versetzt ist.

Dadurch, daß die Steifigkeit und/oder die Masse des Oszillators bezüglich der ersten Schwingung des Vibratorsystems und der zweiten Schwingung des Meßsystems verändert wird, entsteht eine Differenz zwischen den Resonanzfrequenzen bei dem Modus I (des Vibratorsystems) und dem Modus II (des Meß­ systems). Auf die vorstehend beschriebene Waise kann jedoch durch Einstellen der Impedanz der elektrischen Schaltung die Resonanzfrequenz geändert werden, was zu einer Änderung der mechanischen Steifigkeit des Oszillators selbst äquivalent ist. Der Oszillator selbst muß jedoch nicht bearbeitet werden und die Änderung kann allein durch Einstellen der Parameter der Schaltungselemente hervorgerufen werden, was leicht zu erreichen ist. Auf diese Weise ist es einfach, die Differenz zwischen der Resonanzfrequenz des Vibratorsystems und der Resonanzfrequenz des Schwingungsmeßsystems einzustellen.

Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel hat die erste Schwingungsmeßvorrichtung eine erste Elektrode zum Aufnehmen der zweiten Schwingung und einen an die erste Elektrode angeschlossenen ersten Verstärker. Die zweite Schwingungs­ meßvorrichtung hat eins zweite Elektrode für das Aufnehmen der zweiten Schwingung und einen an die zweite Elektrode angeschlossenen zweiten Verstärker. Von dem Oszillator her gesehen sind die durch den ersten und den zweiten Verstärker gebildeten Abschlußwiderstände einander im wesentlichen gleich. Sobald die Winkelgeschwindigkeit einwirkt, verschieben sich die Phasen der Ausgangssignale aus dem ersten und dem zweiten Verstärker in bezug auf die Erregerspannung auf voneinander verschiedene Weise, so daß eine Phase nacheilt, während die andere Phase voreilt, wodurch die Phasendifferenz zwischen den beiden Ausgangssignalen einen Wert annimmt, welcher der doppelten Größe bei einem einzigen Ausgangssignal aus einem der Verstärker gleichkommt. Auf diese Weise ist die Genauigkeit des Messens der Winkelgeschwindigkeit insbesondere in einem Bereich niedriger Werte derselben verbessert.

Bei einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung hat der Oszillator in der Richtung der ersten Schwingung eine Resonanzfrequenz und in den Richtungen der zweiten Schwingungen eine andere Resonanzfrequenz, die von der ersteren Resonanz­ frequenz verschieden ist. Da die Resonanzfrequenzen des Vibratorsystems und des Schwingungsmeßsystems voneinander verschieden sind, tritt in einem Maßsignal aus der Schwingungs­ meßvorrichtung eine der Winkelgeschwindigkeit entsprechende Phasenversetzung gemäß der Darstellung in Fig. 17 auf, so daß das Messen der Winkelgeschwindigkeit aufgrund der Phasen­ versetzung ermöglicht ist, was zum Verbessern der Genauigkeit des Messens der Winkelgeschwindigkeit in einem Bereich niedriger Werte derselben beiträgt.

Bezeichnet man die Masse des Oszillators mit m und eine Federkonstante mit k, so ergibt sich eine Resonanzfrequenz f des Oszillators folgendermaßen:

f = (1/2π) √(k/m) (4)

Es ist ersichtlich, daß durch Ändern der Masse die Resonanz­ frequenz f verändert werden kann. Bei dem dritten Ausführungs­ beispiel hat der Oszillator eine um dessen Mittelachse symmetrische Form und die Erregereinrichtung weist eine Erregerelektrode auf. An einer Stelle, an der der Oszillator eine Ebene schneidet, welche die Mitte dar Erreger­ elektrode und die Mittelachse enthält, ist eine Massen­ änderungsvorrichtung angeordnet, welche die Resonanzfrequenz in der Richtung der ersten Schwingung bestimmt.

Alternativ kann eine Massenänderungvorrichtung, welche die Resonanzfrequenz der zweiten Schwingung bestimmt, an einer Stelle angeordnet sein, an der der Oszillator eine Ebene schneidet, welche die Richtung der zweiten Schwingung und die Mittelachse enthält. Im einzelnen kann die Massenänderungs­ vorrichtung entweder ein an dem Oszillator angebrachtes Gewicht oder eine an dem Oszillator ausgebildete Ausnehmung sein.

Bei der beschriebenen Gestaltung hat der Oszillator eine Masse in bezug auf die durch die Erregerelektroden hervor­ gerufene erste Schwingung und eine von dieser Masse verschiedene Masse in bezug auf die zweiten Schwingungen, so daß dadurch das Vibratorsystem und das Meßsystem voneinander verschiedene Resonanzfrequenzen haben und an einem Meßsignal aus der Schwingungsmeßvorrichtung eine der Winkelgeschwin­ digkeit entsprechende Phasenversetzung auftritt, gemäß dar die Winkelgeschwindigkeit erfaßt werden kann. Hierdurch ist die Genauigkeit bei dem Messen der Winkelgeschwindigkeit in einem Bereich geringer Werte derselben verbessert.

Wenn der Oszillator zylinderförmig ist und an seiner Umfangsfläche mit Erregerelektroden und Meßelektroden versehen ist, schwingt der Oszillator in kreuzförmigen Richtungen und nicht nur in einer Diagonalrichtung, sondern auch in einer hierzu senkrechten Richtung. Infolgedessen kann die Massenänderungsvorrichtung an vier Stellen in den kreuzförmigen Richtungen angeordnet sein, was ein ausgeglichenes bzw. symmetrisches Schwingen ermöglicht. Gleichermaßen kann die Massenänderungsvorrichtung dann, wenn sie zum Bestimmender Resonanzfrequenz in der Richtung der zweiten Schwingungen vorgesehen ist, die Masseänderungsvorrichtung an vier Stellen angebracht sein.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs­ beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1a ist eine Blockdarstellung eines Teiles eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Fig. 1b ist eine Blockdarstellung eines restlichen Teiles des ersten Ausführungsbeispiels, wobei in Fig. 1b dargestellte Signalleitungen SGb, SGa, SF, SD und SN mit den in Fig. 1a mit den gleichen Bezugszeichen bezeichneten entsprechenden Signal­ leitungen zu verbinden sind, um eine Blockdarstellung der ganzen Anordnung des ersten Ausführungsbeispiels zu erhalten.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer PLL-Schaltung 20, einer Frequenzvervielfacherschaltung 50 und einer 90°-Phasen­ schieberschaltung 40 gemäß Fig. 1b.

Fig. 3 ist eine teilweise im Schnitt dargestellte Vorder­ ansicht eines Sensorelementes 10 gemäß Fig. 1a.

Fig. 4 ist eine Draufsicht, welche die Art von Schwingun­ gen eines zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 gemäß Fig. 1a veranschaulicht.

Fig. 5a ist ein Zeitdiagramm einer an Elektroden 7a und 7b gemäß Fig. 1a entwickelten Spannung und von in der Spannung enthaltenen Komponenten.

Fig. 5b ist ein Zeitdiagramm einer an Elektroden 6a und 6b gemäß Fig. 1a entwickelten Spannung und von in der Spannung enthaltenen Komponenten.

Fig. 5c ist ein Zeitdiagramm der an den Elektroden 6a und 6b, 7a und 7b gemäß Fig. 1a entwickelten Spannungen und der in diesen Spannungen enthaltenen Komponenten sowie von verschiedenerlei Signalspannungen, die an unterschiedlichen Teilen der in Fig. 1b dargestellten Schaltung auftreten.

Fig. 6 ist eine Folge von Zeitdiagrammen, die Beispiele für Signale zeigen, welche an verschiedenen Punkten in der in Fig. 1a und 1b dargestellten Schaltung auftreten.

Fig. 7 ist eine Folge von Zeitdiagrammen, die Beispiele für Signale zeigen, welche an verschiedenen Punkten in der in Fig. 1b dargestellten Schaltung auftreten.

Fig. 8 ist eine Folge von Zeitdiagrammen, die Beispiele von Signalen zeigen, welche an verschiedenen Punkten in der in Fig. 1a dargestellten Schaltung auftraten.

Fig. 9 ist eine graphische Darstellung, die einen berechneten Zusammenhang zwischen einem Versetzungswinkel Θ der in Fig. 1a dargestellten Elektrode 7a und einem normierten Wert einer an der Elektrode 7a mit dem Versetzungswinkel Θ entstehenden Spannung veranschaulicht.

Fig. 10a ist eine Blockdarstellung eines Teils eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Fig. 10b ist eine Blockdarstellung eines restlichen Teils des zweiten Ausführungsbeispiels, wobei in Fig. 10b dargestellte Signalleitungen FB1, DV1, S11 und S12 mit den in Fig. 10a mit den gleichen Bezugszeichen bezeichneten entsprechenden Signalleitungen zu verbinden sind, um eine Blockdarstellung der ganzen Anordnung des zweiten Ausführungs­ beispiels zu erhalten.

Fig. 11a ist ein Schaltbild einer Integratorschaltung 30 gemäß Fig. 10b,

Fig. 11b ist ein Schaltbild einer 90°-Phasenverzögerungs­ schaltung 26 gemäß Fig. 10b.

Fig. 12a ist ein Schaltbild eines Bandpaßfilters 29 gemäß Fig. 10b.

Fig. 12b ist ein Schaltbild einer Schwingungsauslöseschaltung 28 gemäß Fig. 10b.

Fig. 13 ist eine Draufsicht, welche die Art dar Schwingung eines zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 gemäß Fig. 10a veranschaulicht.

Fig. 14 ist eine Folge von Zeitdiagrammen, die Signale zeigen, welche an verschiedenen Funkten in der Schaltung gemäß Fig. 10b auftreten.

Fig. 15a ist eine graphische Darstellung des Frequenz­ ganges des in Fig. 10b dargestellten Bandpaßfilters 29.

Fig. 15b ist eine graphische Darstellung, die den Frequenzgang der Phasendifferenz zwischen Eingang und Ausgang des in Fig. 10b dargestellten Bandpaßfilters 29 zeigt.

Fig. 16 ist eine graphische Darstellung, die den Zusammen­ hang zwischen dem Wert eines Widerstandes Re eines Verstärkers 13 gemäß Fig. 1% und der Resonanzfrequenz des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 in einer Richtung D3 veranschaulicht.

Fig. 17 ist eine graphische Darstellung, die den Zusammenhang zwischen einer Differenz von Resonanzfrequenzen in Richtungen D2 und D3 des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 gemäß Fig. 10a und einer Phasenversetzung einer an dar Meßelektrode 6a entstehenden Spannung S11 in bezug auf eine an die Erregerelektrode 5a angelegten Erregerspannung DV1 veranschaulicht, wobei die durch ausgezogenen Linien dargestellten Kurven einer Winkelgeschwindigkeit von 90°/s des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 entsprechen und die durch gestrichelte Linien dargestellten Kurven einer Winkelgeschwindigkeit von 20°/s entsprechen.

Fig. 18 ist eine Schnittansicht eines Sensorelementes 10 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Fig. 19 ist eine teilweise im Schnitt dargestellte Vorder­ ansicht des Sensorelementes 10 gemäß dem dritten Ausführungs­ beispiel.

Fig. 20 ist eine Draufsicht, welche die Art von Schwingun­ gen eines zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 gemäß Fig. 18 und 19 veranschaulicht.

Fig. 21 ist eine Schnittansicht eines Sensorelementes 10B gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel in abgewandelter Form.

Fig. 22 ist eine teilweise im Schnitt dargestellte Vorderansicht des Sensorelementes 10B gemäß Fig. 21.

