DE1516905C

DE1516905C - Demodulator with phase control circuit for the locally generated carrier frequency

Info

Publication number: DE1516905C
Authority: DE
Inventors: Floyd Kenneth Colts Neck Holzman Louis Nathan Lincroft N J Becker (V St A)
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Publication date: 1971-09-16

Description

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Die Erfindung betrifft einen Demodulator mit einer frequenten Energieanteile in Form von Gleichströmen Eingangsschaltung für den Empfang eines ampli- und niederfrequenten Wechselströmen anzeigen, tudenmodulierten Signals mit unterdrücktem Träger, deren relative Polaritätsbeziehung eine Funktion der das kodierte Folgen von Vielstufensignalen ent- Vor- und Nacheilung des Phasenwinkelfehlers Φ_Γ haltende Informationen umfaßt, mit einer an die 5 zwischen dem örtlichen erzeugten und dem unter-Eingangsschaitung angeschalteten Demodulieranord- drückten Träger ist; die Detektoranordnung erzeugt nung zur Ableitung der kodierten Informationen aus ein Steuersignal, dessen Amplitude eine Funktion dem Signal, mit einer Schaltung, die ein örtlich er- der Vor- oder Nacheilung des Phasenwinkelfehlers Φ_Γ zcugtes Signal an die Demodulieranordnung liefert, ist, und das Steuersignal ist eine Funktion sin Φ für dessen Frequenz der des unterdrückten Trägers ent- 10 die Gleichstromanteile und sin 2 Φ_Γ für die von der spricht, und mit einer Phasenschiebeschaltung, die Detektoranordnung gelieferten Wechselstromanteile, die Phasenlage des örtlich erzeugten Signals in eine Dieses erfindungsgemäße Merkmal bringt den zuvorbestimmte Beziehung mit Bezug auf den unter- sätzlichen Vorteil mit sich, daß eine um 180° fehlerdrückten Träger bringt. hafte Phasensynchronisation mit dem ankommendenThe invention relates to a demodulator with a frequency energy component in the form of direct currents Φ _Γ includes holding information, with a carrier pressed to the 5 between the local generated and the sub-input circuit connected demodulating device; the detector arrangement generates voltage for deriving the coded information from a control signal, the amplitude of which is a function of the signal, with a circuit that delivers a locally er the lead or lag of the phase angle error Φ _Γ drawn signal to the demodulating arrangement, and the control signal is a function sin Φ for whose frequency that of the suppressed carrier ent- 10 the direct current components and sin 2 Φ _Γ for which speaks of, and with a phase shifting circuit, the detector arrangement supplied alternating current components, the phase position of the locally generated signal in a This inventive feature the previously determined relationship with respect to the minor advantage that a 180 ° error-suppressed carrier brings. stick phase synchronization with the incoming

Der Demodulator nach der Erfindung ist so aus- 15 Signal vermieden wird,The demodulator according to the invention is so avoided that the signal is

gebildet, daß er mit einer Datenübertragungsanlage In den Zeichnungen zeigtformed that it shows with a data transmission system in the drawings

zusammenarbeitet, bei der kodierte vielstufige Infor- F i g. 1 das vereinfachte Blockschaltbild eines er-works together, in which coded multi-level information- F i g. 1 the simplified block diagram of a

mationen mit Hilfe eines ampliUidenmodulierten findimgsgemäßen Ausführungsbeispiels für die Emp-mations with the help of an amplitude-modulated inventive embodiment for the reception

Restseitenbandsignals mit unterdrücktem Träger fangsstelle einer Datenübertragungsanlage,Residual sideband signal with suppressed carrier interception point of a data transmission system,

übertragen werden. 20 Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines er-be transmitted. 20 Fig. 2 is a simplified block diagram of a

Es ist bekannt, daß es für eine erfolgreiche Demo- findungsgemäßen Ausführungsbeispiels für einenIt is known that it is for a successful demo inventive embodiment for a

dulation solcher Signale von großer Wichtigkeit ist, Demodulator,modulation of such signals is of great importance, demodulator,

daß der örtlich erzeugte, durch den Demodulator Fig. 2A und 2B Zeigerdiagramme für die Schal-that the locally generated by the demodulator Fig. 2A and 2B phasor diagrams for the switching

wieder eingefügte Träger genau die gleiche Frequenz tung nach Fig. 2,reinserted carrier exactly the same frequency device according to Fig. 2,

wie der sendcseitig unterdrückte Träger und eine 25 Fig. 3 eine Gruppe von Zeitdiagrammen zur Er-like the carrier suppressed on the transmit side and a 25 Fig. 3 a group of timing diagrams for

vorbestimmte Phasenlage mit. Bezug auf das emp- läuterung eines Betriebsmerkmals für das erfindungs-predetermined phase position with. Relation to the emaciation of an operating feature for the inventive

fangene Signal hat. gemäße Ausführungsbeispiel eines Demodulators,caught signal. appropriate embodiment of a demodulator,

Die Frequenz des örtlich erzeugten Trägers läßt Fig. 4 die Zuordnung der Fig. 5 bis 8,
sich mit hoher Genauigkeit dadurch steuern, daß Fig. 5 bis 8 eine vorwiegend schematische Darzusammen mit dem Restseitenbandsignal bestimmte 30 stellung des Demodulators nach Fig. 2.
Pilotfrequenzen übertragen werden, die in einem In Fig. 1 begrenzt ein Bandformfilter 10dasSpekharmonischen Verhältnis zur Frequenz des unter- trum in Ergänzung einer entsprechenden Filterung drückten Trägers stehen. Diese Pilotfrequenzen sind auf der Sendeseite (nicht gezeigt), um ein Signaljedoch zur Steuerung der Phasenlage des örtlich er- spektrum mit erhöhter Kosinusform am Demodulatorzeugten Trägers nicht geeignet. Bei bekannten De- 35 eingang zu erzielen. Diese Eingangssignale sind beimodulatoren, bei denen versucht wurde, Pilotsignale . spielsweise vielstufig kodierte Datensignale, die einen zur Phasensynchronisation zu verwenden, ist es dem- Träger amplitudenmodulieren, dessen Frequenz entgemäß nicht möglich gewesen, die Phasenlage des sprechend den Eigenschaften des Übertragungsörtlich erzeugten Trägers so genau zu steuern, daß mediums gewählt ist. Im Ausführungsbeispiel ist die eine Modulation mit unterdrücktem Träger für eine 40 Trägerfrequenz gleich der Symbol-Rate. Das ist für Datenübertragung hoher Geschwindigkeit verwendet die Funktion der erfindungsgemäßen Anlage jedoch werden konnte. ' nicht wesentlich. Die modulierten Signale werdenThe frequency of the locally generated carrier allows Fig. 4 the assignment of Figs. 5 to 8,
can be controlled with high accuracy in that FIGS. 5 to 8 show a predominantly schematic position of the demodulator according to FIG. 2 which is determined together with the residual sideband signal.
Pilot frequencies are transmitted, which in FIG. 1, a band-shape filter 10 limits the specharmonic ratio to the frequency of the lower line in addition to a corresponding filtering of the suppressed carrier. These pilot frequencies are not suitable on the transmission side (not shown), but are not suitable for a signal for controlling the phase position of the local spectrum with an increased cosine shape on the carrier generated by the demodulator. To achieve input with known De- 35. These input signals are at modulators in which an attempt was made to generate pilot signals. For example, multi-level coded data signals that use one for phase synchronization, it is the carrier amplitude modulate whose frequency accordingly has not been possible to control the phase position of the speaking the properties of the transmission locally generated carrier so precisely that the medium is selected. In the exemplary embodiment, the one modulation with suppressed carrier for a carrier frequency is equal to the symbol rate. This is used for high-speed data transmission but the function of the system according to the invention could be used. ' not essential. The modulated signals are

Außerdem konnte bei bekannten Demodulatoren über eine Restseitenband-Übertragungsanlage überdie Möglichkeit einer um 180° fehlerhaften Phasen- tragen. Die Trägerfrequenz wird im Modulator unterlage oder ein Phasenzittern auf Grund kurzzeitiger 45 drückt und muß in der Empfangsstelle zur Demodu-Störungen in der Übertragungseinrichtung nicht aus- Iation zurückgewonnen werden. In bekannter Weise geschaltet werden. werden zusammen mit dem Datensignal Pilot-TöneIn addition, in known demodulators, a vestigial sideband transmission system could use the Possibility of 180 ° incorrect phase wear. The carrier frequency is documented in the modulator or a phase tremor due to brief 45 presses and must in the receiving station for demodulation interference cannot be recovered in the transmission facility. In a familiar way be switched. are pilot tones together with the data signal

Erfindungsgemäß sind diese Nachteile beseitigt übertragen.According to the invention these disadvantages are transferred eliminated.

worden. Dazu ist ein Demodulator vorgesehen, der Jeder Folge von übertragenen Informationssignalen eine Detektoranordnung aufweist, die niederfrequente 50 geht eine Einleitungsperiode voraus, die zur Vorbe-Energieanteile im Ausgangssignal der Demodulier- reitung der empfangsseitigen Schaltungen für die anordnung anzeigen kann und die eine Phasensteuer- nachfolgende Datenübertragung benutzt wird. Beischaltung aufweist, die die Phasenschiebeschaltung spielsweise wird ein Intervall mit konstantem Träger in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der Detektor- und Pilot-Tönen zur Vorbereitung der Phasenrückanordnimg so steuert, daß die vorbestimmte Phasen- 55 gewinnungsschaltungen ausgesendet, beispielsweise beziehung hergestellt wird. der hier noch zu beschreibenden Schaltungen. Zu-been. For this purpose, a demodulator is provided that each sequence of transmitted information signals having a detector array, the low frequency 50 is preceded by a lead-in period leading to the pre-energy components in the output signal of the demodulating line of the receiving-side circuits for the arrangement can display and a phase control subsequent data transmission is used. Activation which the phase shifting circuit becomes, for example, an interval with a constant carrier depending on the output signal of the detector and pilot tones to prepare the phase rearrangement controls so that the predetermined phase 55 detection circuits are sent out, for example relationship is established. the circuits to be described here. To-

Die erfindungsgemäße Anordnung weist den Vor-_ sätzlich wird eine Anzahl von Standardimpulsen zur teil auf, daß die Phasensynchronisation außerordent-" Vorbereitung eines automatischen Entzerrers und lieh genau und extrem stabil ist, so daß jede Neigung ein Intervall mit Daten-Rahmenimpulsen zur erst-ZU einem Phasenzittern ausgeschaltet wird und die 60 maligen Synchronisierung von Fehlersteuerschaltunnormale Kapazität eines Datenkanals auch bei kurz- gen übertragen.The arrangement according to the invention also provides a number of standard pulses part on that the phase synchronization is extraordinary- "preparation of an automatic equalizer and borrowed is accurate and extremely stable, so that each slope is an interval with data frame pulses to the first-ZU a phase jitter is switched off and the 60 times synchronization of error control circuit normals Capacity of a data channel even with brief transfers.

zeitigen Störimpulsen auf der Leitung wesentlich er- Da die vielstufige Kodierung von Dateninforma-interfering impulses on the line significantly because the multi-level coding of data information

weitert werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht tionen sowohl positive als auch negative Amplituden-can be extended. Another advantage consists of both positive and negative amplitude

darin, daß die Phasensynchronisation kontinuierlich stufen benutzt, zeigt das übertragene Signal jedesmalin that the phase synchronization uses continuous steps shows the transmitted signal every time

ist, so daß der Demodulator unempfindlich für Lang- 65 dann eine Träger-Phasenumkehr, wenn aufeinandcr-so that the demodulator is insensitive to a long carrier phase reversal when one another

/eit- und Kiirzzeit-Schwankungen der Eigenschaften folgende Symbole Kodierstufen mit unterschiedlicherTime and short-term fluctuations in the properties of the following symbols Coding levels with different

des Überlragungsmediums ist. Polarität aufweisen. Dadurch wird jedoch kein Ver-of the transmission medium. Have polarity. However, this does not result in any

Außerdem kann die Detektoranordnung die nieder- lust der Phasensynchronisation des erfindungs-In addition, the detector arrangement can reduce the loss of phase synchronization of the

3 4 .3 4.

gemäßen Demodulators verursacht, wie noch er- lator empfängt die rückgewonnene Trägerirequenz-according to the demodulator, how the eraser receives the recovered carrier frequency

Iäutert werden soll. ' welle über die Leitungen 26. Die TrägerfrequenzwelleTo be purged. 'wave over the lines 26. The carrier frequency wave

Eine automatische Verstärkungsregelung 11 stabi- muß so eingestellt sein, daß sie in Phase mit dem lisiert die Signalamplitudenstufen vor Anlegen der Datensignal ist. Der Ausgang des Demodulators 29 Signale an das Bandformfilter 10. Zusammen mit 5 ist über die Leitung 303 mit dem Eingang dos eindcm ankommenden Signal empfangene Pilotfrequen- stellbaren Entzerrers 17 in Fig. 1 verbunden. Der zen werden in einer Trägerfrequenz-Rückgewinnungs- Ausgang des Bandformfilters 10 ist weiterhin über scliakung 13 benutzt, um bestimmte Harmonische die Leitung 302 und einen weiteren Trennverstärker der Trägerfrequenz an den Demodulator 12 und an 31 mit dem Eingang eines ß-DemoduIators 32 vereine Symbolzeitsteuerung - Phasenrückgewinnungs- io bunden. Die beiden Demodulatoren 29 und 32 sind schaltung 16 zu geben. Diese Schaltung stellt die symmetrische Demodulatoren, die unter Sieue-Phase der rückgewonnenen Zeitsteuerungswelle opti- rung von Rechteckwellen-Trägerfrequenzsignalen als mal für einen automatischen Entzerrer 17 und eine Schalt-Demodulatoren auf bekannte Weise arbeiten. Symbolentscheidungs- und Dekodierschaltung 18 ein. Die niederfrequenten Energicanteilc am Ausgang Diese Schaltung entnimmt den entzerrten und demo- 15 beider Demodulatoren 29 und 32 werden zur Stcuedulierten Vielstufensignalen die digitale Dateninfor- rung der Phasenlage der Träger-Harmonischen unter mation und gibt sie an eine Fehlersteuerschaltung 19. Lieferung eines Steuersignals zum Phasenschieber 22 Die Fehlersteuerschaltung korrigiert eine begrenzte benutzt.An automatic gain control 11 stabi- must be set so that it is in phase with the lizes the signal amplitude levels before the data signal is applied. The output of the demodulator 29 Signals to the bandform filter 10. Together with 5 is via the line 303 to the input dos and cm incoming signal received pilot frequency adjustable equalizer 17 in FIG. the zen are in a carrier frequency recovery output of the bandform filter 10 is still over Scliakung 13 is used to generate certain harmonics on line 302 and another isolating amplifier the carrier frequency to the demodulator 12 and to 31 with the input of a ß-DemoduIators 32 combine Symbol timing - phase recovery io bound. The two demodulators 29 and 32 are circuit 16 to give. This circuit represents the symmetrical demodulators that are under sieue phase of the recovered timing wave opting for square wave carrier frequency signals as times for an automatic equalizer 17 and a switching demodulator to work in a known manner. Symbol decision and decoding circuit 18 a. The low-frequency energetic components at the output This circuit takes the equalized and demodulators of both demodulators 29 and 32 are converted to the demodulated Multi-level signals the digital data information of the phase position of the carrier harmonics mation and forwards it to an error control circuit 19. Delivery of a control signal to the phase shifter 22 The error control circuit corrects a limited use.

