DE19632023C2 - Aufwärtssteller-Schaltungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit Auf­ wärtssteller-Topologie zur Gegentakt-Spannungswandlung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung eignet sich beispielsweise zur Verwendung in einem Batterielade­ gerät mit einer Leistung größer als 1 kW.

Eine bekannte Schaltungsanordnung ähnlicher Art ohne Mittelab­ griff der Transformatorprimärwicklung und mit vier ansteuerbaren Schaltelementen ist in Fig. 2 dargestellt. Diese Schaltung ist nach dem sogenannten Aufwärtssteller-Prinzip aufgebaut, wobei ein Transformator (T) zur galvanischen Trennung von Primärkreis und Sekundärkreis vorgesehen ist. Der Primärkreis beinhaltet eingangsseitig eine Brückengleichrichterstufe (G₁), an deren ei­ nes Paar sich gegenüberliegender Anschlüsse die Eingangsspannung (U_E) angelegt ist, während vom anderen Anschlußpaar über einen parallel eingeschleiften Kondensator C₀ die Primärkreis-Strom­ schleife abgeht, in der sich eine Drossel (L₁) und eine Schalte­ lement-Brückenschaltung befinden, die aus vier Transistorlei­ stungsschaltern (Q₁ bis Q₄) besteht. Die Transformatorprimärwick­ lung (T_P) ist mit einem Anschluß an den Mittelabgriff des einen seriellen Transistorpaares (Q₁, Q₃) und mit dem anderen Anschluß an den Mittelabgriff des anderen seriellen Transistorpaares (Q₂, Q₄) der Transistorschalter-Brückenschaltung angeschlossen. Zwi­ schen die beiden Primärwicklungsanschlüsse ist ein verlustbehaf­ tetes Schaltentlastungsnetzwerk bestehend aus einer Reihenschal­ tung eines Widerstands (R) und eines Kondensators (C₇) geschal­ tet. Zur Minimierung der ohmschen Verluste im Widerstand (R) und wegen der unvermeidlichen Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators (T) ist eine Klemmschaltung (K) erforderlich, welche die transiente Überspannung auf den Transistoren (Q₁ bis Q₄) begrenzt. Der Sekundärkreis beinhaltet eine weitere Brückengleichrichterstufe (G₂), an deren eines An­ schlußpaar die Transformatorsekundärwicklung (T_S) angeschlossen ist, während über das andere Anschlußpaar die Ausgangsspannung (U_A) unter Verwendung eines parallel eingeschleiften Kondensators (C₁) abgegriffen wird. Des weiteren beinhaltet die Schaltung Kon­ densatoren (C₂ bis C₆), die nicht der primären Schaltungsfunkti­ on, sondern der elektromagnetischen Verträglichkeit dienen und deren Anschluß zur Verdeutlichung dieser Tatsache gestrichelt skizziert ist. Dem gleichen Zweck dient eine für den Transforma­ tor (T) vorgesehene Schirmung (T_a).

Im Betrieb der Schaltung werden die vier Transistorleistungs­ schalter (Q₁ bis Q₄) über nicht gezeigte Treiberschaltkreise so angesteuert, daß die Brückenschaltung alternierend in drei un­ terschiedlichen Schaltzuständen arbeitet, wobei in einem ersten Zustand alle vier Transistorschalter (Q₁ bis Q₄) eingeschaltet, in einem zweiten Zustand ein erstes Paar (Q₁, Q₄) sich diagonal gegenüberliegender Transistorschalter eingeschaltet und das an­ dere diagonale Transistorschalterpaar (Q₂, Q₃) ausgeschaltet und in einem dritten Zustand das erstgenannte Transistorschalterpaar (Q₁, Q₄) ausgeschaltet und das andere diagonale Transistorschal­ terpaar (Q₂, Q₃) eingeschaltet sind. Im Betrieb wird die Abfolge erster Zustand, zweiter Zustand, erster Zustand, dritter Zustand mit periodischer Wiederholung gewählt. Im ersten Zustand nimmt die Stromstärke in der Drossel (L₁) zu, und der Transformator (T) ist theoretisch stromlos. Während des zweiten und dritten Zu­ stands nimmt die Stromstärke ab, und die Energie wird über den Transformator (T) auf den Sekundärkreis übertragen. Während des zweiten Zustands ist die erste zeitliche Ableitung des magneti­ schen Hauptflusses im Transformator (T) positiv, im dritten Zu­ stand negativ und im ersten Zustand nahezu null. Bei idealer Symmetrie ist der Flußmittelwert gleich null. Im stationären Zu­ stand sind der zweite und der dritte Zustand mit jeweils glei­ cher Zeitdauer aktiv. Die Anordnung kann mit variablem Verhält­ nis der Zeitdauer des ersten Zustands zu derjenigen des zweiten bzw. dritten Zustands gesteuert werden.