Eine Gesamtgestaltung des Winkelgeschwindigkeitsdetektors gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist durch Verbinden von Fig. 1a und 1b ersichtlich. In Fig. 3 ist das Aussehen eines Sensorelementes 10 gemäß Fig. 1a dargestellt. In Fig. 1a ist das Sensorelement 10 in einem Schnitt entlang einer Linie 1A-1A in Fig. 3 dargestellt. Das Sensorelement 10 enthält einen zylindrischen piezoelektrischen Körper bzw. Oszillator 2 an dessen unterem Ende einstückig ein Elementsockel mit einer Scheibe an dessen Oberseite und einer Säule in Form eines Rund­ stabes ausgebildet ist, der von der unteren Fläche der Scheibe ausragt. Die im wesentlichen obere Hälfte der Außenumfangs­ fläche des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 ist mit einer Bezugspotentialelektrode 3a bedeckt, welche an die elektrische Masseverbindung des Detektors angeschlossen ist, während auf die unters Hälfte der Außenumfangsfläche im wesentlichen in einem Teilungsabstand von 45° acht Elektroden­ segmente mit gleicher Form aufgekittet sind. Die Innen­ umfangsfläche des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 ist durch eine Bezugspotentialelektrode 3b bedeckt, die das gleiche Potential wie die Elektrode 3a, nämlich das Schaltungs­ bezugspotential hat.

In der in Fig. 1a dargestellten Schaltung sind die acht Elektrodensegmente derart angeschlossen, daß zwei Elektroden­ segmente 4a und 4b, die in einer ersten Diagonalrichtung D1 einander gegenübergesetzt angeordnet sind, als Rückführungs­ elektroden wirken, zwei weitere Elektrodensegmente 5a und 5b, die einander in einer zweiten Diagonalrichtung D2 gegenüber­ gesetzt angeordnet sind, welche zu der Richtung D1 senkrecht ist, als Erregerelektroden wirken, und zwei weitere Elektrodensegmente 6a und 6b, die in einer Richtung, die der Winkelhalbierenden zwischen den Richtungen D1 und D2 nahe kommt, die gegenüber der Richtung D1 einen Winkel von 45° bildet, nämlich in einer dritten Diagonalrichtung D3 gegenüber dieser um Θ zu dem Elektrodensegment 5a hin versetzt einander gegenübergesetzt angeordnet sind, als erster Satz von Meß­ elektroden wirken. Als zweiter Satz von Meßelektroden wirken zwei weitere Elektrodensegmente 7a und 7b, die in einer Richtung einander gegenübergesetzt angeordnet sind, welche einer zu der Richtung D3 senkrechten vierten Diagonalrichtung D4 nahe kommt, aber um Θ zu dem Elektrodensegment 5b hin versetzt ist.

Zwischen die Erregerelektroden 5a und 5b und die Bezugs­ potentialelektroden 3a und 3b des Sensorelementes 10 wird eine durch eine Generatorschaltung 12A, 12B, 40, 20 und 60 erzeugte Wechselspannung angelegt, durch die der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 verformt und in Schwingungen versetzt wird. Ein durch das Schwingen des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 an den Rückführungselektroden 4a und 4b auftretendes Signal SF wird zu der Genaratorschaltung zurückgeführt. Durch das zurückgeführten Signals wird die Frequenz des Ausgangssignals der Generatorschaltung automatisch derart eingestellt, daß der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 mit einer Frequenz schwingt, die mit der Resonanz­ frequenz fm desselben übereinstimmt.

Wenn die Stromversorgung der Generatorschaltung einge­ schaltet wird, legt sie zwischen die Erregerelektroden 5a und 5b und die Bezugspotentialelektroden 3a und 3b eine gewissen Spannung an, durch die der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 in der zweiten Diagonalrichtung D2 ausgedehnt oder geschrumpft wird. Die Verformung des Oszillators 2 ruft eine Spannung zwischen den Rückführungselektroden 4a und 4b und den Bezugspotentialelektroden 3a und 3b hervor. Bei dem Ausdehnen und Schrumpfen während des Schwingens des Oszillators in der zweiten Diagonalrichtung D2 mit der Resonanzfrequenz fm hat der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 bei der stärksten Schrumpfung und bei dar stärksten Ausdehnung jeweils die durch eine strichpunktierte Linie 2B bzw. eine fette strichpunktierte Linie 2A in Fig. 4 übertrieben dargestellte Form.

Aus der Fig. 4 ist ersichtlich, daß das Ausdehnen und Schrumpfen in der zweiten Diagonalrichtung D2 jeweils dem Schrumpfen bzw. Ausdehnen in der ersten Diagonalrichtung D1 entspricht und daß die stärkste Schrumpfung in der Richtung D2 dar stärksten Ausdehnung in der Richtung D1 entspricht. Demzufolge schwingt bei diesem Beispiel der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 in kreuzförmigen Richtungen D1 und D2. Dies stellt die durch die Generatorschaltung angeregte erste Schwingung des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 dar.

Da bei dem Schwingung des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 in den kreuzförmigen Richtungen D1 und D2 gemäß der Darstellung durch die Linien 2A und 2B in Fig. 4 die Meßelektroden 6a, 6b, 7a und 7b nahe an Schwingungsknoten Np1a, Np1b, Np2a und Np2b liegen, ist eine zwischen diesen Meßelektroden und den Bezugspotentialelektroden 3a und 3b entstehende Spannung gering. Es ist ersichtlich, daß keine Spannung auftritt, wenn diese Elektroden an den Schwingungs­ knoten angeordnet sind, da aber ihre Lagen von den Schwingungs­ knoten weg um Θ zu den Schwingungsbäuchen an den mit 5a und 5b dargestellten Stellen hin versetzt sind, entsteht eine Spannung mit einer bestimmten Amplitude.

Wenn der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 zum Beispiel in einer Uhrzeigerrichtung ω gemäß Fig. 4 dreht, werden durch diese Drehung und das Schwingen des Oszillators 2 Corioliskräfte F1 bis F4 hervorgerufen, durch die zweite Schwingungen in den Richtungen D3 und D4 entstehen. Dadurch wird die Schwingungsrichtung D2 des zylindrischen piezo­ elektrischen Oszillators 2 gemäß der Darstellung durch eine strichpunktierte Linie 2D in Fig. 4 zu der vierten Diagonal­ richtung D4 hin verdreht, so daß die Amplitude der an den Meßelektroden 6a und 6b entstehenden Spannung größer wird und eine Phasenverschiebung der Wechselspannung verursacht wird. Das Ausmaß der Phasenverschiebung entspricht der Winkel­ geschwindigkeit ω der Drehung des piezoelektrischen Oszillators 2. Infolge dessen ist die in Fig. 1a und 1b dargestellte Anordnung mit einer Schaltung versehen, die das Ausmaß der Phasenverschiebung des Signals ermittelt, welches an den Meßelektroden 6a und 6b auftritt. Bei der Winkelgeschwin­ digkeit ω im Uhrzeigersinn hat das an den Meßelektroden 7a und 7b auftretende Signal eine der Winkelgeschwindigkeit entsprechende voreilende Phasenverschiebung, während das an den Meßelektroden 6a und 6b auftretende Signal eine nacheilende Phasenverschiebung hat. Bei einer Winkelgeschwindigkeit in der Gegenuhrzeigerrichtung hat dagegen das an den Meßelektroden 7a und 7b auftretende Signal eine nacheilende Phasenverschiebung und das an den Meßelektroden 6a und 6b auftretende Signal eine voreilende Phasenverschiebung entsprechend der Höhe der Winkelgeschwindigkeit.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1a und 1b wird die Generator­ schaltung beschrieben, die zum Anregen der Schwingung des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 dient. Eine Phasenkopplungs- bzw. PLL-Schaltung 20 hat zwei Eingangs­ anschlüsse zur Aufnahme von Signalen SE und SF. Die PLL- Schaltung 20 gibt ein Signal ab, welches nach dem Durchlaufen einer Pseudosinuswellen-Generatorschaltung 60 und eines Tiefpaßfilters 64 als Ansteuerungssignal SA an die Erreger­ elektroden 5a und 5b angelegt wird. Das Ansteuerungssignal SA wird auch über ein Tiefpaßfilter 12A in einen Schmitt-Trigger- Inverter 12B eingegeben. Der Inverter 12B gibt an seinem Ausgang ein binäres Signal SD ab, welches eine 90°-Phasen­ schieberschaltung 40 durchläuft und zu einem Signal SE umgesetzt wird, dessen Phase in bezug auf das Signal SD um 90° nacheilt.

Ein an den Rückführungselektroden 4a und 4b auftretendes Signal wird über ein Tiefpaßfilter 11A in einen Schmitt- Trigger-Inverter 11B eingegeben. Der Inverter 11B gibt an seinem Ausgang ein binäres Signal SF ab, das an den einen Eingangsanschluß der PLL-Schaltung 20 angelegt wird.

Die Pseudosinuswellen-Generatorschaltung 60 enthält einen Zähler 61, einen Festspeicher ROM 62 und einen D/A-Umsetzer 63. Der Zähler 61 hat eine Basis "32" und zählt ein Signal SN, wobei ein Zählstand SD an einen Adressenanschluß des Festspeichers 62 angelegt wird. In dem Festspeicher 62 sind an 32 Adressen Amplitudendaten für eine Periode einer sinusartigen Welle gespeichert. Im einzelnen ist eine Periode in 32 gleiche Abschnitte unterteilt und die Amplitude bei einem jeweiligen Abschnitt ist an einer von 32 aufeinanderfolgenden Adressen gespeichert. Infolge dessen wird dann, wenn an den Adressen­ anschluß des Festspeichers 62 nacheinander Adressen 0, 1, 2, 3, .... 30, 31, 0 angelegt werden, aufeinanderfolgend für das Anlegen an den D/A-Umsetzer 63 Amplitudendaten ausgelesen, welche einer Periode einer Kurvenform entsprechen, die eine sinusförmige Welle simuliert. Daher stellt ein von dem D/A- Umsetzer 63 abgegebenes Signal SP eine Pseudosinuswelle gemäß Fig. 8 dar. Für jeweils 32 Wellen des Signals SN aus der PLL- Schaltung 20 erscheint als Signal Sp eins Pseudosinuswelle für eine Periode und somit wirkt die Pseudosinuswellen- Generatorschaltung 60 auch als Frequenzteiler. Dadurch ist die Periode des Signals SP 32-mal länger als die Periode des Signals SN.

Die Tiefpaßfilter 11A und 64 unterdrücken die in den Eingangssignalen enthaltenen harmonischen Komponenten und greifen nur eine Komponente heraus, welche der Grundwelle entspricht, nämlich einer sinusförmigen Welle mit einer Frequenz, die mit der Eigenfrequenz des Oszillators 2 übereinstimmt. Das Tiefpaßfilter 12A dient dazu, eine Phasen­ verschiebung zu korrigieren, die in dem Tiefpaßfilter 11A auftritt. Es ist anzumerken, daß die Tiefpaßfilter 11A, 12A und 64 eine Grenzfrequenz haben, die etwas höher ist als die Eigenfrequenz oder Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Oszillators 2. Die Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Oszillators 2 erfährt durch eine Temperaturänderung oder dergleichen eine geringfügige Änderung, aber nicht irgendeine bedeutsame Änderung, so daß demnach die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 11A, 12A und 64 festgelegt wird.

Gemäß Fig. 2 enthält die PLL-Schaltung 20 einen Phasenvergleicher 201, ein Regelschleifenfilter 202 und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 203. Der Phasenvergleicher 201 hat zwei Eingangsanschlüsse und gibt ein Impulssignal mit einer Impulsbreite ab, welche von einer Phasendifferenz zwischen den an seine Eingangsanschlüsse angelegten Impuls­ signalen abhängig ist. Das Regelschleifenfilter 202 gibt ein Signal mit einer analogen Spannung ab, die von der Impulsbreite des aus dem Phasenvergleicher 201 abgegebenen Signals abhängig ist. Das analoge Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 203 zugeführt, welcher dann ein Dreieckwellensignal mit einer Frequenz abgibt, die von der Eingangssignalspannung abhängig ist. Die PLL-Schaltung 20 bewirkt das automatische Einstellen der Frequenz des ausgegebenen Dreieckwellensignals in der Weise, daß die Phasendifferenz zwischen den an die beiden Eingangsanschlüsse desselben angelegten Impulssignalen gleich Null wird.