Zahl von Fehlern, die in dem dekodierten Signal auf- In einer Übertragungsanlage mit unterdrücktem treten können, und zeigt nahezu alle weiteren Fehler 20 Träger enthält das Datensignal die Trägerfrequenz an. Wenn zu viele Fehler festgestellt werden, wird normalerweise nicht. Bei einer willkürlichen Datenin bekannter Weise ein Signal zur Sendestelle zurück- signalwelle treten jedoch gelegentlich Intervalle auf, gegeben, das eine erneute Übertragung anfordert. in denen aufeinanderfolgende Symbole gleiche oder Erfindungsgemäß gibt die Fehlersteuerschaltung 19 ähnliche Amplituden haben. Das führt dazu, daß am jedoch außerdem bestimmte Signale über einen 25 Ausgang des In-Phase-Deinodulators 29 eine Gleichstromkreis 20 zum Demodulator 12, um anzuzeigen, Stromkomponente auftritt, wenn die Amplituden daß sehr viele Fehler aufgetreten sind und daß eine gleich sind, oder gewisse, sehr niederfrequente Kom-Prüf-Phasenumkehr des Demodulatorträgers durch- ponenten, wenn die Amplituden ähnlich sind. Das geführt werden soll. Ausgangssignal des In-Phase-Demodulators enthältNumber of errors that occur in the decoded signal. In a transmission system with suppressed can occur, and shows almost all other errors 20 carrier, the data signal contains the carrier frequency on. Usually, when too many errors are encountered, it won't. In the case of an arbitrary date known way a signal to the sending point back - signal wave but occasionally intervals occur, given that requests a retransmission. in which successive symbols are the same or According to the invention, the error control circuit 19 has similar amplitudes. This leads to the fact that on however, in addition, certain signals via an output of the in-phase de-modulator 29 are connected to a direct current circuit 20 to demodulator 12 to indicate current component occurs when the amplitudes that a lot of errors have occurred and that some are the same, or certain, very low-frequency COM-test phase reversals of the demodulator support if the amplitudes are similar. That should be led. Contains output signal of the in-phase demodulator

Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild des Demodulators 3° außerdem eine starke Gleichstromkomponente, wenn 12 nach Fig. 1. Die Demodulatorschaltung nach nur der Träger als Signal empfangen wird. Das setzt F i g. 2 empfängt das modulierte Vielstufen-Daten- natürlich, voraus, daß der örtlich wiedergewonnene signal vom Ausgang der automatischen Verstärkungs- Träger in richtiger Phasenbeziehung zu dem Datenregelung 11. Sie empfängt außerdem eine Harmo- signal steht. , _ , nische der Trägerfrequenz mit beispielsweise 9600 Hz 35 Auf der anderen Seite liefert der (^-Demodulator für ein Signal mit einer Symbol-Rate und einer 32 unter der gleichen Voraussetzung richtiger Phasen-Trägerfrequenz von 2400 Hz. Die Trägerrückgewin- lage des örtlich erzeugten Trägers im wesentlichen nungsschaltung 13 in Fig. 1 liefert diese Harmo- kein Ausgangssignal, wenn entweder der Träger allein nische mit 9600 Hz über die Leitung 301. Die Har- oder Daten mit aufeinanderfolgenden ähnlichen Symmonische wird über ein Koinzidenz-Gatter 21 an den 40 holen empfangen werden. Da der' 0-Demodulator Eingang eines Phasenschiebers 22 angekoppelt. Der ein Demodulator mit um 90' verschobenem Träger Phasenschieber steuert die Phasenlage des wieder- ist, erzeugt er kein Ausgangssigna!, außer wenn eine gewonnenen Trägers mit Bezug auf das ankommende Phasenabweichung zwischen dem Träger und den Datensignal auf die im folgenden beschriebene Weise. Daten vorhanden ist.Fig. 2 shows a block diagram of the demodulator 3 ° also a strong DC component when 12 of Fig. 1. The demodulator circuit according to only the carrier is received as a signal. That sets F i g. 2 receives the modulated multi-level data - of course, assuming that the locally recovered signal from the output of the automatic gain carrier in correct phase relation to the data control 11. It also receives a harmonic signal. , _, niche of the carrier frequency with, for example, 9600 Hz 35 On the other hand, the (^ demodulator for a signal with a symbol rate and a 32 under the same assumption correct phase carrier frequency of 2400 Hz. The carrier recovery position of the locally generated carrier essentially Voltage circuit 13 in Fig. 1 provides this Harmo- no output signal if either the carrier alone niche with 9600 Hz via line 301. The har- or data with successive similar symmonics will be received via a coincidence gate 21 at the 40 fetch. Since the '0 demodulator Input of a phase shifter 22 coupled. The one demodulator with the carrier shifted by 90 ' Phase shifter controls the phase position of the again, it does not generate an output signal! Unless one recovered carrier with respect to the incoming phase deviation between the carrier and the Data signal in the manner described below. Data is available.

Das Signal mit 9600 Hz vom Phasenschieber 22 wird 45 Wenn die Trägerfrequenz im Eingangssignal derThe 9600 Hz signal from phase shifter 22 becomes 45 when the carrier frequency in the input signal of the

an eine Frequenzteiler- und Phasenschieberschaltung Demodulatoren vorhanden, aber nicht genau in PhaseTo a frequency divider and phase shifter circuit demodulators are present, but not exactly in phase

23 angelegt, die ein erstes zweigleisiges Ausgangs- mit Bezug auf den örtlichen Träger ist, erzeugen23 created, which is a first double-track exit with respect to the local carrier

signal mit der Trägerfrequenz von 2400 Hz auf den beide Demodulatoren eine Gleichstrom-Ausgangs-signal with the carrier frequency of 2400 Hz on the two demodulators a direct current output

Leitungen 26 liefert, die hier als In-Phase-Träger- komponente. Ein ähnlicher Fall tritt auf, wenn emp-Lines 26 are supplied here as an in-phase carrier component. A similar case occurs when

signalleitungen betrachtet werden. Der Teiler liefert 50 fangene Daten nicht in Phase mit Bezug auf den ört-signal lines are considered. The divider delivers 50 captured data out of phase with respect to the local

außerdem auf einem Leitungspaar 27 ein weiteres liehen Träger sind und die Daten sehr niedrige Fre-there is also another borrowed carrier on a pair of lines 27 and the data is very low

Trägerfrequenzsignal mit der gleichen Frequenz, aber quenzen enthalten. Alle soeben beschriebenen Be-Carrier frequency signal with the same frequency but containing sequences. All of the just described

mit einer um 90° verschobenen Phase. Der Teiler 23 Ziehungen mit Bezug auf das Demodulatorsignalwith a phase shifted by 90 °. The divider 23 draws with respect to the demodulator signal

ist ein in sich geschlossenes Schieberegister, das die werden im folgenden in den noch zu erläuterndenis a self-contained shift register that will be explained in the following

Phasenverschiebung von 90° zwischen den beiden 55 Schaltungen zur Steuerung der Phase des wiedcr-Phase shift of 90 ° between the two 55 circuits to control the phase of the

abgeleiteten Trägerfrequenzwellen genau hält. Außer- gewonnenen Trägers zum Zwecke der Demodulationderived carrier frequency waves exactly. Extra-recovered carrier for the purpose of demodulation

dem erzeugt der Teiler die Trägerfrequenzwellen mit benutzt.the divider generates the carrier frequency waves with it.

genau symmetrischen Kurvenformen, derart, daß Ein Tiefpaßfilter 33 koppelt die Ausgangssignaleprecisely symmetrical waveforms such that a low-pass filter 33 couples the output signals

jede positive Halbwelle genau die gleiche Dauer hat des Ö-Demodulators 32 an einen Eingang eines nicht-every positive half-wave has exactly the same duration of the Ö demodulator 32 to an input of a non-

wie jede negative Halbwelle. Es ist wichtig, daß die 60 linearen Produkt-Erzeugers 36 an. Ein weitererlike every negative half-wave. It is important that the 60 linear product generator 36 at. Another

Trägerwelle symmetrisch ist, damit das Träger- Trennverstärker 37 und ein weiteres Tiefpaßfilter 38Carrier wave is symmetrical, so that the carrier isolation amplifier 37 and another low-pass filter 38

frequenzsignal keine unerwünschten Signalanteile in koppeln das Ausgangssignal des /-Demodulators 29frequency signal no unwanted signal components in couple the output signal of / demodulator 29

das Demodulator-Ausgangssignal einführt, wie all- an einen zweiten Eingang des Produkt-Erzeugers 36introduces the demodulator output signal, like all- to a second input of the product generator 36

gemein bekannt. ' an. Die Tiefpaßfilter 33 und 38 lassen Gleichstromcommon knowledge. ' on. The low-pass filters 33 and 38 allow direct current

Die modulierten Daten von der automatischen 65 und außerdem die niedrigen Frequenzen durch, dieThe modulated data from the automatic 65 and also the low frequencies through that

Verstärkungsregelung 11 werden über die Leitung am Ausgang der Demodulatoren bei Datensymbol-Gain control 11 are via the line at the output of the demodulators for data symbol

302 und einen Trennverstärker 28 an den Eingang folgen erzeugt werden können, die ähnliche Ampli-302 and an isolation amplifier 28 to follow the input can be generated that have similar amplitudes

eines /-Demodulators 29 angelegt. Dieser Demodu- luden aufweisen, d. h. Amplituden, die sich vona / demodulator 29 is applied. These demodules have, d. H. Amplitudes differing from

Symbol zu Symbol nur um eine verhältnismäßig kleine Zahl von benachbarten, informationsbestirrimenden Amplitudenstufen unterscheiden. Bei dem Äusführungsbcispicl können die Filter 33 und 38 eine Grenzfrequenz von etwa 25 Hz haben. Bei einer Restscitcnbandanlage kann die Grenzfrequenz bis zu einem Viertel der Symbol-Rate betragen, wenn ein Signalspektrum mit erhöhtem Kosinusverlauf benutzt wird.Only distinguish symbol to symbol by a relatively small number of neighboring, information-determining amplitude levels. In the embodiment, the filters 33 and 38 can have a cutoff frequency of approximately 25 Hz. In the case of a residual citizen tape system, the cut-off frequency can be up to a quarter of the symbol rate if a signal spectrum with an increased cosine curve is used.

Der Produkt-Erzeuger 36 ist eine logische EXCLUSIV-ODER-Schallung, die in Abhängigkeit von tier Polarität ihrer beiden Eingangssignal das eine oder andere von zwei Ausgangssignalen erzeugt. Die Eingangssignal können Wechselstrom oder Gleichstrom sein. Wenn die Polarität der Eingangssignale gleich ist. gibt der Produkt-Erzeuger ein Ausgangssignal an einen zweigleisigen Stromkreis mit der Vorwärts-Lcitung 304 und der Rückwärts_TLcitung 306. Das Signal besteht dann aus Erdpotential auf der Vorwärts-Lcitung 304 und negativem Potential auf der Rückwärts-Leitung 306. Die Leitungen 304 und 306 führen zum Zählrichtungs-Stcuercingang eines reversiblen Binärzählcrs 39. Wenn die beiden Eingangssignale des Produkt-Erzeugers 36 unterschiedliche Polarität haben, liefert der Produktr.rzeuger ein zweigleisiges Signal, das die Vorwärts-Leitung304 auf negatives und die Rückwärts-Lcitung 306 auf Erdpotential bringt. Im ersten Fall zählt der Zähler in einer Richtung und im zweiten Fall in der entgegengesetzten Richtung. Die Ausgangssignale iles Zählers 39 sind an einen Digital-Analog-Wandler 40 angekoppelt, der ein Steuersignal für den Phasenschieber 22 erzeugt.The product generator 36 is a logical EXCLUSIVE-OR circuit which, depending on the polarity of its two input signals, generates one or the other of two output signals. The input signals can be alternating current or direct current. When the polarity of the input signals is the same. gives the product producer an output signal to a twin-track circuit with the forward Lcitung 304 and the reverse _T Lcitung 306. The signal then consists of the ground potential on the forward-Lcitung 304 and negative potential on the reverse line 306. The lines 304 and 306 lead to the counting direction control input of a reversible binary counter 39. If the two input signals of the product generator 36 have different polarity, the product generator delivers a two-pronged signal that brings the forward line 304 to negative and the backward line 306 to earth potential. In the first case the counter counts in one direction and in the second case in the opposite direction. The output signals of the counter 39 are coupled to a digital-to-analog converter 40 which generates a control signal for the phase shifter 22.

Da der nichtlinearc Produkt-Erzeuger 36 polaritälsabhlingig anspricht, erzeugt er ein Ausgangssignal einer Art. das eine voreilende Phasenlage anzeigt, und ein Ausgangssignal einer anderen Art, das eine nacheilende Phasenlage anzeigt. Die beiden Signalarten des Produkt-Erzeugers sind immer gleich, obwohl das ankommende Datensignal selbst eine natürliche Phasenumkehr des Trägers zeigen kann, die im Sender immer dann auftritt, wenn eine informationsbestimmende Amplitude gewählt wird, deren Polarität entgegengesetzt zu der Polarität der unmittelbar \ οι hergehenden informationsbestimmenden Amplitude ist. Das ist deswegen so. weil die übertragenen Phasenumkehrungen die Polarität beider Eingangssignale des Produkt-Erzeugers gleichzeitig umschalten. Since the non-linear product generator 36 depends on polarity responds, it generates an output signal one type. Which indicates a leading phase position, and an output signal of another type, the one showing lagging phase position. The two signal types of the product generator are always the same, although the incoming data signal itself can show a natural phase reversal of the carrier, which in the Transmitter always occurs when an information-determining amplitude is chosen, its polarity opposite to the polarity of the immediately preceding information-determining amplitude is. That is why it is so. because the transmitted phase reversals switch the polarity of both input signals of the product generator at the same time.

Treibimpulse für den reversiblen Zähler 39 werden von einem Impulsgenerator 41 unter Steuerung der Ausgangssignale von den beiden Tiefpaßfiltern 33 und 38 geliefert. Die Impulswicderholungsgcschwindigkeit des Generators 41 ist klein im Vergleich zur Dalensymbol-Rate. Zwei Gleichrichter-Begrenzerschallunscn 42 und 43 koppeln die Ausgänge der Tiefpaßfilter an ein ODER-Gatter 46. Von den Tiefpaßfiltern 33 und 38 gelieferte Signale müssen eine vorbestimmte Minimalamplitude aufweisen, damit sie von den beiden Schaltungen 42 und 43 an das ODER-Gattcr 46 zur Erregung eines UND-Gatters 47 gekoppelt werden können.Driving pulses for the reversible counter 39 are supplied by a pulse generator 41 under control of the output signals from the two low-pass filters 33 and 38. The pulse recovery speed of the generator 41 is small compared to the dale symbol rate. Two rectifier-limiting sound systems 42 and 43 couple the outputs of the low-pass filters to an OR gate 46. Signals supplied by the low-pass filters 33 and 38 must have a predetermined minimum amplitude so that they can be passed from the two circuits 42 and 43 to the OR gate 46 for excitation an AND gate 47 can be coupled.

Wenn das Gatter 47 erregt ist, koppelt es jeden Ausgangsinipuls vom Impulsgenerator 41 an den Eingang des reversiblen Zählers 39, und der Zähler wird in der durch die Steuersignale von dem nichtlinearen Produkt-Erzeuger 36 angegebenen Richtung wcilereeschaltet. Der Zähler 39 wird also immer dann betrieben, wenn das Demodulator-Eingangssignal Trägerfrequenzanteile oder eine Folge von Datensymbolen mit" verhältnismäßig kleinen Amplitudenänderungen enthält.When the gate 47 is energized, it couples each output pulse from the pulse generator 41 to the input of the reversible counter 39 and the counter is reset in the direction indicated by the control signals from the non-linear product generator 36. The counter 39 is therefore always operated when the demodulator input signal contains carrier frequency components or a sequence of data symbols with “relatively small changes in amplitude”.

