DE19513225A1

DE19513225A1 - Bipolarer Niederspannungsverstärker

Info

Publication number: DE19513225A1
Application number: DE19513225A
Authority: DE
Inventors: James Wholey; Kevin Negus
Original assignee: Hewlett Packard Co
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1994-08-01
Filing date: 1995-04-07
Publication date: 1996-02-15
Anticipated expiration: 2015-04-08
Also published as: GB2292858B; US5436595A; JP3841844B2; GB9515455D0; DE19513225C2; JPH0865058A; GB2292858A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Ge biet von bipolaren Transistorschaltungen. Insbesondere be zieht sich dieselbe auf das Gebiet von Vorspannungs-Verfah ren und -Schaltungen für bipolare Transistorverstärker.

Der Bedarf nach Vorspannungstransistoren für einen ordnungs gemäßen Schaltungsbetrieb ist bekannt, ebenso wie nach Ver fahren und Schaltungen zum Bereitstellen der notwendigen Vorspannungs-Spannungen und -Ströme. Bekannte Verfahren und Schaltungen schließen eine Emitter-, Basis- und Kollektor- Vorspannung ein. Jedes Verfahren und jede Schaltung besitzt bestimmte Vorteile, jedoch gibt es kein bekanntes Verfahren ohne signifikante Nachteile.

Eine einfache Emitter-Vorspannungsschaltung ist in Fig. 1 gezeigt. Eine feste Spannung V_Ref ist an die Basis eines Transistors 13 angelegt, wodurch derselbe eingeschaltet wird. Dann fließt ein Strom I_c1 durch einen Transistor 11. Obwohl die Schaltung leicht herzustellen ist und eine genaue Bestimmung von I_c1 ermöglicht, ist sie sehr unzulänglich. Der Kollektorspannungshub, der für den Transistor 11 verfüg bar ist, ist durch V_Ref stark begrenzt. Der Kollektorspan nungshub über den Verstärker wird hierin als der Spannungs reservebereich des Verstärkers bezeichnet.

Eine Kollektorvorspannung, die in Fig. 2 gezeigt ist, be sitzt den wesentlichen Vorteil des Koppelns des Emitters ei nes Transistors 25 mit Masse, was einen größeren Spannungs reservebereich für den Verstärker liefert. Die Nachteile sind eine Folge dessen, daß ein Widerstand 21 zwischen V_cc, den Emitter eines Transistors 23 und den Kollektor des Tran sistors 25 geschaltet ist. Dies erzeugt eine Lastimpedanz auf dem Transistor 25, die nicht immer erwünscht ist und den verfügbaren Spannungsreservebereich beschränkt. Die Lastim pedanz und die Vorspannungsbedingungen, die gekoppelt sind, begrenzen die nachfolgenden Optionen für das Abstimmen des Verstärkers und das Verändern des Wirkungsgrads desselben. Das Vorspannungsnetzwerk ist stark an den Eingang und den Ausgang der Schaltung gekoppelt, wobei das Ausgangssignal durch das Vorspannungsnetzwerk zurückfließen kann und bewir ken kann, daß die Schaltung schwingt. In dem Rückkopplungs pfad kann eine zusätzliche Kapazität benötigt werden, um eine solche Schwingung zu verhindern. Ungeachtet dessen ist eine Kollektorvorspannung bei Niederrausch-Verstärkern nütz lich, da dann auf dem Emitter keine Widerstandsimpedanz exi stiert, um Rauschen hinzuzufügen.

