DE19630335A1

DE19630335A1 - Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche

Info

Publication number: DE19630335A1
Application number: DE19630335A
Authority: DE
Inventors: Eiji Suematsu
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1995-07-31
Filing date: 1996-07-26
Publication date: 1997-02-06
Anticipated expiration: 2016-07-27
Also published as: US5712602A; DE19630335C2; JPH0946225A

Description

Die Erfindung betrifft einen phasensynchronisierten Oszilla tor für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche, und sie betrifft insbesondere einen phasensynchronisierten Oszilla tor für Mikrowellen/Millimeterwellen, der verbesserte Fre quenzstabilität bei geringen Phasenabweichungen im Hochfre quenzbereich zeigt.

In den letzten Jahren haben einhergehend mit der Zunahme zu handhabender Information Kommunikationsvorgänge unter Ver wendung hochfrequenter Wellen wie Mikrowellen und Millime terwellen zunehmend Aufmerksamkeit auf sich gezogen. Phasen synchronisierte Oszillatoren für die Mikrowellen/Millimeter wellen-Bereiche zur Verwendung bei Kommunikationsvorgängen in diesen Bereichen müssen hohe Frequenzstabilität aufwei sen.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines her kömmlichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikro wellen/Millimeterwellen-Bereiche zeigt (JP-A-6-152,243). In dieser Figur enthält die Schaltung einen spannungsgesteuer ten Oszillator (nachfolgend als VCO bezeichnet) 1, einen Verteiler 2, einen Frequenzmischer 3, einen Dividierer 4, eine Bezugssignalquelle 5, einen Phasenkomparator 6, ein Tiefpaßfilter (TPF) 7 und einen Ortsoszillator 8.

Bei diesem phasensynchronisierten Oszillator wird das Aus gangssignal des VCO 1 mittels des Verteilers 2 in zwei Si gnale aufgeteilt; das eine wird als Oszillatorausgangssignal verwendet, während das andere zum Erzeugen eines Phasensyn chronisierungs-Steuersignals verwendet wird. In dieser Schaltung wird, da die Betriebsfrequenz des digitalen Divi dierers 4 in der Praxis ungefähr 12 GHz oder weniger be trägt, das Ausgangssignal des Verteilers (mit der Frequenz f_c) in ein Signal mit der Betriebsfrequenz f_ZF des digitalen Dividierers 4 heruntergeteilt (Teilungsverhältnis = d), und zwar mittels der Kombination aus dem Frequenzmischer 3 und dem Ortsoszillator (mit der Schwingungsfrequenz f_s) 8. Das so erhaltene Signal wird durch den digitalen Dividierer 4 weiter frequenzmäßig umgesetzt (f_div = (f_c-f_s)/d), um der Frequenz f_r der Bezugssignalquelle 5 zu genügen. Dann werden dieses Signal und das Signal mit der Frequenz f_r von der Bezugssignalquelle 5 in den Phasenkomparator 6 eingegeben. Dieser Phasenkomparator 6 vergleicht die Phasen der zwei Signale, um ein Abweichungssignal auszugeben. Dieses Abwei chungssignal wird durch das TPF 7 verarbeitet, durch das unerwünschte Signale entfernt werden, und es wird als Pha sensynchronisierungs-Steuersignal in den VCO 1 eingegeben. Auf diese Weise kann die Frequenz stabilisiert werden.

Obwohl die in Fig. 1 dargestellte Konfiguration einen digi talen Dividierer 4 verwendet, ist es auch möglich, anstelle desselben unmittelbar die Frequenz des Ausgangssignals am Verteiler 2 mittels des Frequenzmischers 3 in die Frequenz der Bezugssignalquelle 5 herabzusetzen, so daß das erhaltene Signal f_ZF und das Bezugssignal f_r in den Phasenkomparator 6 eingegeben werden können.

Jedoch ist bei jedem der obigen phasensynchronisierten Os zillatoren ein Ortsoszillator 8 erforderlich, der hervorra gende Frequenzstabilität im Hochfrequenzbereich aufweist. Dies macht die Vorrichtung kompliziert und teuer.

Es ist eine andere Schaltung bekannt, die einen analogen Dividierer 10 als Frequenzteilungseinrichtung verwendet, wie es in Fig. 2 dargestellt ist.