Der Zähler 39 wird in Tätigkeit gesetzt, wenn die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter oder eines von ihnen wenigstens eine vorbestimmte Minimalamplitude aufweist, und die Betriebsweise des reversiblen Zählers ist eine Funktion der relativen PolaritätenThe counter 39 is set in action when the output signals of the low-pass filter or one of them having at least a predetermined minimum amplitude, and the mode of operation of the reversible Counter is a function of relative polarities

ίο an den Ausgängen der beiden Tiefpaßfilter. Nach jedem Betriebsvorgang bleibt der Zähler 39 in seinem letzten Zustand bestehen und speichert also den letzten Zustand. Folglich bleibt also die Einstellung des Phasenschiebers 22 zwischen den Zeitpunkten konstant, in denen der Zähler 39 zur Überwachung der Phasenbedingung in Betrieb, gesetzt worden ist. Der Phasenschieber 22 und der Zähler 39 sind in dem Ausführungsbeispiel so aufgebaut, daß ihr gesamter Phasensteucrungsbcreich elektrisch größer als 36O⁵ für die geteilten Trägerfrequenzsignale ist, die auf den Leitungen 26 und 27 erzeugt werden. Bei einem experimentellen Ausführungsbeispiel betrug der Steuerbercich etwa 400 . Wenn der Steuerbereich nur 360" beträgt und die Eingangsphasenbedingungen einen Betrieb des reversiblen Zählers entsprechend 360 .für die Trägerfrequenz verlangen, würden wiederholt große Schritte des Zählers auftreten. Immer dann, wenn ein solcher Zähler zwischen den Extremwerten seines Bereiches arbeitet, tritt eine unregelmäßige -Änderung der Trägerphasenlage auf. .Wenn beispielsweise der Zähler 39 jedesmal, wenn eine Phasenverschiebung von 365" angezeigt wird, vollständig zurückgestellt werden muß, würden wiederholt Intervalle mit unrichtiger Phase auftreten.ίο at the outputs of the two low-pass filters. After each operating process, the counter 39 remains in its last state and thus stores the last state. Consequently, the setting of the phase shifter 22 remains constant between the times at which the counter 39 for monitoring the phase condition has been put into operation. The phase shifter 22 and the counter 39 are constructed in the exemplary embodiment in such a way that their total phase control range is electrically greater than 360 ⁵ for the divided carrier frequency signals which are generated on the lines 26 and 27. In an experimental embodiment, the control range was about 400. If the control range is only 360 "and the input phase conditions require operation of the reversible counter according to 360 for the carrier frequency, large steps of the counter would occur repeatedly. Whenever such a counter operates between the extreme values of its range, an irregular change occurs If, for example, the counter 39 had to be completely reset each time a phase shift of 365 "was displayed, then intervals of incorrect phase would repeatedly occur.

Bei einem Steuerbereich von 400 kann der Zähler 39 jedoch um den Punkt von 360" ebenso schnell und leicht vor und zurück betrieben werden, wie um jeden anderen Punkt. Wenn eine weitere Phasenverschiebung in Richtung zum 400 -Bereich angczeigt wird, rückt der Zähler auf den vollen Zählwert vor, bevor er anfängt, um den richtigen Wert zu pendeln. Falls notwendig, läuft der Zähler einmal über in den Rüekstellzustand und rückt dann auf den äquivalenten Zustand mit 40 vor, um den er dann wie verlangt pendelt, ohne dauernd zwischen seinen Extremwerten vor- und zurücklaufen zu müssen.With a control range of 400, however, the counter 39 can be just as fast around the point of 360 " and easily operated back and forth, as at any other point. If another phase shift is indicated in the direction of the 400 range, the counter advances to the full count before it starts to shuttle to the correct value. If necessary, the counter runs once over to the reset state and then advances to the equivalent state with 40, by which it then commutes as required without having to constantly run back and forth between its extreme values.

Während des Startvorgangs für die Empfangssteile wird eine negative Bezugsspannungsquelle 48 über einen Strombegrenzerwiderstand 49 und einen Wahlschalter 50 an den Eingang des Verstärkers 37 an Stelle des Ausgangs des /-Demodulators 29 angelegt. Die Spannungsquelle 48 hat negatives Potential, da dies die Polarität des mittleren Potentials ist, das normalerweise am Ausgang des /-Demodulators 29 erscheint, wenn konstante Trägerfrequenz mit richtiger Phasenlage während des oben erläuterten Vorbereitungsintervalls empfangen wird. Dieser Umstand läßt sich an Hand der Kurvenformen 601 bis 606 in Fig. 3 erkennen, in der die ausgezogenen Kurven den richtigen Phasenzustand wiedergeben. Der konstante Träger von der Leitung und der in Phase liegende wiedergewonnene Träger 602 bewirken, daß der /-Demodulator 29 ein durch eine Vollweg-Gleichrichtung abgewandeltes Abbild 605 des Trägers mit negativ gerichteten Ausschlägen liefert. Der Mittelwert ist negativ und entspricht der negativen Spannung der Quelle 48, die im Ausgangssignal 607 des Filters 38 auftritt.During the starting process for the receiving parts, a negative reference voltage source 48 is applied via a current limiting resistor 49 and a selector switch 50 to the input of the amplifier 37 instead of the output of the demodulator 29. The voltage source 48 has a negative potential, since this is the polarity of the mean potential which normally appears at the output of the / demodulator 29 when a constant carrier frequency with the correct phase position is received during the preparation interval explained above. This fact can be seen from the curve shapes 601 to 606 in FIG. 3, in which the solid curves represent the correct phase state. The constant carrier from the line and the in-phase recovered carrier 602 cause the demodulator 29 to provide a full-wave rectification modified image 605 of the carrier with negative-going excursions. The mean value is negative and corresponds to the negative voltage of the source 48 which occurs in the output signal 607 of the filter 38.

Während des Startvorgangs wird die Quelle 48 durch den Schalter 50 angelegt, um den Produkt-Erzeuger 36 so vorzuspannen, daß er in der richtigen Phasenlage mit Bezug auf den konstanten Träger von der Leitung einrastet statt bei einer Phasenver-Schiebung von 180°. Das wäre im anderen Falle möglich, wie im einzelnen später noch erläutert werden soll. Wie wichtig es ist, den 180°-Zustand zu vermeiden, läßt sich wiederum an Hand der F i g. 3 ' erkennen. Wenn der wiedergewonnene, an den /-Demodulator angelegte Träger 602 um 180" von dem in Fig. 3 dargestellten Phasenzustahd abweicht, wäre die sich ergebende Welle 605 am Ausgang des /-Demodulators ein durch einen Vollweg-Gleichrichter erzeugtes Signal mit positiven Ausschlägen statt der in F i g. 3 dargestellten negativen Ausschläge. Bei einer Sprachübertragungsanlage würde eine solche Umkehr im endgültigen Ausgangssignal der Sendcstelle wahrscheinlich nicht festgestellt. Bei einer Endstelle für Datenübertragungen und insbesondere vielstufigen Datenübertragungen der hier betrachteten Art mit sowohl positiven als auch negativen Kodierstufen würde jedoch die Umkehrung zu einer Vertausclning der Polaritäten der informationsbestimmenden Signalstufen führen. Folglich werden dann die Signalstufen durcheinandergeworfen, und die sich ergebende Datenwelle wird in eine Folge von bedeutungslosen Impulsen umgewandelt. Durch die Verwendung der Bezugsspannung 48 beim Startvorgang wird ein fehlerhaftes Einrasten vermieden. '3"During the start-up process, the source 48 is applied by the switch 50 to the product generator 36 so that it is in the correct phasing with respect to the constant carrier of the line locks in place instead of a phase shift of 180 °. That would be in the other case possible, as will be explained in detail later. How important it is to have the 180 ° state can be avoided again with reference to FIG. 3 'recognize. If the recovered, to the / demodulator applied carrier 602 deviates by 180 "from the phase state shown in FIG. 3 the resulting wave 605 at the output of the / demodulator through a full wave rectifier generated signal with positive deflections instead of the one in FIG. 3 shown negative deflections. at a voice transmission system, such a reversal would occur in the final output signal of the transmitting station probably not found. At a terminal for data transmissions and especially multi-level Data transmissions of the type considered here with both positive and negative coding levels However, the reversal would lead to a reversal of the polarities of the information-determining Lead signal levels. As a result, the signal levels are then mixed up, and the resulting data wave is converted into a train of meaningless pulses. By using of the reference voltage 48 during the starting process, an erroneous latching is avoided. '3 "

In Verbindung mit den Fig. 2, 2A, 2B und 3 soll im folgenden beschrieben-werden, wie dies während des Datenempfangs verhindert wird.In conjunction with FIGS. 2, 2A, 2B and 3 is to be described in the following how this is prevented during data reception.

In Fig. 3 zeigen die beiden Kurven 426 und 427, daß die beiden Versionen des wiedergewonnenen Trägers 602 uiid 603, die von dem Teiler 23 an die Demodulatoren 29 und 32 geliefert werden, einen Phasenunterschied von 90' haben. Das Ausgangssignal des (^-Demodulators gemäß Kurve 432 weist im wesentlichen gleiche positiv und negativ gerichtete 4" Abschnitte auf, so daß das Ausgangssignal 606 des Ö-Tiefpaßfilters für den Zustand mit in Phase liegendem Träger Null ist. Das Ausgangssignal 605 des /-Demodulators besteht aus einer Folge von im wesentlichen einheitlichen, negativ gerichteten Signalausschlagen 429, die am Ausgang des /-Tiefpaßfilters 38 gemäß Kurve 438 als negative Gleichspannung erscheinen. Die Spannung Null, d. h. Erdpotential, vom Filter 33, die eine korrekte Phasenbeziehung anzeigt, und die negative Spannung vom Filter 38 bewirken, daß der Produkt-Erzeuger 36 eine unbestimmte Ausgangssteuerspannung für den Zähler 39 liefert, die einen symmetrischen Zustand des Phasensteucrkreises anzeigt.In Fig. 3, the two curves 426 and 427 show that the two versions of the recovered carrier 602 and 603 supplied by the divider 23 to the demodulators 29 and 32 have a phase difference of 90 '. The output signal of the (^ demodulator according to curve 432 has essentially the same positively and negatively directed 4 "sections, so that the output signal 606 of the low-pass filter for the state with the carrier in phase is zero. The output signal 605 of the / demodulator consists of a series of substantially uniform, negative-going signal knocking 429, the curve 438 appear at the output of the / -Tiefpaßfilters 38 in accordance with a negative DC voltage. the voltage zero, ie, ground potential, by the filter 33, which indicates a correct phase relationship, and the negative Voltage from the filter 38 causes the product generator 36 to supply an indefinite output control voltage for the counter 39 which indicates a symmetrical state of the phase control circuit.

Fig. 2A zeigt ein Phasenfehlcrdiagramm, das in vier Quadranten eingeteilt ist. Das Polaritätszeichen in jedem Quadranten gibt die Polarität der Ausgangsspannung vom Produkt-Erzeuger 36 an. Für eine solche .Ausgangsspannung wird eine Vektor-Rotation des Fehlerwinkels in der durch einen Pfeil außerhalb des Quadranten angezeigten Richtung angenommen. Eine positive Ausgangsspannung des Produkt-Erzeugers bewirkt also für Phasenwinkelfehler in den beiden oberen Quadranten I und II, daß der Zähler 39 vorwärts in Richtung 610 zählt, um den Phasenfehler-Vektor im Uhrzeigersinn in Richtung auf die Fchlerposition mit 0° dreht. Entsprechend weist der Produkt-Erzeuger negative Ausgangsspannung auf, wenn der Phasenwinkelfehler-Vektor in einem der beiden unteren Quadranten III und IV des Diagramms nach Fig. 2A liegt. Dadurch wird der Zähler 39 veranlaßt, rückwärts in Richtung 611 zu zählen, um den Fehlerwinkel-Vektor im Gegenuhrzeigersinn in Richtung auf die Position 0° zu drehen. Wenn der Phasenwinkelfehler genau 180° beträgt, kann der Produkt-Erzeuger 36 den Zähler 39 entweder vorwärts oder rückwärts in Richtung 610 oder 611 weiterschalten. 2A shows a phase error diagram which is divided into four quadrants. The polarity symbol in each quadrant indicates the polarity of the output voltage from the product generator 36. A vector rotation of the error angle in the direction indicated by an arrow outside the quadrant is assumed for such an output voltage. For phase angle errors in the two upper quadrants I and II, a positive output voltage of the product generator causes the counter 39 to count up in direction 610 and to rotate the phase error vector clockwise in the direction of the Fchler position at 0 °. Correspondingly, the product generator has a negative output voltage when the phase angle error vector lies in one of the two lower quadrants III and IV of the diagram according to FIG. 2A. This causes the counter 39 to count backwards in the direction 611 in order to rotate the error angle vector in the counterclockwise direction towards the position 0 °. If the phase angle error is exactly 180 °, the product generator 36 can increment the counter 39 either forwards or backwards in the direction 610 or 611.

Die gestrichelte Kurve im Diagramm 601 der F i g. 3 zeigt den Zustand, in dem der. konstante, von der Sendcstelle als Signal empfangene Träger gemäß Kurve 400 nicht in Phase mit dem wiedergewonnenen Träger gemäß Kurve 500 ist, der örtlich in der Empfangsstelle erzeugt wird. Diese relative Phasenverschiebung zwischen dem empfangenen Träger und dem wiedergewonnenen Träger stellt einen voreilenden örtlichen Träger dar und bewirkt, daß das Ausgangssignal 604 des Q-Demodulators 32 positiv gerichtete Ausschläge 532 aufweist, die größer sind als die negativ gerichteten Ausschläge. Folglich ist die Ausgangsspannung des (^-Tiefpaßfilters 33 gemäß Kurve 433 positiv. Für den gleichen Phasenfehler zwischen dem örtlichen und dem empfangenen Träger enthält die Ausgangsspannung 605 des /-Demodulators 29 jetzt gemäß Kurve 529 kleine positiv gerichtete Spitzen zusätzlich zu den negativ gerichteten Abschnitten. Der Mittelwert der Ausgangsspannung des Demodulators 29 erscheint dann entsprechend Kurve 538 als kleinere negative Gleichspannung im Alisgangssignal 607 des /-Tiefpaßfilters 38. Die Ausgangsspannungcn der beiden Tiefpaßfilter weisen demnach entgegengesetzte Polarität auf, der Produkt-Erzeuger 36 liefert entsprechend Kurve 601 ein positives Ausgangssignal 608, und der Zähler 39 zählt in Vorwärtsrichtung, um den Vektor des Phascnwinkelfehlers im Uhrzeigersinn in Richtung auf den Phasenfehler Null zu drehen. Anders gesagt, wenn der Zähler 39 vorwärts zählt, verringert er einen voreilenden Phasenfehler im örtlich erzeugten Träger.The dashed curve in diagram 601 of FIG. 3 shows the state in which the. constant, of The carrier received as a signal at the transmitting station according to curve 400 is not in phase with the recovered one Is carrier according to curve 500, which is generated locally in the receiving point. This relative phase shift between the received carrier and the recovered carrier represents a leading local carrier and causes the output signal 604 of the Q demodulator 32 has positive deflections 532 that are greater than the negative-going rashes. Consequently, the output voltage of the (^ low pass filter 33 is shown in FIG Curve 433 positive. For the same phase error between the local and the received carrier the output voltage 605 of the demodulator 29 now contains, according to curve 529, small, positively directed Peaks in addition to the negative-facing sections. The mean value of the output voltage of the demodulator 29 then appears in accordance with curve 538 as a smaller negative direct voltage im The output signal 607 of the / low-pass filter 38. The output voltage cn the two low-pass filters therefore have opposite polarity, the product generator 36 delivers a positive output signal 608 corresponding to curve 601, and the counter 39 counts in Forward direction to the phase angle error vector clockwise towards zero phase error. In other words, if the counter 39 counts up, it reduces a leading phase error in the locally generated carrier.

