DE1541639B2 - Schaltung zur Phasenverriegelung eines HF-OsziUatorsignals mit einem Bezugssignal - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Phasenverriegelung eines HF-Oszillatorsignals mit einem Bezugssignal, mit einem Phasendiskriminator zur Bestimmung, ob das Oszillatorsignal

j·-) eine vorbestimmte Frequenz und Phase aufweist, und zur Erzeugung eines Phasenkorrektursignals, mit einem NF-Impulsgenerator, der schmale Tastimpulse erzeugt, die das Bezugssignal mit der vorbestimmten Phase und mit einer Frequenz darstellen, die kleiner als diejenige des Oszillatorsignals und eine Subharmonische der vorbestimmten Frequenz ist, wobei die Tastimpulse dem Phasendiskriminator zur Tastung des Oszillatorsignals zugeführt werden und eine Impulsbreite kleiner als die halbe Periode des Oszillator-

■Γ) signals aufweisen, und mit einer Rückkopplungsschaltung, die zwischen den Ausgang des Phasendiskriminators und den Steueranschluß des Oszillators geschaltet ist und das Korrektursignal dem Oszillator zur Veränderung der Frequenz und der Phase seines

ο» Ausgangssignals zuführt, wobei der Phasendiskriminator eine Sampling-Einrichtung enthält, die mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, und eine den Ausgang des NF-Impulsgenerators mit der Sampling-Einrichtung verbindende Kopplungseinrichtung

τ, zum Zuführen der Tastimpulse zur Sampling-Einrichtung vorgesehen ist, welche diese für eine Zeitdauer in den Leitzustand versetzen, die durch die Breite des Tastimpulses bestimmt ist, derart, daß ein Probeabschnitt aus einer Periode des Oszillatorsignals über

bo den Phasendiskriminator zur Erzeugung des Phasenkorrektursignals übertragen wird.

Eine derartige Schaltung ist aus »Philips' Technische Rundschau«, 13. Jg., 1952, Heft 11, Seiten 342 bis 345, bekannt. Diese Schaltung ist eine reine Röh-

(,<-, renschaltung und besteht außer Röhren im wesentlichen aus Widerständen und Kondensatoren sowie einer Spule. Die Ankopplung eines Impulsgenerators an einen als Sampling-Einrichtung wirkenden Schalt-

kreis erfolgt über einen Kondensator.

Diese Schaltung ist relativ aufwendig, insbesondere auch in der Herstellung. Abgesehen von den prinzipiellen Nachteilen einer Röhrenschaltung mit der geringeren Zuverlässigkeit, geringeren Lebensdauer, aufwendigeren Herstellung und niedrigeren Grenzfrequenz hat auch die Kopplung des Impulsgenerators an die Sampling-Einrichtung mittels Kondensators Nachteile. Die Übertragungscharakteristik ist von der Frequenz abhängig. Dadurch entstehen Verzerrungen der Tastimpulse. Weitere Verzerrungen werden durch die zusätzlichen Kondensatoren und Widerstände innerhalb der Schaltungsanordnung hervorgerufen. Dies kann auch durch ein notwendiges Tiefpaßfilter nur zu einem Teil ausgeglichen werden. Die Regelspannung selbst lädt erst einen Kondensator auf und wird erst dann dem Gitter einer Röhre zugeführt. Die Abhängigkeit von der Charakteristik des Kondensators und irgendwelche Spannungsschwankungen im Gesamtsystem machen diese Art der Regelung ungenau. Insbesondere ist die Lage eines Nullpunktes, der der richtigen Phasen- bzw. Frequenzlage entspricht, sehr kritisch und kann unter Umständen zu einer Regelung in der falschen Richtung führen, so daß sich die Oszillatorfrequenz noch weiter von der gewünschten Frequenz entfernt, anstatt sich dieser anzunähern.