Eine erste Basisvorspannungsschaltung ist in Fig. 3 gezeigt. Der Strom durch einen Widerstand 31, I_Set, ist ungefähr gleich V_cc-V_be (dem Basis-Emitter-Spannungsabfall eines Transistors) geteilt durch die Kombination der Widerstände 31 und 37. Eine ordnungsgemäße Dimensionierung eines Wider stands 39 und eines Transistors 35 hat zur Folge, daß der Strom durch den Kollektor des Transistors 35, I_C2, einen Wert von 10I_Set aufweist. Der Spannungsreservebereich kann ebenso groß wie in der Kollektorvorspannungsschaltung, die in Fig. 2 gezeigt ist, oder größer sein, da die Spannung am Emitter des Transistors 35 gering ist (≈ 200 Millivolt). Die Schaltung funktioniert in linearen und nicht-linearen Ver stärkern gleich gut und besitzt eine hinreichende Tempera turkompensation erster Ordnung, da sich V_be aller NPN-Tran sistoren mit Schwankungen der Temperatur ungefähr gleich än dert. Da die Eingangsimpedanz der Schaltung schwierig abzu stimmen ist, neigt sie dazu, in Anwendungen mit monolithi schen, integrierten Schaltungen ("ICs"; IC = integrated circuit) schlecht zu funktionieren. Die Schaltung ist für Abweichungen von β nicht kompensiert, das von Wafer zu Wafer um einen Faktor von 2 bis 3 variieren kann. Abweichungen von β, die durch die Temperatur induziert werden, beeinflussen ebenfalls den Vorspannungspunkt und das Verhalten der Schal tung. Außerdem gibt es außer einem Abtrennen oder anderwei tigem Abschalten von V_cc keine einfache Möglichkeit, die Schaltung abzuschalten.

Eine zweite Basisvorspannungsschaltung ist in Fig. 4 ge zeigt. I_Set2 ist gleich V_Ref-V_be geteilt durch den Wider stand 47. Durch das Prinzip der Stromspiegelung und die Ver wendung ordnungsgemäßer Komponentenwerte ist I_c3 gleich fünfmal I_Set2 und I_c4 ist gleich viermal I_c3. Bei dieser Schaltung wird V_Ref durch eine Bandlücken-Referenzspannungs quelle zugeführt, die unabhängig von der Versorgungsspannung V_cc und temperaturkompensiert ist. Die Schaltung als Ganzes ist vollständig temperaturkompensiert, wobei die NPN-Transi storen von β-Abweichungen unabhängiger sind. Die Eingangsim pedanz dieser Schaltung ist größer als die der Schaltung, die in Fig. 3 gezeigt ist. Ein Abschalten der Schaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, kann leicht durch das Abschalten der Bandlücken-Referenzspannungsquelle geschehen. Die Schaltung besitzt den Hauptnachteil, daß das Eingangssignal und das Vorspannungssignal zusammengekoppelt sind. I_c3 paßt sich dem Eingang an und ein Widerstand 42 stellt durch einen PNP- Transistor 44 eine Rückkopplung zu einem Transistor 50 her. Das Rückkopplungssignal stört das Eingangssignal und kann zu einer Schwingung führen. Die Vorspannungsschaltung erfordert ferner ein relativ hohes V_cc, da die Spannungsabfälle über den Widerständen 42 und 45 groß sind, um den Vorspannungs strom und die Signalströme zu isolieren.

Ausgehend von diesem Stand der Technik ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorspannungsschaltung, ei nen bipolaren Transistorverstärker und ein Verfahren zu schaffen, die gleichzeitig zu einer Trennung des Eingangssi gnals und des Vorspannungssignals, einem Betrieb bei einer niedrigen Versorgungsspannung, einer vollen Temperaturkom pensation und einem hohen Eingangswiderstand den maximal möglichen Spannungsreservebereich liefern.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorspannungsschaltung gemäß Patentanspruch 1, einen bipolaren Transistorverstärker gemäß Anspruch 7 und ein Verfahren zum Liefern eines Vorspannungs stroms gemäß Anspruch 11 gelöst.

Ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Vorspannen eines üblichen Emitterverstärkers, wobei das Verfahren und die Vorrichtung einen Frequenz-unabhängigen Betrieb und eine Temperatur- und Versorgungsspannungs-Kompensation liefert und den Spannungsreservebereich maximiert, der für den Ver stärker verfügbar ist. Bei mehreren Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung sind das Eingangssignal und das Vorspannungssignal getrennt, wodurch eine gegenseitige Be einflussung minimiert ist. Zusätzlich liefert die Verwendung einer Bandlückenregler-Spannungsquelle eine einfache Ein richtung, um das Vorspannungsnetzwerk und den Verstärker ab zuschalten.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Emittervorspannungsnetzwerk (Stand der Technik);

Fig. 2 ein Kollektorvorspannungsnetzwerk (Stand der Tech nik);

Fig. 3 ein erstes Basisvorspannungsnetzwerk (Stand der Tech nik);

Fig. 4 ein zweites Basisvorspannungsnetzwerk (Stand der Technik);

Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er findung;

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er findung; und

Fig. 7 ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er findung.

Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm eines ersten Ausfüh rungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Die HF-Signal eingabe ist wechselsignalmäßig in einen Emitterfolger-Tran sistor 133 gekoppelt, der wiederum mit einem Ausgangstran sistor 141 gekoppelt ist. Der Transistor 141 kann mit einer Chip-integrierten LC-Ausgangsstufe (L = Induktion, C = Kapa zität) für eine gute Impedanzanpassung mit der Last gekop pelt sein. Die Abstimmungsstufe ist nicht gezeigt und bildet keinen Teil der vorliegenden Erfindung. Die Basis eines Transistors 103 ist mit einer Bandlücken-Referenzspannungs quelle gekoppelt, die eine Spannung V_Ref erzeugt. Derartige Bandlücken-Referenzspannungsquellen sind bekannt und erfor dern hier keine Beschreibung. Die Spannung über einen Wider stand 111 ist folglich V_Ref-V_be, also V₁. Ein Stromspiegel reflektiert eine Spannung V_cc-V₁ (R₁₀₁/R₁₁₁) über einen Wi derstand 101. Da der Spannungsabfall über einem Widerstand 117 sehr klein ist, ist die Spannung an einem Knoten A eben falls V_cc-V₁ (R₁₀₁/R₁₁₁). Der Strom durch den Knoten A ist [V_cc-V₁(R₁₀₁/R₁₁₁)]/R₁₂₁ und ist mit I_Set5 bezeichnet.

Wenn die Spannung am Knoten A unter den Zielwert abfällt, ist eine Rückkopplungsschleife, die Transistoren 109, 119 und 125 einschließt, wirksam, um die gewünschte Spannung wieder herzustellen. Wenn die Spannung am Knoten A zu gering ist, wird die Basisspannung des Transistors 109 reduziert, wodurch der Kollektorstrom des Transistors 109 gesenkt wird. Dies erhöht die Basisspannung am PNP-Transistor 119, wodurch der Kollektorstrom des Transistors 119 gesenkt wird. Dies wiederum senkt den Basisstrom des Transistors 125, wodurch bewirkt wird, daß der Kollektorstrom desselben abnimmt, und erzwungen wird, daß die Spannung am Knoten A in ihre stabile Position steigt. Wenn die Spannung am Knoten A zu groß ist, arbeitet die Rückkopplungsschleife auf eine zu der, die ge rade beschrieben wurde, genau entgegengesetzte Weise. Auf diese Weise wird am Knoten A eine konstante Spannung beibe halten und I_Set5 bleibt konstant.

I_Set5 wiederum bestimmt die Spannung an Knoten B und C in einer bekannten Weise. Diese Spannungen werden an Knoten D und E auf der HF-Seite der Schaltung durch das ordnungs gemäße Verhältnis der Transistoren 133 und 135 und eines Widerstands 137 erzeugt. Die Schaltungstechniken, die zum Erzeugen dieses Verhältnisses erforderlich sind, sind be kannt. Bei diesem ersten Ausführungsbeispiel ist der Strom durch den Kollektor des Transistors 133 viermal I_Set5, wäh rend der Strom durch den Kollektor des Transistors 141 gleich sechzehnmal I_Set5 ist.

Unter den Vorteilen dieses Ausführungsbeispiels der vorlie genden Erfindung sind die Tatsache, daß das HF-Signal von den Elementen der Schaltung, die das Vorspannungsnetzwerk aufweisen, isoliert ist, und die Tatsache, daß die Schaltung durch das Reduzieren von V_Ref abgeschaltet werden kann. Fer ner liefert diese Schaltung den maximal verfügbaren Span nungsreservebereich, da der Emitter des PNP-Transistors 119 mit V_cc gekoppelt ist.