Auf entsprechende Weise läßt sich erkennen, daß für den Fall, daß der konstante Träger von der Leitung einen Phasenwinkelfehler Φ_Γ in entgegengesetzter Richtung wie der in Fig. 3 dargestellten aufweist, der wiedergewonnene Träger eine nacheilende Phasenbeziehung hinsichtlich des von der Leitung empfangenen Trägers aufweist, der an den /-Demodula¹· tor 29 angelegt ist. Das Ausgangssignal 604 des (^-Demodulators 32 wird dann so verschoben, daß die negativ gerichteten Ausschläge größer sind als die positiv gerichteten Ausschläge, so daß die Ausgangsspannung des Filters 33 negativ ist. In diesem Fall weist die Ausganp.sspannung des /-Demodulators 29 immer noch positiv gerichtete Spitzen auf, die aber keine Polaritätsiimkchr der negativen Ausgangsspannung des /-Tiefpaßfilters 38 bewirken. Die Ausgangsspannungen beider Tiefpaßfilter weisen für nacheilende Phasenfehler gleiche Polarität auf. I)er ,Produkt-Erzeuger 36 liefert dann negative Aiisg;i,ngsspannung, die den Zähler 39 rückwärts zählen, läßt und den Phasenwinkelfehler im Gegenuhrzeigersinn in Richtung auf den Phasenfehler Null rotieren läßt.In a corresponding manner it can be seen that if the constant carrier from the line has a phase angle error Φ _Γ in the opposite direction to that shown in FIG. 3, the recovered carrier has a lagging phase relationship with respect to the carrier received from the line, which is applied to the / demodulator ¹ · tor 29. The output signal 604 of the (^ demodulator 32 is then shifted in such a way that the negatively directed deflections are greater than the positively directed deflections, so that the output voltage of the filter 33 is negative still positively directed peaks which, however, do not affect the polarity of the negative output voltage of the low-pass filter 38. The output voltages of both low-pass filters have the same polarity for lagging phase errors. which can count down the counter 39, and can rotate the phase angle error counterclockwise in the direction of the phase error zero.

Die oben beschriebenen Umstände, unter denen der Zähler 39 zur Herabsetzung eines vorcilcnden Phasenfehler des örtlichen Trägers in Vorwärtsrichtung und zur Herabsetzung eines . nacheilenden Phasenfehler des. örtlichen Trägers in Rückwärts-The circumstances described above, under which the counter 39 is used to decrease an advantageous Phase error of the local carrier in the forward direction and to the degradation of a. lagging Phase error of the local carrier in reverse

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richtung zählt, treffen im wesentlichen auch für den würde also zu einer Reaktion des Produkt-Erzeugers Empfang von Daten zu. Wie jedoch bereits angege- 36 führen, als ob der Winkel doppelt so groß wäre, ben, ist während des Empfangs von Daten, die bei- Das heißt, ein Fehlerwinkel von 100° bewirkt, daß spielsweise mit unterdrücktem Träger ankommen, der Produkt-Erzeuger so anspricht, als ob der Fehlernormalerweise keine Trägerkomponente kontinuier- 5 winkel 200° beträgt. Entsprechend dem Diagramm lieh vorhanden, wenn die Daten sich willkürlich nach Fig. 2A würde der Produkt-Erzeuger dann ein ändern. Für den Fall, daß die Daten eine Folge von negatives Ausgangssignal liefern, das den Zähler 39 Symbolen mit gleichen oder benachbarten Ampli- rückwärts zählen läßt. Das ist durch das Minustudenstufen enthalten, beinhaltet das Signal kurze Zeichen im zweiten Quadranten des Diagramms Stöße niederfrequenter Anteile, die unterhalb der io nach Fig. 2B angedeutet. Entsprechend würde ein Grenzfrequenz der Filter 33 und 38 liegen. Der De- tatsächlicher Phasenwinkelfehler im Quadranten III modulator wird dadurch veranlaßt, den-Zähler 39 in des Diagramms nach Fig. 2B zu einem Ausgangsder beschriebenen Weise in Abhängigkeit von Steuer- signal des Produkt-Erzeugers 36 führen, als ob der Signalen des Produkt-Erzeugers 36 zu betätigen, um Fehlerwinkel im Quadranten I oder II läge. Demdie Phase des wiedergewonnenen Trägers zu ver- 15 gemäß ist ein positives Vorzeichen im dritten Quaschieben. Wenn ein genügend großer Unterschied dranten der Fig. 2B angegeben,
zwischen den Phasenlagen des wiedergewonnenen Es zeigt sich also, daß beim Empfang von Daten Trägers und des Signals von der Leitung zur Betäti- ein tatsächlicher Phasenwinkelfehler von 90" dem" gung des Gleichrichter-Begrenzers 42 vorhanden ist, Produkt-Erzeuger 36 als Phasenwinkelfehler von findet die Phasenkorrektur kontinuierlich in einer 20 180° erscheint. Wie in Fig. 2A gezeigt, kann der Richtung während solcher Stöße statt. Im anderen Produkt-Erzeuger in diesem speziellen Fall den Zäh-Falle stellt der Zähler den richtigen Zustand dar und ler 39 entweder vorwärts oder rückwärts· zählen pendelt um diesen Zustand in einem sehr kleinen lassen. Das ist in Fig. 2B dargestellt, in der die Phasenwinkelbereich von etwa zwei Zählschritten, Pfeile, die die Betriebsrichtung des Zählers 39 ansolange Impulse vom Generator 41 geliefert werden. 25 zeigen, und die Fehlerwinkel-Vektorrotation in ent-direction counts, would essentially also apply to the reception of data by the product producer. However, as already indicated, as if the angle were twice as large, the product generator is during the reception of data, which means that an error angle of 100 °, for example, causes the carrier to arrive with a suppressed carrier responds as if the fault is normally no carrier component at a continuous 5 angle 200 °. According to the diagram lent present, if the data were arbitrarily shown in Fig. 2A then the product producer would change one. In the event that the data supply a sequence of negative output signals, which allows the counter 39 symbols with the same or adjacent amplitudes to count downwards. This is contained by the minus hour levels, the signal contains short characters in the second quadrant of the diagram of impacts of low-frequency components, which are indicated below the io according to FIG. 2B. A cut-off frequency of the filters 33 and 38 would be accordingly. The actual phase angle error in quadrant III modulator is caused by the counter 39 in the diagram according to FIG 36 to be pressed to make the error angle in quadrant I or II. According to this, the phase of the recovered carrier is a positive sign in the third quashing. If a sufficiently large difference is indicated in Fig. 2B,
between the phase positions of the recovered It thus shows that when receiving the data carrier and the signal from the line for actuation there is an actual phase angle error of 90 "the" movement of the rectifier-limiter 42, product generator 36 is found as phase angle error the phase correction appears continuously in a 20 180 °. As shown in Fig. 2A, the direction may take place during such impacts. In the other product producer in this special case, the counting trap, the counter represents the correct state and ler 39 either counts forwards or backwards · oscillates around this state in a very small way. This is shown in FIG. 2B, in which the phase angle range of approximately two counting steps, arrows, which indicate the operating direction of the counter 39 as long as pulses are supplied by the generator 41. 25 show, and the error angle vector rotation in

Beim Empfang von Daten gibt es jedoch einen gegengesetzten Richtungen 610 a und 611« von entmöglichen Unterschied zwischen dem Ansprechen weder der 90°-Position oder der 270°-Position verdes Demodulators auf Daten und auf einen konstan- laufen. Daraus ergibt sich, daß ein tatsächlicher Phaten Träger. Wenn ein konstanter Träger empfangen senwinkelfehler von 90° den Zähler 39 veranlassen wird, ist im Ausgang der Tiefpaßfilter 33 und 38 kein 30 kann, eine Phasenverschiebung des örtlichen Trägers Wechselstrom vorhanden, und der Produkt-Erzeuger entweder in den O^c-Sperrzustahd oder den 180°-Zu-36 spricht auf die Polaritäten der beiden Gleichspan- stand zu bewirken. Im 180°-Zustand' wurden die nungen an. Wenn Daten empfangen werden, und Ausgangsdaten der Empfangsstelle wegen der oben zwar entweder mit oder ohne einen Phasenwinkel- beschriebenen Stufenumkehrung verstümmelt werden, fehler zwischen dem Signal von der Leitung und dem 35 In der Praxis hat sich gezeigt, daß das Auftreten wiedergewonnenen Träger, sind keine Wechselstrom- von Phasenwinkelfehlern, deren Größe ausreicht, um komponenten in den Ausgangssignalcn der beiden die Phaseneinstellschaltung nach Fig. 2 in die unTiefpaßfilter vorhanden. Da diese Ausgangsspannun- bestimmte 90°-Position gemäß Fig. 2B zu bringen, gen in Phase mit Bezug aufeinander wegen der Er- außerordentlich unwahrscheinlich ist. Im allgemeinen zeugung von um 90° verschobenen Trägerwellen 40 erzeugen Kanalverschiebungen im Trägersystem der durch den Teiler 23 stehen,, spricht der Produkt- erwähnten Art keine Fehlerwinkel solcher Größe. Erzeuger 36 auf sinusförmige Funktionen an beiden Trotzdem sind in Fig. 2 vorgesehene, zusätzliche Eingängen an. Es läßt sich zeigen, daß das Produkt Schaltungen in der Lage, die Möglichkeit einer dieser beiden Eingangssignale eine Gleichstromkom- Phasensperrung in der 180°-Lage bei der Datenponente proportional dem Sinus des doppelten 45 übertragung zu berücksichtigen.
Fehlerwinkels hat. Die sich bei einem Betrieb in der 180^c-PhasenlageWhen receiving data, however, there is an opposite direction 610 a and 611 ″ of no possible difference between the response of neither the 90 ° position or the 270 ° position of the demodulator to data and to a constant. It follows that an actual phate carrier. If a constant carrier received senwinkelerrehler of 90 ° causes the counter 39, the output of the low-pass filters 33 and 38 is no 30, a phase shift of the local carrier alternating current is present, and the product generator either in the O ^c -blocked state or the 180 ° -to-36 speaks to effect the polarities of the two DC voltage. In the 180 ° state, the voltages were on. When data is received and output data of the receiving station is garbled because of the step reversal described above, either with or without a phase angle, errors between the signal from the line and the 35 In practice it has been shown that the occurrence of recovered carriers are not Alternating current of phase angle errors, the size of which is sufficient to present components in the output signals of the two phase adjustment circuit according to FIG. 2 in the low-pass filter. Since bringing this output voltage to a specific 90 ° position according to FIG. 2B, it is extremely unlikely that the phase with respect to one another is in phase. In general, the generation of carrier waves 40 shifted by 90 ° generate channel shifts in the carrier system which are defined by the divider 23, of the type mentioned in the product, which does not speak of any error angle of such magnitude. Generators 36 for sinusoidal functions on both. Nevertheless, additional inputs provided in FIG. 2 are on. It can be shown that the product circuits are able to take into account the possibility of one of these two input signals a DC com phase blocking in the 180 ° position in the data component proportional to the sine of double the transmission.
Error angle has. Which, when operated in the 180 ^c phase position

Ein beispielsweise durch eine Verschiebung des ergebende große Zahl von Fehlern wird mit Hilfe Trägerfrequenz-Übertragungskanals von einem Teil einer Fehlersteuerschaltung 51 berücksichtigt. Zwei eines Trägerspektruins auf einen anderen verursach- Koinzidenz-Gatter 52 und 53 in Fig. 2 weisen jeter Sprung des Phasenwinkelfehlers kann einen Feh- 50 weils eine sperrende, d. h. invertierende Eingangslerwinkel von 45° oder mehr erzeugen. Wegen der verbindung und eine normale Eingangsverbindung Wechselstrom-Abhängigkeit in Form der Funktion auf. Während des normalen Betriebs erzeugt die sin 2 <l>_r würde der Produkt-Erzeuger 36 dann dabei Fehlersteuerschaltung 51 ein erstes Ausgangssignal so ansprechen, als ob der Fehlerwinkel 90° oder auf der Leitung 56, das das Gatter 52 zu Anfang mehr beträgt. Entsprechend würde, wenn der Phasen- 55 sperrt. Diese Sperrung wird aufgehoben, wenn die winkelfehler wenigstens gleich 90° ist, der Produkt- Fehlersteuerschaltung 51 die Rahmen-Synchronisa-Erzeuger 36 so ansprechen, als ob der Fehlerwinkel tion mit Bezug auf ankommende Daten-Rahmenwenigstens 180° beträgt. impulse während der Vorbereitungsperiode der Emp-A large number of errors resulting, for example, from a shift in the error control circuit 51 is taken into account with the aid of a carrier frequency transmission channel. Two of a carrier spectrum point to another causing coincidence gates 52 and 53 in FIG. 2. That jump in the phase angle error can produce an error because a blocking, ie inverting, input angle of 45 ° or more. Because of the connection and a normal input connection, AC dependence in the form of the function on. During normal operation, the sin 2 <l> _r , the product generator 36 would then respond to the error control circuit 51 a first output signal as if the error angle was 90 ° or on the line 56 that the gate 52 is greater at the beginning. The same would apply if the phase 55 blocks. This blocking is lifted when the angle error is at least 90 °, the product error control circuit 51, the frame synchronization generator 36 respond as if the error angle tion with respect to incoming data frames is at least 180 °. impulses during the preparatory period of the

Fig. 2B zeigt die beschriebene Art der Produkt- fangssteile in bekannter Weise erreicht' hat. Dieses Operation, und der dargestellte Phasenwinkelfehler 60 Signal auf der Leitung 56, das an den Sperreingang ist der tatsächliche. Phasenwinkelfehler. Die Polari- des Gatters 52 angelegt ist, erregt das Gatter während tätszeichen in den Quadranten der Fig. 2Bentspre- der restlichen Datenübertragung. Die Fehlersteuerchen jedoch der Reaktion des Produkt-Erzeugers auf schaltung 51 erzeugt außerdem ein Ausgangssignal den doppelten Fehlerwinkel entsprechend der Art und auf der Leitung 57, das die in der Fehlersteuerschal-Weise, in der der Produkt-Erzeuger auf den in 65 tung 51 erzeugten Rahmensignale umfaßt. Diese Si-Fig. 2A gezeigten Fall mit konstantem Träger an- gnale erregen das Gatter 53. Immer dann, wenn die sprechen würde. Ein gemäß Fig. 2B in den Qua- Fehlersteuerschaltung 51 eine so große Zahl.von dranten II fallender tatsächlicher Phasenwinkelfehler Fehlern feststellt, daß sie eine Anforderung zur er-2B shows the type of product catchment part described in a known manner. This Operation, and the illustrated phase angle error 60 signal on line 56, which is sent to the lock input is the real one. Phase angle error. The polar of the gate 52 is applied, the gate energizes during character in the quadrants of FIG. 2B correspond to the rest of the data transmission. The error tax however, the response of the product generator to circuit 51 also produces an output signal double the error angle corresponding to the type and on line 57 that is in the error control scarf manner, in which the product generator includes on the device 51 generated in 65 frame signals. This Si-Fig. 2A with constant carrier signals excite the gate 53. Whenever the would speak. According to FIG. 2B in the qua-error control circuit 51 such a large number of dranten II falling actual phase angle error errors determines that they are a request for

11 1211 12

neuten Übertragung eines Wortes zwischen aufein- vorgespannt, daß er normalerweise leitet. Der Spananderfolgenden Rahmenimpulsen zur nicht gezeig- nungsteiler enthält die beiden Widerstände 67 und ten Sendestelle zurücküberträgt, legt die Fehler- 68, die in Reihe zwischen eine positive Spannungssteuerschaltung 51 dieses Signal auch an die Leitung quelle 69 und eine negative Spannungsquefle 70 ge-58 an, um das Gatter 53 zu sperren und das Gatter 5 schaltet sind. Die Quellen sind schematisch in Form 52 zu betätigen. Die oben angegebenen Signale auf eines in einem Kreis angeordneten Polaritätszeichens den Leitungen 56, 57 und 58 sind alle in bekannten · dargestellt, das eine Verbindung zu einer Quelle ent-Fehlorsteuerschaltungen verfügbar, und die zu ihrer sprechender Polarität. anzeigt, deren Anschluß ent-Able'tung erforderlichen Schaltungen sind nicht ge- gegengesetzter Polarität an Erde liegt. Diese schemazeigt, ίο tische Darstellung wird in allen Zeichnungen benutzt.new transfer of a word between biased that it normally conducts. The frame pulses following the chip for the divider (not shown) contain the two resistors 67 and th transmitter station sends back, the error 68 puts in series between a positive voltage control circuit 51 this signal also to the line source 69 and a negative voltage source 70 ge-58 to disable the gate 53 and the gate 5 are switched. The sources are schematic in form 52 to operate. The signals given above are based on a polarity symbol arranged in a circle lines 56, 57 and 58 are all shown in known art that connects to a source of de-fault control circuitry available, and that to their speaking polarity. indicates whose connection ent-Able'tung The required circuits are not of opposite polarity to earth. This diagram shows ίο table representation is used in all drawings.