Bei dieser Schaltung wird ein Teil des Ausgangssignals mit der Frequenz f_c/2 von einem Frequenzmischer 3 über einen Verstärker 9, der eine Rückkopplungsschleife bildet, an den Eingangsanschluß des Frequenzmischers für ein Ortsoszilla torsignal rückgekoppelt. Demgemäß werden Zufallsstörsignale von innerhalb der Rückkopplungsschleife durch den Verstärker 9 verstärkt, so daß der Störsignalpegel bei der Frequenz f_c/2 hoch wird. Der Frequenzmischer 3 mischt ein Signal f_c vom VCO 1 und das Signal mit f_c/2 (das Ausgangssignal des Verstärkers 9), um an seinem Ausgangsanschluß ein Signal zu erzeugen, das die Frequenzkomponenten f_c sowie f_c ± f_c/2 enthält. Von diesen wird die Frequenzkomponente f_c/2 durch den Verstärker 9 wiederverstärkt, um an den Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Ortsoszillatorsignal zurück geführt zu werden. Wenn dieser Prozeß wiederholt wird, bil det sich die Frequenz f_c/2 in der Rückkopplungsschleife aus, wodurch die durch zwei geteilte Komponente f_c/2 der Welle mit der Schwingungsfrequenz (f_c) des VCO 1 in ihrem Statio närzustand erhalten werden kann. In diesem Fall fallen von der Frequenz f_c/2 herrührende Störsignalkomponenten durch die Wiederholung des obigen Prozesses aus dem Übertragungs bereich des Verstärkers heraus, so daß nur die Frequenzkom ponente f_c/2 verbleiben kann.

Bei der obigen Konfiguration gemäß Fig. 2 wird das Signal auf analoge Weise durch den Frequenzmischer 3 durch zwei geteilt, und das sich ergebende Signal mit verringerter Fre quenz wird in den normalen digitalen Dividierer 4 eingege ben. Demgemäß ist es nicht erforderlich, einen Ortsoszilla tor mit hoher Frequenzstabilität zu verwenden, wie dies bei der herkömmlichen Konfiguration von Fig. 1 erforderlich ist.

Jedoch hat bei der obigen Konfiguration von Fig. 2 das Tei lungsverhältnis des analogen Dividierers (mit 10 gekenn zeichnet) den kleinen Wert 1/2. Daher ist es, wenn die Tat sache berücksichtigt wird, daß die Betriebsfrequenz des di gitalen Dividierers 4 ungefähr 12 GHz oder weniger beträgt, sehr schwierig, die Konfiguration von Fig. 2 für den Milli meterwellenbereich zu verwenden, bei dem die Frequenz des Ausgangssignals vom Verteiler 2 oder die des Oszillatoraus gangssignals über 30 GHz liegt.

Ferner besteht die Tendenz, da das in den Frequenzmischer 3 in der Rückkopplungsschleife angegebene Signal unmittelbar das innerhalb der Rückkopplungsschleife entstandene Störsi gnale enthaltende Signal ist, daß dieses Signal beeinträch tigte Reinheit, mit einem beträchtlichen Ausmaß an Phasen störung, enthält. Demgemäß werden im Frequenzmischer 3 star ke Störungen zugemischt, wodurch der Einfluß von Störsigna len innerhalb der Phasensynchronisierschleife 20 ansteigt und damit die Phasenstörung im VCO 1 stark beeinflußt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen phasensyn chronisierten Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwel len-Bereiche zu schaffen, der hervorragende Frequenzstabili tät bei geringen Phasenstörungen im Hochfrequenzbereich auf weist.

Diese Aufgabe ist durch die Oszillatoren gemäß den beigefüg ten unabhängigen Ansprüchen 1 und 2 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind Gegenstand abhän giger Ansprüche.

Beim Oszillator gemäß Anspruch 1 wird die Frequenz des Be zugssignals durch die mit n multiplizierende Einrichtung mit "n" multipliziert, um ein Vergleichssignal und ein Ortsos zillatorsignal zu erzeugen. Die Frequenzmischeinrichtung er zeugt ein Zwischenfrequenzsignal unter Verwendung des Orts oszillatorsignals und einem Signals, das durch die erste Verteileinrichtung vom Ausgang der Oszillatoreinrichtung verteilt wurde. Dann vergleicht die Phasenvergleichseinrich tung das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Durch dieses Verfahren ist es möglich, das Vergleichssignal und das Ortsoszillatorsignal im selben Ausmaß zu stabilisie ren, wie es der Stabilität des Bezugssignals entspricht. Demgemäß kann die Frequenzstabilität des Oszillatorausgangs signals von der Oszillatoreinrichtung im selben Ausmaß ver bessert werden, wie es dem des Bezugssignals entspricht, wo durch es möglich ist, Phasenstörungen zu vermeiden.

Beim Oszillator gemäß Anspruch 2 erzeugt die mit n multipli zierende Einrichtung aus einem Signal, das durch Aufteilen des Bezugssignals in zwei Teile erhalten wurde, ein Ver gleichssignal. Die mit m multiplizierende Einrichtung er zeugt aus dem anderen der zwei aufgeteilten Signale ein Ortsoszillatorsignal. Dann erzeugt die Frequenzmischeinrich tung unter Verwendung des Ortsoszillatorsignals und eines vom Ausgang der Oszillatoreinrichtung durch die erste Ver teileinrichtung verteilten Signals ein Zwischenfrequenzsi gnal. Dann vergleicht die Phasenvergleichseinrichtung das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Durch die ses Verfahren ist es möglich, das Vergleichssignal und das Ortsoszillatorsignal im selben Ausmaß zu stabilisieren, wie es der Stabilität des Bezugssignals entspricht. Demgemäß kann die Frequenzstabilität des Oszillatorausgangssignals von der Oszillatoreinrichtung im selben Ausmaß wie der des Bezugssignals verbessert werden, wodurch es möglich ist, Phasenstörungen zu vermeiden.