Weitere bekannte, zu derjenigen von Fig. 2 verwandte Schaltungs­ anordnungen ohne Mittelabgriff der Transformatorprimärwicklung sind in den Offenlegungsschriften GB 2 164 214 A und DE 31 38 357 A1 offenbart. Die dort beschriebenen Anordnungen beinhalten je eine Drossel zwischen einem Primärkreis-Eingangsanschluß und einem jeweiligen Transformator-Primärwicklungsanschluß sowie le­ diglich zwei im Gegentakt ansteuerbare Schaltelemente im Primär­ kreis, die zwischen den anderen Primärkreis-Eingangsanschluß und den jeweiligen Transformator-Primärwicklungsanschluß einge­ schleift sind.

Schaltungsanordnungen der eingangs genannten Art sind z. B. schon in der erwähnten GB 2 164 214 A sowie in der US 5,488,554 offen­ bart, von welcher als nächst liegender Stand der Technik ausge­ gangen wird. Bei diesen Anordnungen befindet sich die Drossel zwischen dem Mittelabgriff der Transformator-Primärwicklung und dem zugehörigen Primärkreis-Eingangsanschluss.

Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, die mit vergleichsweise wenig Schaltelementen auskommt, ein Schaltentlastungsnetzwerk besitzt, das nahezu verlustfrei arbei­ tet, und keine Klemmschaltung benötigt.

Dieses Problem wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merk­ malen des Anspruchs 1 gelöst. Diese Anordnung benötigt lediglich zwei ansteuerbare Schaltelemente und erfordert keine Klemm­ schaltung, sondern nur ein spezielles, fast verlustfrei betreib­ bares Schaltentlastungsnetzwerk. Die Schaltungsanordnung kann hochfrequenzsymmetrisch und ohne Schirmung zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators zwecks Rückleitung kapaziti­ ver Verschiebungsströme aufgebaut sein.

Eine nachfolgend beschriebene Ausführungsform der Erfindung so­ wie zu deren besserem Verständnis das oben beschriebene, bekann­ te Beispiel und ein weiteres nicht erfindungsgemäßes Ausfüh­ rungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zei­ gen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer nicht erfindungsgemäßen, mit der oben beschriebenen bekannten Anordnung verwandten Schal­ tungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Auf­ wärtssteller-Topologie,

Fig. 2 ein Schaltbild der oben beschriebenen, bekannten Schal­ tungsanordnung,

Fig. 3 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord­ nung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Aufwärtssteller- Topologie und

Fig. 4 ein Schaltbild eines in der Schaltung von Fig. 3 verwen­ deten Schaltentlastungsnetzwerkes.

Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung zur Gegentakt- Spannungswandlung besitzt eine Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transistoren (Q₇, Q₈) als ansteuerbare Schaltelemente und zwei Drosseln (L₂, L₃). Sie fällt in die Kategorie der quasireso­ nanten Konvertertopologien und benötigt kein Schaltentlastungs­ netzwerk, sondern lediglich einen Kondensator (C₈₀) zwischen den Primärwicklungsanschlüssen des demjenigen von Fig. 2 entspre­ chenden Transformators (T). Auch soweit die übrigen verwendeten Bauteile denjenigen der Schaltung von Fig. 2 funktionell ent­ sprechen, sind diese mit gleichen Bezugszeichen versehen, und es kann zu ihrer Beschreibung auf diejenige von Fig. 2 verwiesen werden.