Gemäß Fig. 2 enthält ferner die 90°-Phasenschieber­ schaltung 40 einen Phasenvergleicher 401, ein Regelschleifen­ filter 42, einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 43, einen Frequenzteiler 44 und zwei Flipflops 45 und 46. Der Phasen­ vergleicher 401, das Regelschleifenfilter 42, der spannungs­ gesteuerte Oszillator 43 und der Frequenzteiler 44 bilden zusammen eine Frequenzvervielfacherschaltung. Auf gleichartiger Weise wie in der PLL-Schaltung 20 gibt der Phasenvergleicher 401 ein Impulssignal mit einer Impulsbreite ab, die von einer Phasendifferenz zwischen den an seinen beiden Eingangs­ anschlüssen angelegten Impulssignalen abhängig ist. Das Regel­ schleifenfilter 42 gibt ein analoges Signal mit einer Spannung ab, die der Impulsbreite des Signals aus dem Phasenvergleicher 401 entspricht, und führt dieses Signal dem spannungsgesteuer­ ten Oszillator 43 zu, der daraufhin ein Dreieckwellensignal mit einer von der Eingangsspannung abhängigen Frequenz abgibt. Die Frequenz des Ausgangssignals aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 wird durch den Frequenzteiler 44 auf ¹/₄ geteilt und zu einem der Eingangsanschlüsse des Phasenvergleichers 401 zurückgeführt. Infolge dessen wird in dieser Frequenzverviel­ facherschaltung die Phasendifferenz zwischen den an den beiden Eingangsanschlüsse des Phasenvergleichers 401 angelegten Impulssignalen gleich Null, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 43 ein Signal mit einer Frequenz abgibt, die das Vierfache der Frequenz f des in die 90°-Phasenschieberschaltung 40 eingegebenen Signals ist, auf welches daraufhin die Phasen­ schieberschaltung 40 einrastet. Somit hat das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 die Frequenz 4f.

Das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 wird als Taktimpulssignal an die Flipflops 45 und 46 angelegt. An dem Ausgangsanschluß Q des Flipflops 46 wird ein Signal SE erhalten, welches in bezug auf das Ausgangssignal S43 aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 um eine Periode nacheilt und eine Periode hat, die das Vierfache der Periode des Signals SD ist. Das heißt, das Ausgangssignal SE aus der 90°-Phasenschieberschaltung 40 hat die gleiche Frequenz wie das Eingangssignal SD und eine in bezug auf dieses um 94° nacheilende Phase. Das Ausmaß der Phasenverschiebung in der 90°-Phasenschieberschaltung 40 wird unabhängig von irgend­ welchen Schwankungen der Frequenz des Eingangssignals SD auf 90° gehalten, da die Phasenverschiebung einer Periode bei der vierfachen Frequenz des Eingangssignal SD entspricht.

Wenn der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 mit der Resonanzfrequenz schwingt, hat das an den Rückführungs­ elektroden 4a und 4b gemäß Fig. 1a auftretende Signal in bezug auf das an die Erregerelektroden 5a und 5b angelegte Signal eine Phasendifferenz von 90°, aber diese Phasendifferenz ändert sich entsprechend einer Abweichung der Signalfrequenz von der Resonanzfrequenz. Es ist ersichtlich, daß an einen der Eingangsanschlüsse der PLL-Schaltung 20 das Signal SE angelegt wird, welches aus dem an die Erregerelektroden 5a und 5b angelegten Signal durch Verzögerung um 90° in der Phasen­ schieberschaltung 40 gebildet ist, während an dem anderen Eingangsanschluß der PLL-Schaltung 20 das Signal SF angelegt wird, welches aus dem an den Rückführungselektroden 4a und 4b erscheinenden Signal erzeugt ist. Infolge dessen rastet dann, wenn der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 mit dessen Resonanzfrequenz schwingt, die PLL-Schaltung 20 ein, so daß sie die Schwingungsfrequenz konstant hält. Wenn jedoch die Schwingungsfrequenz beispielsweise durch eine Temperatur­ änderung von der Resonanzfrequenz abweicht, entsteht eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Eingangssignalen der PLL-Schaltung 20, so daß diese die Schwingungsfrequenz zum Beseitigen dieser Phasenverschiebung einstellt. Auf diese Weise wird der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 stets zum Schwingen mit seiner Resonanzfrequenz angesteuert.

Es ist anzumerken, daß jedes der Tiefpaßfilter 11A, 12A und 64 eine Zeitkonstantenschaltung darstellt, die zwischen ihren Eingangssignal und ihren Ausgangssignal eine Phasen­ differenz hervorruft, welche sich entsprechend der Signal­ frequenz ändert. Es ist jedoch ersichtlich, daß eine durch das Tiefpaßfilter 64 verursachte Phasenverschiebung die Signale SE und SF gemeinsam beeinflußt. Da die Einwirkung der durch das Tiefpaßfilter 11A verursachten Phasenverschiebung auf das Signal SF im wesentlichen mit der Einwirkung der durch das Tiefpaßfilter 12A verursachten Phasenverschiebung auf das Signal SE übereinstimmt, heben einander diese Einwirkungen in bezug auf die PLL-Schaltung 20 auf. Daher hat irgendeine durch die Tiefpaßfilter 11A, 12A und 64 verursachte Phasen­ verschiebung keine wesentliche Einwirkung auf die PLL-Schaltung 20, so daß daher der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 bei irgendwelchen Schwankungen der Schwingungsfrequenz auf seiner Resonanz gehalten wird.

Es wird nun eine Schaltung zum Ermitteln der Winkel­ geschwindigkeit der Drehung beschrieben. Ein an den Meß­ elektroden 6a und 6b des piezoelektrischen Oszillators 2 auftretendes Signal durchläuft ein Tiefpaßfilter 13A und wird dann an einen Schmitt-Trigger-Inverter 13B angelegt, durch den es in ein binäres Signal SGa umgesetzt wird. Das Signal SGa wird an einen Eingangsanschluß eines Phasenvergleichers 51 angelegt. Ein an den Meßelektroden 7a und 7b erscheinendes Signal durchläuft ein Tiefpaßfilter 14A und wird dann an einen Schmitt-Trigger-Inverter 14B angelegt, durch den es in ein binäres Signal SGb umgesetzt wird. Das Signal SGb wird an den anderen Eingangsanschluß des Phasenvergleichers 51 angelegt.

In Fig. 5a bis 5c und 6 sind ein an die Erregerelektroden 5a und 5b angelegtes Spannungssignal SA, ein an den Rückführungselektroden 4a und 4b auftretendes Signal SW ein an den Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b auftretendes Signal SC und binäre Signale SGa bzw. SGb und SH dargestellt. Wenn eine Winkelgeschwindigkeit ω im Uhrzeigersinn an dem piezo­ elektrischen Oszillator 2 gemäß der Darstellung in Fig. 4 wirkt, erscheint an dem zweiten Satz der Meßelektroden 7a und 7b eins Spannung als eins durch die ausgezogene Linie in Fig. 5a dargestellte Sinuswelle, während an dem ersten Satz von Meßelektroden 6a und 6b eine Spannung als in Fig. 5b durch eine ausgezogene Linie dargestellte Sinuswelle auftritt. In diesen Figuren sind auch mit dünnen strichpunktierten Linien eine Spannungskomponente in der Richtung D2 und mit Doppelpunkt- Strich-Linien eine Spannungskomponente in der Richtung D4 dargestellt. Da gemäß Fig. 1a und 4 die Meßelektroden 6a, 6b, 7a und 7b jeweils gegenüber den Knotenpunkten Np1a, Np1b, Np2a und Np2b der angeregten Schwingung (in Richtung D2) um einen Winkel Θ zu den Schwingungsbäuchen (5a, 5b) hin versetzt sind, tritt an den Meßelektroden 6a, 6b, 7a und 7b hinsichtlich der Richtung D2 eine beträchtliche Spannungskomponente auf, welche mit einer der Winkelgeschwindigkeit zuzuschreibenden Spannungskomponente für die Richtung D4 zu einer resultierenden Welle kombiniert ist, die tatsächlich an den Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b gemäß der Darstellung durch die ausgezogenen Linien in Fig. 5a und 5b in Erscheinung tritt.

Bei einer Winkelgeschwindigkeit m im Uhrzeigersinn eilt bei einer Schwingungsperiode von 360° die sich ergebende, durch eine Doppelpunkt-Strich-Linie dargestellte Spannungskomponente in der Richtung D4 an den Meßelektroden 6a und 6b in bezug auf die Spannungskomponente an den Meßelektroden 7a und 7b um 180° nach, aber in bezug auf eine sich durch die Winkelgeschwin­ digkeit ω in der Uhrzeigerrichtung ergebende Verdrehung bzw. Phasenverschiebung der Schwingung aus der Richtung D2 zu der Richtung D4 sind die Meßelektroden 7a und 7b vorwärts versetzt, während die Meßelektroden 6a und 6b zurückversetzt sind, so daß entsprechend der Winkelgeschwindigkeit ω im Uhrzeigersinn die D4-Spannungskomponente an den Meßelektroden 7a und 7b eine voreilende Phasenverschiebung erfährt, während die D4- Spannungskomponente an den Meßelektroden 6a und 6b hinsichtlich der Phase nacheilt. Infolge dessen entsteht zwischen der in Fig. 5a durch die ausgezogene Linie dargestellten Spannung an den Meßelektroden 7a und 7b und der in Fig. 5b durch die ausgezogene Linie dargestellten Spannung an den Meßelektroden 6a und 6b eine Phasendifferenz ΔT, deren Ausmaß das Doppelte einer durch die Winkelgeschwindigkeit ω verursachten Phasen­ differenz zwischen dieser jeweiligen Spannung und der entsprechenden D2-Erregerspannung ist. Der Phasenvergleicher 51 erzeugt ein Signal SH, welches nur während des Zeitabschnittes der Phasendifferenz ΔT den hohen Pegel H annimmt.

Das Ausgangssignal SH aus dem Phasenvergleicher 51 wird an einen Eingangsanschluß eines NAND-Gliedes 52 angelegt, welches an dem anderen Eingangsanschluß ein Ausgangssignal SI aus einer Vervielfacherschaltung 50 empfängt. In die Vervielfacher­ schaltung 50 wird ein Ausgangssignal aus einem Frequenzteiler 56 eingegeben. Der Frequenzteiler 56 nimmt an seinem Eingang das Ausgangssignal SN aus der PLL-Schaltung 20 auf. Das Signal SN wird auch als Taktimpulssignal an einen Zähler 55 angelegt, Dar Zähler 55 gibt ein Übertragsignal SJ ab, welches an einen Löschanschluß eines Zähler 53 und an einen Taktanschluß eines Zwischenspeichers 54 angelegt wird. Ein Ausgangssignal SK aus dem NAND-Glied 52 wird an den Zähler 53 als Taktimpulssignal angelegt. An den Eingangsanschluß des Zwischenspeichers 54 wird ein Zählstand SL des Zählers 53 angelegt.

Bei diesem Ausführungsbeispiel gibt die Pseudosinuswellen- Generatorschaltung 60 ein Ausgangssignal mit einer Periode ab, die 32-mal größer als diejenige eines eingegebenen Signals ist. Der Frequenzteiler 56 gibt ein Ausgangssignal mit einer Periode ab, die 31-mal größer als diejenige eines eingegebenen Signals ist. Die Vervielfacherschaltung 50 gibt ein Ausgangssignal mit einer Frequenz ab, die 1024-mal höher als diejenige eines eingegebenen Signals ist. Dar Zähler 55 ist ein Zähler mit der Basis 992. Bezeichnet man die Periode und die Frequenz des Signals SA jeweils mit T bzw. f, so ergeben sich die folgenden Perioden und Frequenzen der jeweiligen Signale:

Ein Beispiel für den zeitlichen Verlauf der Signale SA, SB, SC, SD, SE, SF, SG und SH ist in Fig. 6 dargestellt. Infolge der Regelung durch die PLL-Schaltung 20 wird die Phasendifferenz zwischen den Signalen SA und SB auf 90° gehalten. Die Phasendifferenz zwischen den Signalen SB (SF) und SC (SG) ändert sich proportional zu der Winkelgeschwindigkeit der Drehung des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2. Bezeichnet man die Periode der D2-Erregerspannung SA mit T und die Impulsbreite des Signals SH aus dem Phasenvergleicher 51 mit ΔT, so ändert sich ΔT/T proportional zu der Phasen­ differenz zwischen den Signalen SF und SG bzw. proportional zu der Winkelgeschwindigkeit. Infolge dessen kann durch das Ermitteln von ΔT/T eine Information über die Winkelgeschwin­ digkeit erhalten werden.