Der Oszillator gemäß Anspruch 3 veranlaßt die Mischeinrich tung für höhere Harmonische, die Harmonische k-ter Ordnung zum Ortsoszillatorsignal zu erzeugen. Daher ist es möglich, den Multiplikationsfaktor "m" im mit m multiplizierenden Multiplizierer auf das 1/k-fache desjenigen beim Oszillator gemäß Anspruch 2 zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umwandlungsverluste in der mit m multiplizierenden Einrich tung zu verringern. Demgemäß ist es möglich, wenn ein Ver stärker gemäß dem Heterodynsystem verwendet wird, das T/R- Verhältnis des Oszillator-Ausgangssignals und die Phasenstö rungseigenschaften zu verbessern.

Beim Oszillator gemäß Anspruch 4 besteht die Oszillatorein richtung aus einem Mikrowellen-Halbleiter usw. zum Erzeugen der Harmonischen h-ter Ordnung, und die erste Verteilein richtung besteht aus einem Signalkomponentenaufteiler zum Trennen des Grundwellensignals und der Harmonischen h-ter Ordnung voneinander. Demgemäß ist es möglich, wenn dieselbe Oszillatorausgangsfrequenz wie beim phasensynchronisierten Oszillator gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 zu erhalten ist, die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" der mit n und der mit in multiplizierenden Einrichtung auf das 1/h-fache derjenigen bei den entsprechenden Konfigurationen der An sprüche 1 bis 3 zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umwandlungsverluste in der mit n und der mit m multiplizie renden Einrichtung zu verringern, wodurch Phasenstörungen verringert werden können. Ferner können die Betriebsfrequen zen der anderen Elemente mit der Frequenzmischeinrichtung, der Phasenvergleichseinrichtung usw. herabgesetzt werden, so daß es möglich ist, den Schaltungsaufbau zu vereinfachen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von durch die beige fügten Zeichnungen veranschaulichten Ausführungsbeispielen näher beschrieben.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines herkömm lichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowel len/Millimeterwellenbereiche zeigt;

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das einen anderen Aufbau eines herkömmlichen phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowellen/Millimeterwellenbereiche zeigt;

Fig. 3-6 sind Blockdiagramme, die jeweils den Aufbau eines phasensynchronisierten Oszillators für die Mikrowellen/Mil limeterwellen-Bereiche gemäß einem ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigen.

(Erstes Ausführungsbeispiel)

Fig. 3 ist eine Aufbauansicht, die das erste Ausführungsbei spiel zeigt. In dieser Fig. 3 sind dieselben Komponenten, wie sie in den Fig. 1 und 2 verwendet sind, mit den entspre chenden Bezugszahlen versehen. Wie es in der Figur darge stellt ist, umfaßt das erste Ausführungsbeispiel folgendes: eine Oszillatoreinrichtung (VCO) 1; eine erste Verteilein richtung (Verteiler) 2b; eine Frequenzmischeinrichtung (Mi scher 3 und Mikrowellenverstärker 9a); eine Bezugssignal quelle 5; eine mit n multiplizierende Einrichtung (mit n multiplizierender Multiplizierer 11 und Mikrowellenverstär ker 9b); eine zweite Verteileinrichtung (Verteiler) 2a; eine Phasenvergleichseinrichtung (Phasenkomparator) 6 und eine Tiefpaßfiltereinrichtung (Tiefpaßfilter (TPF)) 7.

Hierbei verfügen sowohl der mit n multiplizierende Multipli zierer 11 als auch der Frequenzmischer 3 jeweils über ein Bandpaßfilter, um unerwünschte höhere Harmonische, Bildsi gnale, vorübergehende Störsignale ausreichend abzublocken. Die Mikrowellenverstärker 9a und 9b sind hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik, um die Umsetzungsverluste im mit n multiplizierenden Multiplizierer 11, im Frequenzmischer 3, im Phasenkomparator 6 usw. zu kompensieren und um die Stör signale zu verringern, wie sie in einer damit verbundenen Einrichtung erzeugt werden. Die Verstärker dienen ferner zum Verringern vorübergehender Störsignale und sie stellen die Eingangspegel für den Frequenzmischer 3 und den Phasenkompa rator 6 ein.

Nun wird die Funktion dieses phasensynchronisierten Oszilla tors für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche beschrie ben. Hierbei wird angenommen, daß der Multiplikationsfaktor des n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 16 hat und daß die Frequenz des Bezugssignals 2 GHz ist. Weiterhin ist angenommen, daß die Mikrowellenverstärker 9a und 9b hin sichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik von 32 ± 1 GHz sind.