Die vorliegende Erfindung liefert sowohl eine Temperatur kompensation erster Ordnung als auch eine Temperaturkompen sation zweiter Ordnung. Die Temperaturkompensation erster Ordnung hängt von V_be der Transistoren ab, die die vorlie gende Erfindung einschließt. Da dieselben als Teil eines IC-Herstellungsprozesses zusammen hergestellt werden, spre chen sie im allgemeinen auf eine gleichartige Weise auf Tem peraturschwankungen an.

Abweichungen von β, die eine Folge einer Temperaturänderung oder von Prozeßabweichungen sind, werden bei der vorliegen den Erfindung kompensiert. Da die PNP-Transistoren in gewis sem Sinne eine Folge des Herstellungsprozesses, der die NPN-Transistoren bildet, und nicht die Aufgabe dieses Her stellungsprozesses sind, sind ihre Spezifikationen nicht genau, wobei ihr β bezüglich des β der NPN-Transistoren stark abweichen kann. Bei der vorliegenden Erfindung sind die PNP-Charakteristika tatsächlich irrelevant für den Vorspannungsstrom I_Set5. Die Basisspannung des PNP-Transi stors 119 ändert sich logarithmisch mit dem Basisstrom der NPN-Bipolartransistoren 133 und 125. I_Set5 hängt vom Loga rithmus des Kollektorstroms des NPN-Bipolartransistors 109 ab, oder ändert sich, anders ausgedrückt, in einer logarith mischen Beziehung zu dem β des NPN-Transistors. Dies entkop pelt I_Set5 effektiv und somit den Vorspannungsstrom des Ver stärkers von Abweichungen von β.

Fig. 6 ist eine schematische Darstellung eines zweiten Aus führungsbeispiels der vorliegenden Erfindung. Der Vorspan nungsschaltungsaufbau ist identisch zu dem, der in Fig. 5 gezeigt ist, jedoch ist der HF-Ausgangsabschnitt als ein differentielles Ausgangspaar von Transistoren realisiert, die mit offenen (nicht abgestimmten) Kollektoren betrieben sind (Transistoren 191 und 193). Die gespiegelten Spannungen auf Transistoren 192 und 194 unterscheiden sich von den äquivalenten Spannungen in der Schaltung, die in Fig. 5 ge zeigt ist.

Fig. 7 zeigt eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, bei dem der Signalweg des Vorspannungsstroms nicht länger von dem Si gnalweg des Eingangssignals getrennt ist. Obwohl dies eine Verzerrung des HF-Signals bewirken kann, besitzt es den Vor teil, daß weniger Komponenten und weniger IC-Oberflächenbe reich als bei anderen Vorspannungsschaltungen benötigt wer den, und trotzdem ein großer Spannungsreservebereich gelie fert wird. Dies erlaubt den Entwurf eines Verstärkers mit geringem V_cc.

Claims

1. Vorspannungsschaltung (100) zum Liefern eines Vorspan nungsstroms zu einem Verstärker (133, 141) mit folgenden Merkmalen:
einer ersten Schaltungseinrichtung (103, 101, 111) zum Herstellen einer ersten vordefinierten Spannung;
einer Rückkopplungsschaltung (109, 119, 125), die mit der ersten Schaltungseinrichtung gekoppelt ist, zum Her stellen und Beibehalten eines ersten vordefinierten Stroms in einem vordefinierten Bereich, wobei der erste vordefinierte Strom aus der ersten vordefinierten Span nung abgeleitet ist; und
einer ersten Verhältnisschaltung (127, 129, 133, 135, 137, 141), die mit der Rückkopplungsschaltung (109, 119, 125) gekoppelt ist, zum Herstellen eines zweiten vorde finierten Stroms, wobei der zweite vordefinierte Strom ein Mehrfaches des ersten vordefinierten Stroms ist, und wobei der zweite vordefinierte Strom der Vorspannungs strom für den Verstärker (133, 141) ist.