Gemäß der Darstellung in Fig. 2 enthält die Verviel­ facherschaltung 50 einen Phasenvergleicher 501, ein Regel­ schleifenfilter 502, einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO 503 und einen Frequenzteiler 504. Der Frequenzteiler 504 in der Vervielfacherschaltung 50 hat ein Teilungsverhältnis von 1024. Infolge dessen wird an dem Ausgang der Vervielfacherschaltung 50 ein Signal mit einer Frequenz erhalten, die 1024-mal höher als diejenige eines eingegebenen Signals ist.

Gemäß der Darstellung in Fig. 6 und 7 nimmt das Signal SH mit einer jeweiligen Periode T/2 während eines Zeitabschnittes ΔT entweder den hohen Pegel H oder den niedrigen Pegel L an. Während des hohen Pegels H oder des niedrigen Pegels L des Signals SH treten in dem Signal SK die Impulse des Signals SI auf. Durch den Zähler 53 wird die Anzahl der Impulse des Signals SK, nämlich dar Zeitabschnitt gezählt bzw. erfaßt, der zu ΔT äquivalent ist und der Winkelgeschwindigkeit entspricht. Das Signal SJ durch das der Zähler 53 gelöscht wird, hat die Periode 31T, so daß folglich der Zähler 53 während des Zeitabschnittes 31T die summierten Zeitabschnitte ΔT × 31 erfaßt. Der Summenwert wird in dem Zwischenspeicher 54 gespeichert und als Signal SM ausgegeben. Das Signal SM hat einen der Winkelgeschwindigkeit entsprechenden Datenwert, weicher den absoluten Wert derselben anzeigt.

Eine Richtungsdetektorschaltung 57 gemäß Fig. 1B enthält ein Flipflop, welches zum Ändern seines Ausgangssignals SN von dem niedrigen Pegel L auf den hohen Pegel H gesetzt wird, wenn das Signal SGa von dem niedrigen Pegel L auf den hohen Pegel H ansteigt, während das Signals SGb auf dem niedrigen Pegel L verbleibt, wobei damit die Winkelgeschwindigkeit im Uhrzeigersinn angezeigt ist, und zum Ändern des Ausgangssignals SN auf den niedrigen Pegel L rückgesetzt wird, wenn das Signal SGa von dem niedrigen Pegel L auf den hohen Pegel H ansteigt, während das Signal SGb auf dem hohen Pegel H verbleibt, wobei dadurch die Winkelgeschwindigkeit im Gegenuhrzeigersinn angezeigt ist. Auf diese Weise ist mit dem Ausgangssignal SN die Richtung der Winkelgeschwindigkeit dargestellt, nämlich die Uhrzeigerrichtung oder die Gegenuhrzeigerrichtung.

In der in Fig. 1b dargestellten Zeichnung ist das Frequenzteilungsverhältnis der Pseudosinuswellen-Generator­ schaltung 60 aus einem besonderen Grund von dem Frequenz­ teilungsverhältnis das Frequenzteilers 56 verschieden gewählt: Dadurch, daß als Frequenz des Signals SI, welches die durch den Zähler 53 zu zählenden Impulse ergibt, nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Schwingungsfrequenz 1/T des piezoelektrischen Oszillators 2 gewählt wird, kann die Erfassungsgenauigkeit verbessert werden, ohne eine beträchtlich hohe Frequenz für das Signal SI zu wählen.

Wenn in der in Fig. 1b dargestellten Schaltung das Frequenzteilungsverhältnis des Frequenzteilers 56 auf 1/32 verändert wäre, würde die Frequenz des Signals SI gleich 1024f sein. Infolge dessen wäre die Auflösung, mit der die Phasen­ differenz ΔT/T ermittelt werden könnte, gleich 1/1024, wobei dadurch das Feststellen einer sehr kleinen Änderung der Winkelgeschwindigkeit verhindert wäre. Zum Verbessern der Auflösung kann die Frequenz des Signals SI erhöht werden. Zu diesem Zweck müßte jedoch eine besondere Schaltungsanordnung eingesetzt werden, in der eine Ermittlungsschaltung wie der Zähler 53 mit hoher Geschwindigkeit arbeitet, was eine sehr teure Schaltungsanordnung ergäbe.

In der tatsächlichen Schaltung gemäß Fig. 1b ist die Frequenz des Signals SI gleich (32 × 1024)f/31. Infolge dessen wird die Anzahl von Impulsen des Signals SI, die während eines Zeitabschnittes T auftreten, gleich 32 × 1024/31. Normalerweise wird in einer digitalen Schaltung eins Impulsanzahl hinter dem Dezimalpunkt aufgerundet oder abgerundet, wodurch ein Fehler entsteht. Da jedoch in dar Schaltungsanordnung nach Fig. 1a und 1b die Pseudosinuswellen-Generatorschaltung 60 und der Frequenzteiler 56 voneinander verschiedene Frequenzteilungs­ verhältnisse haben, verschiebt sich von Zeit zu Zeit eine Phase, mit der während des Zeitabschnittes T ein Impuls des Signals SI auftritt, und demzufolge kann ein Bruchteil nach dem Dezimalpunkt der Anzahl der Impulse des Signals SI, welche während des Zeitabschnittes T gezählt werden, während einer bestimmten Zeit abgerundet werden, jedoch kann der gleiche Bruchteil während einer anderen Zeitspanne aufgerundet werden. Infolge dessen kann durch Mittelung der Anzahl der gezählten Impulse über eine Vielzahl von Zeitabschnitten das Ausmaß des Fehlers verringert werden.

Tatsächlich ist die Periode des Signals SJ, welche die Zählperiode des Zählers 53 bestimmt, gleich 31T. Infolge dessen wird die Ermittlung eines Zeitabschnittes ΔT 31-mal wiederholt und ein Summenwert der Zeitabschnitte ΔT während der Zeit 31T, nämlich ein durch Ausgleichen der sich durch das Aufrunden und Abrunden ergebenen Fehler erhaltener Wert durch den Zähler 53 gezählt und dann in dem Zwischenspeicher 54 gespeichert. Da auf diese Weise die Anzahl der Impulse des Signals 51 während der Zeit 31T gleich 32 × 1024 wird, ist die bei dem Ermitteln der Phasendifferenz ΔT/T erzielbare Auflösung gleich 1/(32 × 1024). Dies bedeutet, daß im Vergleich zu einer Anordnung, bei der für die Pseudosinuswellen-Generatorschaltung 60 und den Frequenz­ teiler 56 das gleiche Frequenzteilungsverhältnis gewählt wird, die Auflösung um den Faktor 32 verbessert ist. Dies ermöglicht das Bestimmen der Winkelgeschwindigkeit mit einer hohen Genauigkeit selbst dann, wenn die Frequenz des Signals SJ niedrig ist.

Wenn beispielsweise der zylindrische piezoelektrische Oszillator 2 eine Schwingungfrequenz von 8 kHz hat, wäre es bei der Verwendung der üblichen Schaltung zum Erfassen einer Phasendifferenz mit einer Auflösung von 0,02° erforderlich, die Taktimpulse mit 144 MHz zu zählen, was Schwierigkeiten hinsichtlich der Schaltungsanordnung ergäbe. Bei dem Ausführungsbeispiel kann jedoch die Frequenz der Taktimpulse bzw. des Signals SI auf ungefähr 4,8 MHz verringert werden, so daß auf diese Weise die Schaltungsanordnung erheblich vereinfacht werden kann.

Gemäß der vorstehenden Beschreibung des ersten Ausführungsbeispiels wird die 90°-Phasenschieberschaltung 40 dazu verwendet, an den einen Eingang der PLL-Schaltung 20 das um 90° phasenverschobene Signal SA anzulegen, aber die 90°- Phasenschieberschaltung 40 kann an einer anderen Stelle derart angeordnet werden, daß an den anderen Eingang der PLL-Schaltung 20 das um 90° phasenverschobene Signal SB angelegt wird.

Bei dem vorstehend beschriebenen ersten Ausführungs­ beispiel wird die Phasendifferenz ΔT zwischen Spannungen, die an der ersten Elektrode 6a und der zweiten Elektrode 7a entstehen, welche zu dem ersten bzw. dem zweiten Knoten Np1a bzw. Np2a hin versetzt angeordnet sind, die in bezug auf die für das Erregen des Oszillators 2 verwendete Elektrode 5a bzw. den Schwingungsbauch symmetrisch liegen, als der die Winkel­ geschwindigkeit anzeigende Wert erfaßt, so daß auf diese Weise eine hohe Empfindlichkeit hinsichtlich der Messung der Winkelgeschwindigkeit erzielt wird.

Außerdem sind die erste Elektrode 6a und die zweite Elektrode 7a an Stellen angeordnet, welche gegenüber dem ersten bzw. dem zweiten Knoten Np1a und Np2a um einen bestimmten Winkel Θ zu dem Schwingungsbauch 5a hin versetzt sind, und es ist daher ersichtlich, daß die an diesen Elektroden entstehende Spannung einen höheren Anteil der durch die Anregung mit der Elektrode 5a hervorgerufenen Schwingungskomponente D2 (SA) enthält als bei dem Stand der Technik. Diese ist als Vorspannungskomponente zum Anheben der Pegel der durch die Elektroden 6a und 7a erfaßten Spannungen nutzvoll. Diese erfaßten Spannungen werden an die Tiefpaßfilter 13A bzw. 14A angelegt, welche jeweils eine Zeitkonstantenschaltung enthalten, können aber wegen des hohen Spannungspegels bei dem Ermitteln der Phasendifferenz ΔT (13B, 14B und 51) benutzt werden, während bei geringer Winkelgeschwindigkeitskomponente D4 ihr Verschwinden in den Filtern 13A und 14A vermieden ist. Dies ermöglicht es, im Bereich niedriger Winkelgeschwindig­ keiten die Genauigkeit zu verbessern.

Es ist festzustellen, daß gemäß der Darstellung in Fig. 9 bei einer Vergrößerung des Versetzungswinkels Θ die Empfindlichkeit hinsichtlich des Erfassens einer angeregten Schwingungskomponente, nämlich der in Fig. 5a, 5b und 5c dargestellten D2-Spannungskomponente größer wird, während die Empfindlichkeit hinsichtlich des Erfassens einer der Winkelgeschwindigkeit entsprechenden Komponente, nämlich der D4-Spannungskomponente gemäß Fig. 5a und 5b geringer wird. Es ist anzumerken, daß die Fig. 9 eine auf einer Berechnung beruhende graphische Darstellung ist und bezüglich der einer Winkelgeschwindigkeit entsprechenden Komponente auf der Ordinate in Fig. 9 ein normierter Wert dargestellt ist, nämlich das Verhältnis einer Spannung bzw. Spitzenspannung, die an der Elektrode 7a bei deren Versetzung um Θ entsteht, zu einer Spannung bzw. Spitzenspannung, die an der Elektrode 7a bei deren Anordnung an dem Knotenpunkt Np2a entsteht. Hinsichtlich der angeregten Schwingungskomponente ist auf der Ordinate ein normierter Wert einer an der Elektrode 7a bei deren Versetzung um Θ entstehenden Spannung dargestellt, wobei zur Normierung eine an der Elektrode 7a bei deren Anordnung an dem Knotenpunkt 5a entstehende Spannung als "1" angesetzt ist. Es ist anzumerken, daß innerhalb eines Bereiches von Θ unter 3° die Verringerung der Empfindlichkeit hinsichtlich der der Winkel­ geschwindigkeit entsprechenden Komponenten sehr gering ist, während die Steigerung der Empfindlichkeit hinsichtlich der angeregten Schwingungskomponente verhältnismäßig hoch ist. Beispielsweise tritt bei Θ = 3° an der Elektrode 7a eine angeregte Schwingungskomponente auf, die etwa gleich 0,1 (10%) der Erregerspannung SA ist und die eins starke Vorspannung der Winkelgeschwindigkeit-Komponente bildet, wobei durch das Tiefpaßfilter 14A hindurch an den Schmitt-Trigger-Inverter 14B eine sich ergebende Welle angelegt wird, die aus der Winkel­ geschwindigkeit-Komponente und der angeregten Schwingungs­ komponente besteht. Infolge dessen enthält das Ausgangssignal SGb aus dem Inverter 14B Impulse mit einer Zeitverzögerung, welche durch die Winkelgeschwindigkeit verursacht ist. Das gleiche gilt für die Elektrode 6a. Auf diese Waise ist die Genauigkeit bei dem Ermitteln der Winkelgeschwindigkeit in einem Bereich von geringen Werten derselben verbessert.