Im Unterschied zu der bekannten Schaltung von Fig. 2 teilt sich der von der eingangsseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) be­ reitgestellte Gleichstrom auf Drosseln (L₂, L₃) auf, die jeweils mit einem ihrer Anschlüsse an einen gemeinsamen Ausgang der Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen sind, während der andere Anschluß der einen Drossel (L₂) an einen ersten Primär­ wicklungsanschluß und derjenige der anderen Drossel (L₃) an den anderen, zweiten Primärwicklungsanschluß des Transformators (T) angeschlossen sind. Die beiden ansteuerbaren Transistorschalter (Q₇, Q₈) sind mit einem Anschluß ihrer Schaltstrecke gemeinsam an den zweiten Ausgang der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen, während der andere Schaltstreckenanschluß des einen Transistorschalters (Q₈) an den ersten Primärwicklungsan­ schluß des Transformators (T) und derjenige des anderen Transi­ storschalters (Q₇) an den zweiten Primärwicklungsanschluß ange­ koppelt ist.

In Funktion der Schaltung arbeiten die zwei Drosseln (L₁, L₂) einzeln an der Grenze zum lückenden Betrieb. Der Schaltungsauf­ bau erfordert ein Tastverhältnis, d. h. ein Verhältnis der Ein­ schaltdauer eines Transistors (Q₇, Q₈) dividiert durch die Periodendauer, von kleiner als 0,5 beim Scheitelwert der Eingangs­ spannung (U_E), da die restliche Zeit dazu benutzt wird, die je­ weils andere Drossel über den Transformator (T) auf den Sekun­ därkreis zu entladen, entsprechend der Tatsache, daß die Transi­ storen (Q₇, Q₈) im Gegentakt arbeiten. Es versteht sich, daß sich die gewünschte Funktionsweise auch für Modifikationen dieser Schaltung erhalten läßt, die beispielsweise darin bestehen kön­ nen, in der sekundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden vorzusehen oder die Ankopp­ lung des gemeinsamen Drosselanschlusses und des gemeinsamen Transistorschalteranschlusses an den negativen bzw. positiven Anschluß der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) zu vertauschen.

Im wesentlichen entspricht das Funktionsprinzip demjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2, mit der Ausnahme, daß in dem oben genannten ersten Zustand die beiden Transistorschalter (Q₇, Q₈) statt der dortigen vier Transistorschalter leiten und im zweiten bzw. dritten Funktionszustand jeweils der eine Transi­ storschalter leitend und der andere sperrend geschaltet sind.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Gegentakt- Spannungswandlung in Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transi­ storen (Q₉, Q₁₀) als ansteuerbare Schaltelemente ist in Fig. 3 dargestellt. Wiederum sind denjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2 entsprechende Komponenten mit gleichen Bezugszeichen versehen und bedürfen hier keiner nochmaligen Erläuterung. Die Schaltung von Fig. 3 hat den Vorteil, daß sie hochfrequenzsymme­ trisch aufgebaut werden kann und zwecks Rückleitung kapazitiver Verschiebungsströme keine Schirmung zwischen Primär- und Sekun­ därseite erfordert, weshalb vorzugsweise ein Transformator (T₁) ohne Schirmung zum Einsatz kommt. Die Zeitfunktionen der Poten­ tiale an den Kollektoranschlüssen der beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) sind symmetrisch zum Mittelpunkt, womit sich etwaige kapazi­ tive Verschiebungsströme zum Kühlkörper hin aufheben. In der Schaltung von Fig. 3 ist ein quasi verlustfrei arbeitendes Schaltentlastungsnetzwerk (S_n) vorgesehen, das die Rückgewinnung der in der Streuinduktivität des Transformators (T₁) gespeicher­ ten und an den Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) beim Ausschalten an­ fallenden Energie und damit eine Erhöhung der Schaltfrequenz oder eine Verbesserung des Wirkungsgrades oder eine Kombination beider Eigenschaften ermöglicht.

