DE1562321C3

DE1562321C3 - Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte Impulse als Ausgangssignal

Info

Publication number: DE1562321C3
Application number: DE1562321A
Authority: DE
Inventors: Amar Gopal Chestnut Hill Mass. Bose (V.St.A.)
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1962-08-15
Filing date: 1963-08-16
Publication date: 1980-06-12
Also published as: DE1562321A1; GB1055788A; DE1562321B2; US3294981A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breiten- w> modulierte Impulse als Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die größte zu übertragende oder zu regelnde Frequenz, insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von elektrischen Spannungen, unter Zuhilfenahme eines Zweipunkt-Schaltkreises, fa'> dessen Ausgang durch einen ersten und zweiten Halbleiterschalter wechselweise mit einer Energiequelle verbindbar ist.

Stand der Technik

Um ein Ausgangssignal zu erhalten, das auch raschen Änderungen des Eingangssignals folgt, ist es wünschenswert, den Zweipunkt-Schaltkreis (bistabile Kippschaltung) mit einer Frequenz zu betreiben, die hoch ist im Vergleich mit der höchsten bedeutungsvollen Frequenzkomponente des Eingangssignals. Dabei ergeben sich jedoch in bekannten Zweipunktschaltkreisen (Wireless World, März 1963, S. 135-136) Schwierigkeiten im Schaltverhalten, die zu Energieverlusten und zur Zerstörung der Halbleiterschalter durch Überlastung führen können.

Aufgabe

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Anordnung der eingangs bezeichneten Art zu schaffen, die es ermöglicht, das Eingangssignal mit hoher Präzision und Energie wiederzugeben und dabei eine Zerstörung der energieschaltenden Halbleiterschalter zu verhindern.

Lösung der Aufgabe

Bei der Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung von der Überlegung aus, daß die beobachteten Schwierigkeiten in Zweipunktschaltkreisen herkömmlicher Bauweise auf Ladeakkumulationsprobleme in den Halbleiterschaltern zurückzuführen sind. Halbleiter brauchen, wie festgestellt wurde, mehr Zeit zum Ausschalten als zum Einschalten. Um dem dadurch bedingten Fehlverhalten des Zweipunkt-Schaltkreises zu begegnen, kommt es somit darauf an, die Akkumulationsprobleme zu lösen.

Ausgehend von dieser erfinderischen Aufgabenstellung ist der Zweipunkt-Schalter so ausgebildet, daß in den Ansteuerungskanälen der beiden Halbleiterschalter Vorspannungen wirksam sind, welche die Halbleiterschalter bei jedesmaligem Schalten vorübergehend gleichzeitig nichtleitend machen.

Dadurch wird erreicht, daß der Stromfluß in dem Halbleiterschalter, der die Stromführung übernehmen soll, so lange blockiert wird, bis der die Stromführung abgebende Halbleiterschalter stromlos geworden ist, und daß aufeinanderfolgende wechselweise Leitintervalle jeweils durch ein gemeinsames transistorisches Nichtleitintervall zeitlich voneinander getrennt werden mit der Aufeinanderfolge der Schaltarten:

a) mit leitendem ersten Halbleiterschalter und nichtleitendem zweiten Halbleiterschalter, anschließend

b) mit nichtleitendem ersten und zweiten Halbleiterschalter, anschließend

c) mit nichtleitendem ersten Halbleiterschalter und leitendem zweiten Halbleiterschalter, und anschließend wiederum aufeinanderfolgend a), b), c)...,

während die Schaltart mit leitendem ersten und zweiten Halbleiterschalter ausgeschlossen ist.

Die zu schaltende Energiequelle kann Potentiale entgegengesetzter Polarität haben, während als Halbleiterschalter ein PNP-Transistor und ein NPN-Transistor, den entgegengesetzten Polaritäten zugeordnet, vorgesehen sind.

Vorzugsweise ist die neue Anordnung so ausgebildet, daß sie auch zur Wiedergabe bzw. Übertragung von Gleichstromkomponenten benutzt werden kann. Hierzu kann der Zweipunkt-Schaltkreis mit einem direkten DC-Kopplungspfad vom Eingang zum ersten und zweiten Halbleiterschalter versehen sein.

Die Erfindung sei an Hand der Zeichnungen näher

veranschaulicht. Es zeigt

F i g. 1 den wesentlichen Aufbau einer Anordnung gemäß der Erfindung in einem Blockschaltbild,

F i g. 2 in einem Prinzipschaltbild das in der Anordnung nach Fig. 1 vorgesehene Rückkopplungsnetzwerk,

Fig.3 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,

Fig.4 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine Anordnung nach F i g. 1 in einem Blockschaltbild,

F i g. 5 eine Ausführung der Anordnung nach F i g. 1 als Endverstärker,

F i g. 6 eine Erläuterung zu F i g. 5,

Fig. 7 in einem Blockschaltbild eine Ausführung der Anordnung nach Fig. 1, die sich besonders für nichtlineare Steuersysteme eignet,

F i g. 8 das Schaltbild einer Ausführungsform der Anordnung nach Fig. 1 zur Aufrechterhaltung einer konstanten Ausgangsspannung unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung und der Belastung und

F i g. 9 eine Ausführung einer Anordnung nach F i g. 1, die sich durch gute Regeleigenschaften über einen weiten dynamischen Bereich auszeichnet.

