DE19503358A1

DE19503358A1 - Siebkettenfilter und entsprechendes Verfahren

Info

Publication number: DE19503358A1
Application number: DE19503358A
Authority: DE
Inventors: Thomas Slocum Hickernell
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: CTS Corp
Priority date: 1994-02-03
Filing date: 1995-02-02
Publication date: 1995-08-10
Also published as: GB2286304A; GB2286304B; JPH0837438A; US5471178A; GB9502160D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Funkfrequenzvorrichtun gen, insbesondere Funkfrequenzfilter und im speziellen Funk frequenzfilter die akustische Wellen einsetzen.

Bei Funkwellenkommunikationseinrichtungen besteht ein anhal tendes Bedürfnis die entsprechenden Komponenten zu miniatu risieren. Beispielsweise besteht bei folgenden Einrichtungen ein Bedürfnis kleinere und effizientere Komponenten zu ha ben: leichte Hand-portable zellulare Telefone, schnurlose lokale Netzwerke zum Verbinden von Computersystemen in Büro gebäuden in leicht rekonfigurierbarer Weise, Paging-Vorrich tungen in Armbanduhrgröße und Kreditkartengröße sowie bei anderen Einrichtungen zur schnellen und effizienten flexi blen Sprach- und Daten-Kommunikation.

Filter werden für eine Vielzahl derartiger Kommunikationsan wendungen benötigt, wobei gleichzeitig eine geringe Größe, geringes Gewicht und eine gute Leistung gefordert ist. Eine ansteigende Anzahl von Produkten versucht feste spektrale Quellen einzusetzen, um Aufgaben zu lösen, die vorher nicht zur Debatte standen. Beispiele hierfür sind zellulare Tele fone, Verbindungen zwischen Computern und zwischen Computern und Hilfsgeräten etc. Der Wunsch zunehmend komplizierte Kom munikationsknoten portabel, tragbar sowie auf Taschenformat zu bringen, stellt extreme Anforderungen an die Filtertech nologie dar, wenn man die wachsende Anzahl von Funkfrequenz quellen betrachtet.

Akustische Wellenfilter stellen Filter zur Verfügung, die folgende Kriterien erfüllen: (i) sie sind extrem robust, (ii) sie erlauben einfache Massenherstellung, (iii) sie benötigen keine Nachstellungen während der gesamten Lebens zeit und (iv) sie weisen stark verbesserte Eigenschaften im Hinblick auf das Leistungs-/Größenverhältnis in einem Fre quenzband zwischen einigen zehn MegaHertz bis zu einigen GigaHertz auf. Jedoch stellen das Bedürfnis nach geringen Einführungsverlusten im Durchgangsband und das gleichzeitige Bedürfnis nach einem hohen Formfaktor und hoher Stopband schwächung Anforderungen an das Filterdesign, die nicht ein fach mit einem einzigen akustischen Wellenfilter allein ge löst werden können.

Ein Ansatz um diesen Bedürfnissen und Forderungen gerecht zu werden besteht darin, zwei oder mehr akustische Wellenfilter hintereinander zu schalten. Dieser Ansatz realisiert erhöhte Stopbandsignaldämpfung, erfordert jedoch zusätzliche Anpaß komponenten (z. B. Induktoren und/oder Kapazitäten) und er höht auch die Größe und das Gewicht akustischer Wellenfilter und die Anzahl der Filter die hintereinander geschaltet wer den. Anpaßkomponenten sind zusätzlich hinsichtlich der Größe und des Gewichts unvorteilhaft, da jeder Wandler zumindest zwei Anpaßkomponenten benötigt, von denen jeder zumindest so groß ist wie der akustische Wellenfilter selbst.

Ein Ansatz besteht darin zwei oder mehr derartiger Filter auf einem einzigen Substrat aufzubringen, wobei die Filter so ausgelegt sind, daß sie reine reale Impedanzen aufweisen die aufeinander abgestimmt sind, so daß keine störenden Anpaßkomponenten mehr benötigt werden. Eine Realisierung enthält eine Serie-Parallelanordnung von Resonanzelementen mit gestuften Mittenfrequenzen die in einer Kettenstruktur angeordnet sind, d. h. einer Struktur die aus hintereinander geschalteten Abschnitten (Kaskadenabschnitten) bestehen, von denen jeder ein Serienresonanzelement gefolgt von einem Nebenschlußresonanzelement aufweist. Typischerweise wird für jeden Abschnitt die Antiresonanzfrequenz des Nebenschlußele ments so gewählt, daß sie die Resonanzfrequenz des beilie genden Serienelements aufweist, wodurch reine reale Ein gangs- und Ausgangsimpedanzen erhalten werden. Nachteile dieses Ansatzes bestehen darin, daß bei einer Implementation mit SAW-Resonatoren eine feste Bandbreite für den elektro mechanischen Kopplungskoeffizienten (k²) der mit diesem gewählten Substratmaterial assoziiert ist, vorliegt. Frühere Siebkettenfilterstrukturen verwendeten piezoelektrischen Serien und/oder Nebenschlußelemente die auf extrem schmale Bandbreiten abgestimmt waren, im Bereich zwischen 0,01% bis 0,1%, wobei dies teilweise deshalb geschah, da sie mit piezoelektrischen Materialien mit sehr geringen elektrome chanischen Kopplungskoeffizienten implementiert waren. All gemein ist bei einem herkömmlichen Ansatz dann, wenn drei Charakteristiken hinsichtlich Filtermaterial, Impedanz, Selektivität und Bandbreite spezifiziert sind, die vierte Charakteristik auch bereits bestimmt.