In der DE-AS 1085 910 ist eine Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Oszillators beschrieben, wobei dem Oszillator eine impulsförmige, im allgemeinen sägezahnförmige, Schwingung entnommen wird, welche einerseits einem Integrationsnetzwerk und andererseits einem differenzierenden Netzwerk zugeführt wird, und wobei die Ausgangssignale beider Netzwerke mit einer derartigen Polarität zusammengefügt werden, daß die Neigung des Rücklaufs des Sägezahnausgangssignals des Integrationswerkes steiler gemacht wird, und daß die auf diese Weise kombinierte Schwingung der Phasenvergleichsstufe zugeführt wird. In dieser Auslegeschrift ist eine Sampling-Einrichtung vorgesehen, die sich aus der Serienschaltung zweier entgegengesetzt gepolter Einwegelemente und der dazu parallelen Serienschaltung zweier Widerstände zusammensetzt. Dabei wird das Sägezahn-Ausgangssignal eines Oszillators der Primärwicklung eines Transformators zugeführt und in zwei Rechteckimpulse entgegengesetzter Polarität umgewandelt, die dann über ein Differenziernetzwerk bzw. ein Integriernetzwerk geleitet werden, um zwei Signalformen zu erzeugen. Diese werden miteinander addiert, um ein zusammengesetztes, nicht-sinusförmiges Signal zu erzeugen, welches dem gemeinsamen Verbindungspunkt von zwei Dioden als Eingangssignal der Sampling-Einrichtung zugeführt wird. Diese Synchronisationseinrichtung ist relativ aufwendig, da vor der Zufuhr einer kombinierten Schwingung zur Phasenvergleichsstufe zwei weitere Verarbeitungseinrichtungen in Form des Integrationsnetzwerkes und des differenzierenden Netzwerkes notwendig sind. Diese Vielzahl an Verarbeitungseinrichtungen bringt auch eine Verzerrung der Tastimpulse mit sich, ebenso die Verwendung eines Transformators. Die Zwischenschaltung eines Transformators begrenzt die Verwendbarkeit einer derartigen Schaltungsanordnung auf nicht zu hohe Frequenzen. Darüber hinaus ist diese Schaltungsanordnung auf Sägezahn-Ausgangssignale eines Oszillators ausgelegt und soll die Steilheit dieser Sägezahnimpulse erhöhen. Diese Problematik existiert nicht bei anderen Oszillatoraus

gangssignalen, beispielsweise sinusförmigen Oszillatorsignalen.

Aus der US-PS 2936421 ist eine Schaltung zur Phasenverriegelung zweier Signale mit etwa gleicher Trägerfrequenz bekannt, bei der kein Integrationsnetzwerk und differenzierendes Netzwerk, jedoch in der Phasenvergleichsstufe ebenfalls eine Sampling-Einrichtung vorgesehen ist. Dabei wird der Phasenvergleichsstufe in Form eines Phasendetektors einerseits das zu verriegelnde Oszillatorsignal über einen 90°-Phasenschieber zugeführt, andererseits das Bezugssignal über eine Röhre, deren Steuergitter mit der Bezugsfrequenz beaufschlagt wird, sowie über einen Transformator. Diese Schaltung ist auf eine relativ niedrige Frequenz von etwa 3,58 Megahertz ausgelegt und für eine Hochfrequenz von etwa 2 Gigahertz nicht geeignet. Aus diesem Grunde ist die Bezugsfrequenz etwa der zu verriegelnden Oszillatorfrequenz gleich, was bei Hochfrequenz äußerst aufwendig wäre. Die Röhrenschaltung und die Dazwischenschaltung eines Transformators in den Signalweg des Bezugssignals bzw. eines Phasenschiebers mit Induktivitäten in den Signalweg des Oszillatorsignals begrenzen ebenfalls die Frequenz. Darüber hinaus bringen derartige Spulenanordnungen bereits bei relativ niedrigen Frequenzen Verzerrungen mit sich. Mit einer derartigen Anordnung ist somit keine exakte, für Hochfrequenz geeignete Phasenverriegelung möglich.