Die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) liegen bei der Schaltung von Fig. 3 zwischen einem gemeinsamen Verbindungspunkt zu einem Anschluß einer Drossel (L₄) einerseits und einem ersten Endan­ schluß (A₁) bzw. einen zweiten Endanschluß (A₂) der Transforma­ torprimärwicklung (T_P) andererseits. Mit ihrem anderen Anschluß ist die Drossel (L₄) an den negativen Ausgangsanschluß der pri­ märseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angekoppelt. Deren po­ sitiver Gleichspannungsanschluß ist mit einem Mittelabgriff (A_M) der Transformatorprimärwicklung (T_P) verbunden. Das Schaltentla­ stungsnetzwerk, auf das weiter unten in Verbindung mit Fig. 4 genauer eingegangen wird, besitzt fünf Anschlüsse, von denen ein erster mit dem ersten Endanschluß (A₁), ein zweiter mit dem zwei­ ten Endanschluß (A₂), ein dritter mit dem Mittelabgriff (A_M), ein vierter mit einem Zwischenabgriff (A₃) zwischen Mittelabgriff (A_M) und erstem Endanschluß (A₁) und ein fünfter mit einem zwei­ ten Zwischenanschluß (A₄) der Transformatorprimärwicklung (T_P) zwischen Mittelabgriff (A_M) und zweitem Endanschluß (A₂) verbun­ den sind.

Das Funktionsprinzip und der zeitliche Verlauf der Strom- und Spannungsbelastung an den beiden Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) entsprechen im wesentlichen den oben beschriebenen Eigenschaften der Schaltung von Fig. 1, selbstverständlich mit der modifizier­ ten Führung des durch die eingangsseitige Brückengleichrichter­ stufe (G₁) gleichgerichteten Eingangsstroms über die hier einzige Drossel (L₄) zu den beiden der Drossel parallel nachgeschalteten Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀). Insbesondere erfolgt der Funkti­ onsablauf wieder mit drei Schaltzuständen, bei denen im ersten Zustand beide Transistoren (Q₉, Q₁₀) leitend sind, während in den beiden anderen Zuständen jeweils ein Transistor sperrt und der andere leitet. Gegenüber der bekannten Schaltung von Fig. 2 werden die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) mit der gleichen Stromstärke, jedoch der doppelten Spannung beaufschlagt. Bei gleicher Schaltfrequenz hat die Induktivität der Drossel (L₄) die gleiche Größe wie diejenige der Drossel (L₁) von Fig. 2, der Transformator (T₁) wird jedoch wegen der primären Mittelpunkt­ schaltung etwas größer ausgelegt als bei der bekannten Schaltung von Fig. 2. Die gestrichelt angebunden gezeichneten Komponenten dienen wiederum der Funkentstörung. Es versteht sich, daß auch die Schaltung von Fig. 3 unter Beibehaltung des beschriebenen Funktionsprinzips modifiziert werden kann, beispielsweise wie­ derum durch eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden in der se­ kundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) oder dadurch, daß die Drossel (L₄) in dem positiven, zum Mittelabgriff (A_M) der Transformatorprimärwicklung (T_P) führenden Gleichstrompfad ange­ ordnet wird, wobei dann zweckmäßigerweise wieder eine Schirmung im Transformator (T₁) vorzusehen ist.

Fig. 4 zeigt das in Fig. 3 verwendete Schaltentlastungsnetzwerk (S_n) mit fünf Anschlüssen (S₁ bis S₅) in seinem detaillierten Schaltungsaufbau. Es besteht im wesentlichen aus zwei symmetri­ schen Entlastungszweigen, von denen jeder einen ansteuerbaren Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) und eine Drossel (L₅, L₆), die über eine Diode (D₁, D₂) mit einem Anschluß der zugehörigen Transi­ storschaltstrecke verbunden ist, der über eine weitere Diode (D₃, D₄) zum ersten (S₁) bzw. fünften Anschluß (S₅) des Netzwerkes ge­ führt ist. Der andere Schaltstreckenanschluß des jeweiligen Transistorschalters (Q₁₁, Q₁₂) bildet den zweiten (S₂) bzw. vier­ ten Netzwerkanschluß (S₄). Der dritte, mit dem Primärwicklungs- Mittelabgriff (A_M) verbundene Netzwerkanschluß (S₃) bildet einen gemeinsamen Steueranschluß für die beiden Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂). Weiter enthält das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) zwi­ schen dem ersten (S₁) und fünften Netzwerkanschluß (S₅) zwei pa­ rallele Zweige von je einer Reihenschaltung eines Kondensators (C₉, C₁₀) und einer Diode (D₅ , D₆) mit umgekehrter Polung der bei­ den Dioden (D₅, D₆). Jede der beiden Drosseln (L₅, L₆) ist mit ih­ rem dem Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) abgewandten Anschluß zu einem Mittelabgriff eines jeweiligen der beiden Kondensator- Dioden-Reihenschaltungszweige geführt.