2. Vorspannungsschaltung (100) gemäß Anspruch 1, bei der sich der Vorspannungsstrom und ein Eingangssignal zu dem Verstärker (133) in der Vorspannungsschaltung (100) nicht mischen.

3. Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, bei der die Rück kopplungsschaltung einen ersten und einen zweiten NPN- Bipolartransistor (109, 125) aufweist, wobei jeder NPN- Bipolartransistor einen ersten vordefinierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter auf weist, und einen ersten PNP-Bipolartransistor (119), wo bei der PNP-Bipolartransistor (119) einen zweiten vorde finierten β-Bereich und einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter aufweist, wobei der Kollektor des ersten NPN-Bipolartransistors (125) über einen ersten Wider stand (121) mit einer Versorgungsspannung (V_cc) und über einen zweiten Widerstand (117) mit der Basis des zweiten NPN-Bipolartransistors (109) gekoppelt ist, wobei die Basis des ersten NPN-Bipolartransistors (125) über einen vierten Widerstand (123) mit dem Kollektor des ersten PNP-Bipolartransistors (119) gekoppelt ist, wobei der Emitter des ersten PNP-Bipolartransistors mit der Ver sorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist, wobei die Basis des PNP-Bipolartransistors (119) mit dem Kollektor des zweiten NPN-Bipolartransistors (109) und über einen dritten Widerstand (115) mit der Spannungsversorgung ge koppelt ist, wobei der Emitter des zweiten NPN-Bipolar transistors mit der ersten Schaltungseinrichtung (103, 101, 111) gekoppelt ist und der Emitter des ersten NPN- Bipolartransistors (125) mit der ersten Verhältnisschal tung (127, 129) gekoppelt ist.

4. Schaltung gemäß Anspruch 3, bei der die Basisspannung des ersten PNP-Bipolartransistors (119) sich logarith misch mit einem Basisstrom in den Verstärker (133, 141) und dem Basisstrom in den ersten NPN-Bipolartransistor (125) ändert, der Kollektorstrom des zweiten NPN-Bipo lartransistors (109) sich linear mit der Basisspannung des ersten PNP-Bipolartransistors (119) ändert, und der Vorspannungsstrom sich logarithmisch mit dem Kollektor strom in den zweiten NPN-Bipolartransistor (109) ändert.

5. Schaltung gemäß Anspruch 4, bei der Abweichungen des er sten vordefinierten β-Bereichs des ersten und des zwei ten NPN-Bipolartransistors (125, 109) und des zweiten vordefinierten β-Bereichs des ersten PNP-Bipolartransi stors (119) den Vorspannungsstrom nicht wesentlich be einflussen.

6. Schaltung gemäß Anspruch 3, bei der der Kollektor des ersten NPN-Bipolartransistors (109) direkt mit der Basis des zweiten NPN-Bipolartransistors (125) gekoppelt ist.

