DE1613761C

DE1613761C - Device for controlling a load-controlled parallel oscillating circuit changer

Info

Publication number: DE1613761C
Application number: DE19681613761
Authority: DE
Inventors: Hannelore Dipl Ing 6800 Mannheim Glimski
Original assignee: Brown, Boven & Cie AG, 6800 Mann heim
Priority date: 1968-01-31
Filing date: 1968-01-31
Publication date: 1973-07-19

Description

' Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung zur Steuerung eines lastgeführten Parallelschwingkreiswechselrichters. 'The invention relates to a device for Control of a load-controlled parallel oscillating circuit inverter.

Die Ausgangsspannung eines Parallelschwingkreiswechselrichters kann als annähernd sinusförmig betrachtet werden, da sein Ausgangsstrom rechteck- bzw. bei Berücksichtigung der Überlappung trapezförmig ist. Durch die Zündeinsatzsteuerung wird der Beginn der Kommutierung gegenüber dem Nulldurchgang der Ausgangsspannung um den Voreilwinkel β voreilend verschoben. Für einen sicheren Wechselrichterbetrieb darf der Löschwinkel y=ß-u (mit u wird der Uberlappungswinkel bezeichnet), der vom Zeitpunkt der beendeten Kommutierung bis zum nächsten Nulldurchgang der Ausgangsspannung verbleibt bzw. die Löschzeit γ/ω (ω ist die Kreisfrequenz der Ausgangs-The output voltage of a parallel oscillating circuit inverter can be regarded as approximately sinusoidal, since its output current is rectangular or, if the overlap is taken into account, trapezoidal. The start of the commutation is shifted by the lead angle β in relation to the zero crossing of the output voltage by the ignition insert control. For safe inverter operation, the extinction angle y = ß-u ( u denotes the overlap angle), which remains from the time the commutation is completed until the next zero crossing of the output voltage, or the extinction time γ / ω (ω is the angular frequency of the output voltage

^!0 spannung), die für die verwendeten Ventile spezifische Freiwerdezeit t_f nicht unterschreiten. Da der Lastwinkel <p=u/2 + y ist und der Wechselrichter für die Scheinleistung ausgelegt werden muß, ist eine Zündeinsatzsteuerung, die bei Nennbelastung (maxi- ^{! 0} voltage), which does not fall below the specific release time t _{f for the valves used.} Since the load angle is <p = u / 2 + y and the inverter has to be designed for the apparent power, an ignition insert control is required, which at nominal load (maxi-

'5 maler Ausgangsstrom und maximale Ausgangsspannung) einen Betrieb mit kleinstem Löschwinkel ermöglicht, die wirtschaftliche Optimallösung.'' 5 times output current and maximum output voltage) enables operation with the smallest extinguishing angle, the economical optimal solution.

Mit steigender Belastung eines Parallelschwingkreiswechselrichters steigt zunächst bei konstanter, maximaler Ausgangsspannung der Ausgangsstrom. Nach Erreichen seines Maximalwertes bleibt durch die Strombegrenzungsregelung der Strom konstant und die Spannung sinkt. Die Überlappungszeit, die dem Quotienten aus der Amplitude des Ausgangsstromes und dem Wert der Ausgangsspannung während der Kommutierung proportional ist, steigt deshalb mit der Belastung.With increasing load on a parallel oscillating circuit inverter The output current initially increases at a constant, maximum output voltage. To When reaching its maximum value, the current remains constant due to the current limiting control the tension sinks. The overlap time, which is the quotient of the amplitude of the output current and is proportional to the value of the output voltage during commutation, therefore increases with the Load.

Eine bekannte Steuerungseinrichtung für die Ventile eines mit einem Parallelschwingkreis arbeitenden Wechselrichters ist in dem Aufsatz »Ein Halbleiterumrichter für induktive Erwärmungs- und Schmelzanlagen« in den BBC-Mitteilungen, Bd. 53, H. 10, 1966 auf den S. 697 und 698 beschrieben. Dort werden, ausgehend von der Spannung am Ausgang, einem Integrationsverstärker über einen Und-Inverter unter Beimischung einer Vorspannung Signalblöcke zugeführt, die durch den Integrator zu Dreiecksignalen integriert werden. Einstellbar mittels eines Potentiometers wird die Lage des Zündimpulses vorgegeben. Die Signalblöcke, die dem Integrationsverstärker zugeführt werden, werden mittels eines Netzwerkes aus Konjunktionsschaltungen aus der Ausgangsspannung und einer um 90° voreilenden Spannung gewonnen. Bei dieser Steuerungseinrichtung werden die Ventile mit einer fest einstellbaren Voreilzeit β/ω gezündet. Die Löschzeit wird mit wachsender Belastung und außerdem mit sinkender Frequenz kleinen Um den Betrieb auch bei maximaler Belastung und minimaler Frequenz sicherzustellen, muß bei Nennbelastung und Nennfrequenz eine unnötig große Löschzeit vorgesehen werden, die sich nachteilig in einem schlechten Leistungsfaktor niederschlägtA known control device for the valves of a working with a parallel resonant circuit Inverter is in the essay "A semiconductor converter for inductive heating and melting systems" in the BBC-Mitteilungen, Vol. 53, H. 10, 1966 at pp. 697 and 698 described. There will be going out from the voltage at the output, an integration amplifier via an AND inverter with admixture a bias voltage supplied to signal blocks which are integrated by the integrator to form triangular signals will. The position of the ignition pulse can be set using a potentiometer. The signal blocks, which are fed to the integration amplifier, are made by means of a network of conjunction circuits obtained from the output voltage and a voltage leading by 90 °. At this Control device, the valves are ignited with a fixed, adjustable lead time β / ω. The deletion time becomes with increasing load and also with decreasing frequency small order the enterprise also with Maximum load and minimum frequency must be ensured at nominal load and nominal frequency an unnecessarily long erasure time can be provided, which is detrimental in a poor power factor precipitates