Wenn während der normalen Datenübertragung Der Trennverstärker 31, der die Eingangssignale keine Fehler oder nur so wenige Fehler auftreten, daß zum ß-Demodulator 32 gibt, ist etwas komplizierter die Fehlersteuerschaltung 51 sie korrigieren kann, ist aufgebaut, damit seine Eingangsimpedanz hoch ist, das Gatter 53 nicht gesperrt, und die Rahmeninipulse so. daß seine Anschaltung an die Eingangsschaltung von der Fehlersteuerschaltung 51 werden über die 15 und den Eingang des /-Demodulators 29 dessen Leitung 57, das Gatter 53 und ein ODER-Gatter 59 Betrieb nicht stört. Dazu ist der Transistor 71 als zur Rückstellung an einen Binärzähler 60 angelegt, weiterer Emitterverstärker vorgesehen, der ebenfalls der die Ausgangsimpulse des Gatters 52, die am linear arbeitet, und zwar mit Hilfe eines Spannungs-Komplement-Eingang des Zählers anliegen, zählt. teilers, der zwei in Reihe geschaltete Widerstände 72 Wenn eine große Zahl von aufeinanderfolgenden 20 und 73 enthält, deren Verbindungspunkt über einen Fehlern auftritt, beispielsweise wenn die Demodula- Widerstand 76 an der Basis des Transistors 71 liegt. tor-Phase im 180°-Phasenwinkelfehler-Zustand ge- Die Eingangssignale für den Verstärker werden an sperrt ist, schalten die Neuübertragungsimpulse auf die Basis angekoppelt. Ein Kondensator 77 verbindet der Leitung 58 den Zähler 60 weiter. Die Rahmen- den Emitter des Transistors 71 mit dem Verbindungsimpulse können den Zähler nicht zurückstellen, da 25 punkt des Spannungsteilers, so daß sich eine Wechselsie gleichzeitig mit den Neuübertragungsimpulsen auf- Strom-Rückkopplung ergibt, die dazu führt, daß die treten, die das Gatter 53 sperren. Eine Folge von Basis und der Emitter des Transistors 71 etwa auf nacheinander auftretenden Neuübertragungsimpulsen dem gleichen Wechselstrom-Potential liegen. Folglich auf der Leitung 58 lassen den Zähler 60 auf eine vor- weist die Schaltung hohe Eingangsimpedanz auf, und bestimmte Stufe vorlaufen, beispielsweise vier Neu- 30 die Nebenschlußwirkung des Spannungsteilers mit Übertragungsimpulse. Am binären 1-Ausgang der den Widerständen 72 und 73 wird herabgesetzt,
letzten Zählerstufe wird ein Ausgangsimpuls erzeugt, Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors der einen monostabilen Multivibrator 61 triggert. Die 71 liegt an der Basis der beiden Transistoren 78 und Ausgangsspannung des Multivibrators 61 sperrt wäh- 79, die zusammen einen Emitterfolger bilden, in welrend der unstabilen Lage das Gatter 21 und damit 35 ehem. der Transistor 79 den Emitter-Lastwiderstand die Zuführung von der Träger-Harmonischen mit des Transistors 78 darstellt. Der Transistor 79 als 9600 Hz über die Leitung 301 zum Phasen- Lastwiderstand liefert ein Ausgangssignal, das verschieber 22. hältnismäßig frei von Verzerrungen ist, die durchIf, during normal data transmission, the isolation amplifier 31, which gives the input signals no errors or so few errors that there are to the β demodulator 32, the error control circuit 51 can correct them, is constructed so that its input impedance is high, the gate 53 not locked, and the frameinipulse so. that its connection to the input circuit of the error control circuit 51 via the 15 and the input of the / demodulator 29, its line 57, the gate 53 and an OR gate 59 does not interfere with operation. For this purpose, the transistor 71 is applied to a binary counter 60 for resetting, and a further emitter amplifier is provided, which also counts the output pulses of the gate 52, which operates linearly, with the aid of a voltage complement input of the counter. divider, the two series-connected resistors 72 if a large number of consecutive 20 and 73 contains, the connection point of which occurs via a fault, for example if the demodula resistor 76 is at the base of the transistor 71. The input signals for the amplifier are blocked, the retransmission pulses are coupled to the base. A capacitor 77 connects the line 58 to the counter 60 on. The frame- the emitter of the transistor 71 with the connection pulse cannot reset the counter because of the 25 point of the voltage divider so that an alternation occurs simultaneously with the retransmission pulses 53 lock. A sequence of the base and the emitter of the transistor 71 are approximately at the same alternating current potential on successively occurring retransmission pulses. As a result, on line 58, the counter 60 has a high input impedance, and certain stages advance, for example four new ones, the shunt effect of the voltage divider with transmission pulses. At the binary 1 output of the resistors 72 and 73 is reduced,
In the last counter stage, an output pulse is generated. The output signal at the collector of the transistor triggers a monostable multivibrator 61. The 71 is at the base of the two transistors 78 and the output voltage of the multivibrator 61 blocks 79, which together form an emitter follower, in which the unstable position the gate 21 and thus 35 formerly the transistor 79 the emitter load resistor the feed from the Represents carrier harmonics with transistor 78. The transistor 79 as 9600 Hz via the line 301 to the phase load resistor provides an output signal that is 22 relatively free of distortions caused by the shift

Der Multivibrator 61 ist so ausgebildet, daß seine normale Emitterverstärker hervorgerufen werden,
unstabile Periode gleich der Periode einer Welle von 40 Der /-Demodulator 29 und der Ö-Demodulator 32 4800Hz für das Ausführungsbeispiel ist. Folglich sind symmetrische Modulatoren, die mit einem Trägerwerden zwei volle Perioden der Träger-Harmonischen signal mit Rechteck-Wellenform versorgt werden. Die von 9600 Hz für den Phasenschieber 22 gesperrt. Demodulatoren arbeiten also nach Art von Schalt-Wenn der Multivibrator in seinen stabilen Zustand Demodulatoren. Die beiden Demodulatoren 29 und zurückkehrt,-wird die Sperrung des Gatters 21 auf- 45 32 entsprechen sich bis auf verhältnismäßig geringgehoben und die Träger-Harmonische wieder zum fügige Abweichungen, soweit es die Erfindung angeht. Phasenschieber 22 geliefert. Die fehlenden zwei auf- An den /-Demodulator wird das modulierte Signal einanderfolgenden Perioden führen jedoch zu einer über die Primärwicklung 80 des Übertragers 81 anPhasenverschiebung von 180° des auf den Leitungen gelegt. Die Wicklung 80 liegt in Reihe im Emitter-26 und 27 der beiden Demodulatoren 29 und 32 er- 50 kreis des Transistors '66 vom Trennverstärker. Die scheinenden, geteilten Trägers. Das entspricht einer Sekundärwicklung des Übertragers 81 besteht aus Rückstellung auf den O°-Phasenwinkelfehler-Zustand. zwei Teilen 82a und 82b, die über einen Spannungs-The multivibrator 61 is designed in such a way that its normal emitter amplifiers are produced,
unstable period is equal to the period of a wave of 40 The / demodulator 29 and the demodulator 32 is 4800Hz for the embodiment. Consequently, symmetrical modulators are supplied with a carrier being two full periods of the carrier harmonic signal having a square waveform. The 9600 Hz for the phase shifter 22 is blocked. So demodulators work like switching when the multivibrator is in its stable state demodulators. The two demodulators 29 and back, -when the gate 21 is blocked- 45 32 correspond to each other except for a relatively low level and the carrier harmonics again to the acceptable deviations, as far as the invention is concerned. Phase shifter 22 supplied. The missing two periods on the / demodulator, the modulated signal will lead to a phase shift of 180 ° on the lines via the primary winding 80 of the transformer 81. The winding 80 lies in series in the emitter 26 and 27 of the two demodulators 29 and 32 in the circuit of the transistor 66 from the isolating amplifier. The shining, shared porters. This corresponds to a secondary winding of the transformer 81 consists of resetting to the 0 ° phase angle error state. two parts 82a and 82b, which have a voltage

Eine Leitung 62 von der automatischen Verstär- teiler 83 in Reihe geschaltet sind. Der AnzapfpunktA line 62 from the automatic amplifier 83 is connected in series. The tap point

kungsregelung 11 legt ein Ausgangssteuersignal über 83« des Spannungsteilers führt über einen Widcr-control 11 applies an output control signal via 83 «of the voltage divider leads via a counter

das ODER-Gatter 59 zur Rückstellung an den Zäh- 55 stand 86 demodulierte Ausgangssignale einem Daten-the OR gate 59 for resetting to the counter 55 86 demodulated output signals a data

ler 60 zu Beginn jedes Vorbereitungsintervalls für die Tiefpaßfilter am Eingang des Entzerrers 17 zu.ler 60 at the beginning of each preparation interval for the low-pass filter at the input of the equalizer 17 to.

Datenübertragung an den Zähler an, um sicher zu "Die beiden Enden der Sekundärwicklungen 82«Data transmission to the meter to ensure that "The two ends of the secondary windings 82"

sein, daß sich der Zähler im richtigen Zustand zur und 82fr sind jeweils mit dem Kollektor von zweibe that the counters are in the correct state for and 82fr are each with the collector of two

Anzeige des 180°-Sperrzustandes befindet. Dieses Transistoren 87 und 88 verbunden, deren EmitterDisplay of the 180 ° lock status is. These transistors 87 and 88 are connected, their emitters

Steuersignal ist mit Hilfe bekannter Mittel so ver- 60 zusammengeschaltet sind und an einem Anschluß mitThe control signal is interconnected with the aid of known means and connected to one connection

zögert, daß kurze Signalunterbrechungen den Zähler positivem Potential eines Spannungsteilers mit zweihesitates that short signal interruptions the counter positive potential of a voltage divider with two

60 nicht zurückstellen. ..'... in Reihe geschalteten Widerständen 89 und 90 liegen.60 do not reset. ..'... resistors 89 and 90 connected in series.

Die Fig. 5 bis 8 werden gemäß Fig. 4 zu einem Das positive Potential an den Emittern ist nur sehr Gesamtschaltbild des Demodulators nach F i g. 2 niedrig und gleicht den Einfluß der Spannungen entzusammengefügt. Der Trennverstärker 28 am Ein- 65 gegengesetzter Polarität auf Grund der pn-Übergänge gang des /-Demodulators 29 enthalt den Transistor in den Transistoren 87 und 88 aus. Diese Spannun-66, der als linearer Emitterverstärker arbeitet. Zu die- gen ergeben sich aus dem Widerstand in den sem Zweck ist er mit Hilfe eines Spannungsteilers so Transistor-Übergängen, obwohl die Transistoren imFIGS. 5 to 8 become one according to FIG. 4. The positive potential at the emitters is only a very general circuit diagram of the demodulator according to FIG. 2 low and equal to the influence of the tensions disassembled. The isolating amplifier 28 at the input 65 of opposite polarity due to the pn junctions of the / demodulator 29 contains the transistor in the transistors 87 and 88 . This voltage, which works as a linear emitter amplifier. On the other hand, the resistance results in this purpose, with the help of a voltage divider, so transistor transitions, although the transistors in the

Säuigungsbcrcich betrieben werden. Die Ausschaltung dieser Einflüsse setzt den Betrag störender Demodulationsprodukte herab, die im Ausgangssignal des Demodulators erscheinen.Säuigungsbcrcich are operated. The elimination these influences reduce the amount of interfering demodulation products in the output signal of the demodulator appear.

Der Anzapfpunkt 83a des Spannungsteilers 83 dient der Feineinstellung der Symmetrie. Damit läßt sich eine genauere Mitlenverbindung erreichen, als es im allgemeinen durch Anzapfen einer Übertragerwicklimg möglich ist. Eine genau bestimmte Mittenverbindung ist wünschenswert, damit die Sekundärwicklung des Übertragers induktiv symmetrisch ist und nur ein sehr kleiner Betrag des modulierten Signals von der Leitung über den Demodulator zu dessen Ausgang gelangen kann. Da es sich um einen Produkt-Demodulator handelt, soll dessen Ausgangssignal in erster Linie das Produkt des Trägers und der Lcitimgssignale enthalten, wobei nur möglichst kleine Beträge dieser beiden Signale direkt vorhanden sind. .1 I'm Kondensator 91 verbindet die gleichgcpolten Anschlüsse der Primär- und Sekundärwicklung des Übertragers 81. um eine Auslöschung kleiner Signalanteile \on tier Leitung zu bewirken, die kapazitiv über die ί'beriragerwickliingen an den Ausgang des Demodulators gekoppelt werden.The tapping point 83a of the voltage divider 83 is used to fine-tune the symmetry. In this way, a more precise Mitlen connection can be achieved than is generally possible by tapping a transformer winding. A precisely defined center connection is desirable so that the secondary winding of the transformer is inductively symmetrical and only a very small amount of the modulated signal can get from the line via the demodulator to its output. Since it is a product demodulator, its output signal should primarily contain the product of the carrier and the Lcitimgssignale, whereby only the smallest possible amounts of these two signals are directly available. .1 The capacitor 91 connects the terminals of the same polarity of the primary and secondary windings of the transformer 81 to cause the cancellation of small signal components on the line, which are capacitively coupled to the output of the demodulator via the transfer windings.

Die Basis der Transistoren 87 und 88 ist durch Anschaltung an negative Spannungsqucllen 92 und 93 'vorgespannt. Die Basis-Elektroden sind außerdem über zwei Dioden 96 bzw. 97 an die Ausgänge des in sieh geschlossenen Schieberegisters 23 angeschaltet. Das Schieberegister enthält zwei bistabile Multi- \ ibratoren 98 und 99. die so geschaltet sind, daß jeweils die Ausgangs^pannuns des einen die Hingänge ilcs anderen beaufschlagt. Außerdem werden beide Mtiltivibratoren im Vielfach durch die Träger-Harmonische mit 'XiOOHz beaufschlagt, die vom Phasenschieber 22 geliefert wird. Bei dieser Betriebsweise erzeugt das in sich geschlossene Schieberegister ein Paar \on Ausgangssienalwcllcn. und zwar jeweils eine von jedem Multivibrator, mit gleicher Frequenz und mit einer Phasenverschiebung von 90" mit Bezug aufeinander. Unter Verwendung des zweistufigen Schieberegisters mit einem Eingangssignal von ⁰W)OIIz weiden also zwei Ausgangswellen mit 2400 Hz erzeugt. Jede dieser Wellen ist wegen der Frequenzteilung des Schieberegisters insofern genau symmetrisch, daß der positive Ausschlag jeder Halbwelle genau die gleiche Dauer hat wie der negativ gerichtete Ausschlag der Halbwelle.The bases of transistors 87 and 88 are biased by being connected to negative voltage sources 92 and 93 '. The base electrodes are also connected via two diodes 96 and 97 to the outputs of the shift register 23 which is closed in it. The shift register contains two bistable multibrators 98 and 99, which are connected in such a way that the output voltage of the one acts on the inputs of the other. In addition, the carrier harmonics supplied by the phase shifter 22 have a multiple of these vibrators applied to them. In this mode of operation, the self-contained shift register generates a pair of output signals. one from each multivibrator, with the same frequency and a phase shift of 90 "with respect to one another. Using the two-stage shift register with an input signal of ⁰ W) OIIz, two output waves with 2400 Hz are generated. Each of these waves is due to the Frequency division of the shift register is exactly symmetrical in that the positive deflection of each half-wave has exactly the same duration as the negative deflection of the half-wave.