Die Anordnung nach F i g. 1 dient z. B. dem Zweck, ein wellenförmiges Eingangssignal E_s, z. B. eine Sprachschwingung, die auf einen Eingang 11 gegeben wird, auf einen Ausgang 12 zu übertragen. Zu diesem Zweck wird das Eingangssignal E₅ umgewandelt in ein höherfrequentes Ausgangssignal Y(t) von Rechteckkurvenforrn, in dem das Verhältnis der Halbwellenlängen, d. h. der Längen der aufeinanderfolgenden rechteckigen positiven und negativen Halbwellen, ein Maß für die Augenblicksgröße des Eingangssignals E₅ darstellt. Wie diese Umwandlung vor sich geht, wird weiter unten erklärt. Das Verhältnis der Halbwellenlängen läßt sich bei einer Rechteckspannung gleichbleibender Amplitude in bekannter Weise durch einfache Mittelwertbildung feststellen. Sind positive und negative Halbwellen gleich lang, so ergibt sich der Mittelwert Null, sind sie verschieden lang, so ergibt sich ein von Null abweichender Mittelwert, dessen Größe mit dem Halbwellenlängenunterschied wächst. Man kann somit, wie leicht einzusehen ist, erreichen, daß durch Bildung des Mittelwertes aus der Ausgangsspannung Y(t) in einem Mittelwertbildner 13 am Ausgang 12 ein Mittelwertsignal auftritt, das dem Eingangssignal E_s genau entspricht, wenn die oben geforderte Beziehung zwischen der augenblicklichen Größe des Eingangssignals Es und dem Halbwellenlängenverhältnis erfüllt ist. Wie dies erreicht wird, soll nunmehr erklärt werden.

Zur Erzeugung des Ausgangssignals Y(t) ist ein Zweipunktschaltkreis bzw. eine bistabile Kippschaltung 16 vorgesehen, an deren Ausgang 15 eine positive Spannung E_a auftritt, wenn ein auf ihren Eingang gegebenes Steuersignal Aft) einen unteren Schwellwert di unterschreitet, oder eine negative Spannung Eb auftritt, wenn das auf ihren Eingang gegebene Steuersignal Kleinen oberen Wert d\ überschreitet.

Zur Bildung des Steuersignals X(t) wird das Eingangssignal E_s in einer Überlagerungsschaltung 21 mit einem Rückkopplungssignal En, algebraisch addiert, das einer durch das Ausgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16 selbst gesteuerten Amplitudenmodulation unterworfen ist, derart, daß das in der Überlagerungsschaltung 21 gebildete resultierende Steuersignal X(t) wechselweise den Wert dt unterschreitet oder den Wert d\ überschreitet. Durch diesen Rückkopplungsvorgang wird erreicht, daß das Rückkopplungssignal zunächst so lange zunimmt, bis die algebraische Summe aus Rückkopplungs- und Ein-•5 gangssignal

Es+Efb= Aft)

den Schwellwert d\ überschreitet, und daß sie zunächst so lange abnimmt, bis die algebraische Summe Aft) den

ίο Schwellwert di unterschreitet. Zu- und Abnahme des Rückkopplungssignals verlaufen nach einer vorgegebenen Zeitfunktion, beispielsweise nach einer Exponentialfunktion, wie in Fig.3 dargestellt ist. Von wesentlicher Bedeutung ist nun, daß die Frequenz des

ι j Rückkopplungssignals En, groß ist im Vergleich zum höchsten zu übertragenden Frequenzanteil des Eingangssignals Es.

Das Verhältnis der Zeiten bis zum Erreichen der Schwellwerte d\ und di stellt ein direktes Maß für den jeweils vorliegenden Augenblickswert des Eingangssignals Es dar. Dieses Zeitverhältnis wird durch das Verhältnis der Längen aufeinanderfolgender Halbwellen der von der bistabilen Kippschaltung 16 gelieferten Rechteckspannung Y(t) dargestellt und kann z. B. durch

r> Mittelwertbildung dieser Spannung wiedergegeben werden.

Wenn man den Mittelwert über eine Zeitspanne bildet, die groß ist im Vergleich zu der mittleren Periode des Ausgangssignals Y(t) und klein im Vergleich zu der Periode des höchsten Frequenzanteils des Eingangssignals Es, so entspricht das Signal am Ausgang 12 der Form des Eingangssignals E₅.

Die Umwandlung des Amplitudenwertes des Eingangssignals Es in einen Zeitverhältniswert des Aus-

3"> gangssignals Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16 hat den großen Vorteil, daß es nunmehr leicht möglich ist, das Eingangssignal über einen weiten dynamischen Bereich mit geringer Verzerrung und großer Leistung wiederzugeben.

Es sei nunmehr das Zustandekommen des Rückkopplungssignals En, und des resultierenden Steuersignals Aft)näher erläutert.

Vorweg sei bemerkt, daß die Umkehrung des Änderungssinnes von Aft) nicht zu tun hat mit etwaigen

■n Umkehrungen des Änderungssinnes des zu übertragenden Eingangssignals E_s, sondern stattfindet, auch wenn das Eingangssignal sich z. B. monoton ändert oder sich wie eine Gleichspannung überhaupt nicht ändert bzw. nur sehr langsamen zu übertragenden Schwankungen

ίο unterworfen ist.

Der Schwingungscharakter des Steuersignals Aft) wird erzwungen durch den Charakter des Rückkopplungssignals En* das im Rückkopplungsnetzwerk 17 erzeugt wird und durch algebraische Addition mit dem

■>") Eingangssignal E_s in der Überlagerungsschaltung 21 das Steuersignal X(t)ergibt.

