DE1616258C - Flugkörper-Dopplerradargerät mit Mischung der schräg abwärts von vorne und von hinten erhaltenen Echosignale - Google Patents

Description

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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Erdboden — d. h. im wesentlichen senkrecht zur Dopplerradargerät für Flugkörper, bestehend aus Richtung des Radarstrahles — festzustellen, und einem einen gepulsten Mikrowellenträger erzeugen- welches durch Verwendung von nichtkohärenten den Sender, einer mit dem Träger des Senders ge- Impulssignalen auf einen stabilen Ortsoszillator verspeisten Sendeantenne, welche einen Strahl schräg 5 ziehten kann, wird die Dopplerverschiebung dadurch ■ abwärts nach vorn und einen anderen schräg abwärts abgeleitet, daß ein Schwebungssignal durch die Fre- ■■- . ; nach hinten abstrahlt, einer Empfangsantennenan- quenzdifferenz zwischen dem Vorwärts- und Rück- ; Ordnung für die von den beiden Strahlen erhaltenen wärtsstrahl erzeugt wird. Der Vorwärtsstrahl weist j Echosigale und einem Empfänger, der von den durch dabei gegenüber dem ausgesandten Strahl eine er- j die Empfangsantenne empfangenen Echosignalen io höhte Dopplerfrequenz auf, während der nach rück- j .durch Mischung miteinander ein demoduliertes Signal wärts ausgestrahlte Strahl gegenüber dem ausge- j erzeugt, dessen Frequenz der Dopplerverschiebung sandten Signal eine erniedrigte Dopplerverschiebung j der Echosignale entspricht. aufweist. ■ - . \

Es ist bereits bei Radargeräten bekannt (beispiels- Auf Grund der erfindungsgemäßen Ausbildung "■ ;

weise aus deutscher Auslegeschrift 1180 061; Zeit- 15 des Radargerätes ist somit die Ausgangssignalfrequenz j

schrift »L'Onde Electrique«, Nr. 462, September größer als die Bezugsfrequenz, wenn das Fahrzeug j

1965, S. 1055, sowie Zeitschrift »Electronics« vom sich in einer Richtung bewegt, und kleiner als die

1. Juni 1957, S. 150 bis 152), nicht nur die Größe ^Bezugsfrequenz, wenn die Bewegungsrichtung ent-

einer Geschwindigkeit, sondern auch das Vorzeichen gegengesetzt erfolgt. Durch eine geeignete Antennen- j

dieser Geschwindigkeit zu bestimmen. Bei pulsieren- 20 konstruktion und durch geeignete Signalbehandlung ;

den, kohärenten Radarsystemen erfolgt dies dadurch, kann somit ebenfalls bei einem Radargerät der ein- ;

daß das Dopplerverschiebungssignal von dem Im- gangs genannten Art das Vorzeichen der Geschwin-

pulssignal getrennt und mit einem von einem stabilen digkeit abgeleitet werden. Die Einzelheiten der An- ;

Ortsoszillator abgeleiteten Signal überlagert wird. tennenkonstruktion sind so lange nicht kritisch, so- ;

Gewöhnlich wird das von dem stabilen Ortsoszillator 25 lange hierbei getrennte Signale von jedem Strahlen- \

abgeleitete Signal zusätzlich frequenzmäßig versetzt, paar abgeleitet werden, wobei die beiden Signale \

wobei das dazu verwendete Signal eine Frequenz derart zueinander ausgebildet sind, als ob sie von j

hat, tue größer ist als die größte zu erwartende zwei Empfangssystemen abgeleitet worden wären, j

Dopplerverschiebung. Die Dopplerverschiebung wird die entlang einer Linie über einem äquivalenten Ab- j

dann in bezug auf dieses Versetzungssignal bestimmt: 30 _{stand yon} * _{ge dnander versetzt sind}. _Jedes

Die oberhalb der Versetzungsfrequenz liegenden 4 & &

Frequenzen entsprechen dann nämlich einer positiven dieser Signale wird dann gemessen, um davon ein Dopplerverschiebung — d. h. einer Bewegung in der Paar von in Quadratur zueinander liegenden Span-Vorwärtsrichtung —,"" während unterhalb der Ver- nungen zu erzeugen, wobei die Information des Setzungsfrequenz liegende Frequenzen einer nega- 35 Geschwindigkeitsvorzeichens aus der Drehrichtung tiven Dopplerverschiebung — d. h. einer Bewegung der zwei Phasensignale enthalten ist. Die beiden in der Rückwärtsrichtung — entsprechen. Signale können daraufhin frequenzmäßig, verschoben

Erfindungsgemäß wird die Vorzeichenbestimmung werden und mit Hilfe einer Sinus-Cosinus-Frequenzauf andere Weise erreicht, nämlich dadurch, daß die Nachlaufschaltung in konventioneller Art behandelt Empfangsantennenanordnung so ausgebildet ist, daß 40 werden, um sowohl das Geschwindigkeitsvorzeichen sie die beiden Echosignale zweimal zueinander als auch die Geschwindigkeitsgröße abzuleiten, addiert, und zwar das zweite Mal derart, daß das Im folgenden soll die Erfindung an Hand von zweite Signal gegenüber dem ersten Signal eine um Ausführungsbeispielen näher erläutert und beschrie-

π . „, ,., c-j. it. · ben werden, wobei auf die Zeichnung Bezug genom-

_■ andere Phasenverschiebung aufweist als beim · * r- · *

2 ^ö 45 men ist. Es zeigt

ersten Mal, so daß die Dopplermodulationen der Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm eines

beiden Summensignale eine gegenseitige Phasenver- dem Stand der Technik entsprechenden Janussystems,