Die Einzelheiten des Multivibrators 99 sind in F i g. 5 gezeigt. Der Multivibrator ist herkömmlicher Art. Er weist eine komplementäre Eingangsschaltung der Art auf. daß jeder Eingangsimpuls, unabhängig davon, ob er vom Phasenschieber 22 oder von dem anderen Multivibrator98 kommt, den Multivibrator trigger!. Der Multivibrator98 ist das Spiegelbild des Multivibrators 99. Die. Verbindung der Eingänge und Ausgänge zur Erzielung der Betriebsweise eines in sich geschlossenen Schieberegisters ist ebenfalls dargestellt. The details of the multivibrator 99 are shown in FIG. 5 shown. The multivibrator is conventional. It has complementary input circuitry of the type. that every input pulse, regardless of whether it comes from the phase shifter 22 or from the other multivibrator 98, triggers the multivibrator !. The Multivibrator98 is the mirror image of the Multivibrator 99. The. Connection of the inputs and outputs to achieve the operation of a self-contained shift register is also shown.

Wie Fi g. 5 zeigt, ist der ß-Demodulator 32 dem /-Demodulator 29 ähnlich. Entsprechende Schaltelemente, sind mit gleichen oder ähnlichen BezugszilTern verschen. Im (^-Demodulator 32 sind die Emitter .der Transistoren 87 und 88 an Erde statt an eine kleine positive Spannung gelegt, da das Ausgangssignal dieses Demodulators nicht zur Dekodierimg übertragener.'Datensignal benutzt wird. Eine Kompensation der Transistor-Gegenspannung wird im Produkt-Erzeuger 36 zusammen mit anderen Kompensationen erreicht. Da die Leitungssignal-Frequenzanteile im Ausgangssignal des Q-Demodulators 32 durch das Tiefpaßfilter 33 vor Anlegen an den Produkt-Erzeuger 36 ausgefiltert werden, ist es auch nicht erforderlich, ein Potentiometer 83 oder einen Kondensator 91 im Ö-Demodulator vorzusehen, um. die induktive und kapazitive Symmetrie im Übertrager 81' zu verbessern. Man beachte, daßLike Fi g. 5 shows, the β demodulator 32 is similar to the / demodulator 29. Corresponding switching elements are given away with the same or similar reference numbers. In the demodulator 32 , the emitters of the transistors 87 and 88 are connected to earth instead of a small positive voltage, since the output signal of this demodulator is not used for decoding transmitted data. Generator 36 is achieved together with other compensations. Since the line signal frequency components in the output signal of the Q demodulator 32 are filtered out by the low-pass filter 33 before being applied to the product generator 36, it is also not necessary to have a potentiometer 83 or a capacitor 91 in the Ö Demodulator to improve the inductive and capacitive symmetry in the transformer 81 '

ίο die Polaritätsbezichung zwischen der Primär- und Sekundärwicklung der Übertrager 81' und 8Γ in den beiden Demodulatorcn unterschiedlich ist. Dieser Polaritätsunterschied stellt schematisch eine Polaritätsumkchr beim /-Demodulator für ein bestimmtes Anwendungsbeispiel dar, bei dem eine weitere PoIaritätsumkehr notwendigerweise in einer anderen Schaltung auftritt. Es hat sich als zweckmäßig herausgestellt, diese Umkehr im Demodulator zu kompensieren. Dadurch wird der Tatsache Rechnung getragen, daß in Fig. 3 die Ausgangssignale des /- und (J-Demodulators bei einem phasenverschobenen Träger entgegengesetzte Polarität haben.ίο the polarity designation between the primary and Secondary winding of the transformer 81 'and 8Γ in the the two demodulators is different. This polarity difference schematically represents a polarity reversal in the / demodulator for a specific application example in which a further polarity reversal necessarily occurs in a different circuit. It has been found to be useful to compensate for this reversal in the demodulator. This takes into account the fact that in Fig. 3 the output signals of the / - and (J demodulator with a phase shifted Carriers have opposite polarity.

Der Wahlschalter 50' am Ausgang des /-Demodulators 29 ist in Fig. 6 elektrisch verwirklicht. Er empfängt das gleiche Gleichstrom-Steuersignal auf der Leitung 62 von der automatischen Verstärkungsregelung 11.' um anzuzeigen, daß die Pilotfrequenz empfangen wird. Das Signal auf der Leitung 62 triggert im Wählschalter 50' einen monostabilen Multivibrator 110. dessen binäre 1- und O-Ausgänge an den Eingang von zwei Koinzidenzgattern 111 bzw. 112 angeschaltet sind. Das Gatter 111 wird durch den binären 1-Ausgang des monostabilen Multivibrators 110 betätigt, wenn dieser sich in seinem unstabilen Betriebszustand befindet. Das Gatter 111 koppelt dann die negative Spannungsquelle 48 über ein ODER-Gattcr"il3 an den Trennverstärker37 an. Das Gatter 111 bleibt in diesem Betriebszustand, solange der monostabile Multivibrator 110 sich in seinem unstabilen Zustand auf Grund des zu Anfang empfangenen Signals für angezeigtes Pilotsignal befindet. Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators entspricht der Dauer des Intervalls mit konstantem Träger und Pilotsignal während des Startvorgangs.The selector switch 50 'at the output of the / demodulator 29 is implemented electrically in FIG. It receives the same DC control signal on line 62 from the automatic gain control 11. ' to indicate that the pilot frequency is being received. The signal on line 62 triggers a monostable multivibrator 110 in selector switch 50 '. The binary 1 and 0 outputs of which are connected to the input of two coincidence gates 111 and 112, respectively. The gate 111 is actuated by the binary 1 output of the monostable multivibrator 110 when the latter is in its unstable operating state. The gate 111 then couples the negative voltage source 48 via an OR gate il3 to the isolation amplifier 37. The gate 111 remains in this operating state as long as the monostable multivibrator 110 is in its unstable state due to the initially received signal for the indicated pilot signal The time constant of the monostable multivibrator corresponds to the duration of the interval with constant carrier and pilot signal during the take-off process.

Danach kehrt der monostabile Multivibrator in seinen stabilen Betriebszustand zurück, obwohl das Pilot-Anzeigcsignal weiterhin an seinem Eingang während des restlichen Startvorgangs und während der folgenden Datenübertragung steht. Wenn der monostabile Multivibrator 110 zurückgestellt ist, betätigt sein binärer O-Ausgang das Koinzidenzgatter 112. um den Ausgang des /-Demodulators 29 über das ODER-Gatter 113 mit dem Trennverstärker 37 zu verbinden.The monostable multivibrator then returns to its stable operating state, although the pilot display signal is still at its input during the remainder of the start-up process and during the subsequent data transmission. When the monostable multivibrator 110 is reset, its binary 0 output actuates the coincidence gate 112 in order to connect the output of the / demodulator 29 to the isolation amplifier 37 via the OR gate 113.

Der Verstärker 37 ist ein einfacher Emitterfolger, der normalerweise etwa in der Mitte seines Aussteuerbereiches durch eine an die Basis des Transistors 117 angeschaltete negative Spannungsquelle 116 vorgespannt ist. Eine positive Spannungsquelle 118 liegt am Emitter des Transistors. Der Verstärker dient dazu, eine hohe Eingangsimpedanz zurück über den Wahlschalter für den /-Demodulator 29 bereitzustellen, so daß die Phasensteuerschaltungen des Demodulators den Informationssignalweg nicht zu stark belasten.The amplifier 37 is a simple emitter follower which is normally biased approximately in the middle of its dynamic range by a negative voltage source 116 connected to the base of the transistor 117. A positive voltage source 118 is applied to the emitter of the transistor. The amplifier serves to provide a high input impedance back via the selector switch for the / demodulator 29 so that the phase control circuits of the demodulator do not overload the information signal path.

Die beiden Tiefpaßfilter 33 und 38 enthalten jeweils einen Reihenwiderstand 119 und einen Querkondensator 120. die so bemessen sind, daß ihreThe two low-pass filters 33 and 38 each contain a series resistor 119 and a shunt capacitor 120. which are dimensioned so that their

15 1615 16

Grenzfrequenz bei dem Ausführungsbeispiel etwa Basis des Transistors 136 und zu einer noch stärker 25 Hz beträgt, so daß die Signale von der Leitung, negativen Spannung am Emitter des Transistors 133. d. h. die Informationssignale, am Ausgang des De- Folglich sperrt der letzlere Transistor, während der modulators gesperrt und nur gleichstrom-und nieder- Transistor 136 im Sättigungsbereich leitet und die frequente Wechselslromantcile nahe der Frequenz 5 Leitung 13.7 etwa auf Erdpotential bringt. Zur VerNull von den Tiefpaßfiltern durchgelassen weiden. cinfacliung der Erläuterung wird angenommen, daß Die Transistoren 121 und 122 sind als· weitere dieses Erdpolcntial positiv ist und den reversiblen Emitterfolger an die Ausgänge der Tiefpaßfilter an- Zähler in Voi wärtsrichtung zählen läßt, wenn er an geschaltet, um eine zusätzliche Trennung zu bewir- seinem Zähleingang Impulse vom Impulsgenerator kcn. Die Emitter der Transistoren 121 und 122 sind io empfängt.Cutoff frequency in the exemplary embodiment about the base of transistor 136 and an even stronger one 25 Hz, so the signals from the line, negative voltage at the emitter of transistor 133. d. H. the information signals, at the output of the De- Consequently, the latter transistor blocks during the modulator blocked and only direct current and low transistor 136 conducts in the saturation range and the Frequent Wechsellromantcile near the frequency 5 brings line 13.7 approximately to earth potential. To zero grazed by the low-pass filters. For the purposes of the explanation, it is assumed that The transistors 121 and 122 are furthermore that the ground is positive and are reversible Emitter follower at the outputs of the low-pass filter can count upwards counter in Voi when it is on switched in order to effect an additional separation of its counting input pulses from the pulse generator kcn. The emitters of transistors 121 and 122 are io receives.

an die Eingänge des nichtlinearen Produkt-Erzeugers Für den Fall, daß die Polaritäten am Eingang um-to the inputs of the non-linear product generator In the event that the polarities at the input

36 und an die Gleichrichter-Begrenzer 43 und 42 gekehrt sind, so daß der Transistor 132 gesperrt und36 and to the rectifier-limiters 43 and 42 are turned, so that the transistor 132 is blocked and

angeschaltet. der Transistor 131 eingeschaltet ist, arbeitet der Pm-turned on. the transistor 131 is on, the Pm-

Der Produkt-Erzeuger 36 (F i g. 8) hat, wie oben diikt-Erzcuger auf ähnliche Weise und erzeugt einThe product producer 36 (Fig. 8) has diikt-Erzcuger in a similar manner as above and creates a

angegeben, eine EXCLUSIV-ODER-Funktion, die 15 positives Steuersignal auf der Leitung 137, da derindicated an EXCLUSIVE-OR function, the 15 positive control signal on line 137 because the

er sowohl bei Gleichstrom-Eingangssignalcn als auch Produkt-Erzeuger symmetrisch mit Bezug auf seinenit is symmetrical with respect to its both in the case of direct current input signals and the product generator

bei Wechselstrom-Eingangssignalen erfüllt. In Reihe Ausgang und seine entsprechenden Eingangs-met for AC input signals. In series output and its corresponding input

rnit den Eingängen des Produkt-Erzeugers liegen anschlüsse ausgeführt ist.With the inputs of the product generator there are connections.

zwei Widerstände 123 und 126 zur Strombegrenzung, Wenn jedoch beide Eingangssignale des Produktdie verhindern, daß der Produkt-Erzeuger die Ein- 20 Erzeugers gleiche Polarität aufweisen, ist die Betriebsgänge der Gleichrichter-Begrenzer 42 und 43 zu weise etwas anders. Für positive Eingangssignale stark belastet. Die Querwiderstände 127 und 128 sind beide Transistoren 131 und 132 gesperrt, so wirken mit einer positiven Spannungsquelle 129 bzw. daß die Emitter beider Transistoren 133 und 136 einer negativen Spannungsquelle 130 zusammen, um auf negativem Potential liegen. Die Spanniingsqucllen eine Kompensation von Transistor-Gegenspannungen 25 138 und 141 bringen die Basis-Elektroden der beiden in den verschiedenen Schaltungen, die Signale an den letztgenannten Transistoren notwendigerweise auf Produkt-Erzeuger liefern, zu bewirken, wie oben eine positivere Spannung als ihre Emitter, so daß erläutert und allgemein bekannt ist, die beiden Wider- die Ausgangsleitung 137 das negative Potential der stände und ihre Spannungsquellen kompensieren Quelle 146 annimmt. Wenn beide Eingangssignale außerdem solche Gegenspannungen, die durch Schal- 30 des Produkt-Erzeugers negativ sind, leiten beide tungcn innerhalb des Produkt-Erzeugers entstehen. Transistoren 131 und 132 und bringen die Emitter Die Quellen 129 und 130 haben verschiedene PoIa- der Transistoren 133 und 136 etwa auf Erdpotential, ritäten, da bei dem Ausführungsbeispiel die Gegen- Unter diesen Umständen befinden sich die Ictztspannungs-Kompensation auf den beiden Seiten der genannten Transistoren notwendigerweise ebenfalls Schaltung verschieden ist. In beiden Fällen ist, wenn 35 im gesperrten Zustand, und die Ausgangsleitiing 137 die Gleichstromkomponente im Ausgangssignal des wird auf das negative Potential der Quelle 146 geentsprechenden Demodulators Null ist, der Eingangs- bracht.two resistors 123 and 126 for current limiting, but if both input signals of the product die To prevent the product producer from having the same polarity as the input 20 producers, the operating modes of the rectifier-limiters 42 and 43 are too slightly different. For positive input signals heavily loaded. The cross resistors 127 and 128 are both transistors 131 and 132 blocked, see above act with a positive voltage source 129 or that the emitters of both transistors 133 and 136 a negative voltage source 130 together to be at negative potential. The tension sources a compensation of transistor counter voltages 25, 138 and 141 bring the base electrodes of the two in the various circuits, the signals to the latter transistors necessarily on Product producers supply to cause, as above, a more positive voltage than their emitter, so that explained and is well known, the two resistors the output line 137 is the negative potential of the levels and their voltage sources compensate source 146 assumes. When both input signals in addition, counter-voltages which are negative due to the switching of the product generator, both conduct tungcn arise within the product producer. Transistors 131 and 132 and bring the emitters The sources 129 and 130 have different poles of the transistors 133 and 136 approximately at ground potential, rities, since in the exemplary embodiment the counter- Under these circumstances there is the actual voltage compensation the circuit on the two sides of the transistors mentioned is necessarily also different. In both cases, if 35 is in the blocked state, and the output line 137 the DC component in the output of the is corresponding to the negative potential of the source 146 Demodulator is zero, the input brought.

transistor des Produkt-Erzeugers so vorgespannt, daß Die Gleichrichter-Begrenzer 42 und 43 in F i g. 8,transistor of the product generator biased so that the rectifier limiters 42 and 43 in FIG. 8th,

er sich am Schwellwert seines Leitfähigkeitsbereiches die zur Anzeige niederfrequenter Demodulator-Aus-at the threshold value of his conductivity range he can display the low-frequency demodulator output

befindet. 40 gangsanteile solcher Amplitude benutzt weiden, daßis located. 40 output components of such amplitude are used that

Die beiden Transistoren 131 und 132 werden in eine Überwachung der Trägerphase möglich ist, sind Emitterschaltung betrieben. Ihre Emitter sind ge- im wesentlichen gleich aufgebaut, und in F i g. 8 sind erdet, und die Transistoren liefern Eingangssignale nur die Einzelheiten für eine Schaltung dargestellt, an ein weiteres Paar von Transistoren 133 und 136, Ein als .Differenzverstärker ausgebildeter Phasendie eine ODER-Schaltung bilden. Der gemeinsame 45 inverter liegt im Eingang und erhält Signale vom Kollektor-Ausgangsanschluß 137 der Transistoren Emitter des Transistors 122. Es sind zwei Traiisisto-133 und 136 liegt am Richtungs-Steuereingang des ren 147 und 148 vorgesehen. Der Transistor 147 bereversiblen Binärzählers 39. findet sich normalerweise im leitenden Zustand aufThe two transistors 131 and 132 are in a monitoring of the carrier phase is possible Emitter circuit operated. Their emitters are essentially constructed in the same way, and in FIG. 8 are grounds, and the transistors provide input signals only the details shown for a circuit to another pair of transistors 133 and 136, a phase designed as a differential amplifier form an OR circuit. The common 45 inverter is located in the input and receives signals from the Collector output terminal 137 of the transistors Emitter of transistor 122. There are two Traiisisto-133 and 136 is provided at the direction control input of the ren 147 and 148. The transistor 147 are reversible Binary counter 39th is normally in the conductive state