Durch das Verbinden von Fig. 10a und 10b ist die gesamte Anordnung eines Winkelgeschwindigkeitsdetektors gemäß einem zweiten Ausführungbeispiel der Erfindung dargestellt. Ein Sensorelement 10 gemäß Fig. 10a ist hinsichtlich der Gestaltung im allgemeinen gleichartig wie bei dem ersten Ausführungs­ beispiel. Während jedoch bei dem ersten Ausführungsbeispiel die Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b von den Schnittpunkten der dritten Diagonalrichtung D3 und der hierzu senkrechten vierten Diagonalrichtung D4 mit dem piezoelektrischen Oszillator 2 weg um Θ zu dar zweiten Diagonalrichtung D2 hin angeordnet sind, sind die Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b bei der Anordnung des in Fig. 10a dargestellten Sensor­ elementes 10 an den Schnittstellen der dritten Diagonalrichtung D3 und der hierzu senkrechten vierten Diagonalrichtung D4 mit dem zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 angeordnet. Auf diese Weise sind sie an Knotenpunkten Np1a und Np1b bzw. Np2a und Np2b gemäß Fig. 4 der angeregten Schwingung D2 angeordnet.

Gemäß Fig. 10a und 10b wird die an den Rückführungs­ elektroden 4a und 4b des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 entstehende Spannung durch eine Verstärker­ schaltung 11 gemäß Fig. 10a verstärkt und dann als Rückführungssignal FB1 an eine Pufferverstärker- und Kurvenformerschaltung 21 nach Fig. 10b angelegt. Aus der Schaltung 21 werden ein analoges Signal FB2 und nach Kurven­ formung ein binäres Signal FB3 ausgegeben. Das Signal FB2 wird an einen ersten Eingangsanschluß einer Regelverstärker­ schaltung 25 angelegt und das Signal FB3 wird an einen zweiten Eingangsanschluß der Regelverstärkerschaltung 25 sowie an einen Eingangsanschluß einer 90°-Phasenvergleichsschaltung 27 angelegt.

Die Regelverstärkerschaltung 25 gibt eine im wesentlichen zu der Eingangsspannung FB2 proportionale Ausgangsspannung FB4 ab, solange die Eingangsspannung FB2 niedriger ist als ein vorbestimmter Wert, aber in einem Bereich der Eingangsspannung oberhalb des vorbestimmten Wertes eine konstante Spannung FB4 mit einem minimalen Wert nahe an dem Massepotential. Auf diese Weise ist das an dem Ausgang der Regelverstärkerschaltung 25 erhaltene Signal FB4 im wesentlichen gleich dem Eingangssignal FB2, aber ein Signal mit einen übermäßig hohen Pegel oberhalb des vorbestimmten Wertes wird abgeschnitten und kann nicht in dem Signal FB4 in Erscheinung treten.

Das Ausgangssignal FB4 aus der Regelverstärkerschaltung 25 wird an einen ersten Eingangsanschluß eines Bandpaßfilters 29 und an einen Eingangsanschluß einer Schwingungsauslöseschaltung 28 angelegt. An einen zweiten Eingangsanschluß des Bandpaß­ filters 29 wird ein von der Schwingungsauslöseschaltung 28 abgegebenes Signal CON1 angelegt. Ein an einen dritten Anschluß des Bandpaßfilters 29 angelegtes Signal CON2 wird aus einer Integratorschaltung 30 zugeführt. Der Aufbau der Integrator­ schaltung 30 ist in Fig. 11a dargestellt.

Das Bandpaßfilter 29 gibt ein Ausgangssignal ab, welches über eine 90°-Phasenverzögerungsschaltung geführt und als Ansteuerungssignal DV1 an die Erregerelektroden 5a und 5b das zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 angelegt wird. Der Aufbau der 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26 ist in Fig. 11b dargestellt. Das Ansteuerungssignal DV1 wird auch durch eine Kurvenformerschaltung 22 zu einem binären Signal umgesetzt, welches in die 90°-Phasenvergleichsschaltung 27 eingegeben wird. Die Vergleichsschaltung 27 bildet grundlegend ein Antivalenzglied und gibt ein Impulssignal mit einer Impulsbreite ab, welche von einer Phasendifferenz zwischen dem aus der Kurvenformerschaltung 21 mit dem Pufferverstärker und dem Vergleicher abgegebenen Rückführungssignal FB3 und einem von der Kurvenformerschaltung 22 abgegebenen Signal SVD abhängig ist. Das Impulssignal wird an die Integratorschaltung 30 angelegt.

Der Pegel des von der Integratorschaltung 30 ausgegebenen Signals CON2 ergibt eine Ausgangsspannung mit einem V-förmigen Verlauf in bezug auf die Phasendifferenz zwischen dem Rückführungssignal FB3 aus der Pufferverstärker- und Kurven­ formerschaltung 21 und dem Signal SVD aus der Kurvenformer­ schaltung 22, wobei die Spannung bei einer Phasendifferenz von 0° einen Maximalwert Vmax annimmt, bei einer Phasendifferenz von -180° einen Minimalwert Vmin annimmt und bei einer Phasen­ differenz von -360° wieder den Maximalwert Vmax annimmt. Die Ausgangsspannung CON2 wird an den dritten Eingangsanschluß des Bandpaßfilters 29 angelegt.

Gemäß Fig. 12a enthält das Bandpaßfilter 29 eine Kapazitätsdiode (Varicap-Diode) 29a, die im Gegenvorspannungs­ zustand eingesetzt ist. Infolge dessen kann durch Ändern der an die Kapazitätsdiode 29a angelegten Spannung der Phasengang des Bandpaßfilters 29 in Richtung der Abszisse bzw. der die Eingangssignalfrequenz darstellenden Achse verschoben werden, wobei zugleich damit eine Mittenfrequenz fo verschoben werden kann. Der Phasengang ist derart, daß die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal bei der Mittenfrequenz fo gleich -180° ist, bei dem Anstieg der Eingangssignalfrequenz innerhalb eines um die Mittenfrequenz fo zentrierten bestimmten Bereiches allmählich auf -360° zunimmt, in einem Abschnitt des bestimmten Bereiches im wesentlichen konstant wird und in einem Abschnitt außerhalb des bestimmten Bereiches im wesentlichen konstant auf -360° verbleibt. Die an der Kapazitätsdiode 29a angelegte Vorspannung ändert sich gemäß den Pegeln der an die drei Eingangsanschlüsse des Bandpaß­ filters 29 angelegten Signale FB4, CON1 und CON2.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die an den Rückführungselektroden 4a und 4b des piezoelektrischen Oszillators 2 entstehende Spannung verstärkt und dann phasenverschoben. Durch Anlegen des phasenverschobenen Signals an die Erregerelektroden 5a und 5b wird ein geschlossener Regelkreis gebildet, wobei durch positive Rückkopplung eine Schwingung angeregt wird. Im einzelnen durchläuft gemäß Fig. 10a und 10b die an den Rückführungselektroden 4a und 4b entstehende Spannung die Verstärkerschaltung 11 und ergibt das Signal FB1, welches dann über die Pufferverstärker- und Kurvenformerschaltung 21 geleitet wird und das Signal FB2 bildet, das danach über die Regelverstärkerschaltung 25 geführt wird und das Signal FB4 ergibt, welches über das Bandpaßfilter 29 und die 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26 an die Erreger­ elektroden 5a und 5b zum Bilden des geschlossenen Regelkreises sowie an eine Steuerstrom-Meßschaltung 12 angelegt wird.

Damit in diesem geschlossenen Regelkreis eine Schwingung auftritt, muß zwei Erfordernissen genügt werden: Die eine Erfordernis besteht darin, daß die Schleifenverstärkung des geschlossenen Regelkreises gleich "1" oder größer ist, und die andere Erfordernis besteht darin, daß die Phasenverschiebung bei dem Durchlaufen des geschlossenen Regelkreises ein ganzzahliges Vielfaches von 360° ist. Wenn in der in Fig. 10a und 10b dargestellten Schaltung der Oszillator 2 des Sensor­ elementes 10 auf seiner Eigenfrequenz schwingt, besteht zwischen den Erregerelektroden 5a und 5b und den Rückführungs­ elektroden 4a und 4b eine Phasendifferenz von 90°. Zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal der 90°-Phasenverzöge­ rungsschaltung 26 entsteht für Frequenzen nahe an der Resonanz­ frequenz des Oszillators 2 eins Phasenverschiebung von ungefähr 90°. Außerdem ergibt sich unter bestimmten Bedingungen zwischen dem Eingangssignal FB4 und dem Ausgangssignal des Bandpaß­ filters 29 eine Phasendifferenz von 180°. Infolge dessen kann durch Addieren einer Phasenverschiebung zwischen den Erreger­ elektroden 5a und 5b und den Rückführungselektroden 4a und 4b, einer Phasenverschiebung durch die 90°-Phasenverzögerungs­ schaltung 26 und einer Phasenverschiebung durch das Bandpaß­ filter 29 eins bei einem Durchlaufen des geschlossenen Regel­ kreises auftretende Phasenänderung erzielt werden, die gleich 360° ist. Da ferner in der Regelschleife eine Verstärker­ schaltung enthalten ist, kann für die Resonanzfrequenz des Oszillators 2 eine Schleifenverstärkung erzielt werden, die gleich "1" oder größer ist. Demzufolge kann mit dem geschlossenen Regelkreis der in Fig. 10a und 10b dargestellten Schaltungsanordnung das Schwingen mit der Resonanzfrequenz des Oszillators 2 hervorgerufen werden.

Bei der Eigenfrequenz fo wird der Verstärkungsfaktor des Oszillators 2, nämlich die durch die Erregerspannung dividierte Rückführungsspannung maximal, während die Phasendifferenz zwischen der Erregerspannung und der Rückführungsspannung nahe an 90° liegt.

Es ist jedoch selbst dann, wenn ein Sensorelement 10 bzw. ein Oszillator 2 für eine Eigenfrequenz fo ausgelegt ist, infolge von Maßabweichungen während des Herstellungsprozesses oder infolge der Einwirkung von durch Temperaturänderungen hervorgerufenen Maßänderungen die Resonanzfrequenz des sich ergebenden Oszillators 2 gegenüber fo etwas versetzt.

Wenn ein Sensorelement 10 mit einer Resonanzfrequenz eingesetzt wird, die in bezug auf die Frequenz fo versetzt ist, entsteht zwischen den Signalen DV1 und FB3 eine Phasen­ differenz, die stark von 90° abweicht, und es tritt daher keine Schwingung auf, wenn die Summe aus der Phasenverschiebung in der 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26, der Phasenverschiebung in dem Bandpaßfilter 29 und dieser von 90° stark abweichenden Phasendifferenz nicht gleich 360° ist.