Bei einem aus der deutschen Auslegeschrift 1,226,709 bekannten Verfahren zum Betrieb von Wechselrichtern, die mit gasgefüllten Entladungsgefäßen arbeiten, wird als Maß für eine Anzeige der Gitterfreiwerdezeit und damit des Löschwinkels ein nach Erlöschen der Anode über eine Elektrode· der Gefäße fließender, aus dem Restplasma gespeister lonenstrom herangezogen und als Steuergröße für die selbsttätige Steuerung der Zündeinsätze benutzt.In a method known from German Auslegeschrift 1,226,709 for operating Inverters that work with gas-filled discharge vessels are used as a measure for a display of the Grid release time and thus the extinction angle after the anode has gone out via an electrode Vessels flowing, ion stream fed from the residual plasma and used as a control variable for the automatic control of the ignition inserts used.

Eine andere aus der deutschen Patentanmeldung L 8347/21d², bekanntgemacht am 30. Okt. 1952, bekanntgewordene Einrichtung zum Messen des Löschwinkels eines Wechselrichters bedient sich eines oder mehrerer Wechselstromwandler in den Primär- oder Sekundärwicklungen des Wechselrichtertransformators zur Ermittlung der Anodenbrenndauer.Another device known from German patent application L 8347 / 21d ² , published on October 30, 1952, for measuring the extinguishing angle of an inverter uses one or more AC converters in the primary or secondary windings of the inverter transformer to determine the anode burning time.

Nachteilig an dem genannten Verfahren und der letztgenannten Einrichtung ist, daß sie für die Anwendung bei netzgeführten Wechselrichtern bestimmt und nicht ohne weiteres bei lastgeführten Parallelschwingkreiswechselrichtern anwendbar sind. Dieses Verfahren und diese Einrichtung sind nicht geeignet, um Löschwinkeländerungen auf Grund innerhalb einer Periode veränderter Belastung wahrzunehmen und den Zündzeitpunkt innerhalb der Periode zu verändern.The disadvantage of the above-mentioned method and the last-mentioned device is that they are suitable for the application determined with line-commutated inverters and not automatically with load-commutated parallel oscillating circuit inverters are applicable. This method and this device are not suitable for making changes to the extinguishing angle perceive due to changed load within a period and the ignition point to change within the period.

Aufgabe der Erfindung ist es, an einer Einrichtung '° der eingangs genannten Art die genannten Nachteile zu vermeiden und eine einfache Steuerungseinrichtung für den Zündeinsatz anzugeben, die es erlaubt, den Zündzeitpunkt bei wechselnder Frequenz und Belastung des Wechselrichters soweit wie irgendmöglich an den optimalen Betriebspunkt heranzuführen, das heißt, bei Nennbelastung den Zündzeitpunkt mit dem kleinsten zulässigen Löschwinkel zu finden.The object of the invention is to address the disadvantages mentioned in a device of the type mentioned at the beginning to avoid and to specify a simple control device for the ignition insert that allows the Ignition point with changing frequency and load on the inverter as far as possible to bring it closer to the optimal operating point, that is, at nominal load, the ignition point with the to find the smallest permissible extinction angle.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist dadurch gekennzeichnet, daß zwei Summierverstärker mit je einem nachgeschalteten bistabilen Kippglied vorgesehen sind, daß den Summierverstärkern verhält-O. nisgleiche Größen der Wechselrichter-Ausgangsspan- -' nung, der Ausgangsspannungssteilheit sowie des Wechselrichter-Eingangsstromes zuführbar sind und daß die Zündimpulse für die Wechselrichterventile durch das Umkippen der bistabilen Kippglieder von dem einen Signalzustand in den anderen Signalzustand auslösbar sind.The inventive solution to this problem is characterized in that two summing amplifiers each with a downstream bistable flip-flop are provided that the summing amplifier behaves-O. Equal values of the inverter output voltage, the output voltage rate of rise and the Inverter input current can be supplied and that the ignition pulses for the inverter valves by the flip-over of the bistable flip-flops from one signal state to the other signal state are triggered.

Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der der Ausgangsspannung proportionale Summand und der der Ausgangsspannungssteilheit proportionale Summand den Summierverstärkern mit gleicher Polarität und der dem Eingangsstrom proportionale Summand den Summierverstärkern mit entgegengesetzten Polaritäten zuführbar sind.An embodiment of the invention is characterized in that the output voltage is proportional Addend and the addend proportional to the output voltage steepness to the summing amplifiers with the same polarity and the summand proportional to the input current, the summing amplifiers with opposite ones Polarities can be supplied.

Eine weitere, vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß Zweiweggleichrichter zur Bildung des positiven Wertes der der Ausgangsspannung proportionalen Größe und des negativen Wertes der der Ausgangsspannungssteilheit proportionalen Größe vorgesehen sind und daß den Summierverstärkern die genannten Werte zusammen mit der dem Eingangsstrom proportionalen negativen Größe zuführbar sind.Another advantageous embodiment of the invention is characterized in that full-wave rectifiers for the formation of the positive value of the quantity proportional to the output voltage and the negative value of the output voltage slope proportional size are provided and that the Summing amplifiers together with the negative value proportional to the input current Size can be supplied.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung erfolgt die Bildung der der Ausgangsspannung proportionalen Größe mit Hilfe eines Spannungswandlers, eines Gleichrichters in Mittelpunktschaltung und eines einstellbaren Widerstandes, wobei die Bildung der der Ausgangsspannungssteilheit proportionalen Größe mit Hilfe eines Stromwandlers und eines Gleichrichters in Brückenschaltung und die Bildung der gleichstromproportionalen negativen Größe mit Hilfe eines Impedanzwandlers und eines einstellbaren Widerstandes erfolgt. According to a further development of the invention, the output voltage is formed which is proportional to the output voltage Size using a voltage converter, a mid-point rectifier and an adjustable one Resistance, with the formation of the variable proportional to the output voltage rate of rise Using a current transformer and a rectifier in a bridge circuit and the formation of the DC proportional negative size with the help of an impedance converter and an adjustable resistor.

Vorteilhafterweise können als Summierverstärker Schalttransistoren vorgesehen sein, deren Basiselektrode die drei als Ströme vorliegenden Größen zuführbar sind, wobei die Schalttransistoren beim Polaritätswechsel des Summenstroms von Minus nach Plus vom leitenden in den sperrenden Zustand und beim Polaritätswechsel von Plus nach Minus unter Auflösung des Zündimpulses vom sperrenden in den leitenden Zustand steuerbar sind. ^5Switching transistors can advantageously be provided as summing amplifiers, the base electrode of which the three quantities present as currents can be supplied, the switching transistors when changing polarity of the total current from minus to plus from the conductive to the blocking state and when Polarity change from plus to minus with dissolution of the ignition pulse from the blocking to the conducting State are controllable. ^ 5

Anhand der Figuren sollen im folgenden an Ausführungsbeispielen Aufbau und Wirkungsweise der Erfindung näher erläutert werden. Es zeigen im einzelnen Fig. 1 ein Blockschaltbild der Zündeinsatzsteuerung gemäß der Erfindung mit zwei getrennten Wegen zur Erzeugung der um 180° versetzten Zündimpulse,With reference to the figures, the structure and mode of operation of the invention are illustrated below in exemplary embodiments are explained in more detail. 1 shows a block diagram of the ignition insert control according to the invention with two separate ways to generate the ignition pulses offset by 180 °,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der Zündeinsatzsteuerung gemäß der Erfindung mit Gleichrichtern für die spannungs- und stromproportionalen Größen und nur einem Summierverstärker und bistabilem Kippglied,Fig. 2 is a block diagram of the ignition insert control according to the invention with rectifiers for the voltage and current proportional quantities and only one summing amplifier and bistable flip-flop,

Fig. 3 eine schaltungstechnische Ausführung der Anordnung gemäß Fig. 2, bei der Summierverstärker und bistabiles Kippglied in einem Schaltungsmittel vereinigt sind,3 shows a circuit implementation of the arrangement according to FIG. 2, in the case of the summing amplifier and bistable flip-flop are combined in one circuit,

Fig. 4 ein Diagramm der Gleichrichtwerte der summenbildenden Ströme, des Summenstromes und der Ausgangsspannung des Schalttransistors über der Zeitachse.4 shows a diagram of the rectified values of the summing currents, the summing current and the output voltage of the switching transistor over the time axis.