Es besteht daher ein Bedürfnis nach einer Siebkettenfilter konfiguration/Design, bei dem eine flexible Bandbreite, geeignete Außenbanddämpfung und geringe in-Band Einfügungs verluste auftreten, und wobei keine externen Anpaßkomponen ten benötigt werden, und ein Drift-freier Betrieb möglich ist sowie eine Realisierung in kompakter monolithischer Form ermöglicht wird.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Bandpaßfilter sowie ein Verfahren angegeben, mit dem es möglich ist einen Band paßsiebkettenfilter mit einer Mittenfrequenz, einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang herzustellen. Das Verfah ren enthält die Schritte des Bereitstellens eines ersten L-Netzwerks mit einer ersten Verbindung, einer zweiten Verbin dung und einer induktiven Impedanz bei der Mittenfrequenz und das Bereitstellen eines zweiten L-Netzwerks mit einer ersten Verbindung, einer zweiten Verbindung und einer kapa zitiven Impedanz bei der Mittenfrequenz. Das Verfahren weist weiterhin die Schritte des Koppelns der ersten Verbindung des ersten L-Netzwerks mit dem ersten Eingang, das Koppeln der ersten Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit der zwei ten Verbindung des ersten L-Netzwerks und das Koppeln der zweiten Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit dem zweiten Eingang auf.

Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wer den im folgenden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.

Dabei zeigen die Zeichnungen im einzelnen:

Fig. 1 eine vereinfachte Ansicht eines akustischen Wellenresonators mit optionalen Reflektoren;

Fig. 2 ein schematisches Schaltbild eines vereinfachten äquivalenten Schaltkreises für den Resonator der Fig. 1;

Fig. 3 eine vereinfachte Ansicht eines Siebkettenfilters mit drei Abschnitten gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 4 eine vereinfachte Ansicht eines Siebkettenfilters mit vier Abschnitten;

Fig. 5 eine gemessene Frequenzantwort und eine Beschrei bung des Siebkettenfilters der Fig. 4; und

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Abschnitts einer Funk frequenzvorrichtung die Siebkettenfilter gemäß der vorliegenden Erfindung enthält.

Fig. 1 zeigt eine stark vereinfachte Ansicht eines akusti schen Wellenresonators 10 enthaltend einen akustischen Wel lenwandler 13 mit ineinandergreifenden Elektroden 19 (im folgenden auch als "Finger-" oder "Fingerelektroden" be zeichnet) die abwechselnd mit einem ersten Anschluß 17 oder einem zweiten Anschluß 18 über Sammelschienen (bus bars) 12, 12′ verbunden sind. Der Resonator 10 kann Reflektoren 11, 11′ aufweisen die auf jeder Seite des Wandlers 13 in der Hauptausbreitungsrichtung der akustischen Welle 14, 16 ange ordnet sind. Die Reflektoren 11, 11′ weisen typischerweise Metallelektroden anlog zu den Elektroden 19 auf, welche ent weder voneinander elektrisch isoliert sind oder mit nur einer der Sammelschienen 12, 12′ innerhalb eines bestimmten Reflektors 11, 11′ verbunden sind oder die innerhalb eines bestimmten Reflektors 11, 11′ miteinander elektrisch verbun den sind, jedoch nicht mit Gegenständen (features) außerhalb des bestimmten Reflektors 11, 11′.

Die Elektroden 19 sind typischerweise periodisch und defi nieren eine bestimmte akustische Wellenlänge, bei der der Wandler 13 eine charakteristische akustische Mittenfrequenz (center frequency) zusammen mit einer Mittenfrequenzwellen länge für die akustische Energie, in Antwort auf das Anlegen einer elektrischen Anregung mit geeigneter Frequenz an den Anschlüssen 17, 18, abgibt. Die Elektroden 19 sollten ein Viertel der Mittenfrequenzwellenlänge betragen, d. h. entlang der Richtungen 14, 16, jedoch können auch andere Dimensionen entsprechend der Auslegung des Resonators 10 gewählt werden.

Die Reflektoren 11, 11′ enthalten typischerweise Elektroden oder andere reflektierende Strukturen die ein Viertel der Wellenlänge, gemessen entlang den Richtungen 14, 16, betra gen, da die Elektroden mit dieser Breite dazu tendieren reflektierend zu wirken, jedoch können auch andere Weiten, welche geeignete Reflektionscharakteristiken aufweisen, ver wendet werden und diese Weiten können entsprechend den für den Resonator 10 verwendeten Materialien, einschließlich dem Substrat 9, sowie entsprechend den Reflektionscharakteristi ken gewählt werden.

Der Resonator 10 ist vorzugsweise auf einer polierten Ober fläche des Substrats 9 mittels photolithographischer Verfah ren aufgebracht, ähnlich wie sie zur Herstellung anderer mikroelektronischer Komponenten verwendet werden und die Richtungen 14 und 16 sind vorzugsweise genau auf die bevor zugte kristallographische Achse ausgerichtet, durch die die gewünschte akustische Wandler-, Ausbreitungs- und Reflek tionscharakteristiken bereitgestellt werden.

Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltbild eines vereinfach ten äquivalenten Schaltkreises für den Resonator 10 der Fig. 1. Die Werte für die Komponenten C_o, C_m- L, R wie sie in Fig. 2 gezeigt sind, können mittels der Gleichungen 1-3, der Geometrie des Wandlers 13 und der relevanten Materialkon stanten, bestimmt werden. R kann zu Null gemacht werden (d. h. ignoriert werden) oder über empirische Daten bestimmt werden. In der Praxis wird man öfters einige Ohm beobachten können. R repräsentiert Bulk-Wellenstrahlung (Körperwellen strahlung), akustische Ausbreitung weg von dem Empfangs wandler, Metallwiderstand, Deffraktionseffekte und andere Verluste die in den Resonanzelementen angetroffen werden. Die statische Kapazität C_o wird wie folgt bestimmt:

C_o = C_eNW (1)

wobei C_e einen Materialparameter darstellt, der die Kapazi tät pro Finger und pro cm beschreibt (für viele Materialien in einer Vielzahl von Lehrbüchern tabuliert), N die Anzahl der Wandlerfingerpaare repräsentiert (d. h., der Paare der Elektroden 19 in dem Wandler 13 der Fig. 1) und W die Über lappung der Elektroden 19 in cm angibt (senkrecht zu den Richtungen 14 und 16).