Bevor das Zustandekommen des Rückkopplungssignals En, und dessen Überlagerung mit dem Eingangssignal E_s beschrieben wird, sei das Prinzipschaltbild des

w) Rückkopplungsnetzwerkes 17 nach Fig. 2 erläutert. Dieses Netzwerk enthält ein Integrierglied, bestehend aus einem Reihenwiderstand 23 vom Widerstandswert N, einem Kondensator 24 mit der Kapazität C und einem Verzögerungsglied 22 mit dem Verzögerungs-

h^r> wert Td. Dieses Rückkopplungsnetzwerk 17 wird beaufschlagt durch das Ausgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16. Bei Umschaltung vom negativen Wert Et, auf den positiven Wert E_a beginnt der

Kondensator 24 nach Ablauf der Verzögerungszeit Td sich umzuladen zum positiven Spannungswert E_a hin. Dieser Ladevorgang verläuft nach einer Exponentialfunktion, deren Zeitkonstante durch das Produkt R ■ C bestimmt ist. Durch Wahl dieser Zeitkonstante hat man es in der Hand, die Frequenz des Rückkopplungssignals En, so hoch zu legen, daß sie höher liegt als die höchst interessierende Frequenz des Eingangssignals E₅.

Um nun den erforderlichen Richtungswechsel des Steuersignals X(t) zu erzwingen, der dann seinerseits den Richtungswechsel des Ausgangssignals Y(t) und damit den Richtungswechsel der am Kondensator 24 herrschenden Spannung, welche als Rückkopplungssignal Efb dem Eingangssignal E₅ überlagert wird, herbeiführt, werden die Grenzspannungen E_a und Eb so bemessen, daß das resultierende Steuersignal X(t) auf jeden Fall die Schwellwerte d\ und dz überschreitet.

Dieser Verlauf sei im einzelnen an Hand der F i g. 3 verfolgt.

Zum Verständnis dieses Bildes muß man sich vergegenwärtigen, daß die Frequenz für Rückkopplungssignal En,, Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t) die gleiche Größe hat, daß diese Frequenz aber groß ist gegenüber dem höchsten Frequenzanteil des zu übertragenden Eingangssignals E₅. Infolgedessen erscheint das Eingangssignal E₅ im Diagramm der F i g. 3 als konstanter Wert.

Das Rückkopplungssignal En, = f(t) in F i g. 3 beginnt zur Zeit fi gerade in dem Augenblick, in dem die bistabile Kippschaltung 16 von E_a auf Eb umgeschaltet hat. Unter dem vorherigen Einfluß der Spannung E_a wächst das Rückkopplungssignal Erb im Verzögerungsintervall Td weiter exponentiell gegen E_a und erreicht ein Maximum E\ zur Zeit t₂. Dann fällt die Spannung exponentiell gegen die Spannung Eb ab. Sobald zur Zeit f3 das resultierende Steuersignal X(t) den unteren Schwellwert dj erreicht, schaltet die bistabile Kippschaltung 16 von Eb auf E₃ um. Während der Zeit Td fällt die Spannung weiter bis zu einem Minimum E₂ zur Zeit U-Wenn dann zur Zeit ts das Steuersignal X(t)den oberen Schwellwert d\ erreicht, schaltet die bistabile Kippschaltung von E_a auf Eb um, womit eine Periode der Signalumwandlung durchlaufen ist und die nächste Periode beginnt. Ist am Ende des Zyklus der Spannungswert, Wert des Eingangssignals E_s, gefallen, so wird der Schwellwert d\ zu einem früheren Zeitpunkt f₅ erreicht. Veränderungen der Amplitude des Eingangssignals E₅ bewirken somit Veränderungen des Verhältnisses der Halbwellenlängen von Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t). Außerdem ändert sich die Periodendauer T2 bzw. die Frequenz von Rückkopplungssignal Efb,Steuersignal X(t)und Ausgangssignal Y(t).

Wenn sich das Eingangssignal £_sder Grenzspannung E_a nähert, wird die Zeitspanne T\, d. h. die Länge der Negativwelle von Y(t) zu einem größeren Teil der Gesamtperiode T₂. Der Mittelwert E^ der Rechteckspannung Y(t) über eine Periode vermindert sich daher mit dem Anwachsen des Eingangssignals E₅ und nimmt umgekehrt zu mit einem Kleinerwerden dieses Signals. Es läßt sich nachweisen, daß dieser Mittelwert E_1n, am Ausgang 12 des Mittelwertbildners 13 als Funktion des Eingangssignals £_s folgender Gleichung genügt:

In (d₂ -E₅- EJ - In [£„ - E_h + (d, -E₅- EJ _e-^r«'^ÄC] - TJRC In (d₂ - E_s - E_b) - In [£_e - E_b + (rf, -E₅- E_a) _e

+ In (E_a + E_s- dj - In [£„ - E_b + (E_b + E₅ (E„ -

Es ist günstig, die Spannungen \E_a\ = | E₀ 1 = | E_b | und die Schwellwerte | ^₁1 = | d| = | d₂ | zu wählen. Unter diesen Umständen vereinfacht sich die Bestimmungsgleichung für E_av wie folgt:

^ln

E₀

= 1-2

I -EJE₀ -(JfE₀ 1-EJE_{0 +} dlE,

(1 - EJE₀ - di'E₀) (1 + EJE₀ - dlE₀) ^m(\-EJE₀+dlE₀)(\ + EJE + dlE)

Es ist zweckmäßig, daß das Eingangssignal E₅ kleiner ist als E₀ und daß der Schwellwert d nur einen kleinen Bruchteil von Eo beträgt. Je kleiner das Verhältnis von d zu Eo und von E₅ zu Eo ist, um so besser ist die Linearität des Systems. Mit einem T_d = 0, d/Eo = 0,1 und E₅ZE₀ = 0,75 beträgt die Abweichung von der Linearität unter verhältnismäßig ungünstigen Bedingungen nur noch

1,33%.