Die GB-PS 742656 betrifft ebenfalls eine Schaltung zur Phasenverriegelung. Dabei ist lediglich eine einzige Diode als Phasendiskriminator angeordnet, eine bipolare Sampling-Einrichtung ist nicht vorgesehen, auch nicht ein Tastsignal mit positiven und negativen Probeabschnitten. Mit einer derartigen Schaltung lassen sich daher keine genauen Phasenverriegelungen erzielen.

Aus der US-PS 2 930 001 ist eine Schaltung zur automatischen Stabilisierung der Frequenz eines Hochfrequenz-Oszillators bekannt, wobei die zu stabilisierende Frequenz eine höhere Harmonische der Impulsfrequenz ist, so daß eine Frequenzstabilisierung auch bei höheren Frequenzen und über einen großen Frequenzbereich hinweg möglich ist. Diese Patentschrift betrifft im wesentlichen die Einführung eines Phasenmodulators zwischen Steuerfrequenzquelle und einem zweiten Eingang des Phasendiskriminators, wobei dessen Ausgang ebenfalls mit dem Phasenmodulator verbunden ist, um die Phase der Steuerschwingung entsprechend zu modulieren. Eine Sampling-Einrichtung oder schmale Tastimpulse mit einer Impulsbreite kleiner als die halbe Periode des Oszillatorsignals sind nicht vorgesehen. Der Phasenmodulator sowie die gesamte Schaltungsanordnung sind aufwendig, die Steuerung erfolgt im Prinzip durch Messen einer positiven Amplitude und ist daher entsprechend ungenau, insbesondere von Schwankungen in der Nullpunktlage des Steuersignals und der Empfindlichkeit der einzelnen Elemente abhängig, was zu einem falschen Korrektursignal führen kann.

Außerdem ist aus »Streifenleitungen«, Einführung in die Theorie und Technik bei Hochstfrequenzen, von H. Geschinde und W. Krank, C. F. Winter'sche Verlagshandlung, 1960, Seiten 108,109, entnehmbar, ein aus Leitungselementen aufgebautes Kopplungselement (λ/2-Umwegleitung) zu erstellen, das an seinem Ausgang zueinander spiegelbildliche Signale abgibt.

Im Abschnitt »Phase-Detector A-F-C System« im

Buch »Handbook of Basic Circuits« von Mandl, (published in 1956 by MacMillan Co.) ist ein Phasendiskriminator beschrieben.

Dieser Phasendiskriminator ist zur automatischen Frequenzsteuerung von Fernsehempfängern im Horizontal-Ablenkteil bestimmt. Der Phasendetektor der automatischen Frequenzsteuerung eines Fernsehempfängers vergleicht aber die horizontale Sägezahnsignalausgangsspannung des horizontalen Kippgenerators mit den Synchronisationsimpulsen des Empfängers, die mit derselben Frequenz arbeiten wie die Sägezahnfrequenz. Das heißt also, daß dabei der Phasendiskriminator nicht durch einen schmalen Tastimpuls leitend gemacht wurde, dessen Frequenz niedriger ist als die des horizontalen Ablenksignals. Der Wirkungsgrad eines derartigen Phasendiskriminators wird normalerweise niedriger, wenn die Frequenz des zu stabilisierenden Oszillators höher wird, wenn ein solcher Oszillator auf eine andere Frequenz abgestimmt wird. Dies dürfte der Grund sein, daß derartige Diskriminatoren bisher nicht für Oszillatoren mit variabler Frequenz, beispielsweise in einem Spektrum-Analysiergerät, verwendet wurden. Die Oszillatorsignale mit der höchsten Frequenz würden nämlich normalerweise von geringerer Breite sein als die Niederfrequenz-Bezugssignale, so daß mehrere Perioden des Sinuswellen-Oszillatorsignals durch das Diskriminatortor bei jedem Tastsignal durchgelassen würden. Damit würden also aufeinanderfolgende positive und negative Halbwellen der Sinuswelle einander auslöschen.