In der Fig. 1 sind für die Erzeugung der beiden um 180° versetzten Zündimpulse für die beiden Ventilgruppen des Parallelschwingkreiswechselrichters zwei getrennte Wege vorgesehen. Der eine enthält einen Summierverstärker 1 und ein bistabiles Kippglied 2, ebenso wie der andere einen Summierverstärker 3 und ein bistabiles Kippglied 4 enthält. Bei den Summierverstärkern 1 und 3 werden zwei der Ausgangsspannung u und der Ausgangsspannungssteilheit du/dt proportionale positive Größen K\ -u und K₂-du/dt zugeführt. Im folgenden handelt es sich bei diesen Summanden immer um Ströme, so daß die Proportionalitätsfaktoren K\ und K₂ dimensionsbehaftet sind. Dem Summierverstärker 1 wird weiterhin eine positive, dem Eingangsstrom Id des Wechselrichters proportionale Größe + K₃ ■ Id zugeführt. Die entsprechende negative Größe -K^-Id wird dem zweiten Summierverstärker 3zugeführt. Am Ausgang des Summierverstärkers 1 steht die meßtechnisch verwertbare Summe der Ströme K_ru+K₂-du/dt+ K₃Id an. Das bistabile Kippglied 2 gibt an seinem Ausgang den Zündimpuls dann ab, wenn der Summenstrom vom Negativen ins Positive übergeht.In Fig. 1, two separate paths are provided for generating the two ignition pulses offset by 180 ° for the two valve groups of the parallel resonant circuit inverter. One contains a summing amplifier 1 and a bistable multivibrator 2, just as the other contains a summing amplifier 3 and a bistable multivibrator 4. In the case of the summing amplifiers 1 and 3, two positive quantities K \ -u and K ₂ -du / dt proportional to the output voltage u and the output voltage gradient du / dt are fed. In the following, these summands are always currents, so that the proportionality factors K 1 and K _{2 are} dimensional. The summing amplifier 1 is also supplied with a positive variable + K ₃ · Id proportional to the input current Id of the inverter. The corresponding negative variable -K ^ -Id is fed to the second summing amplifier 3. The sum of the currents K _r u + K ₂ -du / dt + K ₃ Id , which can be used for measurement purposes, is present at the output of the summing amplifier 1. The bistable flip-flop 2 emits the ignition pulse at its output when the total current changes from negative to positive.

Umgekehrt ist es bei dem anderen Weg. Am Ausgang des anderen Summierverstärkers 3 steht die Summe der Ströme K\-u+K₂- du/dt-K₃-Id an. Das zweite bistabile Kippglied 4 gibt an seinem Ausgang den um 180° versetzten Zündimpuls dann ab, wenn der Summenstrom vom Positiven ins Negative wechselt.It is the other way around with the other way. At the output of the other summing amplifier 3 is the sum of the currents K \ -u + K ₂ - du / dt-K ₃ -Id . The second bistable flip-flop 4 emits the ignition pulse offset by 180 ° at its output when the total current changes from positive to negative.

Der Moment der Zündimpulsauslösung ist also durch den Augenblick des Nulldurchganges des Summenstromes gegeben. Die Summen der Größen, die der Ausgangsspannung υ des Wechselrichters und ihrer Ausgangsspannung du/dt proportional sind, also die Summanden K\ -u+ K₂-du/ dt, ist gegenüber der Ausgangsspannung um eine belastungsunabhängige, mit sinkender Wechselrichterfrequenz steigende Zeit voreilend. Der dritte Summand, der dem Wechselrichtereingangsstrom U proportionale Strom K₃-Id, bringt eine zusätzliche, der Überlappungszeit annähernd proportionale Vorverlegung des Zündzeitpunktes. Durch entsprechende Wahl der Proportionalitätsfaktoren K\, K₂ und K₃, die jeweils den Ventildaten angepaßt werden müssen, und der drei Summanden wird die Löschzeit γ/ω bzw. der Löschwinkel γ derart beeinflußt, daß sie bei maximaler Frequenz und Nennbelastung ihren kleinsten Wert besitzt und sowohl mit steigender Belastung (bis zu β = 90°) als auch mit sinkender Belastung und sinkender Frequenz ansteigt.The moment of triggering the ignition pulse is given by the moment of the zero crossing of the total current. The sums of the variables that are proportional to the output voltage υ of the inverter and its output voltage du / dt , i.e. the summands K \ -u + K ₂ -du / dt, lead the output voltage by a load-independent time that increases with decreasing inverter frequency. The third addend, the current K ₃ -Id proportional to the inverter input current U , brings an additional advance of the ignition point which is approximately proportional to the overlap time. By appropriate selection of the proportionality factors K \, K ₂ and K ₃ , each of which must be adapted to the valve data, and the three summands, the extinction time γ / ω or the extinction angle γ is influenced in such a way that it has its lowest value at maximum frequency and nominal load and increases with increasing load (up to β = 90 °) as well as with decreasing load and decreasing frequency.