... η _e . 1 η j r- «··. · F i g. 2 eine perspektivische schematische Darstcf-

sehiebung von .. aufweisen, daß der Empfänger zwei , ^b ■ .. ^ 1 . r 1 λ ► ι

^& 4 ' . lung einer linearen Doppelstranl-Antennenanord-

Detektoren aufweist, die durch Demodulation der 50 nung,

Summensignale Doppierschwingungen erzeugen, die F i g. 3 ein schematisches Blockdiagramm eines

in Phasenqiiadratur zueinander stehen, und daß in im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwend-

an sich bekannter Weise für die beiden Doppler- baren Empfängers,

schwingungen je ein von einem Überlagerungsoszill:i- Fig. 4 eine schematische Darstellung einer vor-

,. , . , π , , , ■ . 55 teilhatten, im Rahmen der vorliegenden Erfindung

tor direkt bzw. um _ phasenverschoben gespeister ha. ι

2 ' . verwendbaren Antennenanordnung,

Frequenzumsetzer und eine an diese angeschlossene Fi g. 5 ein schematisches Blockdiagramm einer

Sublraktionsstiife zur Gewinnung eines Ausgangs- im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwend-

signals vorgesehen sind, dessen Frequenz je nach dem baren Frequenznaehlaufschaltung und

Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen den 60 F i g. 6 eine schematische Darstellung einer ande-

Dopplersclnviiigungen und damit dem Vorzeichen rc η im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwend-

der Flugköipergeschwindigkeit um einen dieser Ge- baren abgewandelten Antcnnenanordnung.

schwindigkeit proportionalen Betrag größer oder I'ig-1 zdgt ein schematisches Blockdiagramm

kleiner als eine nc/ugsf'rcquciiz ist. eines typischen nichtkoliiiienten Impuls-Janussystems

Bei einem derartigen Radarsyslem tier Jaiuis-Art, 65 bekannter Bauart. Aus liinfachheitsgriinden ist nur

welches durch Aiissendung je eines Radarstrahl in ein einziger Kanal dargestellt. Gemäß Fig. 1 strahlt

der Vorwärts- und in der Riickwärlsrichtung in der eine Antennenanordniing 10 einen Mikrowellenstrahl

Lage ist, eine Geschwindigkeit in. bezug auf den H in bezug auf die Flugrichtung nach vorwärts und

einen ähnlichen Strahl 12 nach rückwärts. Es sei angenommen, daß die Antennenanordnung 10 aus einem rechteckigen linearen Hohlleiter besteht, wobei es jedoch einleuchtend ist, daß auch andere Antennenformen verwendet werden können. . r Wenn ein Hohlleiter mit einer Reihe von Strahlern versehen ist, die in regelmäßigen Abständen entlang der Längsachse auf einer der Außenflächen des Hohlleiters angeordnet sind und wenn dieser Hohlleiter an einem seiner Enden mit einen Mikrowellengenerator verbunden ist, so strahlt er die Energie in Richtung weg von dem Speiseende, wobei der halbe Öffnungswinkel γ dieses Strahls gegenüber der Längs-. achse durch folgende Gleichung gegeben ist:

Inphasen- und Gegenphasenantennenanordnungen kombiniert werden können, so daß dieselben eine einzige Antennenanordnung ergeben, die zwei Strahlen aussendet, wobei ein Strahl Inphaseneigenschaften und der andere Gegenphaseneigenschaften aufweist. Wenn dies gemacht wird, tritt innerhalb jeder Gruppe eine gegenseitige Aufhebung der Signale derjenigen Strahler auf, welche gegeneinander Phasenlagen von

± 2 ' "F τ ^usw" ^auf^wei^sen· Demzufolge kann eine derartige Zweistrahlenantennenanordnung beispielsweise aus einer Reihe von Nebenschlußschlitzstrahlern bestehen, deren gegenseitiger Abstand gleich 2 S ist und deren Phasenlagen wie folgt sich verschieben:

^cosy=

Νλ

(1)

0, π, 0, π usw.

(6)

wobei λ die Wellenlänge im freien Raum, X_g die Wellenlänge innerhalb des Hohlleiters, S der Abstand zwischen den einzelnen Strahlern und N eine ganze Zahl einschließlich Null ist, die der Ordnungszahl der erzeugten Hauptkeule entspricht. Derartige Antennenanordnungen werden als »Inphaseanordnungen« bezeichnet. Bei geeigneten Werten von γ, λ und l_g kann ein Abstand S verwendet werden, bei welchem keine zweite Hauptkeule erzeugt wird, wobei' diesem Abstand 5 eine Phasendifferenz von

π
2

(2)

zwischen einzelnen Strahlern auftritt. Somit sind die Phasenlagen an den einzelnen Strahlern von dem Speiseende wie folgt:

0, — ,π, - — , 0 usw.
2 2

(3)

Im folgenden soll eine Antennenanordnung betrachtet werden, bei welcher die Phasenlage von jedem aufeinanderfolgenden Strahler um 180° verschoben ist. Um dies zu erreichen, sind die Strahler in Form von Schlitzen ausgebildet, die innerhalb der Breitseite eines rechteckigen Hohlleiters angeordnet sind, wobei diese Schlitze auf einer Seite gegenüber der Längsachse des Hohlleiters versetzt sind. Durch Verschieben jedes zweiten Schlitzes auf die andere Seite der Längsachse verändert sich die Phasenlage um 180". Demzufolge sind bei einer derartigen Antennenanordnung die Phasenlagen aufeinanderfolgender Strahler wie folgt:

0, , η, — ' , 0 usw.
2 2

(4)

Die dadurch erzeugte Strahlung ist demzufolge durch folgende Gleichung gegeben:

COS J'

λ _ λ λ, IS

(5)

wobei ;■ jetzt den halben öffnungswinkel eines Strahls in Richtung des Speiseendes der Anordnung darstellt. Eine durch Gleichung (5) bestimmte Antennenanordnung wird im allgemeinen als »Gegenphasenanordnung« bezeichnet.