Der Produkt-Erzeuger spricht auf die relative PoIa- Grund der zusammenwirkenden Vorspannungsschalrität der an ihn angelegten Eingangssignale an und 5° tungcn, die seinen Emitter mit einer positiven Spanerzeugt das Richtungs-Steuersignal für den Zähler. nungsquelle 149 und seine Basis mit einer negativen Wenn ein Eingangsanschluß positiv und der andere Spannungsqucllc 150 in der Emittcrfolger-Schaltung negativ ist, ist ein Eingangstransistor, beispielsweise mit dem Transistor 122 in Fig. 5 verbinden,
der Transistor 131, so vorgespannt, daß er nicht Der Transistor 148 leitet ebenfalls normalerweise leitet, und der andere Transistor 132, dem das nega- 55 auf Grund der Vorspannungsschaltungen, die seinen tivc Eingangssignal zugeführt wird, wird im Sätti- Emitter mit der positiven Spannungsqucllc 149 und gungsbereich betrieben. Der Kollektor des Transistors seine Basis mit einer Anzapfung 151 eines Span-132 liegt etwa auf Erdpotential und ist mit dem nungstcilcrwidcrstandes 152 verbinden. Dieser Wider-Emitter des Transistors 136 verbunden. Dann führt stand ist über zwei Dioden 157 und 158 zwischen ein Stromfluß von einer positiven Spannungsquelle 60 eine negative Quelle 153 und eine positive Quelle 138 in Richtung zum Erdpotential am Kollektor des 156 geschaltet. Die Anzapfung 151 ist so eingestellt, Transistors 132 und über zwei Widerstände 139 und daß der Transistor 148 bei fehlenden Eingangssigna-140 zu einer positiven Vorspannung an der Basis des len normalerweise leitet und daß außerdem der Transistors 133. Entsprechend führt ein Stromfluß Phaseninverler-Verstärker symmetrisch auf positive von einer weiteren positiven Spannungsqucllc 141 65 und negative Eingangssignalc anspricht. Ein rcgeliibcr zwei Widerstände 142 und 143 in Richtung zum barer Widerstand 159 liegt zwischen den Emittern negativen Potential am Kollektor des nichtleitenden der Transistoren 147 und 148, und zwar .-getrennt Transistors 131 zu einer negativen Spannung an der von der Verbindung der Emitter mit der Quelle 149.The product generator responds to the relative potential of the interacting bias voltage circuitry of the input signals applied to it and the direction control signal for the counter is generated by its emitter with a positive span. voltage source 149 and its base having a negative When one input terminal is positive and the other voltage source 150 in the emitter follower circuit is negative, an input transistor is to be connected, for example to transistor 122 in FIG.
the transistor 131, biased so that it does not. The transistor 148 also conducts normally, and the other transistor 132, to which the negative 55 is supplied due to the biasing circuits which its tivc input signal, is in the saturation emitter with the positive voltage source 149 and area operated. The collector of the transistor has its base with a tap 151 of a span-132 is approximately at ground potential and is connected to the voltage resistor 152. This counter-emitter of transistor 136 is connected. Then leads stand is connected via two diodes 157 and 158 between a current flow from a positive voltage source 60, a negative source 153 and a positive source 138 in the direction of the earth potential at the collector of the 156. The tap 151 is set so, transistor 132 and via two resistors 139 and that the transistor 148 normally conducts in the absence of input signals to a positive bias at the base of the len and that also the transistor 133. Accordingly, a current flow leads phase inverter amplifier symmetrically responds to positive from a further positive voltage source 141 65 and negative input signal. A reverse two resistors 142 and 143 in the direction of the open resistor 159 is between the emitters negative potential at the collector of the non-conductive of the transistors 147 and 148, namely. -Separated transistor 131 to a negative voltage from the connection of the emitter to the source 149.

. 109 638/121. 109 638/121

Der regelbare Widerstand verändert die Verstärkung des Phascninverters und bestimmt damit die Amplitude des Eingangssignals, die zur Betätigung eines Volkveg-Diodcngleichrichters 160 erforderlich . ist. Zwei diagonal gegenüberliegende Anschlüsse des Gleichrichters sind mit den Kollektoren der Transistoren 147 und 148 verbunden.The adjustable resistor changes the amplification of the phase inverter and thus determines the amplitude of the input signal that is required to operate a Volkveg diode rectifier 160. is. Two diagonally opposite terminals of the rectifier are connected to the collectors of transistors 147 and 148 .

Die beiden anderen sich diagonal gegenüberliegenden Anschlüsse des Brückengleichrichters 160 sind an die Basis-Elektroden der beiden Transistoren 161 und 162 angekoppelt, bei denen es sich um komplementäre Ausführungen handelt und deren Kollektor-Emitter-Strecken in Reihe zwischen einer positiven Spannungsquelle 163 und einer negativen Spannungsquelle 166 liegen. Wenn das Ausgangssignal des Phaseninverter-Verstärkers eine genügend große Amplitude, erreicht, um den Brückengleichrichter 160 zum Leiten zu bringen, werden die beiden Transistoren 161 und 162 eingeschaltet. Dann liegt der Kollektor des Transistors 162 auf Erdpotential, das über die ODER-Schaltung 46 die UND-Schaltung 47 erregt, um den Ausgang des Impulsgcnerators 43 mit dem Zähleiligang des reversiblen Binärzählers 39 zu verbinden.The other two diagonally opposite connections of the bridge rectifier 160 are coupled to the base electrodes of the two transistors 161 and 162 , which are complementary designs and their collector-emitter paths in series between a positive voltage source 163 and a negative voltage source 166 lying. When the output signal of the phase inverter amplifier reaches a sufficiently large amplitude to bring the bridge rectifier 160 to conduct, the two transistors 161 and 162 are switched on. Then the collector of the transistor 162 is at ground potential, which excites the AND circuit 47 via the OR circuit 46 in order to connect the output of the pulse generator 43 to the counter input of the reversible binary counter 39.

Im Alisgangssignal eines der beiden Demodulatoren 29 oder 32 ist die Bandbreite der Niederfrequenzen, die eine Überwachung der Trägerphase bewirken können, durch das entsprechende Tiefpaßfilter 33 bzw. 38, die Einstellung der Anzapfung 151 und den Schwellwert des Brückengleichrichters 160 gemeinsam bestimmt. Die Dämpfungskennlinien der Filter enthalten einen Bereich von Frequenzen, der Amplitudenänderungen der vielstiifigen Signale über nur eine vorbestimmte Maximalzahl von benachbarten Amplitudenstufen entspricht. Die Schwellwerte der Schaltungen 42 und 43 bewirken eine schärfere Grenzfrequenz, als es mit praktischen Filtern'möglich ist. Eis hat sich gezeigt, daß die oben angegebene Grenzfrequenz von 25 Hz bei dem Ausführungsbeispiel zu einer befriedigenden Betriebsweise führt. Sie wurde durch die Filter in Verbindung mit Schwellwert-Verfahren erreicht.In the output signal of one of the two demodulators 29 or 32, the bandwidth of the low frequencies that can cause monitoring of the carrier phase is determined jointly by the corresponding low-pass filter 33 or 38, the setting of the tap 151 and the threshold value of the bridge rectifier 160. The attenuation characteristics of the filters contain a range of frequencies which corresponds to changes in amplitude of the multifunctional signals over only a predetermined maximum number of adjacent amplitude levels. The threshold values of the circuits 42 and 43 cause a sharper cut-off frequency than is possible with practical filters. It has been shown that the limit frequency of 25 Hz given above leads to a satisfactory mode of operation in the exemplary embodiment. It was achieved using the filters in conjunction with the threshold value method.

Eine einzige Leitung 137 stellt die Richtiings-Steucrinformation für den reversiblen Zähler 39 in Fig. 7 zur Verfügung. In Fig. 2 sind zur Vereinfachung zwei derartige Leitungen gezeigt worden, um die Steuerung für das Vorwärts- und Rückwärtszählen getrennt darstellen zu können. Im Zähler 39 wird eine nicht gezeigte, herkömmliche Phaseninverterschaltung benutzt, um ein zweigleisiges Richtungs-Steuersignäl von der Leitung 137 zur Steuerung des Zählers abzuleiten. Der Aufbau des Zählers selbst ist herkömmlicher Art. Es werden jedoch nur die höchsten Stufen zur Erzeugung von Ausgangssignalen für den Digital-Analog-Wandler benutzt. Beispielsweise werden die beiden niedrigsten Stufen, die schematisch in Form des Blockes 39' dargestellt sind, am unteren Ende des Zählers 39 verwendet, um kleinere Störungen des Zählerbctiiebs auf Grund von Rauschen mit unbedeutender Amplitude auszuschalten, die aber gelegentlich so groß werden kann, daß sie die Gleichrichter-Begrenzer 42 oder 43 betätigt. Bei dem Ausfiihiungsbeispiel zur Verwendung in einer Anlage mit einer Trägerfrequenz von 2400 Hz kann der reversible Zähler 39 elf Stufen aufweisen. Die neun höchsten Stufen liefern Ausgangssignale für den Digital-Analog-Wandlcr 40. Diese neun binären Zählerslufen ergeben 512 Einstcllschritte, so daß in einem Phasensteuerbercich von 400° ein Schritt jeweils 0,78° entspricht. Das führt zu einer brauchbaren Phasenschiebesteuerung für den wiedergewonnenen Träger in dem Ausführungsbeispiel mit 16 Stufen, bei dem eine Phasenverschiebung von 3° das vielstufige Augenmuster vollständig schließen würde und eine unbrauchbar hohe Fehlerrate bewirken würde.A single line 137 provides the direction control information for the reversible counter 39 in FIG. For the sake of simplicity, two such lines have been shown in FIG. 2 in order to be able to show the control for the upward and downward counting separately. A conventional phase inverter circuit, not shown, is used in counter 39 to derive a dual track direction control signal from line 137 to control the counter. The construction of the counter itself is conventional. However, only the highest levels are used to generate output signals for the digital-to-analog converter. For example, the two lowest stages, which are shown schematically in the form of the block 39 ' , are used at the lower end of the counter 39 in order to eliminate minor disturbances in the counter operation due to noise of insignificant amplitude, which, however, can occasionally become so large that it the rectifier-limiter 42 or 43 is operated. In the exemplary embodiment for use in a system with a carrier frequency of 2400 Hz, the reversible counter 39 can have eleven stages. The nine highest stages supply output signals for the digital-to-analog converter 40. These nine binary counter runs result in 512 setting steps, so that in a phase control range of 400 ° one step corresponds to 0.78 °. This leads to a useful phase shift control for the recovered carrier in the embodiment with 16 levels, in which a phase shift of 3 ° would completely close the multi-level eye pattern and would cause an unusually high error rate.

Der Digital-Analog-Wandler 40 in.Fig. 7 ist eineThe digital-to-analog converter 40 in. 7 is a

ίο bekannte Ausführung, die in Verbindung mit der Erfindung zufriedenstellend arbeitet. Die Ausgänge des reversiblen Binärzählers 39 sind mit individuellen Impedanzsteuerschaltungen 167 im Digital-Analog-Wandler 40 verbunden. Diese Schaltungen sind gleich ausgebildet, so daß nur die Einzelheiten einer Schaltung dargestellt sind. Die Impedanzsteuerschaltungen 167 steuern den Strom in den Querzweigen eines leiterförmigen Impedanznetzwerks, in dem die Reihenwiderstände 168 zwischen Erde und den Eingang eines Verstärkers mit der Verstärkung Eins geschaltet, der zwei Transistoren 169 und 170 enthält. Eine Bezugsspannungsquelle mit zwei Transistoren 171 und 172 liefert eine stabile negative Bezugsspannung VR für alle Steuerschaltungen 167. ίο known design that works satisfactorily in conjunction with the invention. The outputs of the reversible binary counter 39 are connected to individual impedance control circuits 167 in the digital-to-analog converter 40 . These circuits are designed in the same way, so that only the details of one circuit are shown. The impedance control circuits 167 control the current in the shunt branches of a ladder-shaped impedance network in which the series resistors 168 are connected between ground and the input of an amplifier with gain unity and which contains two transistors 169 and 170. A reference voltage source with two transistors 171 and 172 provides a stable negative reference voltage VR for all control circuits 167.

Innerhalb einer Steuerschaltung 167 führt die Spannung VR zusammen mit einer wesentlich größeren negativen Spannungsquelle 173 zu einem Strom durch einen Spannungsteiler mit einer Diode 176 und einem Widerstand 177, die in Reihe zwischen die Spannung VR und die Quelle 173 geschaltet sind. Die Diode 176 leitet also normalerweise und verbindet die Spannung VR mit dem Kollektor eines Transistors 178, der in einer Emitterschaltung liegt und normalerweise nicht leitet. Eine positive Spannungsquelle 179 liefert dazu eine Vorspannung an die Basis des Transistors 178, die in jeder Steuerschaltung 167 außerdem eine andere Ausgangsspannung des reversiblen Zählers 39 empfängt. Der Zähler bringt die Transistoren 178 in unterschiedlichen Permutationen und Kombinationen entsprechend dem binären Zählzustand des Zählers zinn Leiten. Jeder leitende Transistor 178 legt einen entsprechenden Querzweig des Impedanznetzwerkes mit den Widerständen 180 und 181 an Erde. Jeder Querzweig des Gesamtnetzwerkes kann also in Abhängigkeit von der Art der Ausgangsspannungen des Binärzählers entweder an'eine negative Spannung oder an Erde gelegt werden.Within a control circuit 167 , the voltage VR together with a much larger negative voltage source 173 leads to a current through a voltage divider with a diode 176 and a resistor 177, which are connected in series between the voltage VR and the source 173 . The diode 176 thus normally conducts and connects the voltage VR to the collector of a transistor 178 which is in an emitter circuit and normally does not conduct. For this purpose, a positive voltage source 179 supplies a bias voltage to the base of the transistor 178, which also receives a different output voltage of the reversible counter 39 in each control circuit 167. The counter causes the transistors 178 to conduct tin in different permutations and combinations according to the binary counting state of the counter. Each conductive transistor 178 connects a corresponding shunt arm of the impedance network with resistors 180 and 181 to ground. Each branch of the overall network can therefore be connected either to a negative voltage or to earth, depending on the type of output voltages of the binary counter.

Das sich ergebende Potential an der Basis des Transistors 169 im Verstärker mit der Verstärkung Eins hat einen Wert, der der Zählstufe im Zähler entspricht. Diese Signalamplitude wird über eine Leitung 182 vom Kollektor des Transistors 170 der Phascnschiebeschaltung 22 zugeführt. Innerhalb des Verstärkers mit der Verstärkung Eins liefert der Transistor 170 eine Stromverstärkung und der Transistor 169 eine Gegenkopplung, um die Linearität des Verstärkers für den verhältnismäßig großen Bereich von Eingangsspannungen. zu verbessern, die zur Wiedergabe der 512 verschiedenen Zählzustände des Binärzählers 39 an die Leitung 182 angekoppelt werden müssen.The resulting potential at the base of transistor 169 in the amplifier with gain one has a value which corresponds to the counting stage in the counter. This signal amplitude is fed from the collector of the transistor 170 to the phase shift circuit 22 via a line 182. Within the unity gain amplifier, transistor 170 provides current gain and transistor 169 provides negative feedback in order to maintain the linearity of the amplifier for the relatively wide range of input voltages. to improve, which must be coupled to the line 182 in order to reproduce the 512 different counting states of the binary counter 39.