Die Anordnung gemäß Fig. 1 sieht zwei getrennte Wege zur Steuerung des Zündimpulseinsatzes für die beiden um 180° versetzten Zündimpulse der beiden Ventilgruppen des Wechselrichters vor. Sind nunThe arrangement of FIG. 1 sees two separate ways to control the ignition pulse for the two ignition pulses of the two valve groups of the inverter offset by 180 °. Are now

Differenzen im Nullpunkts-, Phasen- und Amplitudenfehler der beiden Summierverstärker 13 sowie unterschiedliche Schwellwerte und Laufzeiten in den beiden bistabilen Kippgliedern 2,4 vorhanden, dann treten unsymmetrische, das heißt nicht mehr genau um 180° verschobene Zündimpulse auf. In einer weiteren Ausführung der Erfindung wird deshalb zur Zündimpulsauslösung nur ein Summierverstärker und ein bistabiles Kippglied verwendet. Fehler wirken sich dann gleichmäßig auf beide Zündimpulse aus. Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild der Zündeinsatzsteuerung mit nur einem Summierverstärker 5 und einem bistabilen Kippglied 6. Dem Summierverstärker 5 werden über einen Zweiweggleichrichter 7 der positive ungeglättete Gleichrichtwert + K\u der der Ausgangsspannung proportionalen Größe K\ ■ u, über einen zweiten Zweiweggleichrichter 8 der negative, ungeglättete Gleichrichtwert — fa-du/dt, der der Ausgangsspannungssteilheit proportionalen Größe K₂-duldt und direkt die negative, dem Gleichstrom proportionale Größe -K₃-Id zugeführt. Beim Polaritätswechsel der Summe vom Positiven ins Negative, der in einer Periode der Ausgangsspannung zweimal erfolgt und vom bistabilen Kippglied 6 erfaßt wird, werden abwechselnd die beiden Ventilgruppen des Wechselrichters gezündet.If there are differences in the zero point, phase and amplitude errors of the two summing amplifiers 13 as well as different threshold values and transit times in the two bistable flip-flops 2, 4, then unsymmetrical, that is, ignition pulses no longer precisely shifted by 180 °, occur. In a further embodiment of the invention, therefore, only a summing amplifier and a bistable multivibrator are used for triggering the ignition pulse. Errors then have an equal effect on both ignition pulses. 2 shows the block diagram of the fuse control with only one summing amplifier 5 and one bistable multivibrator 6. The summing amplifier 5 receives the positive unsmoothed rectified value + K \ u of the output voltage proportional variable K \ ■ u via a full-wave rectifier 7 via a second full-wave rectifier 8 the negative, unsmoothed rectification value - fa-du / dt, which tolerates the variable K ₂ proportional to the rate of rise in the output voltage and directly supplied the negative variable -K ₃ -Id which is proportional to the direct current. When the polarity change of the sum from positive to negative, which occurs twice in a period of the output voltage and is detected by the bistable flip-flop 6, the two valve groups of the inverter are ignited alternately.

In Fig. 3 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung gezeigt, die eine schaltungstechnische Ausführung des in Fig. 2 gezeigten Blockschaltbildes darstellt. Diese Schaltung ermöglicht mit geringstem Geräteaufwand die genaueste Summenbildung und Nulldurchgangserfassung des Summenstromes. Darüber hinaus ist die Funktion des Summierverstärkers und des bistabilen Kippgliedes in einem Schaltungsmittel, beispielsweise einem Schalttransistor, vereinigt.In Fig. 3 is a further embodiment of the Invention shown, which is a circuit implementation of the block diagram shown in FIG represents. This circuit enables the most accurate summation with the least amount of equipment Zero crossing detection of the total current. In addition, the function of the summing amplifier and the bistable flip-flop in one switching means, for example a switching transistor, combined.

Über einen mit 9 bezeichneten Spannungswandler in Fig. 3 wird die Ausgangsspannung υ des Wechselrichters in die Zündeinsatzsteuerung eingespeist. Die Sekundärwicklung dieses Spannungswandlers 9 hat eine Mittelanzapfung, die am O-Potential liegt, und bildet zusammen mit zwei Dioden einen Gleichrichter in Mittelpunktschaltung 10, 11. Die an 0 liegende Mittelanzapfung bildet hierbei den Minuspol und die zusammengeführten Kathoden der Dioden den Pluspol der Zweiweggleichrichterschaltung. Der Pluspol dieser Gleichrichterschaltung ist über einen einstellbaren Widerstand 12 auf den mit e bezeichneten Summationspunkt geführt. Mit dem Widerstand 12 ist der Proportionalitätsfaktor K\ einstellbar. Über einen mit 13 bezeichneten Stromwandler wird der der Ausgangsspannungssteilheit duldt proportionale Ladestrom C- duldt eines zum Ausgang des Wechselrichters parallel geschalteten Kondensators C, der in der Figur nicht näher dargestellt ist, in die Zündeinsatzsteuerung eingespeist. Die Sekundärwicklung des Stromwandlers 13 speist einen aus vier Dioden bestehenden Gleichrichter in Brückenschaltung 14, 15, 16. Der Pluspol der , Gleichrichterbrücke ist über eine in Durchlaßrichtung gepolte Diode 18 mit dem O-Potential verbunden, während der Minuspol direkt auf den Summationspunkt e geführt ist. Die dem Eingangsstrom des Wechselrichters, also dem Belastungsstrom proportionale, bezogen auf das O-Potential negative Spannung K₃-/dwird über einen mit 19 bezeichneten und umrandeten Impedanzwandler zur Leistungsverstärkung und einen einstellbaren Widerstand 20 ebenfalls auf den Summationspunkt e geführt. Mit dem Widerstand 20 ist der Proportionalitätsfaktor K₃ einstellbar.The output voltage υ of the inverter is fed into the ignition insert control via a voltage converter designated by 9 in FIG. 3. The secondary winding of this voltage converter 9 has a center tap which is at 0 potential and, together with two diodes, forms a rectifier in the midpoint circuit 10, 11. The center tap at 0 here forms the negative pole and the cathodes of the diodes that are brought together form the positive pole of the full-wave rectifier circuit. The positive pole of this rectifier circuit is led via an adjustable resistor 12 to the summation point designated by e. The proportionality factor K \ can be set with the resistor 12. The charging current C tolerated , which is proportional to the output voltage gradient of a capacitor C connected in parallel to the output of the inverter and not shown in detail in the figure, is fed into the igniter control via a current transformer designated 13. The secondary winding of the current transformer 13 feeds a rectifier consisting of four diodes in the bridge circuit 14, 15, 16. The positive pole of the rectifier bridge is connected to the 0 potential via a forward-polarized diode 18, while the negative pole is led directly to the summation point e . The voltage K ₃ - / d, which is negative in relation to the 0 potential and is proportional to the input current of the inverter, i.e. the load current, is also fed to the summation point e via an impedance converter marked 19 and bordered for power amplification and an adjustable resistor 20. The proportionality factor K _{3 can be} set with the resistor 20.