7. Bipolarer Transistorverstärker mit einem Vorspannungs strom, der folgende Merkmale aufweist:
einen ersten NPN-Transistor (103) mit einem vordefinier ten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Emitter über einen ersten Widerstand (111) mit einer Massespannung gekoppelt ist, die Basis mit einer Referenzspannung (V_Ref) gekoppelt ist, und der Kollektor über einen dritten Widerstand (101) mit einer Versorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist;
einen zweiten NPN-Transistor (105) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Emitter des zweiten NPN-Tran sistors über einen zweiten Widerstand (113) mit der Mas sespannung gekoppelt ist, und die Basis des zweiten NPN-Transistors mit der Referenzspannung (V_Ref) gekop pelt ist;
einen dritten NPN-Transistor (107) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor des dritten NPN-Tran sistors (107) mit der Versorgungsspannung (V_cc) gekop pelt ist, der Emitter des dritten NPN-Transistors (107) mit dem Kollektor des zweiten NPN-Transistors (105) ge koppelt ist, und die Basis des dritten NPN-Transistors (107) mit dem Kollektor des ersten NPN-Transistors (103) gekoppelt ist;
einen vierten NPN-Transistor (109) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Emitter des vierten NPN-Tran sistors (109) mit dem Emitter des dritten NPN-Transi stors (107) gekoppelt ist, die Basis des vierten NPN- Transistors (109) über einen fünften (117) und einen siebten Widerstand (121) mit der Versorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist, und der Kollektor des vierten NPN- Transistors (109) über einen vierten Widerstand (115) mit der Versorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist;
einen ersten PNP-Transistor (119) mit einem vordefinier ten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Emitter des PNP-Transistors (119) mit der Versorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist, die Basis des ersten PNP-Transistors (119) mit dem Kollektor des vierten NPN-Transistors (109) gekoppelt ist, und der Kollektor des ersten PNP-Transistors (119) über einen neunten Widerstand (131) mit einem Eingangsknoten ge koppelt ist;
einen fünften NPN-Transistor (125) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor des fünften NPN-Tran sistors über den siebten Widerstand (121) mit der Ver sorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist, und die Basis des fünften NPN-Transistors (125) über einen sechsten Wider stand (123) mit dem Kollektor des ersten PNP-Transistors (119) gekoppelt ist;
einen sechsten NPN-Transistor (127) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor und die Basis des sechsten NPN-Transistors (127) mit dem Emitter des fünf ten NPN-Transistors (125) gekoppelt sind, und der Emit ter des sechsten NPN-Transistors (127) über einen achten Widerstand (129) mit der Massespannung gekoppelt ist;
einen siebten NPN-Transistor (133) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor des siebten NPN-Tran sistors mit der Versorgungsspannung (V_cc) gekoppelt ist, und die Basis des siebten NPN-Transistors (133) mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist;
einen achten NPN-Transistor (135) mit einem vordefinier ten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor und die Basis des achten NPN-Transistors (135) mit dem Emitter des siebten NPN- Transistors (133) gekoppelt sind, und der Emitter des achten NPN-Transistors (135) über einen zehnten Wider stand (137) mit der Massespannung gekoppelt ist; und
einen neunten NPN-Transistor (141) mit einem vordefi nierten β-Bereich und einem Kollektor, einer Basis und einem Emitter, wobei der Kollektor des neunten NPN-Tran sistors (141) mit einer Ausgangslast gekoppelt ist, die Basis des neunten NPN-Transistors (141) mit dem Emitter des siebten NPN-Transistors (133) und dem Kollektor und der Basis des achten NPN-Transistors (135) gekoppelt ist, und der Emitter des neunten NPN-Transistors (141) über einen elften Widerstand (139) mit der Massespannung gekoppelt ist.

8. Bipolarer Transistorverstärker gemäß Anspruch 7, bei dem der erste PNP-Transistor (119) und der vierte und der fünfte NPN-Transistor (109, 125) zusammen als eine Rück kopplungsschaltung wirken, die den Vorspannungsstrom in einem vordefinierten Bereich hält.

9. Bipolarer Transistorverstärker gemäß Anspruch 8, bei dem sich der Vorspannungsstrom doppellogarithmisch mit dem β in den NPN-Transistoren ändert.

10. Bipolarer Transistorverstärker gemäß Anspruch 7, bei dem die Basis des vierten NPN-Transistors (109) nur über den siebten Widerstand (121) mit der Versorgungsspannung (V_cc) verbunden ist.

11. Verfahren zum Liefern eines Vorspannungsstroms zu einem Verstärker mit folgenden Verfahrensschritten:
Herstellen einer ersten vordefinierten Spannung;
Herstellen und Beibehalten eines ersten vordefinierten Stroms in einem ersten vordefinierten Bereich mittels einer Rückkopplung, wobei der erste vordefinierte Strom von der ersten vordefinierten Spannung abgeleitet ist;
Multiplizieren des ersten vordefinierten Stroms mit ei nem ersten Multiplikator, um einen zweiten vordefinier ten Strom herzustellen, wobei der zweite vordefinierte Strom den Vorspannungsstrom einschließt.