Durch die erfindungsgemäße Schaltung sollen diese Nachteile vermieden werden. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der eingangs beschriebenen Art so auszubilden, daß sie billig herstellbar, genauer, bis zu hohen Frequenzen verwendbar ist und die Tastimpulse nicht verzerrt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden Teiles des Anspruches 1 gelöst.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargestellt.

Die erfindungsgemäße Schaltung läßt sich besonders vorteilhaft für die Phasensynchronisation eines örtlichen Oszillators in einer Schaltung zum Analysieren von Spektren verwenden, wobei der Oszillator innerhalb eines großen Bereiches hinsichtlich seiner Frequenz einstellbar ist.

Die erfindungsgemäße Schaltung verwendet als Kopplungseinrichtung zwei Leitungsübertrager. Diese Form der Übertragung stellt die einfachste Art dar, sie ist billiger als ein Transformator mit zwei Spulen, Eisenkernen etc. Diese_ Leitungsübertrager dienen der Erzeugung spiegelbildlicher Tastimpulse an der Sampling-Einrichtung. Diese Einrichtung besteht aus zwei Widerständen und zwei Dioden, also ebenfalls sehr billigen Bauelementen. Leitungsübertrager und Sampling-Einrichtung liefern sowohl positive als auch negative Probeabschnitte aus dem Oszillaorsignal. Dadurch wird man in gewissen Grenzen unabhängig von der Nullpunktlage des Tastimpulses, jedenfalls im linearen Bereich der Anstiegsflanken oder der Abfallflanken des Oszillatorsignals. Außerdem ist eine Regelung des Oszillatorsignals sowohl nach rückwärts als auch nach vorwärts möglich. Diese Eigenschaften führen zu einer genaueren Regelung als bisher. Darüber hinaus ist auch eine schnellere Regelung möglich. Das Ausgangssignal des Oszillators ist über einen großen Frequenzbereich einstellbar und damit auch bis zu hohen Frequenzen verwendbar. Die beim Phasendiskriminator verwendeten Bauteile, nämlich die zwei Leitungsübertrager, die zwei Dioden und die zwei Widerstände, bedingen im wesentlichen keine obere Frequenzgrenze wie beispielsweise Röhrenschaltungen. Sie übertragen praktisch trägheitslos und damit auch verzerrungslos die Eingangsignale. Dadurch werden die Tastimpulse nicht verzerrt.