Der VCO 1 empfängt ein Phasensynchronisier-Steuersignal s7 und ein Modulationssignal s15, um ein hochfrequentes Signal s1 mit der Schwingungsfrequenz f_c (= 2nf₀ = 64 GHz) an den Verteiler 2b auszugeben. Dieser Verteiler 2b teilt das hoch frequente Signal s1 in zwei Teile auf; der eine wird als Oszillatorausgangssignal s2b mit der Frequenz f_c (=2nf₀ = 64 GHz) ausgegeben, und der andere wird zurückgekoppelt, um das Phasensynchronisierungs-Steuersignal s7 zu bilden.

Das Bezugssignal mit der Frequenz f₀ (= 2 GHz) von der Be zugssignalquelle 5 wird in den mit n multiplizierenden Mul tiplizierer 11 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangs signals mit 16 multipliziert wird. Das Signal vom mit n multiplizierenden Multiplizierer 11 (mit der Frequenz nf₀ (= 32 GHz)) wird durch den Mikrowellenverstärker 9b ver stärkt. Dann wird das Signal durch den Verteiler 2a zweige teilt.

Das eine Signal, s12, der vom Verteiler 2a geteilten Signale wird als Ortsoszillatorsignal mit der Frequenz fL₀ (= nf₀ = 32 GHz) am Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Ortsoszillatorsignal eingegeben, in dem das Eingangssignal mit dem Signal der Frequenz f_c (= 2nf₀ = 64 GHz) vom Vertei ler 2b gemischt wird, und das sich ergebende Signal wird durch den Mikrowellenverstärker 9a verstärkt, um als Zwi schenfrequenzsignal s14 mit der Frequenz f_ZF(= nf₀ = 32 GHz) ausgegeben zu werden, das dann in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird. Das andere, mit s10 bezeichnete Signal mit der Frequenz f_r (= nf₀ = 32 GHz) wird als Vergleichssignal in den Phasenkomparator 6 eingegeben.

Der Phasenkomparator 6 vergleicht die zwei Signale s10 und s14, um ein Abweichungssignal s6 auszugeben. Dieses Abwei chungssignal s6 wird mittels des TPF 7 verarbeitet, in dem unerwünschte Signale entfernt werden, um dadurch das in den VCO 1 einzugebende Phasensynchronisier-Steuersignal s7 zu erzeugen.

Die so aufgebaute Schleife 20 verringert durch Rückkoppeln des Ausgangssignals vom VCO 1 das Abweichungssignal s6 auf null. Im Ergebnis ist es selbst dann möglich, wenn der VCO 1 ein hochfrequentes Signal mit der Schwingungsfrequenz f_c ausgibt, das zum Millimeterwellenbereich gehört, die Fre quenz so zustabilisieren, daß die Frequenzstabilität und die Phasenstörungseigenschaften nahe an denen der Bezugssignal quelle 5 liegen.

(Zweites Ausführungsbeispiel)

Fig. 4 ist eine bauliche Ansicht, die das zweite Ausfüh rungsbeispiel zeigt. In Fig. 4 sind dieselben Komponenten, wie sie in Fig. 3 sowie den Fig. 1 und 2 verwendet sind, mit den entsprechenden Bezugszahlen gekennzeichnet. Wie es in der Figur dargestellt ist, umfaßt das zweite Ausführungsbei spiel folgendes: einen VCO 1; einen Verteiler 2b; einen Fre quenzmischer 3; einen Mikrowellenverstärker 9a; eine Bezugs signalquelle 5; einen Verteiler 2a; einen mit n multiplizie renden Multiplizierer 11; einen Mikrowellenverstärker 9b; eine mit in multiplizierende Einrichtung (einen mit m multi plizierenden Multiplizierer 12 und einen Mikrowellenverstär ker 9c); einen Phasenkoinparator 6 und ein TPF 7.

Hierbei verfügen sowohl der mit n multiplizierende Multipli zierer 11 als auch der mit m multiplizierende Multiplizierer 12 als auch der Frequenzmischer 9 über ein jeweiliges Band paßfilter, um unerwünschte höhere Harmonische, Bildsignale, vorübergehende Störsignale abzublocken. Die Mikrowellenver stärker 9a, 9b und 9c sind hinsichtlich der Verstärkung ein stellbare, lineare, rauscharme Verstärker mit Schmalband charakteristik.

Nachfolgend wird die Funktion des zweiten Ausführungsbei spiels beschrieben. Hierbei wird angenommen, daß der Multi plikationsfaktor des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 12 hat, der Multiplikationsfaktor des mit m mul tiplizierenden Multiplizierers 12 den Wert 18 hat und die Frequenz des Bezugssignals 2 GHz ist. Weiterhin ist angenom men, daß die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsicht lich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Ver stärker mit Schmalbandcharakteristik von 24 ± 0,5 GHz, 24 ± 0 5 GHz bzw. 38 ± 1 GHz sind.

Der VCO 1 empfängt das Phasensynchronisier-Steuersignal s7 und das Modulationssignal s15 zum Ausgeben eines hochfre quenten Signals s1 mit der Schwingungsfrequenz f_c (= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) an den Verteiler 2b. Dieser Verteiler 2b un terteilt das hochfrequente Signal s1 in zwei Teile; der eine wird als Oszillatorausgangssignal s2b mit der Frequenz
f_c (= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) ausgegeben, während der andere zum Erzeugen des Phasensynchronisier-Steuersignals s7 zurückge koppelt wird.