Die 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26 hat den Phasengang gemäß der Beschreibung und erzeugt demnach bei der Frequenz fo ein Ausgangssignal, das in bezug auf das Eingangssignal eine Phasenverschiebung von 90° hat, aber bei anderen Frequenzen eine Phasenverschiebung in einem davon verschiedenen Ausmaß. Demnach ergibt dann, wenn der Oszillator 2 eine von fo abweichende Eigenfrequenz hat, die 90°-Phasenverzögerungs­ schaltung 26 nicht eine Phasenverschiebung um 90°, welche für diesen Oszillator 2 zum Hervorrufen einer Phasendifferenz von 360° bei einem Durchlaufen des geschlossenen Regelkreises erforderlich ist, so daß daher dieser Oszillator 2 nicht schwingen kann.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird jedoch die bei einem Durchlauf durch den geschlossenen Regelkreis hervorgerufene Phasenänderung grundlegend durch die Wirkung des Bandpaßfilters 29 für Frequenzen in einem verhältnismäßig breiten Bereich auf 360° geregelt, welcher auf einen Sollwert fo für die Eigen­ frequenz des Oszillators 2 zentriert ist. Auf diese Weise wird das Schwingen des Oszillators 2 in dem Fall sichergestellt, daß infolge von Abweichungen hinsichtlich des Ansprechens des Oszillators 2 von Produkt zu Produkt oder infolge einer Temperaturänderung die Eigenfrequenz von dem Sollwert oder Bezugwert fo abweicht.

Die Gestaltung des Bandpaßfilters 29 ist in Fig. 12a dargestellt. Das Bandpaßfilter 29 zeigt einen Frequenzgang gemäß Fig. 15a und einen Phasengang gemäß Fig. 15b. Die Resonanzfrequenz des Filters ändert sich gemäß der an die Kapazitätsdiode 29a angelegten Vorspannung Vb.

Wenn z. B. gemäß Fig. 15a die Vorspannung Vb "mittel" ist, wird die Resonanzfrequenz bzw. Mittenfrequenz zu fo1, die als Bezugsfrequenz fo1 angenommen werden kann, und es ist ersichtlich, daß die Verstärkung bei der Frequenz fo1 maximal ist, während gemäß dem Phasengang nach Fig. 15b bei der Frequenz tot die Phasenverschiebung gleich 180° ist. Bei einer Frequenz fo2 unterhalb der Frequenz fo1 wird die Phasen­ verschiebung kleiner als 180°, während bei einer Frequenz fo3 oberhalb der Frequenz fo1 die Phasenverschiebung größer als 180° wird.

Wenn die Spannung Vb niedrig ist, wird die Resonanz­ frequenz zu fo2 und gemäß dem Frequenzgang nach Fig. 15a wird die Verstärkung bei der Frequenz fo2 maximal, während gemäß dem Phasengang nach Fig. 15b die Phasenverschiebung bei der Frequenz fo2 zu 180° wird. Bei einer Frequenz unterhalb der Frequenz fo2 wird die Phasenverschiebung kleiner als 180°, während bei der Frequenz fo1 oberhalb der Frequenz fo2 die Phasenverschiebung größer als 180° ist.

Wenn die Vorspannung Vb hoch ist, wird die Resonanz­ frequenz zu fo3 und gemäß dem Frequenzgang nach Fig. 15a wird die Verstärkung bei der Frequenz fo3 maximal, während gemäß dem Phasengang nach Fig. 15b die Phasenverschiebung bei der Frequenz fo3 zu 180° wird. Bei der Frequenz fo1 unterhalb der Frequenz fo3 wird die Phasenverschiebung kleiner als 180°, während bei einer Frequenz oberhalb der Frequenz fo3 die Phasenverschiebung größer als 180° wird.

Auf diese Weise wird dann, wenn die Vorspannung Vb erhöht wird, die Phase des durch das Bandpaßfilter 29 hindurch­ geführten Signals stärker verschoben. Wenn dagegen die Vorspannung Vb verringert wird, erfährt das durch das Bandpaßfilter 29 hindurchtretende Signal eine geringere Phasenverschiebung. Die Vorspannung Vb wird durch die an die drei Eingangsanschlüsse des Bandpaßfilters 29 angelegten Spannungen FB4, CON1 und CON2 bestimmt. Es ist anzumerken, daß diese Spannungen Gleichspannungskomponenten (hauptsächlich in CON1 und CON2) und Wechselspannungskomponenten (hauptsächlich in FB4) enthalten und beide Komponenten auf die Vorspannung Vb einwirken. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Amplitude der Wechselspannungskomponente derart gewählt, daß sie in bezug auf den Pegel der Gleichspannungskomponente ausreichend klein ist, so daß dadurch hinsichtlich des Frequenzganges des Bandpaßfilters 29 eine starke Veränderung durch die Einwirkung der Wechselspannungskomponente verhindert ist.

Wenn z. B. der Oszillator 2 mit seiner Eigenfrequenz schwingt, ist die Phasendifferenz zwischen den an die beiden Eingangsanschlüsse der 90°-Phasenvergleichsschaltung 27 gemäß Fig. 10b angelegten Signalen 90° und demnach wird der Pegel des aus der Integratorschaltung 30 abgegebenen Signals CON2 zu einem Bezugspegel Vc, welcher ein Mittelwert zwischen dem Maximalwert Vmax und dem Minimalwert Vmin ist, so daß die Resonanzfrequenz des Bandpaßfilters 29 gemäß Fig. 15a und 15b zu fo1 wird. Wenn die Resonanzfrequenz fo1 des Oszillators 2 und die Resonanzfrequenz des Bandpaßfilters 29 miteinander übereinstimmen, ist bei dieser Frequenz die Phasenverschiebung des Bandpaßfilters 29 gleich 180° und die Phasenverschiebung der 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26 gleich 90°, so daß die Phasenverschiebung bei einem Durchlauf des geschlossenen Regelkreises zu 360° wird, wodurch das Schwingen des Regel­ kreises ermöglicht ist.

Bei der Resonanzfrequenz des Sensorelementes 10 ist eine Phasenverschiebung zwischen den Erregerelektroden 5a und 5b und den Rückführungselektroden 4a und 4b gleich 90%. Infolge dessen tritt dann, wenn eine anderswo in der geschlossenen Schleife außerhalb des Sensorelementes 10 auftretende Phasenverschiebung gleich 270° ist, eine Schwingung mit der Frequenz f auf, wann die Resonanzfrequenz f des Sensorelementes 10 gegenüber dem Bezugswert fo versetzt ist. Das Ausmaß einer Phasenverschiebung durch das Bandpaßfilter 29 ändert sich ebenso wie das Ausmaß der Phasenverschiebung durch die 90°-Phasenverzögerungs­ schaltung 26 in Abhängigkeit von der Frequenz. Wenn eine Summe ΦA + ΦB aus einer Phasenverschiebung ΦA in dem Bandpaßfilter 29 und einer Phasenverschiebung ΦB in dar 90°-Phasenverzöge­ rungsschaltung 26 bei der Frequenz f kleiner als 270° ist, wird die Phasendifferenz zwischen FB3 und DV1 kleiner als 270° und das dieser Phasendifferenz entsprechende Signal CON2 hat einen Pegel, der niedriger als Vc ist. Infolge dessen wird die Resonanzfrequenz des Bandpaßfilters 29 unter fo1 verringert und die Phasenverschiebung ΦA des Bandpaßfilters 29 vergrößert. Die Ausgangsspannung CON2 der Integratorschaltung 30 wird höher, wodurch die Summe ΦA + ΦB der Phasenverschiebungen an 270° angenähert wird und die Ausgangsspannung der Integrator­ schaltung 30 auf Vc konvergiert.

Falls dagegen die Summe aus der Phasenverschiebung ΦA in dem Bandpaßfilter 29 und der Phasenverschiebung ΦB in der 90°- Phasenverzögerungsschaltung 26 bei der Frequenz f größer als 270° ist, wird die Phasendifferenz zwischen den Signalen FB3 und DV1 größer als 270°. Das dieser Phasendifferenz entsprechende Signal CON2 nimmt einen Pegel an, der über Vc liegt. Infolge dessen wird die Resonanzfrequenz des Bandpaß­ filters 29 über fo1 angehoben, wobei die Phasenverschiebung ΦA des Bandpaßfilters 29 verringert wird. Dabei wird die Ausgangs­ spannung CON2 aus der Integratorschaltung 30 verringert, so daß die Summe ΦA + ΦB der Phasenverschiebungen an 270° angenähert wird und die Ausgangsspannung aus der Integratorschaltung 30 auf Vc konvergiert.

An das Bandpaßfilter 29 ist die Schwingungsauslöse­ schaltung 28 angeschlossen. Die Schwingungsauslöseschaltung 28 gemäß der Darstellung in Fig. 12b ist derart gestaltet, daß sie auf das Einschalten der Stromversorgung hin die Schleifen­ verstärkung im geschlossenen Regelkreises vorübergehend erhöht. Wenn die Schleifenverstärkung erhöht ist, ist dadurch der Bereich von Frequenzen erweitert, welche den Schwingungs­ bedingungen genügen, so daß dann, wenn unmittelbar nach dem Einschalten der Stromversorgung der Oszillator ungleichmäßig mit einer Frequenz zu schwingen beginnt, die gegenüber der Resonanzfrequenz desselben erheblich versetzt ist, die Schwingungsfrequenz nahe an die Resonanzfrequenz herangezogen werden kann, um die Schwingung zu stabilisieren.

Gemäß Fig. 12b enthält die Schwingungsauslöseschaltung 28 einen Analogschalter 28a, der eingangsseitig mit dem Signal FB4 verbunden ist, und das an dem Ausgang des Schalters auftretende Signal CON1 wird in das Bandpaßfilter 29 eingegeben. Wenn die Stromversorgung Vcc eingeschaltet wird, fließt über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1 ein Strom, der den Kondensator C1 auflädt, wobei sich ein Spannungsabfall Vcr an dem Widerstand R1 von dem Massepegel auf hohen Pegel ändert, so daß auf diese Weise der Analogschalter 28a eingeschaltet wird. Wenn der Kondensator C1 weiter geladen wird und seine Spannung der Speisespannung Vcc nahe kommt, wird der Spannungsabfall Vcr an dem Widerstand R1 geringer, wodurch der Analogschalter 28a ausgeschaltet wird. Auf diese Weise stellt eine Zeitkonstantenschaltung aus dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 eine Art von Zeitgeber dar, welcher das Anheben der Spannung Vcr zum Einschalten des Analogschalters 28a für eine bestimmte Zeitspanne nach dem Einschalten der Stromversorgung bewirkt. Durch das Anlegen eines bestimmten Rückstellsignals an einen Eingangsanschluß 28b der Schwingungsauslöseschaltung 28 wird ein Entladekreis für den Kondensator C1 geschlossen. Wenn das Rückstellsignal weggeschaltet wird, beginnt das Laden des Kondensators C1 auf gleichartige Weise wie unmittelbar nach dem Einschalten der Stromversorgung, so daß der Analogschalter 28a wieder vorübergehend eingeschaltet werden kann, ohne daß wieder die Stromversorgung eingeschaltet wurde.

Gemäß Fig. 12a fließt bei ausgeschaltetem Analogschalter 28a über einen Widerstand RA nur ein dem Bandpaßfilter 29 zuzuführende Strom, welcher dem Signal FB4 entspricht. Das heißt, es wird an das Bandpaßfilter 29 ein erstes Signal angelegt, welches der an der Rückführungselektrode entstehenden Spannung entspricht. Wenn der Analogschalter 28a eingeschaltet ist, fließt der dem Signal FB4 entsprechende Strom gemäß Fig. 12a und 12b über eine Parallelschaltung aus dem Widerstand RA und einem Widerstand RB. Das heißt, es wird an das Bandpaß­ filter 29 eine Summe aus dem ersten Signal und einem zweiten Signal angelegt, welches der an der Rückführungselektrode entstehenden Spannung entspricht. Infolge dessen zeigt bei eingeschaltetem Analogschalter 28a die Rückkopplungsschleife, in der das 8 kHz-Bandpaßfilter 29 enthalten ist, eine höhere Verstärkung.

Der an die Erregerelektroden 5a und 5b als Steuerstrom- Meßschaltung angeschlossene Verstärker 12 gemäß Fig. 10a verstärkt die Ansteuerungsspannung DV1 zum Anlegen an die Kurvenformerschaltung 22 und wirkt ferner als Tiefpaßfilter für das Unterdrücken hoher Frequenzen bzw. von Harmonischen. Die 90°-Phasenverzögerungsschaltung 26 nach Fig. 11b ist eine Piezoelement-Treiberstufe und enthält in seiner Ausgangsstufe einen Treiberverstärker, der niedrige Ausgangsimpedanz hat. Infolge dessen zeigt von dem zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 her gesehen das Vibratorsystem (D2) mit den Erregerelektroden 5a und 5b, der damit verbundenen 90°- Phasenverzögerungsschaltung 26 und dem Verstärker 12 niedrige Impedanz.