ίο Von weiterem Vorteil ist es, daß man mit Hilfe dieses Phasendiskriminators das Hochfrequenzausgangssignal des örtlichen Oszillators unmittelbar mit j dem Ausgangssignal des Bezugsoszillators vergleichen kann, um ein Phasenkorrektursignal zu erhalten. Ein zusätzlicher Mischer, ein NF-Oszillator und ein ZF-Verstärker sind dabei überflüssig. Die Herstellung ist einfach und billig und außerdem sehr kompakt im Vergleich zu bekannten Phasensynchronisationssystemen. Die erfindungsgemäße Schaltung kann daher beispielsweise als Einschubeinheit für die Frontplatte eines Kathodenstrahloszillographen ausgebildet werden. Außerden sind weniger Einstellungen zur Synchronisierung des örtlichen Oszillators über einen größeren Frequenzbereich hinweg notwendig. Durch die Verwendung eines Diffentialverstärkers im Rückkopplungspfad vom Ausgang des Phasendiskriminators zum Steuereingang des örtlichen Oszillators erhält man ein genaueres Phasenkorrektursignal, weil das Ausgangssignal des Phasendiskriminators mit einer Bezugsgleichspannung verglichen wird; dadurch werden jegliche Fehlersignale im Phasenkorrektur-Rückkopplungssignal ausgeschaltet. Die Verwendung von Übertragungsleitungen als Transformatoren, um die Tastimpulse an die Torschaltung zu legen, verbessern das Hochfrequenzverhalten des Diskriminators. Der verwendete Impulsgenerator erzeugt kurze Tastimpulse mit einer Folgefrequenz, die gleich der Frequenz des Bezugsoszillators ist, wobei diese Tastimpulse wesentlich schmaler sind als eine Periode des Hochfrequenzsignals des örtlichen Oszillators, der stabilisiert werden soll. Beispielsweise beträgt die Impulsbreite in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung 0,15 Nanosekunden. Nur ein Teil einer Periode des Hochfrequenzsignals des örtlichen Oszillators wird durch ein Tor innerhalb dieses Phasendiskriminators hindurchgelassen, das durch das Tastsignal kurzzeitig geöffnet wird, um das Phasenkorrektursignal zu erzeugen. Da die Tastimpulse trotz niedrigerer Frequenz immer schmaler sind als eine Periode des Ausgangssignals des örtlichen Oszillators, kann man den Phasendiskriminator so betreiben, daß er unabhängig von der Frequenzeinstellung des örtlichen Oszillators ein Phasenkorrektursignal mit großer Amplitude liefert. Das trägt wiederum zu einer genaueren und sicheren Korrektur bei. Auf diese Weise kann der örtliche Oszillator innerhalb eines großen Frequenzbereiches von etwa 1 Megahertz bis 2000 Megahertz abgestimmt werden. Dies wäre nicht möglich, wenn die Tastimpulse so breit wären, daß mehrere Perioden der Hochfrequenzsinuswelle des örtlichen Oszillators durch die Diskriminator-Torschaltung gelangen könnten; dann würden sich nämlich aufeinanderfolgende Halbperioden entgegengesetzter Polarität aufheben und die Amplitude des Korrektursignals vermindern. Es wird also das Ausgangssignal des Oszillators unmittelbar mit einem stabilisierten Bezugssignal von niedrigerer Folgefrequenz und von geringerer Breite verglichen. Die Impulsbreite der

Tastimpulse des NF-Bezugssignals soll kleiner sein als die Hälfte der Periode des Sinussignals des Oszillators, damit der Diskriminator ein Phasenkorrektursignal hoher Amplitude erzeugen kann. In einer bevorzugten Anwendung kann der örtliche Oszillator mit dem Ein- ■'> gangsmischer einer Analysierschaltung für Spektren verbunden sein, bei welcher ein direkt gekoppelter Differentialverstärker im Rückkopplungspfad vom Ausgang eines Phasendiskriminators der Schaltung zum Frequenzsteuereingang des Oszillators liegt. Da- i<> durch erhält man ein genaueres Phasenkorrektur-Rückkopplungssignal. Der bei der Erfindung verwendete Phasenumkehr-Transformator in Form von zwei miteinander verbundenen Übertragungsleitungen bewirkt sehr gute Hochfrequenzeigenschaften, so daß \^r> eine Wellenformverzerrung der an die Torschaltung des Diskriminators zu legenden Tastimpulse verhindert wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltung zur Phasenverriegelung, die für ein Spektralanalysegerät geeignet ist,

Fig. 2 das Schaltbild der Schaltung von Fig. 1,

Fig. 3 die an einigen Stellen der Schaltung nach 2^r> Fig. 2 erzeugten Signale in zeitlicher Zuordnung zueinander.

Die schematische Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zeigt einen frei schwingenden örtlichen Oszillator 10, der ein hochfrequentes, sinusförmiges Ausgangssignal der Frequenz /_u erzeugt, wobei die Frequenz in einem begrenzten Bereich geändert werden kann. Der Ausgang des örtlichen Oszillators 10 liegt an einem Eingang einer Mischstufe 12 in der Eingangsstufe einer Analysierschaltung an, deren anderer Eingang mit dem Eingangsanschluß 14 der Analysierschaltung verbunden ist, damit das Signal des örtlichen Oszillators dem an diesem Eingangsanschluß anliegenden Hochfrequenzeingangssignal überlagert werden kann, um so ein ZF-Signal am Ausgang 16 der Mischstufe zu erzeugen.