Es erscheint einleuchtend, daß die obenerwähnten Die in F i g. 1 angedeutete Äntennenanordnung 10 ist genauer in F i g. 2 gezeigt. Wie man in dieser Figur erkennen kann, stellt der Pfeil 31 die Normalkomponente des Strahles 11 dar, welcher dem von dem Hohlleiter 33 abgestrahlten Inphasenstrahl entspricht, sobald der Hohlleiter 33 an seinem linken Ende von einem geeigneten Mikrowellengenerator gespeist ist, so wie dies durch den Pfeil 40 angedeutet ist. In gleicher Weise stellt der Pfeil 32 die Normalkomponente des Strahls 12 dar, welcher dem Gegenphasenstrahl entspricht, welcher gleichzeitig von dem Hohlleiter 33 abgestrahlt wird. Wie dies bereits erwähnt worden ist, werden die einzelnen Strähler des Hohlleiters 33 durch Nebenschlußschlitze innerhalb der Breitseite des Hohlleiters gebildet. Es soll jedoch verstanden sein, daß sich ähnliche Resultate ebenfalls erzielen lassen, wenn andere bekannte Formen von Strahlern — wie z. B. Dipole, Hörner, Eckenschlitze od. dgl. — verwendet werden.

Es soll nun neuerlich auf F i g. 1 Bezug genommen werden, in welcher ein Impulsgenerator 14 dargestellt ist, welcher über einen Treiber 15 einen Amplitudenmodulator 16 speist. In Abhängigkeit des Amplitudenmodulators 16 gibt ein Magnetron 17 ein Mikrowellenträgerfrequenzsignal von beispielsweise von 8,8 GHz ab, welches entsprechend der Frequenz des Impulsgenerators 14 gepulst ist. Die Frequenz des Impulsgenerators 14 liegt beispielsweise in der Größenordnung von 50 kHz. Das Mikrowellenimpulssignal des Magnetrons 17 wird über eine Sende-Empfangs-Weiche 18 an die Äntennenanordnung 10 geleitet. . · '

Das von der Erde zurückreflektierte Signal wird. in der Antennenanordnung 10 empfangen und über die Sende-Empfangs-Weiche 18 einem Mischer 19 zugeführt. Durch den Dopplerelfekt ergibt sieh, bekanntermaßen eine Frequenzverschielnmg, so daß das von dem Vorwärtsstrahl 11 rellektierte Signal eine Frequenz von 8,8 GHz ! 17, aufweist, während das Echosignal des rückwärtigen Strahls 12 eine Frequenz von 8,8 CiHz I 1·,,. aufweist. Mittels eines mit 8,77 CiHz schwingenden Ortsoszillators 20"werden durch den Mischer 19 Ausgangssignale von 30 MHz 4 Vf bzw. 30 MHz I- )■„ erzeugt. Diese Signale werden dann über ein von dem Treiber 15 gesteuertes Gatter 21 einem Zwischenfrequenzverstärker 22 zugeführt. Der Ausgang des Zwischenfrcquenzverstäikers 22 ist mit einem. Kohärentdetektor 23 verbunden, in welchem die Vorwärts- und Riickwärtssignale eine Schwelning verursachen. Die Umhüllende dieser Schwellung wird dann extrahiert, wobei dieses Signal

eine Mittelfrequenz von v_t—v_a aufweist, welche somit die Dopplerinformation enthält. Dieses Signal wird somit nach einer weiteren Verstärkung in einem Dopplerfrequenzverstärker 24 einem Frequenzfolger 25 zugeführt, welcher ein kontinuierliches Ausgangssignal erzeugt, das proportional zur Größe der Geschwindigkeit über dem Erdboden ist. Das Ausgangssignal des Frequenzfolgers 25 kann somit einer geeigneten Geschwiridigkeitsanzeigevorrichtung 26 zugeführt werden.-V -·■■■.- jo , Auf Grund der Tatsache, daß die Dopplerinformation durch Überlagerung zweier Echosignale aus einem Vorwärts- und Rückwärtsstrahl gebildet werden, ergibt es sich, daß die spektrale Frequenzverteilung des einer ,bestimmten Geschwindigkeit entsprechenden Eingangssignals des Frequenzfolgers 25 unabhängig davon ist, ob der Geschwindigkeitsvektor gegenüber, dem Erdboden in der Vorwärtspder Rückwärtsrichtung liegt. Aus diesem Grund "sind die bisher bekannten nichtkohärenten Janus- ao dopplergeräte nicht in der Lage, eine Information über das Gesehwindigkeitsvorzeichen abzugeben.

Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird somit eine Abänderung der bekannten in Fig. 1 und 2 dargestellten Janussysteme vorgeschlagen, wobei auf die Fig. 3 bis 6 Bezug genommen ist.

In F i g. 3 sind zur Vereinfachung der Darstellung des Sendeteil und die Zwischenfrequenzstufen weggelassen, weil diese Teile unverändert bleiben und somit außerhalb des Rahmens der vorliegenden Erfindung liegen. .-'... >

Gemäß F i g. 3 wird die durch das Bezugszeichen 10 bezeichnete Antennenanordnung durch ein Paar von identischen, linearen, rechteckigen Hohlleitern ersetzt, welche beispielsweise gemäß F i g. 4 nebeneinander angeordnet sein können.