An die Rückführungselektroden 4a und 4b ist die Integratorschaltung 11 angeschlossen, die auch als Tiefpaß­ filter zum Unterdrücken von hohen Frequenzen bzw. Harmonischen wirkt. Da die Rückführungselektroden 4a und 4b über einen scheinbaren Kurzschluß an dem Eingang eines in der Integrator­ schaltung 11 enthaltenen Rechenverstärkers mit Masse verbunden sind, zeigt vom zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 her gesehen das Rückführungssystem (D1) mit den Rückführungs­ elektroden 4a und 4b und der daran angeschlossenen Integrator­ schaltung 11 gleichfalls niedrige Impedan 17988 00070 552 001000280000000200012000285911787700040 0002019710483 00004 17869z. Somit ist von dem zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 her gesehen die Impedanz eines Rückkopplungsschwingantriebssystems gering, welches das Schwingen des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 mit dessen Eigenfrequenz anregt, und die Funktion des Bandpaßfilters 29 für das Einstellen der Erregungsfrequenz ermöglicht es, den zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 auf wirkungsvolle Weise zum Schwingen in den Richtungen D1 und D2 auf seiner Eigenfrequenz (7566 Hz) anzuregen.

Verstärker 13 und 14 sind hinsichtlich der Gestaltung und des Frequenzganges identisch und wirken auch als Tiefpaßfilter zum Unterdrücken von hohen Frequenzen bzw. Harmonischen. Die Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b sind jeweils über einen Widerstand Re des entsprechenden Verstärkers 13 bzw. 14 mit Masse verbunden und infolge dessen ist vom piezoelektrischen Oszillator 2 her gesehen die Impedanz der Anordnung mit den Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b und dem daran angeschlossenen Verstärker 13 bzw. 14 effektiv zu dem Widerstandswert des Widerstandes Re äquivalent (Fig. 10a). Der Zusammenhang zwischen der Resonanzfrequenz dieses Meßsystems (in den Richtungen D3 und D4) und dem Widerstandswert des Widerstandes Re ist graphisch in Fig. 16 dargestellt.

Gemäß Fig. 16 ist bei diesem Beispiel die Resonanzfrequenz 7566 Hz die Eigenfrequenz des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2, mit der die Resonanzfrequenz des Meßsystems (in der Richtung D3 bzw. D4) im wesentlichen bei einem Widerstands­ wert des Widerstandes Re übereinstimmt, der im wesentlichen gleich 100 Ω oder kleiner ist. Sobald jedoch der Widerstands­ wert des Widerstandes Re über 100 Ω ansteigt, nimmt die Resonanzfrequenz des Meßsystems für die Richtungen D3 und D4 allmählich zu, wodurch eine Differenz zwischen dieser und der Eigenfrequenz, nämlich einer Differenz derselben in bezug auf die Resonanzfrequenz in den Richtungen D1 und D2 größer wird. Bei einem Widerstandswert des Widerstandes Re, dar gleich 1 MΩ ist, beträgt die Differenz Δf ungefähr 13 Hz.

In Fig. 17 ist graphisch der Zusammenhang zwischen der Differenz der Resonanzfrequenzen und dem Ausmaß der Phasen­ verschiebung der Meßspannung bei der Winkelgeschwindigkeit ω dargestellt. In Fig. 17 ist auf der Abszisse die Differenz der Resonanzfrequenzen dargestellt, während auf der Ordinate das Ausmaß der Phasenversetzung der Meßspannung bei der Winkel­ geschwindigkeit ω aufgetragen ist. Die durch ausgezogene Linien dargestellten Kurven entsprechen einer Winkelgeschwin­ digkeit ω von ±90°/s und die durch gestrichelte Linien dargestellten Kurven entsprechen einer Winkelgeschwindigkeit ω von ±20°/s. Bei einer Differenz zwischen den Resonanz­ frequenzen nahe an "0" ist es nicht möglich, eine Phasen­ versetzung der Meßspannung zu erfassen, jedoch wird das Erfassen einer Phasenversetzung bei einer Differenz der Resonanzfrequenzen möglich, die gleich 10 Hz oder größer ist. In diesem Bereich ist bei dem Erfassen der Phasenversetzung die Auflösung um so höher, je kleiner die Differenz der Resonanz­ frequenzen ist. Das heißt, die Genauigkeit bei dem Messen der Winkelgeschwindigkeit ω wird höher und es wird die Auflösung bei dem Messen dar Winkelgeschwindigkeit ω in einem Bereich niedriger Werts derselben höher.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der Widerstandswert des Widerstandes Re der Verstärker 13 und 14 zu 1 MΩ gewählt und damit die Resonanzfrequenz das Meßsystems in Richtung D3 oder D4 derart gewählt, daß sie um ungefähr Δf = 13 Hz höher als die Resonanzfrequenz oder Eigenfrequenz des Vibratorsystems in Richtung D1 und D2 ist.

Gemäß Fig. 10a und 14b wird ein an den ersten Meßelektroden 6a und 6b des Sensorelementes 10 auftretendes Signal von dem Verstärker 13 aufgenommen und dann durch eine Kurvenformerschaltung 23 zu einem binären bzw. Rechteck­ wellensignal umgesetzt, welches als Signal SS1 ausgegeben wird. Ein an den zweiten Meßelektroden 7a und 7b auftretendes Signal wird von dem Verstärker 14 aufgenommen und durch eine Kurven­ formerschaltung 24 zu einem binären bzw. Rechteckwellensignal umgesetzt, welches als Signal SS2 abgegeben wird. Diese binären Signale SS1 und SS2 werden an eine Phasenvergleichsschaltung 41 angelegt. Die Phasenvergleichsschaltung 41 gibt an eine Glättungsschaltung 31 in einem jeweiligen Fall den hohen Pegel H, wenn nur eines der Signale SS1 den hohen Pegel H annimmt, den niedrigen Pegel L, wenn nur das Signal SS2 den hohen Pegel H annimmt, und ein Bezugspotential bzw. Mittelpotential M ab, wenn die beiden Signale entweder den hohen Pegel H oder den niedrigen Pegel L haben.

In Fig. 14 sind graphisch die an den Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b entstehenden Spannungen S11 bzw. S12 sowie andere Signale dargestellt, welche aufgrund dieser Spannungen erzeugt werden. Wenn keine Winkelgeschwindigkeit ω einwirkt, entsteht im wesentlichen keine Schwingungskomponente in den Richtungen D3 und D4, so daß folglich in den Meßspannungen S11 und S12 nur die Schwingungskomponente in der Erregungsrichtung auftritt. Bei einer Winkelgeschwindigkeit ω in einer bestimmten Drehrichtung des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 nehmen jedoch die Maßspannungen S11 und S12 Pegel an, welche der Winkelgeschwindigkeit ω entsprechen, und haben eine Phasenverschiebung in bezug auf die Richtungen D1 und D2 (FB2 und DV1) gemäß der Winkelgeschwindigkeit ω. Außerdem erhält entsprechend einer Erhöhung oder Verringerung der Winkelgeschwindigkeit ω eine der Meßspannungen S11 und S12 eine positive Phasenverschiebung, während die anders eine negative Phasenverschiebung erhält. Diese Beziehung ist umgekehrt, wenn die Richtung der Winkelgeschwindigkeit ω entgegengesetzt ist. Infolge dessen hat ein Ausgangssignal SH der Phasenvergleichsschaltung 41 eine Impulsbreite mit dem Pegel H, die das Doppelte der Größe der Phasenverschiebung ist, welche an einer der Meßspannungen entsprechend der Winkel­ geschwindigkeit ω auftritt. Die Breite ΔT der Impulse mit dem Pegel H entspricht der Winkelgeschwindigkeit ω.

Die in Fig. 20b dargestellte Glättungsschaltung 31 bildet einen Impulsbreite/Spannung-Umsetzer, der eine analoge Spannung Vout mit einem Pegel abgibt, der zu der Impulsbreite des Signals SH proportional ist. Diese analoge Spannung wird durch einen Verstärker 32 verstärkt. Der Pegel der Ausgangsspannung Vout entspricht der Winkelgeschwindigkeit ω.

In Fig. 19 ist ein Sensorelement 10 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt, welches in Fig. 18 im Schnitt dargestellt ist. Gemäß Fig. 19 ist ein zylindrischer piezoelektrischer Oszillator 2 symmetrisch in bezug auf eine Mittelachse, die senkrecht zu der Zeichnungs­ ebene in Fig. 18 und parallel zu der Zeichnungsebene in Fig. 19 verläuft. An dem zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 sind insgesamt vier Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd mit im wesentlichen gleicher Masse befestigt, die jeweils an Stellen, welche durch die Schnittpunkte einer die Mitten der Erreger­ elektroden 5a und 5b sowie die Mittelachse enthaltenden Ebene mit dem oberen Umfangsrand des piezoelektrischen Oszillators 2 bestimmt sind, und an Stellen, die durch die Schnittpunkte einer zu der vorstehend genannten Ebene senkrechten Ebene mit dem oberen Umfangsrand des piezoelektrischen Oszillators 2 bzw. an Stellen angeordnet sind, an denen die erste Diagonalrichtung D1 und die zweite Diagonalrichtung D2 in Verlängerung den Umfangsrand schneiden. Im einzelnen hat jedes der jeweils durch ein Metallstück gebildeten Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd eine Querseite, die längs der Umfangsfläche des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 gewölbt ist, und ist an dem Außenumfang des piezoelektrischen Oszillators 2 an dessen oberen Ende befestigt. Es ist anzumerken, daß das obere Ende eines jeden Gewichtes entlang der oberen Stirnfläche des piezoelektrischen Oszillators 2 zu dessen Achse hin ragt. Die Gewichte Qa und Qb sind oberhalb der verlängerten ersten Diagonalrichtung D1 bzw. oberhalb der Erregerelektroden 5a und 5b angeordnet, während die Gewichte Qc und Qd oberhalb der verlängerten zweiten Diagonalrichtung D2 bzw. oberhalb der Rückführungselektroden 4a und 4b angeordnet sind.

Es ist anzumerken, daß die Phasen einer Hauptschwingung (D2) und einer Nebenschwingung (D1) gegeneinander um 90° versetzt sind, aber die gleiche Schwingungsfrequenz f haben, welche durch die vorangehend angegebene Gleichung (4) bestimmt ist. Durch die Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd wird jedoch die schwingende Masse größer, wodurch die Resonanzfrequenz f niedriger wird. Im einzelnen hat eine Sekundärschwingung, nämlich eine Schwingung in der Richtung D3, in der das erste Meßsystem die höchste Meßempfindlichkeit zeigt, und in der Richtung D4 in der das zweite Meßsystem die höchste Meßempfindlichkeit zeigt, eine Resonanzfrequenz, die im wesentlichen gleich der Eigenfrequenz des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 ist, die bei dem Fehlen der Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd zu erreichen wäre, jedoch hat die erste Schwingung, nämlich die Hauptschwingung (D2) und die Nebenschwingung (D1) gemäß den vorangehenden Ausführungen eine Frequenz, die niedriger als diese Eigenfrequenz ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Masse der Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd derart gewählt, daß die erste Schwingung eine Frequenz hat, welche um ungefähr Δf = 16 Hz, nämlich den in Fig. 17 dargestellten Wert Δf niedriger ist als die Eigenfrequenz.

Wie bei dem in Fig. 10a dargestellten zweiten Ausführungs­ beispiel sind die Rückführungselektroden 4a und 4b an eine Integratorschaltung 11, die Erregerelektroden 5a und 5b an einen Verstärker 12 und die Meßelektroden 6a und 6b bzw. 7a und 7b an einen Verstärker 13 bzw. 14 angeschlossen. Diese Schaltungskomponenten sind den bei dem zweiten Ausführungs­ beispiel eingesetzten gleichartig und an die Winkelgeschwindig­ keit-Ermittlungsschaltung angeschlossen, die gleich der in Fig. 10b dargestellten ist.