Zusätzlich zu dem Verhältnis der Längen von Positiv- und Negativwelle der Rechteckspannung Y(t) ändert sich, wie schon oben dargetan, in Abhängigkeit von dem Eingangssignal E_s auch die Länge der ganzen Periode T2. Die Periode T₂ ergibt sich aus der Gleichung:

T, = 2 T_d + RC In

[£„ - E_b + (d, -E₅- EJ

[_E_a - E_b + (E_b + E₅- d₂)

[2 E₀ - (E₀ - d) z~^Tä/^RCf - E₅ <?-^2Täl^RC

T₂ = 2 T_d + RC In

(E₀ - df -

Es ist zweckmäßig, daß die Summe von E₅ und d 65 zum Eingangssignal E_s ist. Dies ist ein sehr nützliches

kleiner ist als E₀. Es läßt sich dann zeigen, daß d/E_s eine Ergebnis, da sowohl der Mittelwert als auch die

Funktion von T₂IRC und daß die augenblickliche Frequenz am Ausgang 15 kennzeichnend für die

Ausgangsfrequenz am Ausgang 15 genau proportional Augenblicksgröße des Eingangssignals sind. Demgemäß

kann der Mittelwertbildner 13 zur Anzeige benutzt werden, oder es kann die Anzeige durch ein Kreuzspulinstrument oder einen sonstigen Frequenzdiskriminator erfolgen.

Beobachtungen des Ausgangssignals am Ausgang 15 ·> mit einem Oszilloskop bestätigen die obigen Schlußfolgerungen, daß sowohl die Frequenz als auch das Zeitverhältnis der positiven zur negativen Welle der Rechteckspannung Y(t) von der Augenblicksgröße des Eingangssignals E₅ abhängig sind.

Fig.4 zeigt zusätzlich einen Energiespeicher 51, der den Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 mit dem Mittelwertbildner 13 koppelt. Die bistabile Kippschaltung 16 ist in mehrere Bestandteile aufgeteilt dargestellt; sie enthält einen einpoligen Umschalter 52, ι > dessen Kontaktarm am Ausgang 15 liegt. Der obere Kontakt 54 ist mit einer Spannungsquelle vom Potential E„ und der untere Kontakt 55 ist mit einer Spannungsquelle vom Potential Eb verbunden. Eine Umschaltvorrichtung 56 (bistabile Kippschaltung) empfängt das Steuersignal X(t) von der Überlagerungsschaltung 21 und bewirkt, daß der Schaltarm 53 zwischen den festen Kontakten 54 und 55 hin- und zurückschaltet in einem Zeitverhältnis, das der Größe des Eingangssignals E₅ entspricht.

Der Energiespeicher 51 und der Mittelwertbildner 13 können die Elemente eines Lautsprechersystems sein. Zum Beispiel speichert die Induktivität der Lautsprecher-Schwingspule hochfrequente Schaltspannungen. Die Masse der Schwingspule und des Lautsprecherkonus wirken als Mittelwertbildner und bewirken, daß der Lautsprecher nur auf die Tonfrequenzanteile anspricht.

Fig. 5 zeigt eine Schaltung, mit der 15 Watt Höchstleistung an einen 16-Ohm-Lautsprecher mit hoher Wiedergabetreue über den gesamten Hörbereich 3> übertragen werden können. Der einpolige Umschalter 52 in der Ausführungsform nach F i g. 4 sichert, daß der Ausgang 15 niemals gleichzeitig mit den Potentialen E_a und Eb verbunden ist. Diese Eigenschaft des entsprechenden Transistorschaltäquivalents mit den Transistoren TIl und T12 stellt ein wichtiges Merkmal der Ausführungsform nach F i g. 5 dar. Wenn die Transistoren TIl und T12 gleichzeitig leiten, bilden sie einen Stromweg äußerst niedriger Impedanz zwischen +30 und —30 Volt und können dadurch zerstört werden. 4"> Wie das gleichzeitige Leiten der beiden Transistoren TIl und T12 verhindert und dabei doch sichergestellt wird, daß der Verstärker in jedem möglichen Schaltzustand sofort nach Stromanschluß funktioniert, ist aus der folgenden Beschreibung der Arbeitsweise zu erkennen. ^r>o