Mit Hilfe geeigneter, nicht gezeigter Mikrowellenschaltelemente oder Schaltkreise wird erreicht, daß der Hohlleiter37 in Fig. 1 dargestellte Strahlenil und 12 aussendet, während beide Hohlleiter 37 und 38 in der Lage sind, entsprechend den beiden Strahlen 11 und 12 ein reflektiertes Echosignal zu empfangen.

Entlang ihrer Längsachsen sind die beiden Hohlleiter 37, 38 in einem Abstand δ zueinander versetzt, so daß während des Empfangs die Phase der stehenden Welle in dem einem Hohlleiter 38 gegenüber der Phase der stehenden Wellen in dem anderen Hohlleiter 37 durch -

versetzt ist. Die in F i g. 1 dargestellte Antennenanordnung 10 ist somit verdoppelt worden, wobei die beiden Hohlleiter 37, 38 zueinander versetzt sind. Aus diesem Grund erzeugt die Antennenanordnung gemäß Fig. 4 zwei Spannungen, die genau gleich sind, jedoch eine Phasenverschiebung von 90° gegeneinander aufweisen.

Die Spannungsausdrücke am Ausgang des Hohlleiters 37 können mathematisch wie folgt ausgedrückt werden:

e_x = A sin [(ω + v,)t + Φ] + ßsin [(ω +.v_a)t +

wobei Vf die Dopplerfrequenzverschiebung im Hinblick auf das Echosignal des Strahls 11 und v_a die Frequenzverschiebung des Echosignals im Zusammenhang mit dem Strahl 12 bezeichnet. Die Gleichung (8) stellt die Summe der Vorwärts- und Rückwärtsechosignale innerhalb des Hohlleiters 37 dar. Auf Grund der trigonometrischen Gleichung

sin (α + β) = sinacos/? + cosasin/ϊ (9)
kann e_t wie folgt dargestellt werden:

e_x = [A sin (ωί) cos (v,t + Φ) + A cos (cot) sin {v,t + Φ)]

+ [B sin (ω f) cos (v_a t + β) + B cos (ω t) sin (v_a t + &)].

(10)

Bei dem zu untersuchenden System sind die Winkel des Vorwärts- und Rückwärtsstrahls gleich. Es kann somit die Annahme gemacht werden, daß A=B ist. Gleichung (10) reduziert sich deshalb zu:

e_x = A sin ω/ [cos (v,t + Φ) + cos (v_at·+ &)]

+ A cos ω ί [sin (ν, / + Φ) + sin (v_a t + Θ)].

Unter Verwendung der trigonometrischen Identitäten

sin α + sin β = 2 sin | (<% + ß) ^cos i (« "" ß)

und ■.....■·

cos α + cos/? = 2 cos J (α + β) cos |(α — β) kann Gleichung (11) wie folgt umgewandelt werden:

(H)

(12)
(13)

£j = 2Ά J sin wt cos j

cos
2 / V

.+ cosw/
Unter Ausklammerung des Ausdruckes

··■ 04)

cos

7 8

und unter Verwendung der trigonometrischen Identität für den Sinus der Summe von zwei Winkeln erhält man:

Bei geradem Flug kann angenommen werden, daß die mathematische Aussage gemacht, daß ein Träger ___v mit einer Winkelfrequenz entsteht, dessen Ürnhüll-

ist. Demzufolge reduziert sich Gleichung (15) zu: io

ende mit der Frequenz amplitudenmoduliert ist. Auf Grund der Tatsache, daß der Hohlleiter gegenüber dem Hohlleiter37 um einen Abstand-?-;;

■ * _o , I , Φ-Θ . j , . Φ+ β' e, = 2 A cos vt H sin ω t +

■" _:.^:· /ig\ versetzt ist, kann der Spannungsausdruck durch das \

- 15 von ersterem erzeugte Signal wie folgt ausgedrückt

Durch diese Gleichung (16) wird im wesentlichen werden:

(?., = A sin

η + Φ + ^π

+ B sin \(ω + V₁) t + θ

(17) ·

Unter Erweiterung der trigonometrischen Identität (9) und der Annahme, daß A=B ist, erhält man:
cos I

e₂ = A sin ω t

φ -j- ^π\ _|_ _COS [ y_ut + β — --

A]\ 4

+ A cos ω t

Φ + -" 1 + sin I v_a t + θ —
/ \ 4

(18)

Dieser Ausdruck kann durch die Verwendung der trigonometrischen Identitäten (12) und (13) wie folgt umgewandelt werden:

Φ- β

2. 2 / V 2 ' 2 "*" 4

ο a I · I / '7 + »V , Φ + β e, = 2 A I sin ω/ |cos | / +

\ I V, — V₁₁

cos —■ --

j \ 2

, J · (v_t + Va , . Φ+θ\ . (v,-v_a -Φ-Θ ,π'
+ cos ω π sin — / H sin - - -° r + — -f ■ —

[ \ 2 2 J \ 2 ■ 1 . A₁

(19)

Indem der Ausdruck

cos

_Φ_+_Θ π

herausgezogen wird, schreibt sich Gleichung (19) wie folgt: e, — 2y4cos

V₁-V₁₁ Φ — θ . π 1 Γ . (ν,+ ν. _? ί{ H sinw/cos {--■' '

2 2 4 I 2

_a , Φ + θ

Wie leicht zu zeigen ist, reduziert sich diese Gleichung (20) zu: e„ = 2Acosh-^VU+ ^Φ~^β +ⁿ)smLt

t-t-

"Φ+ö

Wenn nun v,— — v_a = ν gemacht wird, schreibt sich die Gleichung (21) wie folgt:

e.y = 2Acos (vt -\ + ^:

(20)

(2i); (22);

Man erkennt ohne Schwierigkeit, daß die Glei- 60 spannungen e_v e₂ der beiden Hohlleiter 37, 38 der

chung (22) der Gleichung (16) sehr ähnlich ist, wobei Antennenanordnung 10' gleichzeitig den Detektoren

. , i ■ _D. u- u ^π j xn a 34, 35 zugeführt. Unter der Voraussetzung, daß"

jedoch eine Phasenverschiebung von ₄ der Modu- _{jeder DeteI}f_tor34> 35 beispielsweise eine konventio-

lationsumhüllenden, entsprechend dem Cosinusaus- nelle quadrierende Einrichtung enthält, kann das

druck auftritt. 65 Ausgangssignal des Detektors 34 in der folgenden

Unter Bezug auf Fig. 3 werden die Ausgangs- Form ausgedrückt werden:

,ot -\- ί ' '"M- ' '
2

(23)

623/130

was durch Substitution mit den folgenden trigono- und metrischen Identitäten

1 + cos 2 ix

cos² α =

(24)

sin²«"=

1 — cos 2 α

(25)

wie folgt geschrieben werden kann:

e'i = AA*{1 + lcos [iy, - v_a)t + Φ - Θ]} {J + | cos [(2ω/ + ν, + v_a)t + Φ +1

(26)

Der letzte Ausdruck in Gleichung (26) weist die Der linke Ausdruck innerhalb der Klammer stellt

doppelte Trägerfrequenz auf und wird durch den eine Gleichstromkomponente dar, während der Co-Detektor 34 ausgefiltert. Es verbleibt demnach: 15 sinusausdruck auf der rechten Seite die demodulierte

Dopplerinformation enthält.

ei = AA² {1 + 1 cos [(v, — v_a) t + Φ — Θ]} -\ . T_n gleicher Weise kann das Ausgangssignal des

(27) Detektors 35 wie folgt ausgedrückt werden:

Die Gleichung (28) führt wiederum unter Verwendung der trigonometrischen Identitäten (24) und (25) zu folgendem Ausdruck:

cos

{v,-v_a)t+ Φ- Θ+-

il

|cos[(2w/+»'f + i'_e)/+ Φ+ Θ]}.

(29)

Durch Entfernen des rechten zweiten Ausdruckes mit Hilfe eines geeigneten Filters ergibt sich:

t cos Uv₁ — v_a)t + Φ — Θ +—

(30)

wobei der Cosinusausdruck wiederum die extrahierte Modulationsumhüllende bzw. die Dopplerinformationen enthält. Durch Umformung des Cosinusausdruckes gemäß Gleichung (30) erhält man:

e₂' = AA*{i - 1 sin [(v, - v_a)i+ Φ - Θ]} · \ .

(31)

In den Gleichungen (27) und (31) kann die Gleichstromkomponente herausgefiltert werden und die Einhüllende in der vereinfachten Form geschrieben werden:

ei = cos(v,-v_a)t, (32)

<?₂' = sin (v,-v„)t. (33)

Die letzten zwei Ausdrücke ergeben, daß zwischen den entsprechenden Detektorausgängen eine Quadraturphasenbeziehung auftritt.

Zusammenfassend ergibt sich, daß eine modifizierte Antennenanordnung 10' verwendet wird, um ein Paar von Mikrowellendopplerfrequenzsignalen zu erzeugen, die phasenmäßig um ⁿ versetzt sind. Diese

Signale werden dann gleichzeitig, jedoch getrennt voneinander gemessen, um ein Paar von Spannungen zu erzeugen, die einen Frequenzinhalt von

enthalten und gegeneinander eine Phasenverschiebung von W aufweisen.

Wenn nun die Bewegung in der Vorwärtsrichtung

45 4/

(28)

erfolgt, steht die durch die beiden Spannungen festgelegte Phasendrehrichtung in Beziehung mit dem as Ausdruck

Ov - "„)»

wobei angenommen wird, daß diese Drehrichtung in der positiven Richtung erfolgt. Wenn jedoch die Bewegung umgekehrt wird, ändert sich das Zeichen des Ausdruckes

während sich das des Ausdrucks

35 nicht verändert. Demzufolge ändert sich die Phasendrehrichtung der beiden Spannungen, so daß dieselben nun in der negativen Richtung rotieren. Es kann somit festgelegt werden, daß die Information des Geschwindigkeitsvorzeichens innerhalb der durch die Gleichungen (32) und (33) festgelegten Spannungen festgelegt ist. Es ist jedoch notwendig, diese in Quadratur liegenden Signale weiter zu behandeln, damit diese Information in einer verwendbaren Form vorliegt. Dies kann in der folgenden Weise geschehen: Unter nochmaliger Bezugnahme auf Fig. 3 werden die Ausgänge der beiden Detektoren 34, 35 entsprechenden Frequenzumsetzern 40, 41 zugeführt.