Die Bewegungskapazität C_m steht in folgender Beziehung zur statischen Kapazität C_o:

C_m = (8k²C_o)/(π²) (2)

wobei k² den elektromechanischen Kopplungskoeffizient (tabuliert in einer Vielzahl von Lehrbüchern für piezoelek tronische Materialien), repräsentiert. Die Bewegungsindukti vität L ergibt sich zu:

L = 1/(C_mω_r²) (3)
wobei ω_r die Radian-Wandlerresonanzfrequenz darstellt.

Die Admittanz Y die zwischen den Anschlüssen 17 und 18 der Fig. 2 gemessen wird ergibt sich zu:

Y = jωC_o + 1/(R + j(ωL - 1/(ωC_m))) (4)

Die Admittanz Y weist eine Resonanzfrequenz ω_r auf die übli cherweise nahe bei und etwas kleiner ist als die akustische Mittenfrequenz (etwa die Schallgeschwindigkeit dividiert durch die akustische Wellenlänge die mit der Periodizität der Elektroden 19 des Wandlers 13 assoziiert ist):

ω_r = (Lc_m)^-0,5 (5)

und die Antiresonanzfrequenz ω_a:

ω_a = ω_r(1 + C_m/C_o)^0,5 (6)

oder

ω_a = ω_r(1 + 8k²/π²)^0,5 (7)

Die Antiresonanzfrequenz ω_a ist stets größer, als die Reso nanzfrequenz ω_r und zwar um ein Verhältnis, das durch den elektromechanischen Kopplungskoeffizient k² (Gleichung 7) bestimmt wird. Für extrem hohe Kopplungskoeffizienten (z. B. k² < 5%), kann es nötig werden einen geeigneten Kopplungs koeffizienten empirisch zu bestimmen, da die physikalischen Beziehungen zwischen den Parametern (z. B. der akustischen Wellenlänge, der Strahlungskonduktanz, ω_a, ω_r etc.) und die akustische Mittenfrequenz nicht immer richtig abgeschätzt werden können. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden vor zugsweise Kopplungskoeffizienten größer als 0,0001, noch bevorzugterweise größer als 0,01 und vorzugsweise größer als 0,05, insbesondere bevorzugt größer als 0,07 und ganz bevor zugterweise größer als 0,10 eingesetzt.

Fig. 3 zeigt eine vereinfachte Ansicht eines Siebketten filters (ladder filter) 30 mit drei Abschnitten, welcher erste und zweite Eingänge 31, 32 aufweist. Der Siebketten filter 30 weist typischerweise eine Durchlaßbandbreite um eine Mittenfrequenz (center frequency) f_o auf. Der Siebket tenfilter mit drei Abschnitten 30 weist einen ersten Ab schnitt 33 auf, der ein Serienelement 34 und ein Neben schlußelement (shunt element) 35 aufweist, der zweite Ab schnitt 33′ weist ein Serienelement 34′ und ein Neben schlußelement 35′ auf und der dritte Abschnitt 33′′ weist ein Serienelement 34′′ und ein Nebenschlußelement 35′′ auf. In einer Ausführungsform können die Serienelemente 34 und 34′′ identisch gewählt werden, das gleich gilt für die Neben schlußelemente 35 und 35′′. Ein viertes Serienelement (nicht gezeigt) könnten zwischen dem Serienelement 34′′ und dem Ein gang 32 geschaltet sein, wobei das Nebenschlußelement 35′′ mit dem Serienelement 34′′ gekoppelt sein könnte.

Der zweite Abschnitt 33′ kann so gewählt werden, daß er eine geringere Bandbreite aufweist und entsprechend zumindest über einen Teil des Filterdurchlaßbandes eine induktive Impedanzcharakteristik aufweist. Dabei können der erste Abschnitt 33 und/oder der dritte Abschnitt 33′′ so gewählt werden, daß sie eine breitere Bandbreite aufweisen und über den gleichen Filterdurchlaßabschnitt eine entsprechende kapazitive Impedanzcharakteristik über den gleichen Durch laßbandabschnitt aufweisen, derart, daß die induktive Charakteristik des zweiten Abschnitts 33′ im wesentlichen die kapazitiven Einflüsse von der Kombination des ersten und zweiten Abschnitts 33, 33′′ auslöscht.

Alternativ kann der zweite Abschnitt 33′ so gewählt werden, daß er eine breitere Bandbreite aufweist und über einen Teil des Filterdurchlaßbandes eine kapazitive Impedanz aufweist. Die Kombination des ersten und dritten Abschnitts weist dann ein schmäleres Durchlaßband auf und über einen Teil des Fil terdurchlaßbereiches eine induktive Impedanz, wobei die kapazitive Impedanzkomponente des zweiten Abschnitts 33′ im wesentlichen die induktiven Anteile von der Kombination aus erstem und drittem Abschnitt über zumindest einen Teil des Filterdurchlaßbereiches auslöscht.

Die ersten und zweiten Abschnitte 33, 33′ können eine kombi nierte Reaktanz aufweisen, die im wesentlichen die reaktive Impedanzkomponente des dritten Abschnitts 33′′ auslöscht oder der erste Abschnitt 33 kann eine Reaktanz aufweisen die im wesentlichen die reaktive Impedanzkomponente der Kombination aus zweitem und drittem Abschnitt auslöscht.

Im allgemeinen können die kombinierten reaktiven Impedanzen jeder Gruppe von Abschnitten zu gleichen Teilen von den ent sprechenden Abschnitten bewirkt werden. Sie können mehr von einem der Abschnitte oder einer Gruppe von Abschnitten beeinflußt werden oder sie können im wesentlichen von nur einer Untermenge von Abschnitten oder einem einzigen Abschnitt bewirkt werden. Weiter können die kombinierten Impedanzen, wenn eine komplexe Last oder Quellimpedanz gewünscht ist oder erforderlich ist, so gewählt werden, daß sie komplex-konjugiert dazu sind.