Die Schaltung nach Fig.5 hat die vorteilhafte Eigenschaft, daß die Transistoren TIl und T12 unmöglich gleichzeitig leitend werden können, selbst nicht, während das Gerät eingeschaltet wird und die Betriebsspannung sich aufbaut. Das Zustandekommen dieser Eigenschaft ist aus der folgenden Diskussion der verschiedenen Schaltarten besser zu verstehen. Da die Transistoren TIl und T12 entweder leitend oder nichtleitend sein können, wenn sie als elektronische Schalter wirken, gibt es vier verschiedene Schaltzustän- _bo de (Fall 1 bis 4) gemäß der Tabelle F i g. 8A. Nimmt man an, daß die innere Rückkopplungsschleife vom Ausgang 15 zum Verbindungspunkt der Dioden D6 und Dl unterbrochen ist, und bezeichnet das Potential am Augang 15 mit e, so stellen sich die Betriebsarten als {,5 Funktion von e zwischen den Grenzen -Eo und +Zf₀, wie in F i g. 6B dargestellt, dar. Der vierte Schaltzustand nach Fig. 6A, bei dem beide Transistoren TIl und T12 eingeschaltet sind, wird als unerwünscht ausgeschlossen durch die Vorspannungseinrichtung zur Sicherung eines Potentionalbereiches für e zwischen E_a und Eb, in welchem beide Transistoren TIl und T12 abgeschaltet sind. Für den zweiten Schaltzustand ist ein Potentionalbereich zwischen E₃ und Eb erforderlich, in dem zwei Transistoren T9 und TlO gleichzeitig leitend sind. Zu diesem Zweck ist die Anode der Diode D 6 mit einem Punkt verbunden, der auf einem Potential von -8 Volt liegt, während die Kathode der Diode D7 an einem Potential von etwa +7 Volt liegt. Wenn daher das Potential e am Ausgang 15 größer als +7 Volt ist, so leitet die Diode D 7 und hält den Transistor T9 nichtleitend und damit den Transistor TIl leitend. Beschleunigte Umschaltung des Transistors T9 in den nichtleitenden Zustand wird bewirkt durch Kopplung des anfänglichen Potentialanstiegs am Ausgang 15 durch einen Kondensator 71.

In ähnlicher Weise wird, wenn das Potential e am Ausgang 15 unter +7 Volt sinkt, die Diode D β leitend und sperrt den NPN-Transistor TlO, der seinerseits den NPN-Transistor T12 leitend macht. Eine beschleunigte Umschaltung des Transistors TlO in den nichtleitenden Zustand wird erreicht durch Kopplung des anfänglichen Potentialabfalls mit seiner Basis durch einen Kondensator 76.

Durch eine Zener-Diode Zl wird die erste Betriebsweise herbeigeführt, wenn durch anfängliches Sperren des Transistors TIl Energie in den Stromkreis geliefert wird. Da die Potentiale an der Basis und am Emitter des Transistors T12 anfänglich zusammen ansteigen werden, wird der Transistor T12 leitend, nachdem der Stromkreis anfänglich eingeschaltet wird, falls dann nicht das Potential am Eingang 11 negativ ist. Im letzteren Fall würde die Einrichtung einfach nicht schalten, bis die negative Eingangsspannung aufgehoben wird, beispielsweise durch momentanes Öffnen oder Erden der Eingangsklemme 11. Wenn der Transistor T12 leitet und der Transistor TIl sperrt, liegt am Ausgang 15 das Potential: E_b = -30VoIt.

Dieser Spannungsabfall von dem anfänglichen Nullwert wird an den Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 gegeben, was den exponentiellen Abfall hervorruft, wie er oben ausführlich beschrieben wurde. Dieser Potentialabfall gelangt auf die Überlagerungsschaltung 21, hält in Verbindung mit dem Signal am Eingang 11 einen NPN-Transistor T7 nichtleitend und macht den PNP-Transistor TS leitend. Durch die nunmehr näher zu beschreibenden Vorgänge wird zuerst der Transistor T12 nichtleitend und kurz danach der Transistor TIl leitend gemacht.

Wenn der Transistor T8 leitend ist, so ist das Potential an seinem Kollektor, der unmittelbar mit der Basis des Transistors TlO verbunden ist, hoch genug, um diesen NPN-Transistor TlO leitend zu machen. Ist der Transistor TlO leitend, so wird sein Kollektor genügend negativ, um den Transistor T12 nichtleitend zu machen, der mit der Basis dieses Transistors durch eine Diode D 8 mit parallelliegendem Widerstand 72 und Kondensator 73 gekoppelt ist.

Wenn der Transistor T12 abgeschaltet und der Transistor TIl noch nicht eingeschaltet ist, dient eine Diode D11 dazu, den fortgesetzten Stromfluß von einer Induktivität 61 im Energiespeicher 51 zum Emitter von Transistor TIl zu ermöglichen, bis der Transistor TIl leitend geworden ist. Die Diode DIl wird während dieses Zeitintervalls leitend gemacht durch den Spannungsimpuls, der über der Induktivität 61 beim

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Abschalten des Transistors 712 entsteht und liefert das Potential Ej von +30 Volt an den Ausgang 15. Der gleiche Spannungsimpuls gelangt auch vom Ausgang 15 über den Kondensator 71 und die Diode D 7 an die Basis des Transistors 79, um diesen Transistor abzuschalten > und damit den Transistor 711 leitend zu machen.

Ist der Transistor 711 leitend geworden, so wird das Potential am Ausgang 15 auf E₃ = +30 Volt gehalten. Der Potentialwechsel am Ausgang 15 von -30 auf +30 Volt ist am Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 i< > wirksam, wodurch an dessen Ausgang die oben beschriebene exponentiell Wellenform erzeugt wird. Diese Exponentialwelle gelangt auf die Überlagerungsschaltung 21, so daß das Potential am Ausgang dieser Schaltung genügend ansteigt, um den Transistor 78 ab- ι > und den Transistor 77 einzuschalten. Durch den plötzlichen Spannungsabfall am Kollektor des Transistors 77 wird der Transistor 79 leitend, und durch eine Folge von Vorgängen, ähnlich wie sie oben beschrieben sind, ergibt sich eine wechselweise Umschaltung der Transistoren 711 und 712 vom nichtleitenden zum leitenden Zustand.