Jedem dieser Frequenzumsetzer 40, 41 wird mit einer vorgegebenen Frequenzversetzung ein Bezugssignal zugeführt, welches von einem gemeinsamen Punkt aus — d. h. beispielsweise einem überlagerungsoszillator 42— abgegeben wird. Dieser Überlagerungsoszillator 42 kann beispielsweise einen konventionellen kristallgesteuerten Oszillator enthalten. Die genaue Frequenz dieses versetzten Bezugssignals ist nicht kritisch; sie sollte jedoch vorzugsweise wesentlich größer als die höchste in dem System zu verarbeitende Doppelfrequenzverschiebung sein. Da nur das dem Frequenzumsetzer 40 zugeführte Bezugssignal über einen 90°-Phasenschieber geführt ist, , kann das Bezugssignal am Eingang des Frequenzumsetzers 40 durch den folgenden Ausdruck ausgedrückt werden:

cos ρ t,

(34)

während das Bezugssignal am Eingang des Frequenz-

Γ 11 12

j Umsetzers 41 durch den folgenden Ausdruck gege- am Ausgang der Subtraktionsstufe 44 den folgenden

ben ist: Spannungsausdruck:

j ^{Sin Q} '' ^{(35) e}ö = cos [o t - (v, - v_u) t]. (44)

wobei i> die Bezugsfrequenz in Radian pro Sekunde 5 Dies bedeutet, daß beim Rückwärtsfliegen des !"darstellt. Hubschraubers unter der Voraussetzung, daß (der Das Ausgangssignal des Frequenzumsetzers 40 Flug gerade und mit konstanter Höhe erfolgt,"die", kann wie folgt ausgedrückt werden: Frequenz e₅ gleich der Differenz der Bezugsfrequenz e =cosotcos(v —v)t (36) gegenüber einer Frequenz ist, die zweimal der Größe ^:J u \ ι a/ ' „ . _lo J₆J. Doppierverschiebung der beiden Strahlen entwährend das Ausgangssignal des Frequenzumsetzers spricht. ... . , ..: · . 41 durch die folgende Gleichung gegeben ist: Es ist nun einleuchtend, daß das Ausgangssignal ■ . _.·„,.;„/ —„\t mV der Subtraktionsstufe 44 genügend Informationen

enthalt, um sowohl die Geschwindigkeitsgröße als

Durch die Verwendung trigonometrischer Identi- 15 auch ihr Vorzeichen zu bestimmen. Auf Grund der _:

täten erhält man: Tatsache, daß der in diesem Signal enthaltene Dopp-

, _f "· r ι ι \/i ι r _t t \a\ lerfrequenzausdruck (v,—r.) ein relativ breitesSpek-

e_s = I {cos [ρ t + {v,- v_a) t] + cos [ρ t-(v,- v_a)t]} _{trum von Froquenzen an} Steile einer einzigenfe

(38) quenz aufweist, ergibt sich jedoch, daß diese Daten

^und 20 noch weiter ausgewertet werden müssen. Demzufolge

e₄ = 1 { — cos [ρ t + {v, — v_a) t] wird der Ausgang des Empfängers — d. h. der Sub-

+ coslpt — (v — v)t]\ (39) traktionsstufe44 — zusammen mit einem in dem

' Überlagerungsoszillator 42 abgeleiteten versetzten

Wenn nun die beiden Ausgangsspannungen der Bezugssignal gemäß F i g.-3 einer Frequenznachlauf-Frequenzumsetzer 40, 41 einer Subtraktionsstufe 44 35 schaltung 45 zugeführt. _r > w . zugeführt werden, so wie dies in Fig. 3 dargestellt Die Frequenznachlaufschaltung45 dient dazu, ge-Js^ ergibt sich ein Ausgangssignal nau kontinuierlich die mittlere Frequenz des Dopp-

'■ __ _e _g (An) lerfrequenzsignals festzustellen, kurzzeitige Frequenz-^{5 3 4>} . . Sprünge auszuglätten und als verwendbares Ausweiches durch Substitution der Gleichungen (38), 30 gangssignal eine Rechteckwelle zu erzeugen, die in (39) zu dem folgenden Ausdruck führt: digitaler Form der Geschwindigkeit entspricht. \, ^ _ _cos r _t _i_ (_v _ _v \ α (i\\ Die Frequenznachlaufschaltung 45 besteht im we-⁵ v\ia- \ sentlichen aus einem Frequenzdiskriminator, in wel-

Unter der Voraussetzung, daß das Dopplersystem chem ein Fehlersignal erzeugt wird, in dem die Ausbeispielsweise innerhalb eines Hubschraubers einge- 35 gangsfrequenz eines veränderlichen Ortsoszillators baut ist, welcher in der Vorwärtsrichtung entlang der mit dem von dem Empfänger erhaltenen demodulier-Bodenlinie fliegt, ist die dem Vorwärtsstrahl 11 ent- ten Dopplerspektrumssignal verglichen wird. Der sprechende Dopplerverschiebung V₁ somit positiv und Vergleich wird dadurch vorgenommen,¹ daß das die dem nach rückwärts gerichteten Strahl 12 ent- Dopplerspektrum mit der Frequenz des Ortsoszillasprechende Dopplerverschiebung v_a negativ. Der '40 tors gemischt wird, wobei das erzeugte Fehlersignal Ausdruck (v,—v_a) ist deshalb positiv und gleich dem dazu benützt wird, den Ortsoszillator zu steuern, bis Betrag\v_f+v_a\. Die Frequenz der am Ausgang der derselbe eine Frequenz erzeugt, die der Mittelfre-Subtraktionsstufe 44 auftretenden Spannung ist so- quenz des Spektrums entspricht. Das Fehlersignal mit — so wie dies durch Gleichung (41) ausgedrückt wird dann Null und der Ortsoszillator bleibt auf dem ist — gleich der Summe der versetzten Bezugsspan- 45 eingesteuerten Wert. Sobald die Mittelfrequenz sich llung, plus einem Frequenzausdruck, der der doppel- ■- verändert, entsteht ein Fehlersignal, das proportioten Größe der durch die Strahlen bedingten Doppler- nal zur .Frequenzdifferenz ist, wodurch der Ortsverschiebung entspricht. ■ ' oszillator auf die neue Mittelfrequenz des Doppler-