Herkömmliche Siebkettenfilter weisen typischerweise Elemente auf, bei denen die Resonanzfrequenz der Serienelemente so gewählt wird, daß sie gleich der Antiresonanzfrequenz der Nebenschlußelemente sind. In herkömmlichen Allpaß-(Lattice)-Filtern die Quarzresonanzelemente verwenden, beträgt der elektromechanische Kopplungskoeffizient k² typischerweise weniger als 0,5%, wodurch die fraktionale Bandweite (die Bandweite dividiert durch die Mittenfrequenz) die für diese Filter erzielbar ist, auf sehr geringe Werte begrenzt wird. Entsprechend der vorliegenden Erfindung wurde gefunden, daß die Verwendung wesentlich höherer Kopplungskoeffizienten materialien (z. B. LiNbO₃, LiTaO₃ usw.) eine größere Streuung zwischen Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen bewirkt. Bei spielsweise bewirkt 64° LiNbO₃ einen Kopplungskoeffizienten im Bereich von 9% bis 13%, 41° LiNbO₃ einen Kopplungskoeffi zienten im Bereich von 15-25% und 36° LiTaO₃ einen Kopp lungskoeffizienten im Bereich von 6,5-8%. Diese erhöhte Frequenzsteuerung gestattet eine höhere Designfreiheit.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wurde weiter festgestellt, daß, wenn die Resonanzfrequenz ω_r des Serienresonanzelements so gewählt wird, daß sie kleiner ist als die Antiresonanz frequenz ω_a des Nebenschlußresonanzelements, ein L-Abschnitt erhalten wird, der eine geringere Bandbreite aufweist als bei herkömmlichen Ansätzen (Resonanzfrequenz ω_r des Serien resonanzelements gleich der Antiresonanzfrequenz ω_a des Nebenschlußelements) und daß darüber hinaus eine positive imaginäre Impedanzkomponente (d. h., eine induktive Reaktanz) bei der gewünschten Filtermittenfrequenz f_o erhalten wird. In gleicher Weise führt die Auswahl der Resonanzfrequenz ω_r für das Serienresonanzelement auf einen Wert der größer ist als die Antiresonanzfrequenz ω_a des Nebenschlußelements zu einem Abschnitt mit größerer Bandbreite als bei herkömmli chen Ansätzen und darüber hinaus zu einer negativen imaginä ren Impedanzkomponente (d. h., einer kapazitiven Reaktanz) bei der gewünschten Filtermittenfrequenz f_o. Das Kombinieren eines Filterabschnitts mit negativer Impedanzkomponente mit einem Filterabschnitt mit einer positiven Impedanzkompo nente erlaubt es die komplex-konjugierten Impedanzen zwi schen den Abschnitten aufeinander abzustimmen, wodurch geringere Verluste bei und nahe der Filtermittenfrequenz f_o erreicht werden und eine größere Flexibilität für die Fil terbandbreiteauswahl erreicht wird.

Beispiel

Fig. 4 zeigt eine vereinfachte Ansicht eines Siebkettenfil ters 40 mit vier Abschnitten, welcher erste und zweite elek trische Eingänge (ports) 31 und 32 aufweist. Die Wandler enthalten Serienelemente 42, 42′, 47, 47′ und Nebenschluß elemente 43, 43′ sowie 48, 48′, welche typischerweise Haupt ausbreitungsrichtungen für die akustischen Wellen aufweisen (analog zu den Richtungen 14 und 16 der Fig. 1) die mit der allgemein bevorzugten Achse, d. h. parallel zueinander, über einstimmen. In diesem Beispiel werden die Endabschnitte 41 und 41′ so gewählt, daß sie identische Elemente aufweisen und in gleicher Weise werden die mittleren Abschnitte 46 und 46′ ausgewählt. Die Endabschnitte 41 und 41′ weisen Serien elemente 42, 42′ und Nebenschlußelemente 43, 43′ mit ent sprechenden Resonanzfrequenzen ω_r bei 925,8 MHz und 199,7 MHz auf, während die mittleren Abschnitte 46 und 46′ Serien elemente 47 und 47′ und Nebenschlußelemente 48 und 48′ auf weisen die entsprechend 944,2 MHz und 882,6 MHz für die Resonanzfrequenzen ω_r aufweisen.

Weiterhin wurde festgestellt, daß die Auswahl der Resonanz frequenz des Serienresonanzelements 42 nahe der Antireso nanzfrequenz des Nebenschlußelements 48 und die Auswahl der Resonanzfrequenz des Serienelements 47 nahe bei der Anti resonanzfrequenz des Nebenschlußelements 43 zu einer Durch laßcharakteristik und einer komplex-konjugierten Anpassung des Abschnitts 41 mit dem Abschnitt 46 führt (bei einer Fil termittenfrequenz, Z_in ca. 50 + j20 Ω auf einer Seite des Abschnitts 41, wenn die andere Seite mit 50 Ω abgeschlossen ist). Dies stellt die in Tabelle 1 mit Design 1 bezeichnete Filterausführung dar. Alternativ kann der Abschnitt 41 so gewählt werden, daß die kapazitive Impedanz bei der Filter mittenfrequenz liegt und der Abschnitt 46 die konjugierte Impedanz aufweist.

Tabelle I. Gemessene Siebkettenfiltereigenschaften für mehrere Siebkettenfilterdesigns die mit Oberflächen wellenresonator hergestellt wurden, die 301 Elektroden mit einer akustischen Strahlungsbreite von 43,9 Mikrometern auf 54° Y-rotiertem LiNbO₃ aufweisen.