Die Induktivität 61 übt einige wichtige Funktionen aus. Sie gewährleistet ein schnelles Umschalten zwischen den Potentialen E_a und Eb während der >"> Intervalle, in denen die Transistoren 711 und 712 ihren Leitzustand wechseln. Diese schnelle Schaltung wird erzielt, wenn die Induktivität 61 durch das Abschalten eines der Transistoren 711 bzw. 712 einen Spannungsstoß erzeugt. Dieser Spannungstoß ist ausreichend, um die Diode DlO bzw. DIl jeweils über dem anderen Transistor wenigstens so lange leitend zu machen, bis er selbst leitend ist. Andererseits ist die Induktivität 61 klein genug, um sicherzustellen, daß der über die Induktivität fließende Strom einmal während jeder r> Leitperiode der Transistoren 711 und 712 umkehrt.

Die Induktivität 61 ist vorzugsweise gerade so hoch, wie es praktisch verträglich ist mit der fortlaufenden Aufrechterhaltung der erwünschten Schaltvorgänge. Wenn auch der Minimalwert der Induktivität 61 -to weniger kritisch ist, wird doch die Induktivität vorzugsweise nicht so klein gewählt, daß die Transistoren 711 und 712 übermäßig große Stromspitzen liefern. Ein Optimalwert der Induktivität 61 läßt sich durch die Gleichung -r>

L = [£y/o] [Γ, -

+ 2 7}]

bestimmen, worin E₀ die durch die Transistoren T11 und T12 am Ausgang 15 hervorgerufene Spitzenspannung, /o der maximale Lastgleichstrom, 71 das kürzeste Zeitintervall, in welchem das Ausgangssignal Y(t) am Ausgang 15 in einem der beiden Zustände verharrt, T₂ die Summe dieses kürzesten Zeitintervalls und des unmittelbar vorausgehenden Intervalls, in welchem das Ausgangssignal am Ausgang 15 sich im anderen der beiden Zustände befindet, und 71- die Zeitspanne darstellt, die zwischen dem Leitendwerden einer der Dioden DlO, DIl und dem Leitendwerden eines der zugehörigen Transistoren 711 und 712 liegt. Die Intervalle T\ und T₂ treten auf, wenn die Amplitude des Eingangssignals E_s ein Maximum ist. Im Ausführungsbeispiel ergibt sich mit E_n = +30 Volt, /₀ = 1 Amp.: T\ = 2,75 (Lsec, T₂ = 11,0 nsec und T₁- = 1,25 nsec, diu Induktivität L = 43,125 μη aus der Berechnung. Experimentell ergab sich beim Ausführungsbeispiel ein wenig niedrigerer Wert von 40 μ(ι. Vorzugsweise hat die Induktivität 61 einen sehr kleinen ohmschen Widerstand, um die Energieverluste zu verringern.

Nachdem ein Wert für die Induktivität L festgelegt worden ist, wird der Wert der Kapazität C für den Kondensator des Mittelwertbildners 13 so gewählt, daß die Resonanzfrequenz 2 -τ/1 LC kleiner ist als die Schaltfrequenz und größer als die höchste noch interessierende Frequenz des Eingangssignals E₅.

Eine aus den Dioden D4, D5, den Widerständen 81, 82 und dem Potentiometer 83 bestehende Schaltung dient zur Steuerung der Schwellwertspannungen d\ und d₂, wobei das Potentiometer 83 einstellbar ist, um die Werte d\ und d₂ um das Erdpotential zu verändern. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist d\ e:wa 0,2 Volt und d₂ —0,2 Volt. Jedes Ende des Potentiometers 83 ist kapazitiv mit Erde verbunden, so daß die Emitter der Transistoren 77 und 78 mit der Schaltfrequenz geerdet werden.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 beträgt die Schaltfrequenz etwa 140 kHz mit gleichen Halbwellen, wenn die Spannung am Eingang 0 Volt beträgt, um eine Gleichspannung von 0 Volt am Ausgang 12 zu erzeugen. Am Ausgang 12 wird die Wellenform des Eingangssignals E_s genau wiedergegeben mit 2 Volt effektiver Spannung für eine Leistungsverstärkung größer als 40 db. Die Einrichtung ist in der Lage, ein 16-Ohm-Lautsprechersystem zu betreiben, wie es in den US-Patentschriften 29 15 588 und 30 38 964 beschrieben ist, um Schallstärken in Räumen größer als die normale Hörlautstärke mit bemerkenswerter Wiedergabetreue zu erzeugen. Eine Ausführungsform mit dem prinzipiellen Aufbau nach der Schaltung F i g. 5 und der Arbeitsweise nach Fig. 6 mit nur vier Transistoren wurde praktisch erprobt.

Fig. 7 zeigt das Blockschaltbild einer Ausführungsform insbesondere zum Gebrauch in Verbindung mit einem nichtlinearen Steuersystem. Das System enthält einen Schalter 91 mit einer Schaltersteuerung 56 zum wechselweisen Verbinden des Ausgangs 15 mit dem Potential E_a oder Eb. Ein Rückkopplungsnetzwerk 17 koppelt den Ausgang 15 mit einer Überlagerungseinrichtung 92, die das Eingangssignal E_s nicht nur mit dem Rückkopplungssignal £/&, sondern auch noch mit einem weiteren Riickkopplungssignal E '/& eines zweiten Rückkopplungsnetzwerkes 93 überlagert, das sein Eingangssignal vom Ausgang 12 erhält. Der Mittelwertbildner 13 koppelt den Ausgang des Energiespeichers 51 mit dem Ausgang 12.