Es sei nun angenommen, daß die Bewegung des spektrums getrieben wird. Der Ortsoszillator entHubschraubers umgekehrt ist, indem dieser nach 50 spricht deshalb der Mittelfrequenz des Dopplerspekrückwärts fliegt. In diesem Fall ist v, negativ und v_a trums. V 1· ^ "
positiv. Aus diesem Grund wird der Ausdruck Die im Rahmen der vorliegenden Erfindung vor- (v,—v_u) negativ, obwohl der Betrag |iv+j>_a| weiter- zugsweise verwendete Frequenznachlaufschaltung45 hin gleich ist; somit ist: von der sogenannten Sinus-Cosinus-Art ist schema-

55 tisch in Fig. 5 gezeigt. Da diese Frequenznachlauf-

[(-_Vl) - ( + v_a)J - [-ν, - v„J IV₁ + v_a . . .· schaltung bekannt ist (USA.-Patentschrift 3 121 202)

(42) und da ihre Einzelheiten nicht der Teil der vorliegen-

Da - ■ den Erfindung sind, so genügt es,'eine kurze fuhk-

.,\ ., /χ /-. tionelle Abhandlung derselben zu geben,

sin ( — α)= —sin« und cos ( — α) = cos (α) ■ ^. _c -.·.· . " , ...

^v ' ...... . 60 Die Empfangerausgangsspannung e₅ gelangt ubsr

ist, ändert sich das Zeichen des Sinusausdruckes in ein nicht gezeigtes schmales, alle Frequenzen außer

Gleichung (33), so daß letztere sich wie folgt schreibt: einem nahen Band um die versetzte Bezugsfrequenz

..'...'.' ausfilternden Bandpaßfilter auf einem Leiter 50 zu

e( = — sin(>7 — v_a)J, (43) zwei abgeglichenen Mischern 51, 52. Ein spannungs-

65 gesteuerter Ortspszillatör 55 speist die beiden

während jedoch die Gleichung (32) unverändert Mischer 51, 52 mit einem Signal, dessen Frequenz in

bleibt. Wenn deshalb Gleichung (43) in die Glei- der Nähe der Frequenz des auf der Eingangsleitung

chungen (37) und (39) substituiert wird, erhält man 50 fließenden Signals ist. Bevor jedoch das Signal des

Ortsoszillators 55 in'den Mischer 51 gelangt, wird dasselbe gemäß Fig. 5 über einen 90°-Phasenschieber 56 geführt. Demzufolge sind die Ausgangssignale der beiden Mischer 51, 52 zueinander um 90° phasenverschoben. Die Ausgangssignale der Mischer 51, 52, welche sowohl die Summen- wie auch Differenzkomponenten der Frequenzen des Ortsoszillators 55 und des; Eingangsspektrums enthalten, werden dann zwei Tiefpaßfiltern 57 zugeführt, die alle Nebengeräuschfrequenzen entfernen und nur die Differenzfrequenzen durchlassen. Die Ausgangssignale dieser Tiefpaßfilter 57 werden dann einem Diskriminator 58 zugeführt, in welchem sie miteinander multipliziert werden, wobei proportional zur· Frequenzdifferenz ein Gleichstromfehlersignal erzeugt wird. "

Auf Grund der Tatsache, daß die in jedem Kanal erzeugten Signale gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, kann der Diskriminator 58 ein Signal - erzeugen, das der Richtung und Polarität der Fehlerspannung .entspricht. Es sei nun beispielsweise angenommen, daß die Frequenzen in einem Kanal durch den Ausdruck

sin(«_v — o)_Lo)t

und die Frequenzen des anderen Kanals durch den Ausdruck

cos (ω_χ — a>i ₀) /

festgelegt sind, wobei <»_x die Mittelfrequenz des Eingangsspektrums und V)_{1 0} die ^Frequenz des Orts-Oszillators 55 ist. Wenn nun w_x «=; co_{L 0} ist, dann ändert die Sinusfunktion ihre Polarität, sobald ω_χ sich geringfügig nach oberhalb oder unterhalb w_Lo verändert, während die Gosinusfunktion dies nicht tut. Demzufolge erzeugt dieser Diskriminator 58 ein positives Gleichspannungsfehlersignal, wenn die Frequenz des Ortsoszillators 55 höher als die mittlere Eingangsfrequenz ist, während ein negatives Gleichspannungsfehlersignal erzeugt wird, wenn die Frequenz des Ortsoszillators 55 niedriger als die mitt- 40, lere Eingangsfrequenz ist. Das Fehlersignal wird dann einem Integrator 59 zugeführt, dessen Ausgang zur Steuerung der Frequenz des Ortsoszillators 55 dient, wobei letzterer bei zunehmender Eingangsspannung eine ansteigende Spannungscharakteristik aufweist. Da der Integrator 59, an dessen Eingang das obenerwähnte Fehlersignal gelegt wird, die Tendenz aufweist, bei negativem Eingang sein Ausgangssignal in positiver Richtung bzw. in negativer Richtung zu verändern, bedingt beispielsweise ein negatives Fehlersignal am Diskriminator 58, daß die Fre- - quenz des Ortsoszillators 55 korrigiert wird, indem seine Frequenz erhöht wird, bis das Fehlersignal nach Null geht und die Frequenz des Ortsoszillators 55 genau der Mittelfrequenz des Eingangsspektrums der Nachlaufstellung 45 entspricht.