Alle Designs weisen 7, 8 oder 9 Resonatoren auf, zeigen gute Einführungsverluste (IL) und erreichen relativ große Band breiten von 4,5 dB und 20 dB (BW). Ein Vergleich der Designs 1, 4 und 5 mit den ähnlichen Designs 2 und 3 zeigt, daß die letzte Unterdrückung (ultimate rejection) für die Siebket tenfilter zum Teil durch das Kapazitätsverhältnis (Cap. rat., das Verhältnis der Serien-C_o zum Nebenschluß-C_o) be stimmt wird. Bei Frequenzen die weiter von der Mittenfre quenz f_o beabstandet sind, agieren die Serien- und Neben schlußelemente als kapazitive Spannungsdividierer um die letzte (außerhalb der Bandbreite) Schwächung (ultimate attenuation) oder Zurückweisung zu bestimmen. Ein Vergleich der Designs 1, 2 und 5 und 6 zeigt, daß, wenn die Anzahl der L-Abschnitte ansteigt, die letzte Zurückweisung auch ansteigt.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Resonanzfrequenz ω_r und die Antiresonanzfrequenz ω_a der Serien- und Neben schlußelemente geeignet bestimmt, indem Schaltkreisoptimie rungswerkzeuge, wie beispielsweise SuperCompact® von Pater son, New York, verwendet werden. Ein Verfahren sieht vor, eine Serie von Resonanzfrequenzen ω_r und/oder Antiresonanz frequenzen ω_a gemäß Gleichung 7 einzugeben, wobei die Anti resonanzfrequenzen ω_a der Nebenschlußelemente etwa gleich der Resonanzfrequenzen ω_r der Serienelemente ist und dann die Schaltoptimierungswerkzeuge zu verwenden, um einen modi fizierten Satz von Resonanzfrequenzen ω_r und Antiresonanz frequenzen ω_a zu bestimmen. Ein modifiziertes Beispiel eines SuperCompact-Eingabefiles ist unten gezeigt, wobei dieses zum Beispiel 1 korrespondiert und die Antwort ist in Fig. 5 gezeigt.

Ein Eingabefile entsprechend diesem Beispiel führt zu Co1 = Co2 = 2,8798 pF, Co3 = Co4 = 2,7524 pF, F1 = 831,94 MHz, F2 = 845,41 MHz, F3 = 806,1 MHz und F4 = 792,84 MHz wenn Gradienten- (quasi-Newton Gradientenverfahren mit kleinsten Quadraten) und Zufallsoptimierer verwendet werden.

Siebkettenfilter mit oberflächen-akustischen Wellenresonato ren und insbesondere Resonatoren die für relativ breitban dige Anwendung ausgelegt sind, können einfach skaliert wer den indem der Abstand (die Periodizität) der Resonatorwand lerfinger (19, Fig. 1) geändert wird, während die Verhält nisse der Resonanzfrequenzen ω_r wie sie durch die Schalt kreisanalysewerkzeuge und andere Verfahren erhalten wurden, beibehalten werden. Dies erlaubt es einem Designer ein glei ches Design bei einer etwas unterschiedlichen Mittenfrequenz f_o wiedereinzusetzen, welches dann eine ähnliche Spezifika tion aufweist oder erlaubt eine schnelle zwei Iterationen- Konvergenz zu einem gewünschten Satz von Filtercharakteri stiken, wenn das Verhältnis zwischen der Resonanzfrequenz ω_r und der akustischen Wandler-Mittenfrequenz vorher unbekannt ist (z. B. bei Materialien mit sehr hohen Kopplungskoeffizi enten, bei denen herkömmliche Ansätze zu schlechteren Designs führen).

Fig. 5 zeigt eine Kurve bei einer gemessenen Frequenzantwort 51 (durchgezogene Linie) und eine Spezifikation 52, 52′ (gestrichelte Linie) für den Siebkettenfilter 40 der Fig. 4 der gemäß dem Parameter für das Design 1 der Tabelle I her gestellt wurde und entsprechend dem SuperCompact-Beispiel, wie es oben beschrieben wurde, optimiert wurde, jedoch über einen unterschiedlichen Frequenzbereich. Der gemessene Mit tenfrequenz-Einführungsverlust von 2,5 dB fällt zwischen die spezifizierten Einführungs-Verlustgrenzen von 0 dB und 4,5 dB, während die gemessene 4,5 dB-Bandbreite 4,9% oder 45,7 MHz beträgt, was in Übereinstimmung mit der maximalen und minimalen Bandbreite von 76,9 und 27,9 MHz steht. Die Außen bandunterdrückung überschreitet 30 dB über den gemessenen Bereich (780 bis 1080 MHz), im Gegensatz zu den mindestens benötigten 20 dB.

Die Wandler verwendeten 301 Elektroden mit einer akustischen Bandbreite von 43,9 Mikrometern auf 64° Y-rotiertem NiNbO₃.

Die gemessenen Charakteristiken 51 stellen "Raum" für tempe raturbedingte und durch andere Umwelteinflüsse bedingte Änderungen bei den Filtercharakteristiken dar und erlauben bei der Herstellung für die einzelnen Elemente Variationen vorzusehen, die die Charakteristiken der gebauten Einrich tungen beeinflussen, wodurch ein robustes und herstellbares Filterdesign erhalten wird.

Fig. 6 zeigt ein Blockschaltbild des Abschnitts 1800 eines Funkfrequenzempfängers oder einer anderen Funkfrequenzvor richtung die Siebkettenfilter gemäß der vorliegenden Erfin dung enthalten. Die Vorrichtung 1800 umfaßt eine Antenne 1801, die zum Empfangen und/oder Übertragen von Signalen dient. Alternativ kann die Antenne 1801 durch eine Glas faserverbindung, eine Kabelverbindung oder durch ein anderes Signalübertragungsmedium ersetzt werden.