Wenn zwischen die Erregerelektroden 5a und 5b und die Bezugspotential-Elektroden 3a und 3b eine Spannung angelegt wird, um den zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 in der ersten Diagonalrichtung D1 und der zweiten Diagonalrichtung D2 in Schwingungen zu versetzen (erste Schwingungen), wie es in Fig. 20 durch gestrichelte Linien bzw. strichpunktierte Linien mit Doppelpunkten dargestellt ist, entsprechen die Stellen, an denen die jeweiligen Gewichte angeordnet sind, den Schwingungs­ bäuchen der Schwingung. Da jedoch die Meßelektroden 6a, 6b, 7a und 7b jeweils an den Schwingungsknoten der Schwingung angeordnet sind, bewirken die Gewichte Qa, Qb, Qc und Qd eine Verringerung der Schwingungsfrequenz der ersten Schwingung, während sie die Frequenz dar zweiten Schwingungen in den Richtungen D3 und D4 nicht verringern, in denen die Meß­ elektroden 6a, 6b, 7a und 7b die höchste Meßempfindlichkeit zeigen.

Gemäß der Darstellung in Fig. 17 ist es nicht möglich, bei einer Differenz der Resonanzfrequenzen nahe "0" eine Phasen­ versetzung der Meßspannung zu erfassen. Das Erfassen einer Phasenversetzung ist bei einer Differenz der Resonanzfrequenzen möglich, die etwa gleich 10 Hz oder größer ist. In diesem Bereich ist die Auflösung bei dem Messen der Phasenversetzung um so höher, je kleiner die Differenz der Resonanzfrequenzen ist. Somit ist die Genauigkeit der Erfassung der Winkel­ geschwindigkeit ω größer und die Auflösung bei dem Messen der Winkelgeschwindigkeit ω in dem Bereich niedriger Werte derselben höher.

In Fig. 21 und 22 ist als Abwandlungsform ein Sensor­ element 10B dargestellt. Die Fig. 22 ist eine Vorderansicht des Sensorelementes 10B in der Richtung zu der Rückführungs­ elektrode 4b gesehen und die Fig. 21 ist eine Schnittansicht des Sensorelementes 10B in einer Richtung gesehen, die durch eine strichpunktierte Pfeillinie 21A in Fig. 22 dargestellt ist. Das Sensorelement 10B enthält einen zylindrischen piezoelektrischen Körper bzw. Oszillator 2, an dessen oberen Rand um den Umfang herum vier V-förmige Ausnehmungen an Stellen ausgebildet sind, an denen die Verlängerungen der ersten Diagonalrichtung D1 und der zweiten Diagonalrichtung D2 gemäß Fig. 21 den Rand überkreuzen. Ausnehmungen bzw. Kerben Ra und Rb sind oberhalb der Verlängerung der zweiten Diagonalrichtung D2, nämlich oberhalb der Erregerelektroden 5a und 5b angeordnet, während Ausnehmungen Rc und Rd oberhalb der Verlängerung der ersten Diagonalrichtung D1, nämlich oberhalb der Rückführungselektroden 4a und 4b angeordnet sind. Auf diese Weise haben die zweiten Schwingungen, nämlich die Schwingungen in dar Richtung D3, in der das erste Meßsystem die höchste Meßempfindlichkeit zeigt, und in der Richtung D4, in der das zweite Meßsystem die höchste Meßempfindlichkeit zeigt, eine Resonanzfrequenz, welche im wesentlichen gleich der Eigen­ frequenz des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 in dem Fall ist, daß die Ausnehmungen Ra, Rb, Rc und Rd nicht vorgesehen sind, während aber die ersten Schwingungen, nämlich die Hauptschwingung (D2) und die Nebenschwingung (D1) gemäß den vorangehenden Ausführungen eine Resonanzfrequenz haben, die höher als diese Eigenfrequenz ist.

Bei dem dritten Ausführungsbeispiel und bei dessen vorstehend beschriebener Abwandlungsform sind die Gewichte Qa bis Qd bzw. die Ausnehmungen Ra bis Rd zum Verbessern der Meß­ genauigkeit an vier Stellen vorgesehen, welche den Schwingungs­ bäuchen des Vibratorsystems des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 entsprechen. Es kann jedoch das Anbringen entweder eines Gewichtes oder einer Ausnehmung an mindestens einer Stelle an dem zylindrischen piezoelektrischen Oszillator 2 dafür ausreichen, eine Differenz zwischen den Resonanz­ frequenzen des Vibratorsystems und des Meßsystems hervor­ zurufen. Alternativ kann das Gewicht oder die Ausnehmung statt an einer Stelle, die dem Schwingungsbauch des Vibratorsystems des zylindrischen piezoelektrischen Oszillators 2 entspricht, an einer Stelle angebracht bzw. ausgebildet werden, die dem Schwingungsknoten entspricht. In diesem Fall ist die Resonanz­ frequenz des Vibratorsystems die Eigenfrequenz des piezo­ elektrischen Oszillators 2, während die Resonanzfrequenz des Meßsystems in der Richtung D3 oder D4, in der die höchste Meßempfindlichkeit erreicht wird, niedriger als die Eigen­ frequenz wird, wenn das Gewicht hinzugefügt ist, oder höher als die Eigenfrequenz wird, wenn die Ausnehmung gebildet ist.

Es wird ein Winkelgeschwindigkeitsdetektor mit ersten und zweiten Meßelektroden beschrieben, die durch Corioliskräfte hervorgerufene zweite Schwingungen erfassen und an Stellen angeordnet sind, welche in bezug auf die Richtung der Anregung eines piezoelektrischen Oszillators symmetrisch sind und Schwingungsknoten einer durch die Anregung hervorgerufenen ersten Schwingung entsprechen. Wenn der piezoelektrische Oszillator in einer bestimmten Richtung dreht, ist die Phase eines an den ersten Meßelektroden auftretenden ersten Signals nacheilend, während die Phase eines an den zweiten Meß­ elektroden auftretenden zweiten Signals voreilend ist. In einer Schaltung wird ein Winkelgeschwindigkeitssignal erzeugt, welches der Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal entspricht. Zum Erzielen eines Pegels des ersten und des zweiten Signals, der durch die Schaltung erfaßt werden kann, wenn die Winkelgeschwindigkeit gleich "0" ist, werden bei einem ersten Ausführungsbeispiel die ersten und die zweiten Meß­ elektroden von den Schwingungsknoten der ersten Schwingungen des Oszillators um eine Größe Θ zu der Richtung der ersten Schwingungen hin versetzt angeordnet. Bei einem zweiten Ausführungsbeispiel werden die Impedanzen von Schaltungen des Vibratorsystems und des Meßsystems derart gewählt, daß die Resonanzfrequenzen der ersten Schwingungen und der zweiten Schwingungen voneinander verschieden sind. Bei einem dritten Ausführungsbeispiel wird am Oszillator ein Gewicht angebracht oder eine Ausnehmung ausgebildet, um eine relative Versetzung zwischen den Resonanzfrequenzen der ersten und der zweiten Schwingungen zu erzielen.

Claims (10)

1. Winkelgeschwindigkeitsdetektor, mit
einem Oszillator (2),
einer Erregereinrichtung (5a, 5b; 26; 64) zum Anregen einer Schwingung des Oszillators,
einer ersten und zweiten Schwingungsmeßvorrichtung (6a, 6b, 7a, 7b, 13, 14), die an Stellen angeordnet sind, welche in bezug auf die Richtung (D2) einer durch das Anregen hervorgerufenen ersten Schwingung des Oszillators symmetrisch sind und jeweils eine zweite Schwingung (D3, D4) erfassen, die durch Corioliskräfte hervorgerufen wird, welche durch eine Winkelgeschwindigkeit (ω) des Oszillators entstehen, und
einer Einrichtung (51 bis 54; 41, 31, 32) zum Ermitteln einer Phasendifferenz zwischen den jeweils durch die erste und die zweite Schwingungsmeßvorrichtung erfaßten Schwingungen, wobei die erste und die zweite Schwingungsmeßvorrichtung (6a, 6b, 7a, 7b) an Stellen angeordnet sind, die von Schwingungsbäuchen der zweiten Schwingungen weg um ein bestimmtes Ausmaß (Θ) in einer Richtung versetzt sind, in der auch die erste Schwingung erfaßt werden kann.

2. Detektor nach Anspruch 1, wobei der Oszillator (2) in bezug auf seine Mittelachse symmetrisch gestaltet ist und die erste und die zweite Schwingungsmeßvorrichtung (6a, 6b, 7a, 7b) an Stellen angeordnet sind, die von den Schwingungsbäuchen der zweiten Schwingungen weg um ungefähr 3° in tangentialer Richtung zur Drehung um die Mittelachse zu Schwingungsknoten der ersten Schwingung hin versetzt sind.

3. Winkelgeschwindigkeitsdetektor, mit
einem Oszillator (2),
einer Erregereinrichtung (5a, 5b; 26; 64) zum Anregen einer Schwingung des Oszillators,
einer ersten und zweiten Schwingungsmeßvorrichtung (6a, 6b, 7a, 7b, 13, 14), die an Stellen angeordnet sind, welche in bezug auf die Richtung (D2) einer durch das Anregen hervorgerufenen ersten Schwingung des Oszillators symmetrisch sind und jeweils eine zweite Schwingung (D3, D4) erfassen, die durch Corioliskräfte hervorgerufen wird, welche durch eine Winkelgeschwindigkeit (ω) des Oszillators entstehen, und
einer Einrichtung (51 bis 54; 41, 31, 32) zum Ermitteln einer Phasendifferenz zwischen den jeweils durch die erste und die zweite Schwingungsmeßvorrichtung erfaßten Schwingungen, wobei der Oszillator (2) in der Richtung (D2) der ersten Schwingung eine Resonanzfrequenz hat, die von einer Resonanzfrequenz in den Richtungen (D3, D4) der zweiten Schwingungen verschieden ist.

4. Detektor nach Anspruch 3, wobei die Resonanzfrequenz des Oszillators (2) in der Richtung (D2) der ersten Schwingung um ungefähr 16 Hz niedriger ist als die Resonanzfrequenz in den Richtungen (D3, D4) der zweiten Schwingungen.

5. Detektor nach Anspruch 3, wobei der Oszillator (2) in bezug auf seine Mittelachse symmetrisch gestaltet ist, die Erregereinrichtung eine Erregerelektrode (5a, 5b) enthält und ferner zum Bestimmen einer Resonanzfrequenz in der Richtung (D2) der ersten Schwingung mindestens eine Massenänderungsvorrichtung (Qa, Qb; Ra, Rb) an einer Stelle angeordnet ist, an der sich der Oszillator mit einer Ebene überkreuzt, welche die Mitte der Erregerelektrode und die Mittelachse enthält.

6. Detektor nach Anspruch 5, wobei die Massenänderungsvorrichtung ein an dem Oszillator (2) angebrachtes Gewicht (Qa, Qb) ist.

7. Detektor nach Anspruch 5, wobei die Massenänderungsvorrichtung eine an dem Oszillator (2) gebildete Ausnehmung (Ra, Rb) ist.

8. Detektor nach Anspruch 3, wobei der Oszillator (2) in bezug auf seine Mittelachse symmetrisch gestaltet ist und daß zum Bestimmen einer Resonanzfrequenz der zweiten Schwingungen eine Massenänderungsvorrichtung (Qc, Qd; Rc, Rd) an einer Stelle angeordnet ist, an der sich der Oszillator mit einer Ebene überkreuzt, welche die Richtung (D3, D4) der zweiten Schwingung und die Mittelachse enthält.

9. Detektor nach Anspruch 8, wobei die Massenänderungsvorrichtung ein an dem Oszillator (2) angebrachtes Gewicht (Qc, Qd) ist.

10. Detektor nach Anspruch 8, wobei die Massenänderungsvorrichtung eine an dem Oszillator (2) gebildete Ausnehmung (Rc, Rd) ist.