Der Schalter 91 ist ein Umschalter mit Schaltkontakten 94 und 95, durch den wechselweise das Potential E_:l oder Eb mit dem Ausgang 15 zu verbinden ist. Das Rückkopplungsnetzwerk 17 erfüllt die oben beschriebene Funktion der Aufrechterhaltung der Hochfrequenzschwingung in dem Kreis, zu dem es gehört. Das Rückkopplungsnetzwerk 93 erfüllt die Aufgabe, die Spannung am Ausgang 12 auf einem Niveau zu halten, das durch das Signal E_s am Eingang 11 bestimmt wird. Wenn daher der Mittelwertbildner 13 einen Motor enthält, der mit vorgeschriebener Geschwindigkeit angetrieben werden soll, so kann ein am Eingang 11 auftretendes Signal benutzt werden, um diese Geschwindigkeit zu steuern. Das System kann auch zur Temperatursteuerung oder zur Steuerung anderer Parameter in einem Prozeß benutzt werden.

F i g. 8 zeigt die Schaltung einer Ausführungsform zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung am Ausgang 12 über einen weiten Schwankungsbereich der Speisespannung an der Energiezuführung 102 und/oder Belastung. Die dargestellte Ausführungsform dient praktisch als Gleichspannungsumformer von einer

Speiseenergie mit hoher Spannung und kleinem Strom auf eine Belastung mit großem Strom bei niedriger Spannung, wobei die Speisespannungsquelle alle Stromkreiselemente der Schaltung mit Energie versorgt.

Die Überlagerungseinrichtung 92 enthält einen Transistor 713, dessen Emitter durch eine Zener-Diode Zl auf im wesentlichen konstantem Potential gehalten wird. Dieses Potential entspricht der Eingangsspannung F_t, Zur Regelung dienen verbindende Widerstände 103 und 104, die in Reihe mit der Energiezuführung 102 liegen, wobei der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 103 und 104 mit Hilfe einer Zener-Diode Z3 auf konstantem Potential von 22 Volt gehalten wird. Durch die zusätzliche Zener-Diode Z3 wird eine bessere Spannungsregelung erzielt als mit einer einzigen Zener-Diode.

Eine bistabile Kippschaltung 56 enthält einen Transistor 714 mit zugehörigen Schaltelementen und ist mit einem Schalter 94', bestehend aus den Transistoren 715 und 716 in Darlington-Anordnung und einem Schalter 95' mit Diode D12 verbunden. Der Energiespeicher 51 besteht aus einer Induktivität 105 zwischen den Ausgängen 15 und 12, während der Mittelwertbildner 13 aus einem Kondensator 106 besteht.

Das Rückkopplungsnetzwerk 17 besteht aus Widerständen 107 und 108, die in Reihe mit einem Kondensator 111 liegen, während ein Kondensator 112 zwischen den Verbindungspunkt der Widerstände 107 und 108 an Erde gelegt ist. Durch den Kondensator 111 wird das verhältnismäßig hochfrequente Schaltsignal mit der Basis des Transistors 7Ί3 gekoppelt, während das Rückkopplungsnetzwerk 93, mit einer Induktivität 112 und einem in Reihe mit ihm liegenden Widerstand 113, die am Ausgang 12 auftretende verhältnismäßig niederfrequente Signalkomponente einschließlich der Gleichspannungskomponente mit der Basis des Transistors 713 koppelt. Der Kollektor des NPN-Transistors Γ13 ist direkt mit der Basis des PNP-Transistors Γ14 gekoppelt.

Die Schaltung nach Fig.8 arbeitet folgendermaßen. Es sei angenommen, daß anfänglich der Transistor 716 leitend ist, so daß der Ausgang 15 im wesentlichen auf dem Potential E₃ liegt, während die Diode D12 nichtleitend ist. Der Potentialanstieg wird integriert durch das Rückkopplungsnetzwerk 17 und durch Kondensator 111 auf die Basis des Transistors Γ13 gekoppelt, so daß der Transistor 7" 14 leitend wird, wenn die resultierende Spannung an der Basis des Transistors 713 die Spannung an der Basis des Transistors Γ14 übersteigt. Wird der Transistor 714 leitend, so steigt das Potential an der Basis des Transistors 715 an, und : die Transistoren 715 und 716 werden gesperrt, so daß das Potential am Ausgang 15 im wesentlichen auf Erdpotential absinkt. Die Diode D 12 leitet, sobald der Transistor 716 gesperrt ist. Durch die Diode D 13 werden Aufladungen der Basis am Transistor 716 abgeleitet, um den Schaltvorgang zu beschleunigen.

Der Spannungsabfall am Ausgang 12 wird durch das Netzwerk 17 integriert und durch den Kopplungskondensator 111 übertragen, bis die resultierende Spannung an der Basis des Transistors T13 unter die Spannung am Emitter dieses Transistors absinkt und der Transistor abgeschaltet wird und das Potential an der Basis des Transistors 714 ansteigen läßt, so daß dieser Transistor gesperrt wird. Mit dem Abschalten des Transistors 714 fällt auch das Potential an der Basis des Transistors 715, um die Transistoren 715 und 716 einzuschalten und den Ausgang 15 im wesentlichen wieder auf das Potential £_:,zu bringen.

ι In dieser Ausführungsform wird die Induktivität 105 so groß wie praktisch zulässig gewählt, während der Gleichstromwiderstand sehr niedrig ist. Der Wert des Kondensators 106 wird so festgelegt, daß die Resonanzfrequenz von Kondensator 106 und Induktivität 105

ίο niedriger ist als die Schaltfrequenz.