Der mit e bezeichnete Summationspunkt der drei Ströme K\ ■ u, Ki-duldt und K₃- Id stellt den Eingang der Transistorschaltung dar. Dieser Schaltung werden einpclig am O-Potential eine negative Speisegleichspannung — Us und eine positive Versorgungsspannung + Uv zugeführt. Die negative Speisespannung — U_s speist außerdem auch den Impedanzwandler 19. Der Eingang e ist über eine Antiparallelschaltung zweier Dioden 21 und 22 mit O-Potential und über die Anoden-Kathoden-Strecke einer weiteren Diode 23 mit der Basis eines Schalttransistors 24 verbunden. Die Basis des Transistors 24 liegt außerdem über einen Widerstand 25 an der negativen Speisespannung — U₅ Die Anode der Diode 23 in der Basiszuleitung ist über einen Widerstand 26 mit der positiven Versorgungsspannung + Uv verbunden. Der Basisstrom i'b des Transistors 24 wird durch den Widerstand 25 auf den Maximalwert /Ί begrenzt. Um diesen Strom /1 zu kompensieren, wird im Eingang über den Widerstand 26 der Strom i₂ in gleicher Höhe zugeführt. Der Emitter des Transistors 24 ist über die Kathoden-Anoden-Strecke einer Diode 27 mit O-Potential verbunden, gleichzeitig über einen Widerstand 28 mit der negativen Speisespannung — U_s. Über diesen Widerstand 28 wird die Diode 27 vorgeflutet und kompensiert somit die Durchlaßspannung der Diode 23. Der Kollektor des Transisitors 24 liegt über einen Widerstand 29 an der negativen Speisespannung - U₅ und bildet gleichzeitig den Ausgang A der Schaltung zur Zündeinsatzsteuerung. The summation point of the three currents K u, Ki-duldt and K ₃ -Id, denoted by e, represents the input of the transistor circuit. A negative DC supply voltage - Us and a positive supply voltage + Uv are fed to this circuit at the 0 potential. The negative supply voltage - U _{s also} feeds the impedance converter 19. The input e is connected to the base of a switching transistor 24 via an anti-parallel connection of two diodes 21 and 22 with 0 potential and via the anode-cathode path of a further diode 23. The base of the transistor 24 is also connected to the negative supply voltage - U ₅ via a resistor 25. The anode of the diode 23 in the base lead is connected to the positive supply voltage + Uv via a resistor 26. The base current i'b of the transistor 24 is limited by the resistor 25 to the maximum value / Ί. In order to compensate for this current / 1, the current i _{2 is} fed in at the input via the resistor 26 in the same amount. The emitter of transistor 24 is connected to 0 potential via the cathode-anode path of a diode 27, and at the same time via a resistor 28 to the negative supply voltage - U _s . The diode 27 is flooded through this resistor 28 and thus compensates for the forward voltage of the diode 23. The collector of the transistor 24 is connected to the negative supply voltage - U ₅ via a resistor 29 and at the same time forms the output A of the circuit for igniter control.