Die Spannung auf der Leitung 182 wird an den Phasenschieber 22 angelegt. Im Phasenschieber ist diese Spannung an jede Stufe des Phasenschiebers über ein Entkopplungsnetzwerk mit einem Widerstand 183 und einem Kondensator 186 angelegt, die so ausgelegt sind, daß die für jede von einer Vielzahl . von Phasenschieberstufen verfügbare SteuerspannungThe voltage on line 182 is applied to phase shifter 22 . In the phase shifter, this voltage is applied to each stage of the phase shifter through a decoupling network comprising a resistor 183 and a capacitor 186 which are designed so that the for each of a plurality. control voltage available from phase shifter stages

keine Querkopplung von Spannungen von einer Stufe zu einer anderen aufweist. Die Phasenschieberstufen sind Triggerschaltungen, die über Verzögerungs-Impedanznetzwerke zusarrimengeschaltet sind und deren Trigger-Schwellwerte mit Hilfe des Steuersignals auf der Leitung 182 veränderbar eingestellt sind.has no cross-coupling of voltages from one stage to another. The phase shifter stages are trigger circuits which are interconnected via delay impedance networks and whose trigger threshold values are set to be changeable with the aid of the control signal on line 182.

Dtr Phasenschieber 22 weist eine Eingangs-Verstärk iTStufe mit einem in Emitterschaltung betriebenen Transistor 187 auf, an dessen Basis die Träger-Harmonische nf_t mit 9600 Hz angelegt ist. Der Emitter des Transistors 187 liegt an Erde, so daß der Transistor in Abwesenheit von positiven Impulsen der Träger-Harmonischen normalerweise nicht leitet. Das Ausgangssignal vom Kollektor des Transistors 187 betreibt eine Stufe des Phasenschiebers. Da alle Stufen des Phasenschiebers gleich ausgebildet sind, ist nur eine in F i g. 6 dargestellt. Bei dem Ausführungsbeispiel hat sich gezeigt, daß fünf Stufen der in Fig. 6 zwischen den unterbrochenen Linien 188 und 189 gezeigten Art ausreichen, um einen Phasenschiebebereich von 400° für eine Trägersignalwelle mit 2400 Hz zu erzeugen.The phase shifter 22 has an input amplifier iT stage with a transistor 187 operated in an emitter circuit, at the base of which the carrier harmonic nf _t at 9600 Hz is applied. The emitter of transistor 187 is grounded so that in the absence of positive carrier harmonic pulses, the transistor will not normally conduct. The output from the collector of transistor 187 operates one stage of the phase shifter. Since all stages of the phase shifter are designed the same, only one is shown in FIG. 6 shown. In the exemplary embodiment, it has been found that five stages of the type shown in FIG. 6 between the broken lines 188 and 189 are sufficient to generate a phase shift range of 400 ° for a carrier signal wave at 2400 Hz.

Die als Beispiel dargestellte Phasenschieberstufe befindet sich zu Anfang in einem Ruhezustand, in dem die Transistoren 190 und 191 nicht leiten und der Transistor 192 leitet. Ein erster Kondensator 193 wird auf die Anschlußspannung der Ausgangsspannungsquelle in der vorhergehenden Stufe aufgeladen, die im gezeigten Fall die Quelle 196 im Emitterfolger mit dem Transistor 187 ist. Ein weiterer Kondensator 197 liegt zwischen dem Kollektor und Emitter des Transistors 190 und wird auf die Spannung eines Normal-Spannungsanschlusses 198 aufgeladen, der mit den Kollektoren der Transistoren 190 in den anderen Schieberegisterstufen verbunden ist. Der Anschluß 198 erhält seine Spannung über ein Entkopplungsnetzwerk mit einem Kondensator 199 und einem einstellbaren Widerstand 200. The phase shifter stage shown as an example is initially in an idle state in which transistors 190 and 191 are not conducting and transistor 192 is conducting. A first capacitor 193 is charged to the terminal voltage of the output voltage source in the preceding stage, which in the case shown is the source 196 in the emitter follower with the transistor 187 . Another capacitor 197 is located between the collector and emitter of the transistor 190 and is charged to the voltage of a normal voltage connection 198 , which is connected to the collectors of the transistors 190 in the other shift register stages. Terminal 198 receives its voltage via a decoupling network with a capacitor 199 and an adjustable resistor 200.

Ein positiver Impuls der Signalwelle mit 9600 Hz bringt den Transistor 187 zum Leiten und führt zu einer schnellen Entladung des Kondensators 193. Die Spannung steht über einer Diode 201 im Entladestromkreis und hat nicht die richtige Polarität, um den Transistor 190 einzuschalten. Am Ende des positiven Impulses kehrt der Transistor 187 jedoch in den nichtleitenden Zustand zurück, und der Kondensator 193 lädt sich von der Anschlußspannung der Quelle 196 über den Kollektorwiderstand 202 des Transistors 187 und über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 190 auf, der dann durch den Ladestrom eingeschaltet wird. Während seines Einschaltintervalls stellt der Transistor 190 einen Entladestromkreis kleiner Impedanz für den Kondensator 197 während eines Zeitintervalls dar, das der Zeitkonstante des Kondensators 193 und des Widerstandes 202 entspricht. Das Potential an der Basis des Transistors 191 ist jetzt niedriger als die Schwellwertspannung, so daß 191 aus- und 192 eingeschaltet ist. Am Ende dieses Intervalls fließt ein Ladestrom durch den Kondensator 193, der nicht ausreicht, um den Transistor 190 im Einschaltzustand zu halten. Er wird daher gesperrt. Der Kondensator 197 beginnt sich über den Kollektorwiderstand 203 des Transistors 190 aufzuladen, und wenn eine genügend große Ladespannung erzeugt ist, die die Steuerspannung auf der Leitung 182 am Emitter des Transistors 191 übersteigt, wird der Transistor 191 eingeschaltet. Der eingeschaltete Transistor 191 triggert.dann eine regenerative Schwellwert-Detektorschaltung mit den Transistoren 191 und 192. Wenn der Transistor 191 leitet, bringt er den Transistor 192 in den nichtleitenden Zustand und stellt damit einen positiven Übergang für den Eingangskondensator 193 der nächstfolgenden Stufe des Phasenschiebers zur Verfügung.A positive pulse of the signal wave at 9600 Hz causes transistor 187 to conduct and leads to a rapid discharge of capacitor 193. The voltage is across a diode 201 in the discharge circuit and does not have the correct polarity to switch transistor 190 on. At the end of the positive pulse, however, the transistor 187 returns to the non-conductive state, and the capacitor 193 charges from the terminal voltage of the source 196 via the collector resistor 202 of the transistor 187 and via the base-emitter path of the transistor 190 , which then is switched on by the charging current. During its switch-on interval, transistor 190 represents a low-impedance discharge circuit for capacitor 197 during a time interval which corresponds to the time constant of capacitor 193 and resistor 202. The potential at the base of transistor 191 is now lower than the threshold voltage, so that 191 is off and 192 is on. At the end of this interval, a charging current flows through the capacitor 193, which is not sufficient to keep the transistor 190 in the switched-on state. It is therefore blocked. The capacitor 197 begins to charge through the collector resistor 203 of the transistor 190 , and when a sufficiently large charge voltage is generated which exceeds the control voltage on the line 182 at the emitter of the transistor 191 , the transistor 191 is switched on. The switched-on transistor 191 then triggers a regenerative threshold value detector circuit with the transistors 191 and 192. When the transistor 191 conducts, it brings the transistor 192 into the non-conductive state and thus provides a positive transition for the input capacitor 193 of the next stage of the phase shifter Disposal.

Wenn der Transistor 192 der letzten Stufe des Phasenschiebers gesperrt worden ist, bringt die Aufladung eines Kondensators 206 einen Transistor 207 in den leitenden Zustand. Das sich ergebende, negativ gerichtete Signal am Kollektor des Transistors 207 wird den Eingängen der beiden bistabilen Multivibratoren 98 und 99 gemeinsam zugeführt, um diese entsprechend zu triggcrn. Die gesamte Zeitverzögerung der Schaltung 22 erstreckt sich von der Entladung des ersten Kondensators 193 bis zum Einschalten des Transistors 207. When the transistor 192 of the last stage of the phase shifter has been blocked, the charging of a capacitor 206 brings a transistor 207 into the conductive state. The resulting, negatively directed signal at the collector of transistor 207 is fed to the inputs of the two bistable multivibrators 98 and 99 together in order to trigger them accordingly. The entire time delay of the circuit 22 extends from the discharge of the first capacitor 193 until the transistor 207 is switched on.

Die niederfrequenten Energieanteile in den Ausgangssignalcn der beiden Demodulatoren 29 und 32 werden also hinsichtlich ihrer Amplitude angezeigt, um Treibinipulse für den reversiblen Binärzähler 39 für ein Zeitintervall zu liefern, das dem Intervall ihrer Dauer entspricht. Der Zähler wird nach einer Richtung betrieben, die durch das Ausgangssignal des nichtlinearen Produkt-Erzeugers 36 gesteuert wird, und die Ausgangssignale des Zählers werden in ein entsprechendes Analogsignal umgewandelt, das den Betrag der Phasenverschiebung steuert, dem die Träger-Harmonische unterworfen ist. Der reversible Zähler 39 steuert die Phasenschiebebedingung am Ende eines Überwachungsintcrvalls bis zum Beginn eines nächstfolgenden Überwachungsintervalls unabhängig davon, wie lang dieses Intervall ist. Die phasenverschobene Träger-Harmonische am Ausgang der Phasenschiebeschaltung 22 wird auf die Trägerfrequenz herunter geteilt und in den Demodulatoren benutzt. Der Wahlschalter 50 wird in Verbindung mit der Bezugsspannungsquelle verwendet, um die Möglichkeit eines zweideutigen Phasenspcrrzustandes während der Betriebseinleitung des Demodulators auszuschalten, und die Ausgangssignale der Fehlersteuerschaltung machen es möglich, eine zufällig erzeugte Träger-Phasenumkehr während der Datenübertragung auszuschalten.The low-frequency energy components in the output signals of the two demodulators 29 and 32 are thus displayed with regard to their amplitude in order to deliver driving pulses for the reversible binary counter 39 for a time interval which corresponds to the interval of their duration. The counter operates in a direction controlled by the output of the non-linear product generator 36 and the output of the counter is converted to a corresponding analog signal which controls the amount of phase shift to which the carrier harmonic is subjected. The reversible counter 39 controls the phase shift condition at the end of a monitoring interval until the beginning of a subsequent monitoring interval, regardless of how long this interval is. The phase-shifted carrier harmonic at the output of the phase shift circuit 22 is divided down to the carrier frequency and used in the demodulators. The selector switch 50 is used in conjunction with the reference voltage source to eliminate the possibility of an ambiguous phase lock condition during the initiation of operation of the demodulator, and the output signals of the error control circuit make it possible to eliminate a randomly generated carrier phase reversal during data transmission.

Claims

Patent claims:

1. Demodulator with an input circuit for receiving an amplitude-modulated signal with suppressed carrier, which contains sequences of multi-level signals, with a demodulating arrangement coupled to the input circuit for deriving coded information from the signal, with a recovery circuit for supplying a local signal with the frequency of the suppressed one Carrier and with a phase shifting circuit which can control the demodulating arrangement by adjusting the phase position of the local signal in a predetermined relationship to the suppressed carrier, characterized in that the demodulator has a detector arrangement (33, 36, 37, 38) which detects the low-frequency energy components in Output signal of the demodulating arrangement (28, 29, 31, 32) can display, and a phase control circuit (39, 40) which controls the phase shifting circuit (22) as a function of the output signal of the detector arrangement

can that the predetermined phase relationship is established.

2. Demodulator according to claim 1, characterized in that the demodulating arrangement (28, 29, 31, 32) has a first (29) and a second (32) Dcmodulatotstufe which are coupled to the input circuit (302) , that the recovery circuit ( 23, 301) has first (26) and second (27) output lines, which are coupled to the first and second demodulator stage, respectively, the local signal on the first output lines being 90 'out of phase with respect to the local signal on the second output lines that the low-frequency energy components indicated by the detector arrangement (33, 36, 37, 38) are direct currents and low-frequency alternating currents, the relative polarity of which is a function of the leading or lagging polarity of the hascnwinkclfchler Φ _Γ between the signal on the first output lines (26) of the recovery circuit (23, 301) and the suppressed carrier, and that the detector arrangement (33, 36, 37, 38) is a control rsignal is generated, the amplitude of which is a function of the leading or lagging nature of the phase angle error <I> _r .

3. Demodulator according to claim 2, characterized in that the amplitude of the control signal generated by the detector arrangement (33, 36, 37, 38) by a first potential on a control line (304) and a second potential on a second control line (306) it is shown that the phase control circuit (40, 39) can respond to the size of the potential on the first and second control lines in order to shift the phase of the local signal in a first or second direction and thus to make the phase angle error <P _r as small as possible that the phase control circuit contains a digital-to-analog converter (40) and a reversible counter (39) which couples the control signal on the first (304) and second (306) control lines to the digital-to-analog converter (40), and that the digital-to-analog converter has a plurality of stages, the stages with the highest priority being coupled to the phase shift circuit (22) and a predetermined number of further Stu Fen with a lower value do not emit any output signals outside the counter, so that the latter stages do not allow smaller fluctuations in the control signal to come into play.

4. Demodulator according to claim 2, characterized in that the control signal generated by the detector arrangement is a function of sin Φ, for the direct current signal components and a function of sin 2 Φ, for alternating current components that are displayed by the detector arrangement, and that the The demodulator has a switching arrangement (50) which can respond to a sequence of initiation pulses transmitted before each sequence of two-stage signals in order to bias the detector arrangement (48, 49). that it produces a predetermined demodulation signal state corresponding to a signal which produces a function of sin <P _r .

5. Demodulator according to claim 2, characterized in that the recovery circuit has an input line (301) for receiving a harmonic of the carrier frequency and a self-contained shift register (23). which can respond to the harmonic of the carrier frequency and divide it down to the frequency of the suppressed carrier.

6. Demodulator according to claim 1, characterized in that the detector arrangement comprises a first (33) and a second (38) filter, the direct current and low-frequency alternating currents pass and block higher frequencies including the frequency of the suppressed carrier, the first and second filters have an attenuation characteristic in a frequency range which corresponds to changes in the amplitude of the modulated signal over only a predetermined maximum number of adjacent signal levels of the multi-level signals, the maximum number being smaller than the total number of levels, and also an amplitude threshold circuit coupled to the output of the first and second filter (42 , 43, 46), the threshold value can be set so that a predetermined selectable amplitude range of the damping characteristic is blocked and thus the frequency components transmitted to the output of the threshold value circuit are sharply defined, and a gate circuit (47) which the output de The threshold value circuit with the phase control circuit (40, 39) veii "niici in order to selectively set the phase position of the local signal.

7. Demodulator according to claim 1, characterized in that the shift range of the phase shifting circuit (22) is greater than 360 ° of the local signal and that the phase control circuit (39, 40) has operating characteristics such that a larger time interval is required for the operation to change from one extreme value to the other extreme value of the shift range of the phase shift circuit.

8. Demodulator according to claim 1, characterized in that the phase shift circuit. (22) comprises a first transistor (190 in Fig. 6), further a circuit (187) which biases the transistor so that it conducts for a time interval of predetermined duration at each cycle of the harmonic of the carrier frequency, further a capacitor (197 ^m F'ß-6), which is discharged through the power line in the first transistor and charged at a predetermined rate (196, 193, 202) when the transistor is non-conductive, and at least one feedback threshold detector (191, 192) connected to the capacitor ), which is triggered at a predetermined charging voltage of the capacitor, and a line (182) which couples the control signal in such a way that the threshold value of all feedback detectors is set simultaneously so that the magnitude of the predetermined charging voltage is changed.

9. Demodulator according to claim 3, characterized in that the reversible counter (39) acts as a binary memory to store the control signal between the intervals in which the low-frequency energy components are displayed by the detector arrangement (33, 36, 37, 38) .

1 Of demodulator according to claim 1, characterized gc-

indicates that the demodulator has an error detector (51 in FIG. 2) for determining errors in the data derived from the demodulating arrangement Signals and to generate a display when errors are detected above a

minimum error rate, and a binary counter (60) which counts on a predetermined number of Error displays responds and to the phase shift circuit is coupled to change the phase position of the local signal.

For this purpose 3 sheets of drawings

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