Demzufolge enthält das Ausgangssignal des Ortsoszillators 55 eine Rechteckwelle, deren genau gesteuerte Frequenz gleich ρ + ν ist, wobei ρ die versetzte Bezugsfrequenz und r die Mittelfrequenz des Dopplereingangsspektrums (17—v„) ist. In diesem Zusammenhang sollte darauf hingewiesen werden, daß der Ausdruck ο + r proportional zur Vorwärtsgeschwindigkeit und der Ausdruck ρ — ν proportional zur Rückwärtsgeschwindigkeit ist. Die Spannung des Ortsoszillators 55 wird demzufolge einer Subtraktionsstufe 60 zugeführt. Einem weiteren Eingang die-. scr Subtraktionsstufe 60 wird ferner die Bezugsspannung zugeleitet. Diese Subtraktionsstufe 60, die im wesentlichen aus einem einzigen Flip-Flop-Kreis besteht, wird gemäß der Darstellung durch das Signal des Ortsoszillators 55 gesetzt und durch die Bezugsfrequenz zurückgesetzt. Diese Subtraktionsstufe 60 arbeitet somit derart, daß die Differenz zwischen den beiden Frequenzen unter Berücksichtigung des Vorzeichens gebildet wird. Sobald die beiden Flip-Flop-Ausgänge gemäß Fig. 5 innerhalb von zwei UND-Kreisen mit den entsprechenden Eingangssignalen gekoppelt werden, ergibt sich auf der einen Seite ein Subtraktionsausgangssignal von F₁-F., und auf der anderen Seite von F₀-F₁. Unter der Annahme, daß F₁ die Bezugsfrequenz und F₂ die Frequenz des Ortsoszillators 55 ist, entspricht F₁-F., einer negativen, d. h. nach rückwärts gerichteten Geschwindigkeit, während F₂-F₁ einer positiven Geschwindigkeit in der Vorwärtsrichtung entspricht, wobei diese Ausdrücke in pulsierender Form .vorliegen. Die Information liegt somit in einer verwertbaren Form vor und kann direkt angezeigt bzw. innerhalb einer elektronischen Rechenmaschine für Navigationszwecke verwendet werden. ^:

So wie dies schematisch in Fig. 6 dargestellt ist, können Empfangsantennen an Stelle einer linearen Hohlleiteranordnung aus einem Paar von reflektierenden Parabolantennen 62, 63 bestehen, die an ein sie verbindendes Kabel 64 angeschlossen sind, dessen Anzapfstellen im Abstand von ^π , ausgedrückt in

Wellenlängen, angeordnet sind. An Stelle von parabolischen Antennen können jedoch auch Mikrowellenlinsenantennen verwendet werden.'

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Dopplerradargerät für Flugkörper, bestehend aus einem einen gepulsten Mikrowellenträger erzeugenden Sender, einer mit dem Träger des Senders gespeisten Sendeantenne, welche einen Strahl schräg abwärts nach vorn und einen anderen schräg abwärts nach hinten abstrahlt, einer Empfangsantennenanordnung für die von den beiden Strahlen erhaltenen Echosignale und einem Empfänger, der von den durch die Empfangsantenne empfangenen Echosignalen durch Mischung miteinander ein demoduliertes Signal erzeugt, dessen Frequenz der Dopplerverschiebung der Echosignale entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsantennenanordnung (10') so ausgebildet ist, daß sie die beiden Echosignale zweimal zueinander addiert, • und zwar das zweite Mal derart, daß das zweite

Signal gegenüber dem ersten Signal eine um -⁷I-

andere Phasenverschiebung aufweist als beim ersten Mal, so daß die Dopplermodulationen der beiden Summensignale eine gegenseitige Phasenverschiebung von "■ aufweisen, daß der Empfänger zwei Detektoren (34, 35) aufweist, die durch Demodulation der Summensignale ,Dopplerschwingungen erzeugen, die in Phasenquadratur zueinander stehen, und daß in an sich bekannter Weise für die beiden Dopplerschwingungen je ein von einem Überlagerungsoszillator (42) direkt

bzw. um ⁷I phasenverschoben gespeister Frequenzumsetzer (40, 41) und eine an diese ange-

i bib Zöö

schlossene Subtraktionsstufe (44) zur Gewinnung eines Ausgangssignals vorgesehen sind, dessen Frequenz je nach dem Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen den Dopplerschwingungen und damit dem Vorzeichen der Flugkörpergeschwindigkeit um einen dieser Geschwindigkeit proportionalen Betrag größer oder kleiner als eine Be- ■ zugsfrequenz ist.

2. Gerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise eine Subtraktionsschaltung (60) mit zwei Eingängen, an die ein Signal mit der Frequenz des Ausgangssignals bzw. ein Signal mit der Bezugsfrequenz gelegt ist, und mit zwei Ausgangsleitungen vorgesehen ist, von welchen, je nachdem, ob die Ausgangssignalfrequenz größer oder kleiner als die Bezugsfrequenz ist, die eine oder die andere ein Signal liefert, dessen Frequenz gleich der Diffe-

renz zwischen der Ausgangssignalfrequenz und der Bezugsfrequenz ist.

3. Gerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das an den einen Eingang der Subtraktionsschaltung (60) gelegte Signal eine Rechteckschwingung ist, die mit Hilfe einer durch das Ausgangssignal gespeisten Frequenznachlaufschaltung (45) erzeugt ist. ■■-'"'■■'..

4. Gerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Empfangsantennenanordnung (10') aus zwei linearen geschlitzten Hohlleitern (37, 38) besteht, die zur Erzeugung der phasenverschobenen Summensignale gegeneinander in Längsrichtung versetzt sind.

5. Gerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Hohlleiter (37, 38) zu-• gleich die Sendeantenne darstellt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 209 623/130