Die Wirkungsweise dieser Schaltung ist nun folgende The mode of operation of this circuit is now as follows

Das Potential des Summationspunktes e liegt annähernd auf 0. Es ist durch die beiden Dioden 21 und 22 auf deren Durchlaßspannung .+ -u_D begrenzt. Die Ströme K\ - u und K₃- Id sind daher den entsprechenden Spannungen u und K₃-Id proportional. Der Summenstrom I_e — Kx-U-K₂- duldt-K₃-Id wird durch den Transistor 24 in ein binäres Signal umgewandelt, weil der Transistor 24 als Schalttransistor arbeitet. Ist der Summenstrom i_e- positiv, dann sind die beiden Dioden 21 und 23 leitend und die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 24 entspricht der positiven Durchlaßspannung + up der Diode 21. Damit ist der Transistor 24 gesperrt und am Kollektor A liegt ein 1-Signal, symbolisiert etwa durch die negative Speisespannung — U_s. Wenn der Summenstrom i_e negativ und kleiner als λ ist, dann ist der Basisstrom i'b gleich dem Summenstrom i_e, das heißt i'b = i* Damit wird der Transistor 24 leitend. Die Umschaltung des T/ansisitors 24 ist beendet und am Ausgang A liegt ein 0-'Signal, sobald der Summenstrom i_e den zur Übersteuerung des Transistors erforderlichen Wert erreicht. Die Schaltzeit des Transistors ist um so kürzer, je kleiner das Verhältnis dieses Wertes zum Wert des Summenstromes i_e ist. Wird der Summenstrom i_e größer als /Ί, dann sperrt die Diode 23, der Basisstrom i'b bleibt auf den Wert i_e begrenzt und die Diode 22 übernimmt die Differenz der Ströme i_e und /Ί. Die Auslösung der Zündimpulse erfolgt durch den Wechsel der Kollektorspannung des Transistors 24 von 1 auf 0. Dieser Wechsel von 1 auf 0 erfolgt in einer Periode der Ausgangswechselspannung zweimal, beim Wechsel des Vorzeichens des Summenstromes i_e vom Positiven zum Negativen.The potential of the summation point e is approximately 0. It is limited by the two diodes 21 and 22 to their forward voltage. + -U _D. The currents K \ - u and K ₃ - Id are therefore proportional to the corresponding voltages u and K ₃ -Id. The total current I _e - Kx-UK ₂ - Duldt-K ₃ -Id is converted into a binary signal by the transistor 24 because the transistor 24 works as a switching transistor. Is the total current i _e - positive, then the two diodes 21 and 23 are conducting and the base-emitter voltage of transistor 24 corresponds to the positive forward voltage + up of the diode 21. Thus, the transistor 24 is blocked and at the collector A is a 1 -Signal, symbolized for example by the negative supply voltage - U _s . If the total current i _{e is} negative and less than λ, then the base current i'b is equal to the total current i _e , that is to say i'b = i *, so that the transistor 24 becomes conductive. The switchover of the T / ansisitor 24 is complete and a 0- 'signal is present at the output A as soon as the total current i _{e reaches} the value required to overdrive the transistor. The switching time of the transistor is shorter, the smaller the ratio of this value to the value of the total current i _e . If the total current i _{e is} greater than / Ί, then the diode 23 blocks, the base current i'b remains limited to the value i _e and the diode 22 takes over the difference between the currents i _e and / Ί. The ignition pulses are triggered by the change in the collector voltage of the transistor 24 from 1 to 0. This change from 1 to 0 takes place twice in a period of the output alternating voltage, when the sign of the total current i _{e changes} from positive to negative.

Ist der Wechselrichter nicht in Betrieb, so sind die Ausgangsspannung u, die Ausgangsspannungssteilheit duldt und der Wechselrichtereingangsstrom U gleich Null. Um auch in diesem Fall einen eindeutigen Schaltzustand des Transistors 24 zu gewährleisten, istIf the inverter is not in operation, the output voltage u, the output voltage steepness tolerated and the inverter input current U are equal to zero. In order to ensure a clear switching state of the transistor 24 in this case as well, it is necessary

zwischen den positiven Pol des Gleichrichters 14, 15, 16, 17 und die negative Speisespannung - U_s ein Widerstand 30 gelegt. Dieser Widerstand ist so bemessen, daß der durch ihn fließende Strom /3 ungefähr einem Basisstrom von der Größe i\ gleich ist und über die Basis, die Diode 23 und den Gleichrichter 14, 15, 16, 17 fließt. Hierdurch wird erreicht, daß der Transistor 24 eindeutig leitend ist. Am Kollektor A liegt also ungefähr O-Potential an. Ist der Wechselrichter in Betrieb, dann fließt der Strom /3 über die Diode 18 und hat auf die Summenbildung keinen Einfluß.A resistor 30 is placed between the positive pole of the rectifier 14, 15, 16, 17 and the negative supply voltage - U _s. This resistor is dimensioned so that the current / 3 flowing through it is approximately equal to a base current of magnitude i \ and flows through the base, the diode 23 and the rectifier 14, 15, 16, 17. This ensures that the transistor 24 is clearly conductive. So there is approximately zero potential at collector A. If the inverter is in operation, the current / 3 flows through the diode 18 and has no influence on the formation of the total.