Das Signal mit der Frequenz f₀ (= 2 GHz von der Bezugssi gnalquelle 5 wird in den Verteiler 2a eingegeben, in dem es in zwei Teile aufgeteilt wird. Der eine wird in den mit m multiplizierenden Multiplizierer 12 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangsignals mit 18 multipliziert wird. Das Signal vom mit in multiplizierenden Multiplizierers 12 (mit der Frequenz mf₀ (= 36 GHz)) wird durch den Mikrowellenver stärker 9c verstärkt und dann als Ortsoszillatorsignal s12 in den Eingangsanschluß des Frequenzmischers 3 für das Orts oszillatorsignal (Frequenz fL₀ = mf₀) eingegeben. Danach wird das Signal mit dem Signal mit der Frequenz f_c (= nf₀ + mf₀ = 60 GHz) vom Verteiler 2b frequenzgemischt, und das sich ergebende Signal wird durch den Mikrowellenverstärker 9a verstärkt, um als Zwischenfrequenzsignal s14 mit der Fre quenz f_ZF (= nf₀ = 24 GHz) ausgegeben zu werden, das dann in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird.

Das andere vom Verteiler 2a verteilte Signal wird in den mit n multiplizierenden Multiplizierer 11 eingegeben, in dem die Frequenz des Eingangssignals mit 12 multipliziert wird (es ergibt sich die Frequenz f_r = nf₀ (24 GHz)). Dann wird das Signal durch den Mikrowellenverstärker verstärkt, um als Vergleichssignal s10 ausgegeben zu werden, das seinerseits in den Phasenkomparator 6 eingegeben wird.

Der Phasenkomparator 6 vergleicht die zwei Signale s10 und s14, um ein Abweichungssignal s6 auszugeben. Dieses Abwei chungssignal s6 wird durch das TPF 7 verarbeitet, in dem un erwünschte Signale entfernt werden, um dadurch das in den VCO 1 einzugebende Phasensynchronisier-Steuersignal s7 zu erzeugen.

Die so aufgebaute Schleife 20 verringert durch Zurückführen des Ausgangssignals vom VCO 1 das Abweichungssignal s6 auf null. Im Ergebnis ist es selbst dann möglich, wenn der VCO 1 ein hochfrequentes Signal mit der Schwingungsfrequenz f_c ausgibt, das zum Millimeterwellenbereich gehört, die Fre quenz so zu stabilisieren, daß die Frequenzstabilität und die Phasenstörungseigenschaften nahe an denen der Bezugssi gnalquelle 5 liegen.

Beim ersten Ausführungsbeispiel sind die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 und die Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Be zugssignalquelle 5 durch die Beziehung f_c = 2nf₀ einander zugeordnet, d. h., daß die Schwingungsfrequenz f_c das 2n fache der Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Bezugssignal quelle 5 sein muß. Andererseits ist es beim zweiten Ausfüh rungsbeispiel möglich, da die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 und die Frequenz f₀ des Ausgangssignals der Bezugssignal quelle 5 über die Beziehung f_c = (n + m)f₀ verknüpft sind, die Schwingungsfrequenz f_c des VCO 1 oder die Frequenz des Oszillatorausgangssignals durch Variieren der Faktoren n und m frei einzustellen, wobei jedoch eine erhöhte Anzahl von Teilen im Vergleich zu der beim ersten Ausführungsbeispiel erforderlich ist.

(Drittes Ausführungsbeispiel)

Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, das das dritte Ausführungsbei spiel zeigt.

Dieser phasensynchronisierte Oszillator für die Mikrowellen/ Millimeterwellen-Bereiche verwendet einen Mischer 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung anstelle des in Fig. 4 dargestell ten Frequenzmischers 3. D. h., daß als Frequenzmischeinrich tung eine Mischeinrichtung für eine höhere Harmonische ver wendet wird. Bei der Beschreibung der Funktion dieser Schal tung wird die Beschreibung solcher Komponenten weggelassen, die beim zweiten Ausführungsbeispiel erläutert wurden.

Hierbei kann, da der Mischer 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung verwendet wird, das als Ausgangssignal des Mikrowel lenverstärkers 9c erzeugte Ortsoszillatorsignal s12 im Mi scher 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung in ein Ortsoszil latorsignal k-ter Ordnung (mit der Frequenz mkf₀) umgesetzt werden. Im Ergebnis kann die Frequenz des Ausgangssignals des mit m multiplizierenden Multiplizierers 12 das 1/k-fache derjenigen beim zweiten Ausführungsbeispiel sein.