Der Diplexer 1803 ist mit der Antenne 1801 und einem Über tragungsabschnitt (nicht gezeigt) gekoppelt. Der Diplexer 1803 ist ein Filter für einen speziellen Zweck, welcher die empfangenen Signale (jedoch nicht viel größere Signale von dem benachbarten Übertrager) zum Filter 1807 über einen optionalen Anpassungsschaltkreis 1805 koppelt. Der Filter 1807 ist mit dem Verstärker 1811 über ein optionales Anpaß element 1809 gemäß der vorliegenden Erfindung gekoppelt. Der Ausgang des Verstärkers 1811 wird zum Filter 1815 über das optionale Anpaßelement 1813 gemäß der vorliegenden Erfindung gekoppelt. Der Filter 1815 überträgt seinen Ausgang an den Mischer 1819 über das optionale Anpaßelement 1817. Das Signal vom Filter 1815 wird im Mischer 1819 mit einem ande ren Signal vom lokalen Oszillator 1825, der über einen Filter 1829 gekoppelt ist, kombiniert. Die Anpaßelemente 1827, 1831 und 1821 weisen vorzugsweise Filter 1823 und 1829 auf. Das Ausgangssignal vom Mischer 1819 wird dann durch den Filter 1823 gefiltert, um ein ZF-Ausgangssignal zur Verfü gung zu stellen. Die Anordnung der vorliegenden Erfindung kann verwendet werden, um einen oder alle Filter 1803, 1807, 1815, 1823, 1829 zur Verfügung zu stellen. Ein Oszillator und ein Filter analog zu LO 1825 und ein Filter 1829 können zusammen mit einem geeigneten Verstärker und einem Modulator eingesetzt werden, um ein Signal "vom Übertrager" zur Verfü gung zu stellen und dieser Filter (bekannt als "Übertra gungs-clean-up-Filter") kann auch gemäß der vorliegenden Erfindung zur Verfügung gestellt werden.

Somit wurde ein Siebkettenfilter beschrieben, der spezielle Probleme beseitigt und einige Vorteile gegenüber früheren Verfahren und Mechanismen aufweist. Die Verbesserungen sind dabei bedeutend. Die hohen Kosten, die Komplexität und die hohe Teilezahl von früheren Kaskaden-Filtern wird vermieden. Weiter werden reale Eingangs- und Ausgangsimpedanzen für kompakte, leichte und einstellungsfreie Filter zusammen mit einer verbesserten Designflexibilität erreicht.

Claims

1. Verfahren zum Herstellen eines Bandpaß-Siebketten filters (ladder filter) mit einer Mittenfrequenz, einem ersten und einem zweiten Eingang, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Bereitstellen eines ersten L-Netzwerks, welches eine erste Verbindung, eine zweite Verbindung und eine induktive Impedanz bei der Mittenfrequenz aufweist;
Bereitstellen eines zweiten L-Netzwerks mit einer ersten Verbindung, einer zweiten Verbindung und einer kapazitiven Impedanz bei der Mittenfrequenz;
Koppeln der ersten Verbindung des ersten L-Netzwerks mit dem ersten Eingang;
Koppeln der ersten Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit der zweiten Verbindung des ersten L-Netzwerks; und
Koppeln der zweiten Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit dem zweiten Eingang.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitive Impedanz des zweiten L-Netzwerks eine Reaktanz aufweist, die im wesentlichen gleich der Größe einer Reaktanz der induktiven Impedanz des ersten L-Netzwerks bei der Mittenfrequenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 bei dem der Schritt des Bereitstellens eines ersten L-Netzwerks durch folgende Schritte charakterisiert wird:
Bereitstellen eines ersten Resonanzelements mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer ersten Resonanzfrequenz und einer ersten Antiresonanzfrequenz;
Bereitstellen eines zweiten Resonanzelements mit einer zweiten Resonanzfrequenz und einer zweiten Antireso nanzfrequenz, wobei die erste Resonanzfrequenz kleiner ist als die zweite Antiresonanzfrequenz;
Koppeln des ersten Anschlusses des ersten Resonanzele ments mit der ersten Verbindung des ersten L-Netzwerks;
Koppeln des zweiten Anschlusses des ersten Resonanzele ments mit der zweiten Verbindung des ersten L-Netz werks; und
Koppeln des zweiten Resonanzelements auf Masse mit dem zweiten Anschluß des ersten Resonanzelements.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Bereitstellens eines zweiten L-Netzwerks durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:
Bereitstellen eines dritten Resonanzelements mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer dritten Resonanzfrequenz und einer dritten Antiresonanz frequenz;
Bereitstellen eines vierten Resonanzelements mit einer vierten Resonanzfrequenz und einer vierten Antireso nanzfrequenz, wobei die dritte Resonanzfrequenz größer als die vierte Antiresonanzfrequenz ist;
Koppeln des ersten Anschlusses des dritten Resonanz elements mit der ersten Verbindung des zweiten L-Netz werks;
Koppeln des zweiten Anschlusses des dritten Resonanz elements mit der zweiten Verbindung des zweiten L-Netz werks; und
Koppeln des vierten Resonanzelements auf Masse mit dem zweiten Anschluß des dritten Resonanzelements.

5. Verfahren nach Anspruch 3 bei dem der Schritt des Bereitstellens der ersten und zweiten Resonanzelemente durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:
Bereitstellen eines ersten Resonanzelements mit einem ersten akustischen Resonator mit einer ersten Resonanz frequenz und der ersten Antiresonanzfrequenz, wobei die erste Resonanzfrequenz ω_r1 mit der ersten Antiresonanz frequenz ω_a1 in folgender Beziehung steht:
Bereitstellen eines zweiten Resonanzelements mit einem zweiten akustischen Resonator mit einer zweiten Reso nanzfrequenz und der zweiten Antiresonanzfrequenz, wo bei die zweite Resonanzfrequenz ω_r2 mit der zweiten Antiresonanzfrequenz ω_a2 in folgender Beziehung steht: ω_a2 = ω_r2(1 + 8k²/π²)^0,5wobei k² ein elektromechanischer Kopplungskoeffizient eines gewöhnlichen (common) piezoelektrischen Substrats ist, welches die ersten und zweiten akustischen Resona toren enthält.

6. Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Bereitstellens der dritten und vierten Resonanzelemente durch folgende Schritte gekennzeichnet ist:
Bereitstellen eines dritten Resonanzelements mit einem dritten akustischen Resonator mit einer dritten Reso nanzfrequenz und der dritten Antiresonanzfrequenz, wobei die dritte Resonanzfrequenz ω_r3 mit der dritten Antiresonanzfrequenz ω_a3 in folgender Beziehung steht: ω_a3 = ω_r3(1 + 8k²/π²)^0,5; undBereitstellen eines vierten Resonanzelements mit einem vierten akustischen Resonator mit der vierten Resonanz frequenz und der vierten Antiresonanzfrequenz, wobei die vierte Resonanzfrequenz ω_r4 mit der vierten Anti resonanzfrequenz ω_a4 in folgender Beziehung steht:ω_a4 = ω_r4(1 + 8k²/π²)^0,5wobei k² ein elektromechanischer Kopplungskoeffizient eines gewöhnlichen piezoelektrischen Substrats ist, welches den dritten und vierten akustischen Resonator enthält.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt des Bereitstellens des dritten und vierten Resonanzelements den Schritt des Bereitstellens eines gewöhnlichen piezoelektrischen Substrats mit einem Kopplungs koeffizienten größer als 0,07 enthält.

8. Bandpaß-Siebkettenfilter mit einer Mittenfrequenz, einem ersten Eingang (port) und einem zweiten Eingang, wobei der Bandpaß-Siebkettenfilter gekennzeichnet ist durch:
ein erstes L-Netzwerk mit einer ersten Verbindung, einer zweiten Verbindung und einer induktiven Impedanz bei der Mittenfrequenz; und
ein zweites L-Netzwerk mit einer ersten Verbindung, einer zweiten Verbindung und einer kapazitiven Impedanz bei der Mittenfrequenz, wobei die erste Verbindung des ersten L-Netzwerks mit dem ersten Eingang gekoppelt ist, die erste Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit der zweiten Verbindung des ersten L-Netzwerks gekoppelt ist und die zweite Verbindung des zweiten L-Netzwerks mit dem zweiten Eingang gekoppelt ist.

9. Filter nach Anspruch 8, wobei die kapazitive Impedanz des zweiten L-Netzwerks eine Reaktanz aufweist, die etwa gleich der Größe einer Reaktanz der induktiven Impedanz des ersten L-Netzwerks bei der Mittenfrequenz ist.

10. Filter nach Anspruch 8, wobei das erste L-Netzwerk gekennzeichnet ist durch:
ein erstes Resonanzelement mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer ersten Resonanzfrequenz und einer ersten Antiresonanzfrequenz; und
ein zweites Resonanzelement mit einer zweiten Resonanz frequenz und einer zweiten Antiresonanzfrequenz, wobei die erste Resonanzfrequenz kleiner ist als die zweite Resonanzfrequenz, wobei der erste Anschluß des ersten Resonanzelements mit dem ersten Anschluß des ersten L-Netzwerks gekoppelt ist, der zweite Anschluß des ersten Resonanzelements mit der zweiten Verbindung des ersten L-Netzwerks gekoppelt ist und das zweite Resonanz element mit dem zweiten Anschluß des ersten Resonanz elements nach Masse gekoppelt ist.

11. Filter nach Anspruch 10 bei dem das zweite L-Netzwerk gekennzeichnet ist durch:
ein drittes Resonanzelement mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer dritten Resonanzfrequenz und einer dritten Antiresonanzfrequenz; und
ein viertes Resonanzelement mit einer vierten Resonanz frequenz und einer vierten Antiresonanzfrequenz, wobei die dritte Resonanzfrequenz größer ist als die vierte Antiresonanzfrequenz, der erste Anschluß des dritten Resonanzelements der ersten Verbindung des zweiten L-Netzwerks verbunden ist, der zweite Anschluß des dritten Resonanzelements mit der zweiten Verbindung des zweiten L-Netzwerks gekoppelt ist und das vierte Reso nanzelement mit dem zweiten Anschluß des dritten Reso nanzelements nach Masse gekoppelt ist.

12. Filter nach Anspruch 10, wobei der Filter gekennzeich net ist durch:
das erste Resonanzelement enthält einen ersten akusti schen Resonator mit der ersten Resonanzfrequenz und der ersten Antiresonanzfrequenz, wobei die erste Resonanz frequenz ω_r1 mit der ersten Antiresonanzfrequenz ω_a1 in folgender Beziehung steht: ω_a1 = ω_r1(1 + 8k²/π³)^0,5; unddas zweite Resonanzelement einen zweiten akustischen Resonator mit der zweiten Resonanzfrequenz mit der zweiten Antiresonanzfrequenz enthält, wobei die zweite Resonanzfrequenz ω_r2 mit der zweiten Antiresonanz frequenz ω_a2 in folgender Beziehung steht:ω_a2 = ω_r2(1 + 8k²/π²)^0,5wobei k² ein elektromechanischer Kopplungskoeffizient eines gewöhnlichen piezoelektrischen Substrats ist, welches die ersten und zweiten akustischen Resonatoren enthält.

13. Filter nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß, das dritte Resonanzelement einen dritten akustischen Resonator mit der dritten Resonanzfrequenz und der dritten Antiresonanzfrequenz enthält, wobei die dritte Resonanzfrequenz ω_r3 mit der dritten Antiresonanz frequenz ω_a3 in folgender Beziehung steht: l_a3 = ω_r3(1 + 8k²/π²)^0,5; unddas vierte Resonanzelement einen vierten akustischen Resonator mit der vierten Resonanzfrequenz und der vierten Antiresonanzfrequenz enthält, wobei die vierte Resonanzfrequenz ω_r4 mit der vierten Antiresonanz frequenz ω_a4 in folgender Beziehung steht:ω_a4 = ω_r4(1 + 8k²/π²)^0,5wobei k² ein elektromechanischer Kopplungskoeffizient eines gewöhnlichen piezoelektrischen Substrats ist, welches den dritten und vierten akustischen Resonator enthält.