Das solchermaßen aufgebaute Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) wirkt vor allem bei großen Momentanwerten der Eingangsspannung (U_E), also dann, wenn viel Leistung übertragen wird. Bei kleinen Mo­ mentanwerten der Eingangsspannung (U_E) ist die Wirkung geringer, weil zu wenig Zeit für den resonanten Umschwingvorgang zur Ver­ fügung steht. Diese Eigenschaft ist erwünscht, da ansonsten das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) bei kleinen Stromstärken zu uner­ wünscht langen Anstiegszeiten der Transistor-Kollektorspannungen führen würde. Der Umschwingvorgang erfolgt für die eine Hälfte des Netzwerkes (Sn) jeweils während des zweiten der drei oben angegebenen Funktionsschaltzustände der Schaltung von Fig. 3 und während des dritten Schaltzustandes für die andere Hälfte des Netzwerkes (Sn).

Die gezeigten Schaltungsanordnungen sind beispielsweise für ein Batterieladegerät mit einer Leistung von mehr als 1 kW verwend­ bar, das aus nur einer Wandlerstufe besteht und zur Leistungs­ faktorverbesserung einen sinusförmigen Eingangsstrom realisiert, so daß der Ausgangsstrom des Ladegerätes einen sin²- Funktionsverlauf besitzt. Selbstverständlich können Schaltungs­ anordnungen der erfindungsgemäßen Art auch für andere Zwecke eingesetzt werden, bei denen ein kontinuierlicher Eingangsstrom nützlich ist und der diskontinuierliche Ausgangsstrom, der eine charakteristische Eigenschaft der Aufwärtssteller-Topologie dar­ stellt, nicht stört.

Claims (1)

1. Aufwärtssteller-Schaltungsanordnung zur Gegentakt-Spannungs­ wandlung mit
einem Transformator (T), dessen Primärwicklung (T_P) in einen eingangsseitigen Primärkreis mit zwei eingangsseitigen Gleich­ spannungsanschlüssen und dessen Sekundärwicklung (T_S) in einen ausgangsseitigen Sekundärkreis eingeschleift sind, wobei
die Transformatorprimärwicklung (T_P) einen mit einem ersten Primärkreis-Gleichspannungsanschluß verbundenen Mittelabgriff (A_M) aufweist,
im Primärkreis ein erstes ansteuerbares Schaltelement (Q₉) zwischen den zweiten Primärkreis-Gleichspannungsanschluß und einen ersten Endanschluß (A₁) der Transformatorprimärwickung (T_P) und ein zweites ansteuerbares Schaltelement (Q₁₀) zwischen den zweiten Primärkreis-Gleichspannungsanschluß und den zwei­ ten Endanschluß (A₂) der Transformatorprimärwicklung einge­ schleift sind und
eine Drossel (L₄) zwischen den zweiten Primärkreis-Gleich­ spannungsanschluß und die beiden Schaltelemente (Q₉, Q₁₀) oder zwischen den ersten Primärkreis-Gleichspannungsanschluß und den Mittelabgriff (A_M) eingeschleift ist,
einem verlustarmen Schaltentlastungsnetzwerk,
dadurch gekennzeichnet, dass
parallel zur Primärwicklung (Tp) zwei Kondensator- Diodenserienschaltungen (C9, D5 bzw. C10, D6) liegen,
dass je ein steuerbares Schaltelement (Q11, Q12) in Reihe mit je einer Diode (D3, D4) zwischen einem Ende (A1, A2) und einem Zwischenabgriff (A3, A4) der Primärwicklung (Tp) liegt, wobei die Steuereingänge der Schaltelemente (Q11, Q12) mit dem Mittelabgriff (Am) verbunden sind,
dass je eine Serienschaltung einer Drossel (L5, L6) mit einer Diode (D1, D2) zwischen einem Anschluss eines Schaltelementes (Q11, Q12) und dem Mittelpunkt einer Kondensator-Diodenserienschaltung (C9, D5 bzw. C10, D6) liegt.