Genauer gesagt, sei angenommen, daß die Schwingungsfrequenz des VCO 1 den Wert 60 GHz hat, die Ausgangsfrequenz der Be zugssignalquelle 5 den Wert 2 GHz hat, der Multiplikations faktor "n" des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 den Wert 12 hat und der Wert "k" des Mischers 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung 6 ist; dann kann der Wert "m" des mit in multiplizierenden Multiplizierers 12 auf 3 gesetzt werden (im Fall des zweiten Ausführungsbeispiels war m auf 18 gesetzt). Hierbei können die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, lineare, rauscharme Verstärker oder dergleichen mit Schmalbandcharak teristik von 24 ± 5 GHz, 24 ± 0 5 GHz bzw. 38 ± 1 GHz ver wenden.

Wenn der Multiplikationsfaktor "m" des mit m multiplizieren den Multiplizierers 12 groß wäre, würden die Umwandlungsver luste in ihm groß, und damit würden sich das T/R-Verhältnis (Trägersignal/Rauschsignal-Verhältnis) wie auch die Phasen störungscharakteristik stark verschlechtern. Im Ergebnis wären die T/R-Charakteristik und die Phasenstörungscharakte ristik des Zwischenfrequenzsignals s14 stark beeinträchtigt.

Da beim dritten Ausführungsbeispiel der Mischer 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung verwendet wird, ist es möglich, den Multiplikationsfaktor "in" des mit in multiplizierenden Multiplizierers 12 zu verringern. Dies bedeutet eine Verrin gerung der Umsetzungsverluste im letzteren. Ferner ist es möglich, da der Mikrowellenverstärker 9c zwischen den mit in multiplizierenden Multiplizierer 12 und den Mischer 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung eingefügt ist, die Umwand lungsverluste im Mischer 3′ für die höhere Harmonische zu verringern, und demgemäß ist es möglich, die T/R-Charakteri stik und die Phasenstörungscharakteristik des Ausgangssi gnals des Mischers 3′ für die höhere Harmonische zu verbes sern.

(Viertes Ausführungsbeispiel)

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, das das vierte Ausführungsbei spiel zeigt.

Beim vierten Ausführungsbeispiel ist anstelle des Verteilers 2b beim phasensynchronisierten Oszillator von Fig. 5 eine Signalkomponenten-Aufteilungseinrichtung (Signalkomponenten aufteiler) 14 verwendet. Anstelle des VCO 1 ist eine Oszil latoreinrichtung für eine höhere Harmonische (Mikrowellen halbleiter-VCO) 1′ vorhanden.

Nun wird die Funktion dieses phasensynchronisierten Oszilla tors für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche beschrie ben. In der Beschreibung wird die Erläuterung zu selben Kom ponenten, wie sie in Fig. 5 vorliegen, weggelassen.

In diesem Fall ist das Gleichspannungs-Vorpotential des VCO 1′ auf einen Punkt im nichtlinearen Betriebsbereich gesetzt, so daß ein harmonisches Signal h-ter Ordnung (h: natürliche Zahl) erzeugt wird. Dann wird das Ausgangssignal des VCO 1′ in den Signalkomponentenaufteiler 14 gegeben, in dem das Grundwellensignal der Frequenz f_c1 und das Signal der Harmo nischen h-ter Ordnung mit der Frequenz f_c2 (= hf_c1) vonein ander getrennt werden. Das Grundwellensignal wird zum Erzeu gen des Phasensynchronisier-Steuersignals s7 verwendet, wäh rend das Signal der Harmonischen h-ter Ordnung als Oszilla torausgangssignal s2b verwendet wird.

Daher kann zum Erzielen eines Oszillatorausgangssignals mit derselben Frequenz wie der bei einem der in den Fig. 3 bis 5 dargestellten phasensynchronisierten Oszillatoren für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche die Grundschwingungs frequenz f_c1 des VCO 1′ das 1/h-fache derjenigen im jeweils entsprechenden Fall der Fig. 3 bis 5 sein. Demgemäß ist es möglich, die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit m multipli zierenden Multiplizierers 12 auf 1/h zu erniedrigen.

Genauer gesagt, sei angenommen, daß der VCO 1′ ein Grund schwingungssignal mit der Frequenz 30 GHz und das Signal der zweiten Harmonischen mit der Schwingungsfrequenz 60 GHz aus gibt, die Ausgangsfrequenz der Bezugssignalquelle 5 den Wert 2 GHz hat und der Wert "k" des Mischers 3′ für die Harmoni sche k-ter Ordnung 3 ist; dann können die Multiplikations faktoren des mit n multiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit in multiplizierenden Multiplizierers 12 auf 6 bzw. 3 gesetzt werden. Hierbei können die Mikrowellenverstärker 9a, 9b und 9c hinsichtlich der Verstärkung einstellbare, linea re, rauscharme Verstärker mit Schmalbandcharakteristik von 12 ± 1 GHz, 12 ± 1 GHz bzw. 6 ± 0 4 GHz verwenden.