14. Filter nach Anspruch 13, wobei das gewöhnliche piezoelektrische Substrat einen Kopplungskoeffizient von größer als 0,07 aufweist.

15. Funkeinheit, aufweisend einen Bandpaß-Siebkettenfilter mit einer Mittenfrequenz, einem ersten Eingang und einem zweiten Eingang, dadurch gekennzeichnet, daß der Filter ein Substrat enthält mit einem piezoelektrischen Material mit einem elektromechanischen Kopplungs koeffizienten;
einen ersten Resonator mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer ersten Resonanzfrequenz und einer ersten Antiresonanzfrequenz, wobei der erste
Resonator auf dem Substrat angeordnet ist und der erste Anschluß mit dem ersten Eingang gekoppelt ist;
einen zweiten Resonator mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer zweiten Resonanzfrequenz und einer zweiten Antiresonanzfrequenz, wobei der zweite Resonator auf dem Substrat angeordnet ist und der erste Anschluß des zweiten Resonators mit dem zwei ten Anschluß des ersten Resonators gekoppelt ist und der zweite Anschluß des zweiten Resonators mit Masse gekoppelt ist, um ein erstes L-Netzwerk zu bilden, wel ches eine induktive Impedanz bei der Mittenfrequenz aufweist;
einem dritten Resonator mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer dritten Resonanzfrequenz und einer dritten Antiresonanzfrequenz, wobei der dritte Resonator auf dem Substrat angeordnet ist und der erste Anschluß des dritten Resonators mit dem zwei ten Anschluß des ersten Resonators gekoppelt ist und der zweite Anschluß des dritten Resonators mit dem zweiten Eingang gekoppelt ist; und
einem vierten Resonator mit einem ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß, einer zweiten Resonanzfrequenz und einer zweiten Antiresonanzfrequenz, wobei der vierte Resonator auf dem Substrat angeordnet ist, der erste Anschluß des vierten Resonators im zweiten Anschluß des dritten Resonators gekoppelt ist und der zweite Anschluß des vierten Resonators mit Masse gekop pelt ist, und wobei der dritte und vierte Resonator ein zweites L-Netzwerk aufweisen, welches eine kapazitive Impedanz bei der Mittenfrequenz aufweist, und wobei die kapazitive Impedanz etwa die induktive Impedanz bei der Mittenfrequenz auslöscht.

16. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten, dritten und vierten Resonatoren Oberflächen-Akustikwellenwandler aufweisen.

17. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten, dritten und vierten Resonatoren Oberflächen-Akustikwellenwandler aufweisen, die erste, zweite, dritte und vierte akustische Resonanzfrequenzen und erste, zweite, dritte und vierte akustische Mitten frequenz-Wellenlängen aufweisen, wobei der erste Wand ler Elektroden mit einer Länge von ein Viertel der er sten akustischen Mittenfrequenz-Wellenlänge aufweist, der zweite Wandler Elektroden mit einem Viertel der zweiten akustischen Mittenfrequenz-Wellenlänge in bezug auf die Breite aufweist, der dritte Wandler Elektroden mit einem Viertel der dritten akustischen Mittenfre quenz-Wellenlänge in bezug auf die Breite und der vierte Wandler Elektroden mit einem Viertel der vierten akustischen Mittenfrequenz-Wellenlänge in bezug auf die Breite, aufweisen.

18. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten, zweiten, dritten und vierten Resonatoren Oberflächen-Akustik-Wellenwandler aufweisen, von denen jeder akustische Reflektoren aufweist die nahe den Oberflächen-Akustik-Wellenwandlern und in einer Haupt ausbreitungsrichtung der akustischen Welle angeordnet sind.

19. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Substrat 64° rotiertes Lithiumniobat aufweist.

20. Filter nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß:
der erste Resonator einen ersten akustischen Resonator mit einer ersten Resonanzfrequenz und einer ersten Antiresonanzfrequenz aufweist, wobei die erste Reso nanzfrequenz ω_r1 mit der ersten Antiresonanzfrequenz ω_a1 in folgender Beziehung steht: ω_a1 = ω_r1(1 + 8k²/π²)^0,5;der zweite Resonator einen zweiten akustischen Resona tor aufweist mit einer zweiten Resonanzfrequenz und einer zweiten Antiresonanzfrequenz, wobei die zweite Resonanzfrequenz ω_r2 mit der zweiten Antiresonanz frequenz ω_a2 in folgender Beziehung steht:l_a2 = ω_r2(1 + 8k²/π²)^0,5,wobei die erste Resonanzfrequenz kleiner ist als die zweite Antiresonanzfrequenz;
der dritte Resonator einen dritten akustischen Resona tor mit einer dritten Resonanzfrequenz mit einer drit ten Antiresonanzfrequenz aufweist, wobei die dritte Resonanzfrequenz ω_r3 mit der dritten Antiresonanz frequenz ω_a3 in folgender Beziehung steht:ω_a3 = ω_r3(1 + 8k²/π²)^0,5; undder vierte Resonator einen vierten akustischen Resona tor mit einer vierten Resonanzfrequenz und einer vier ten Antiresonanzfrequenz aufweist, wobei die vierte Resonanzfrequenz ω_r4 mit der vierten Antiresonanz frequenz ω_a4 in folgender Beziehung steht:ω_a4 = ω_r4(1 + 8k²π²)^0,5,
wobei k² ein elektromechanischer Kopplungskoeffizient eines Substrats ist und wobei die dritte Resonanz frequenz größer ist als die vierte Resonanzfrequenz.