Der genaue Schaltzeitpunkt hängt nunmehr ab vom Potential am Emitter des Transistors 713, das durch die Zener-Diode Z2 konstant gehalten wird, und vom Potential an der Basis des Transistors 713. Da das

ι·-) Rückkopplungsnetzwerk 93 den Ausgang 12 unmittelbar mit jener Basis koppelt, hängt der Schaltaugenblick sowohl vom Potential am Ausgang 12 als auch von dem höherfrequenten Schaltsignal am Punkt 15 ab. In dieser Schaltung bildet in Übereinstimmung mit dem voiliegenden Erfindungsgedanken die Einschaltzeit der Transistoren 715 und 716 im Vergleich zur Abschaltzeit ein Verhältnis, durch welches das Gleichspannungspotential am Ausgang 12 konstant gehalten wird, unabhängig von Schwankungen des Belastungsstromes

.'■") am Ausgang 12 und des Potentials der Speisespannung an der Klemme 102 (Energiezuführung).

Fig.9 zeigt das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform, in der die Schwellwertspannungen d\ und di der bistabilen Kippschaltung 16 gesteuert

j<> werden. Wird die Schaltung nach der Erfindung als Verstärker für Wechselspannungssignale benutzt, so sind Linearität und Dynamik Funktionen von d\ und G^- Wird die Schaltung benutzt, um eine Ausgangsspannung konstant zu halten, so ist die Regelgenauigkeit eine

r> Funktion von d\ und ^- Diese Funktionen lassen sich verbessern durch Steuerung von d\ und i/2. in Abhängigkeit von Spannungen an einer oder mehreren Stellen der Schaltung. Wenn z. B. ein von der Größe des Eingangssignals oder der Größe des Ausgangssignals abgeleitetes Signal zur Steuerung von d\ und di benutzt wird, derart, daß die Differenz d zwischen den Schwellwerten d\, c/2 umgekehrt proportional der Größe des Eingangs- oder Ausgangssignals ist, läßt sich die Verstärkungslinearität verbessern. Diese Verbesserung

r> ist dadurch zu erklären, daß der Grad der Nichtlinearität mit der Größe des Eingangssignal E, zunimmt, aber mit größer werdender Schwellwertdifferenz dabnimmt. Es ist daher zweckmäßig, die Schwellwertdifferenz möglichst groß zu machen und zu diesem Zweck das

iii Eingangs- oder Ausgangssignal zur Regelung der Schwellwertspannungen heranzuziehen.

In Fig. 9 werden von einer Steuereinheit 131 zur Regelung von c/Steuersignale vom Eingang 11, Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 und vom Ausgang 12

■;■-, auf die Steuereinheit gebracht. Eines oder mehrere dieser Signale können zur Bildung der Regclspannung für die Schwellwertdifferenz verwendet werden, welche auf die Emitter der Transistoren 77 und 78 einer Schaltung nach Fig. 7 gegeben wird, beispielsweise an

ho Stelle der Spannungen von den Dioden D4 und D 5, um i/i und c/j zu steuern. Geeignet gepolte Dioden zur Gleichrichtung einer oder mehrerer dieser Signale zwecks Vorspannung der Emitter der Transistoren 77 und 78 können zur Vereinfachung der Schaltung

t,<-, vorgesehen sein.

Hierzu 3 15IaII /.cichiuiimcn

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte Impulse als Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die größte zu übertragende oder zu regelnde Frequenz, insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von elektrischen Spannungen, unter Zuhilfenahme eines Zweipunkt-Schaltkreises, dessen Ausgang durch einen ersten und zweiten Halbleiterschalter wechselweise mit einer Energiequelle verbindbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß in den Ansteuerungskanälen der beiden Halbleiterschalter (TU, 7Ί2) Vorspannungen (E\, i> £2) wirksam sind, welche die Halbleiterschalter bei jedesmaligem Schalten vorübergehend gleichzeitig nichtleitend machen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiequelle Potentiale (±30 Volt) entgegengesetzter Polarität hat, während als Halbleiterschalter ein PNP-Transistor und ein NPN-Transistor, den entgegengesetzten Polaritäten zugeordnet, vorgesehen sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Zweipunktschaltkreis (16) einen galvanischen Kopplungspfad vom Eingang (11) zum ersten und zweiten Halbleiterschalter (T 11 und 712) enthält.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüehe 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Energiequelle für die beiden Amplituden (E_a, Eb) des Rechtecksignals [Y(tJ\ aus zwei entgegengesetzt gepolten, an einen gemeinsamen Punkt (Potential) angeschlossenen Quellen ( + 30 Volt und —30 Volt) r> besteht.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Rückkopplungskanal (93) zur Rückkopplung vom Ausgang (12) eines nachgeschalteten Mittelwertsbildners vorgesehen ist, so daß in einem dem Zweipunktschaltkreis (16) vorgeschalteten Steuersignalgeber (21) ein resultierendes Steuersignal [X(tJ\ aus dem Eingangssignal (E_s) und den beiden Rückkopplungssignalen (En,)und ^£'/2^gebildet wird. -r>

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Herabsetzung der nicht linearen Verzerrungen bzw. zur Verbesserung der Regelgenauigkeit die Differenz (d) der beiden Schwellwerte (d\, efe) durch einen aus dem Eingangs- -in oder Ausgangssignal [£_s oder Y(t) bzw. E_av] abgeleitetes Steuersignal geregelt wird, derart, daß die Differenz (d) mit kleiner werdendem Eingangsoder Ausgangssignal größer wird.