Wenn die Multiplikationsfaktoren "n" und "m" des mit n mul tiplizierenden Multiplizierers 11 und des mit in multiplizie renden Multiplizierers 12 groß wären, wären die Umwandlungs verluste in diesen Multiplizierern groß, wodurch das T/R- Verhältnis wie auch die Phasenstörungscharakteristik stark beeinträchtigt wären. Im Ergebnis wären die T/R-Charakteri stik und die Phasenstörungscharakteristik des Signals inner halb der Rückkopplungsschleife 20 stark beeinträchtigt. Da beim vierten Ausführungsbeispiel die Multiplikationsfaktoren "n" und "in" der Multiplizierer 11 und 12 wie oben angegeben verringert werden können, ist es möglich, die T/R-Charakte ristik und die Phasenstörungscharakteristik der Eingangssi gnale s10 und s14 in den Phasenkomparator 6 zu verbessern, wodurch die Phasenstörungscharakteristik innerhalb der Rück kopplungsschleife 20 verbessert werden kann.

Ferner ist es möglich, die Betriebsfrequenzen des mit n mul tiplizierenden Multiplizierers 11, des mit in multiplizieren den Multiplizierers 12, des Mischers 3′ für die Harmonische k-ter Ordnung, des Phasenkoinparators 6 und der Mikrowellen verstärker 9a und 9b herabzusetzen, wodurch der Schaltungs aufbau vereinfacht werden kann.

Das vierte Ausführungsbeispiel ist ein solches, bei dem der VCO 1 und der Verteiler 2b beim dritten Ausführungsbeispiel durch den VCO 1′ bzw. den Signalkomponentenaufteiler 14 er setzt sind. Analog kann, wenn der VCO 1 und der Verteiler 2b beim ersten oder zweiten Ausführungsbeispiel durch den VCO 1′ bzw. den Signalkomponentenaufteiler 14 ersetzt werden, dieselbe Wirkung erzielt werden.

Bei jedem der Ausführungsbeispiele 1 bis 4 kann die Frequenz f₀ des in der Bezugssignalquelle 5 verwendeten Frequenzsyn thesizers variiert werden, wenn es erforderlich ist, die Ausgangsfrequenz des VCO 1 oder des VCO 1′ um einen kleinen Frequenzschritt Δf_c (z. B. 60 MHz) zu ändern, um eine Anzahl Kommunikationskanäle einzustellen.

Der erfindungsgemäße phasensynchronisierte Oszillator kann sowohl als hochstabile Signalquelle als auch als Frequenz modulator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche ver wendet werden.

Wie es aus der Beschreibung der Ausführungsbeispiele er sichtlich ist, können durch die Erfindung die folgenden Vor teile erzielt werden.

Zunächst wird beim phasensynchronisierten Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche gemäß der ersten Aus führungsform der Erfindung die Frequenz des Bezugssignals im mit n multiplizierenden Multiplizierer mit "n" multipli ziert, um ein Vergleichssignal und ein Ortsoszillatorsignal zu erzeugen. Der Frequenzmischer erzeugt unter Verwendung des Ortsoszillatorsignals und eines vom Ausgang des hochfre quenten, spannungsgesteuerten Oszillators durch den Vertei ler verteilten Signals ein Zwischenfrequenzsignal. Dann ver gleicht der Phasenkomparator das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Demgemäß kann die Frequenzstabilität des vom Oszillator ausgegebenen Oszillatorausgangssignals auf diejenige des Bezugssignals verbessert werden, wodurch es möglich ist, Phasenstörungen zu verhindern.

Weiterhin erzeugt der mit n multiplizierende Multiplizierer beim phasensynchronisierten Oszillator gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung ein Vergleichssignal aus einem Signal, das durch Aufteilen des Bezugssignals in zwei Teile erhalten wurde. Der mit m multiplizierende Multiplizierer erzeugt aus dem anderen Aufteilungssignal ein Ortsoszilla torsignal. Dann erzeugt der Frequenzmischer unter Verwendung des Ortsoszillatorsignals und eines Signals, das durch den Verteiler am Ausgang des hochfrequenten, spannungsgesteuer ten Oszillators verteilt wurde, ein Zwischenfrequenzsignal. Der Phasenkoinparator vergleicht das Zwischenfrequenzsignal mit dem Vergleichssignal. Demgemäß können sowohl die Fre quenzstabilität als auch die Phasenstörungscharakteristik des Oszillatorausgangssignals von der Oszillatoreinrichtung nahe an die entsprechenden Werte für das Bezugssignal ge bracht werden. Außerdem ist es durch Ändern der Multiplika tionsfaktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multi plizierers und des mit in multiplizierenden Multiplizierers möglich, die Frequenz des Ausgangssignals der Oszillatorein richtung zu ändern. Demgemäß ist es möglich, die Design flexibilität hinsichtlich der Frequenz des Oszillatoraus gangssignals zu erhöhen.

Weiterhin erzeugt beim phasensynchronisierten Oszillator ge mäß der dritten Ausführungsform der Erfindung der Mischer für die höhere Harmonische die Harmonische k-ter Ordnung zum Ortsoszillatorsignal. Daher ist es möglich, den Multiplika tionsfaktor "in" im mit in multiplizierenden Multiplizierer auf das 1/k-fache desjenigen bei der zweiten Ausführungsform zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umsetzungsver luste im mit m multiplizierenden Multiplizierer zu verrin gern. Auf diese Weise ist es möglich, das T/R-Verhältnis des Oszillatorausgangssignals und die Phasenstörungscharakteri stik zu verbessern.