In Fig. 4 ist im oberen Teil der Verlauf der einzelnen summenbildenden Ströme und des Summenstromes über der Zeitachse t aufgetragen. Mit K\ ■ u ist der ungeglättete, positive Gleichrichtwert des der Wechselrichterausgangsspannung proportionalen Stromes bezeichnet; er verläuft oberhalb der Zeitachse f. Unterhalb der Zeitachse sind der negative ungeglättete Gleichrichtwert fc-du/dt des der Ausgangsspannungsteilheit proportionalen Stromes eingezeichnet, ebenso wie der dem Wechselrichtereingangsstrom proportionale Strom K^-Id. Aus der Addition dieser drei Ströme ergibt sich der Summenstrom i_e der einen etwa dreieckförmigen Verlauf beiderseits der Zeitachse hat. Im unteren Teil ist der Verlauf der Spannung Ua am Kollektor des Transistors 24 über der Zeit und in Abhängigkeit von dem Nulldurchgang des Summenstromes i'e aufgetragen. Bei jedem Vorzeichenwechsel des Summenstromes i_e vom Positiven zum NegativenIn FIG. 4, the course of the individual sum-forming currents and the sum current is plotted over the time axis t in the upper part. The unsmoothed, positive rectified value of the current proportional to the inverter output voltage is denoted by K \ ■ u; it runs above the time axis f. Below the time axis, the negative unsmoothed rectification value fc-du / dt of the current proportional to the output voltage gradient are shown, as well as the current K ^ -Id proportional to the inverter input current. Adding these three currents results in the total current i _e, which has an approximately triangular course on both sides of the time axis. In the lower part, the profile of the voltage Ua at the collector of the transistor 24 is plotted over time and as a function of the zero crossing of the total current i'e. With every change in sign of the total current i _e from positive to negative

ίο erfolgt ein Wechsel der Spannung U_A von dem Wert 1 auf den Wert O. Dieser Spannungssprung markiert jeweils den Zündimpuls.ίο there is a change in the voltage U _A from the value 1 to the value O. This voltage jump marks the ignition pulse in each case.

Die mit der Erfindung erzielten Vorteile liegen darin, daß auf relativ einfache Weise in der angegebenen Einrichtung zur Zündeinsatzsteuerung die Zündimpulse derart aufgelöst werden, daß über einen lastabhängigen Voreilwinkel die Löschzeit der Ventile so beeinflußt wird, daß ihr kleinster Wert bei Nennlast auftritt. Damit wird der optimal mögliche Leistungsfaktor des Parallelschwingkreiswechselrichters erzielt.The advantages achieved by the invention are that in a relatively simple manner in the specified Device for ignition insert control, the ignition pulses are resolved in such a way that a load-dependent Advance angle the extinguishing time of the valves is influenced in such a way that its lowest value occurs at nominal load. This achieves the optimally possible power factor of the parallel oscillating circuit inverter.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen1 sheet of drawings

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Claims

Patent claims:

1. Device for controlling a load-commutated parallel oscillating circuit inverter, characterized in that two summing amplifiers (1, 3) with each one downstream bistable flip-flop (2 or 4) are provided that the summing amplifiers (1, 3) have the same proportions of the inverter output voltage (ü) , the output voltage gradient (du / dt) and the inverter input current (Id) can be fed and that the ignition pulses for the inverter valves can be triggered by the flip-over of the bistable flip-flops (2, 4) from one signal state to the other.

2. Device according to claim 1, characterized in that the summand (K \ ■ u) proportional to the output voltage (u) and the summand (K ₂ -duldi) proportional to the output voltage steepness (du / dt) den'Summier repeaters (1, 3) with the same polarity and the summand (Ki-Ij ) proportional to the input current (IJ) can be fed to the summing amplifier (1, 3) with opposite polarities.

3. Device according to claim 1, characterized in that full-wave rectifier is provided to form the positive value of the variable proportional to the output voltage (K ₁ - I μ I) and the negative value of the variable proportional to the output voltage gradient (K ₂ ■ | dw / di |) and that the summing amplifiers (1,3) can be supplied with the stated values together with the negative variable (-K -} - Id) proportional to the input current.

4. Device according to claim 3, characterized in that the formation of the output voltage proportional variable [K ₁ - \ u |) with the help of a voltage converter (9), a rectifier in the midpoint circuit (10, 11) and an adjustable resistor (12) takes place that the formation of the output voltage steepness proportional variable (K ₂ ■ I du / dt I) takes place with the help of a current transformer (13) and a rectifier in a bridge circuit (14, 15, 16, 17) and that the formation of the direct current proportional negative variable (-K ₃ -Id) takes place with the help of an impedance converter (19) and an adjustable resistor (20).

5. Device according to claim 4, characterized in that switching transistors (24) are provided as summing amplifiers (1,3), the base electrodes of which have the three quantities present as currents (K \ u; K ₂ -du / dt; -K ₃ -Id ) can be supplied, the switching transistors (24) being controllable when the polarity of the total current changes from minus to plus from the conductive to the blocking state and when the polarity is changed from plus to minus by triggering the ignition pulse from the blocking to the conductive state.