Ferner kann bei jeder dieser drei Ausführungsformen ein hochfrequenter, spannungsgesteuerter Oszillator vorhanden sein, der aus einem Mikrowellenhalbleiter usw. zum Erzeugen der Harmonischen h-ter Ordnung und einem Signalkomponenten aufteiler zum Aufteilen des Ausgangssignals des Oszillators in das Grundwellensignal und die Harmonische h-ter Ordnung besteht. Demgemäß ist es, wenn dieselbe Oszillatorausgangs frequenz wie bei einer der zunächst genannten drei Ausfüh rungsformen zu erhalten ist, möglich, die Multiplikations faktoren "n" und "m" des mit n multiplizierenden Multipli zierers und des mit in multiplizierenden Multiplizierers auf das 1/h-fache derjenigen bei der entsprechenden Konfigura tion zu verringern. Demgemäß ist es möglich, die Umsetzungs verluste im mit n multiplizierenden Multiplizierer und im mit m multiplizierenden Multiplizierer zu verringern, wo durch es möglich ist, Phasenstörungen zu verringern. Ferner können die Betriebsfrequenzen anderer Elemente wie des Fre quenzmischers und des Phasenkomparators usw. herabgesetzt werden, so daß es möglich ist, den Schaltungsaufbau zu ver einfachen.

Claims

1. Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/ Millimeterwellen-Bereiche mit:

- einer Oszillatoreinrichtung (1) zum Erzeugen eines hoch frequenten Signals auf Grundlage eines Modulationssignals (s15) und eines Phasensynchronisier-Steuersignals (s7); und
- einer ersten Verteileinrichtung (2b) zum Aufteilen des hochfrequenten Signals in zwei Teile und zum Ausgeben des einen Teils als Oszillatorausgangssignal;

gekennzeichnet durch

- eine mit n multiplizierende Einrichtung (11) zum Multipli zieren der Frequenz eines Bezugssignals mit "n";
- eine zweite Verteileinrichtung (2a) zum Aufteilen des Aus gangssignals der mit n multiplizierenden Einrichtung in zwei Teile und zum Ausgeben eines Teils als Vergleichssignal (s10) und des anderen als Ortsoszillatorsignal (s12);
- eine Frequenzmischeinrichtung (3) zum Erzeugen eines Zwi schenfrequenzsignals unter Verwendung des anderen Ausgangs signals der ersten Verteileinrichtung und des Ortsoszilla torsignals;
- eine Phasenvergleichseinrichtung (6) zum Vergleichen des Zwischenfrequenzsignals mit dem Vergleichssignal, um ein Abweichungssignal (s6) auszugeben; und
- eine Tiefpaßfiltereinrichtung (7) zum Beseitigen uner wünschter Signale aus dem Abweichungssignal, um das Phasen synchronisier-Steuersignal zu erzeugen.

2. Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/ Millimeterwellen-Bereiche mit:

gekennzeichnet durch

- eine zweite Verteileinrichtung (2a) zum Aufteilen eines Bezugssignals in zwei Teile;
- eine mit n multiplizierende Einrichtung (11) zum Multipli zieren der Frequenz des einen Ausgangssignals der zweiten Verteileinrichtung mit "n", um ein Vergleichssignal zu er zeugen;
- eine mit m multiplizierende Einrichtung (12) zum Multipli zieren der Frequenz des anderen Ausgangssignals der zweiten Verteileinrichtung mit "m", um ein Ortsoszillatorsignal zu erzeugen;
- eine Frequenzmischeinrichtung (3) zum Erzeugen eines Zwi schenfrequenzsignals unter Verwendung des anderen Ausgangs signals der ersten Verteileinrichtung und des Ortsoszilla torsignals;
- eine Phasenvergleichseinrichtung (6) zum Vergleichen des Zwischenfrequenzsignals mit dem Vergleichssignal, um ein Abweichungssignal (s6) auszugeben; und
- eine Tiefpaßfiltereinrichtung (7) zum Beseitigen uner wünschter Signale aus dem Abweichungssignal, um das Phasen synchronisier-Steuersignal zu erzeugen.

3. Phasensynchronisierter Oszillator nach Anspruch 2, da durch gekennzeichnet, daß die Frequenzmischeinrichtung eine Mischeinrichtung (3′) für eine höhere Harmonische ist, die eine höhere Harmonische des Ortsoszillatorsignals erzeugt.

4. Phasensynchronisierter Oszillator nach einem der vor stehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszil latoreinrichtung eine Oszillatoreinrichtung (1) für eine höhere Harmonische ist, um ein Grundwellensignal und eine höhere Harmonische desselben zu erzeugen, und daß die erste Verteileinrichtung eine Signalkomponenten-Aufteileinrichtung (14) aufweist, die dazu dient, das Grundwellensignal und das Signal der höheren Harmonischen voneinander zu trennen und das letztere als Oszillatorausgangssignal auszugeben.