Der Ausgang des Oszillators 10 ist weiterhin mit einem Phasendiskriminator 24' verbunden. Ein anderer Eingang des Phasendiskriminators 24' ist mit dem Ausgang eines getriggerten Generators 32 für kurze Impulse verbunden. Der Eingang des Impulsgenerators 32 ist mit dem Ausgangs des Bezugsoszillators 26 verbunden. Der Impulsgenerator 32 kann ein monostabiler Impulsgenerator sein, der kurze Tastimpulse mit äußerst kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten erzeugt, wenn ein Triggersignal vom Bezugsoszillator 26 zugeführt wird. Diese Tastimpulse haben eine Folgefrequenz f_r, die gleich ist der Frequenz der Niederfrequenzausgangssignale des Bezugsoszillators, haben aber eine wesentlich geringere Impulsbreite, die stets kleiner ist als die halbe Periode des vom Oszillator 10 erzeugten Sinuswellensignals.

Fig. 1 zeigt, daß der vom Impulsgenerator 32 an den Phasendiskriminator 24' gelegte Antastimpuls eine Subharmonische der gewünschten Frequenz des &ο örtlichen Oszillators 10 ist. Damit ist die Oszillatorsignalfrequenz /₀ etwa gleich η f_r, wobei η eine ganze Zahl ist. Wenn jedoch das Ausgangssignal des örtlichen Oszillators 10 seine Frequenz oder Phase bezüglich des Bezugssignals vom Bezugsoszillator 26 ändert, dann erzeugt der Phasendiskriminator 24' ein Ausgangssignal, welches durch einen direkt gekoppelten Verstärker 28' und eine Rückkopplungsleitung 30 an den Frequenzsteuereingang des Oszillators 10 angelegt wird, um die Frequenz- oder Phasenverschiebung zu korrigieren.

Der Wechselstromverstärker 28' kann ein Differentialverstärker sein, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Phasendiskriminators 24' verbunden ist und dessen anderer Eingang mit dem beweglichen Kontakt eines Potentiometers 34 verbunden ist, welches als Frequenzfeineinstellung und zur Eliminierung von Fehlerspannungen dient. Die beiden Endanschlüsse des Potentiometers 34 liegen an einer positiven bzw. negativen Bezugsspannung, die als + V und — V bezeichnet sind, so daß das Ausgangssignal des Differentialverstärkers 28' der Spannungsdifferenz zwischen der Gleichspannung am beweglichen Kontakt des Potentiometers 34 und dem Ausgangssignal des Phasendiskriminators 24' entspricht. Daraus ergibt sich, daß das durch den Leiter 30 an den örtlichen Oszillator 10 gelieferte und zur Phasenkorrektur dienende Rückkopplungssignal genauer der Phasendifferenz zwischen dem örtlichen Oszillator-Signal und der /i-ten Harmonischen des Bezugsoszillatorsignals entspricht, als bei bekannten Schaltungen.

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Frequenz des örtlichen Oszillators 10 in dem sehr weiten Bereich zwischen 1 Megahertz und 2000 Megahertz durch geeignete Mittel veränderbar ist, z. B. durch Verstellung des beweglichen Kontaktes eines Potentiometers 36, welches zwischen einer positiven Gleichspannungsquelle + Fund Erde liegt. Weiter kann der Bezugsoszillator 26 über einen etwas geringeren Bereich zwischen etwa 100 Kilohertz und 10 Megahertz in ähnlicher Weise durch ein Potentiometer 38 oder ein anderes zur Frequenzabstimmung geeignetes Element abgestimmt werden.

Durch den Wegfall der NF-Oszillatoren, die bei den meisten bekannten Schaltungen verwendet werden, ist der Fehler des Phasenkorrektursignals geringer, da derartige NF-Oszillatoren trotz Kristallsteuerung immer eine geringe Instabilität aufweisen. Durch die bevorzugte Verwendung eines Differentialverstärkers 28' im Rückkopplungsweg zwischen Ausgang des Phasendiskriminators 24' und Korrektureingang des Oszillators 10 wird ein eventueller Fehler des Korrektursignals noch weiter verringert.

Wie Fig. 2 zeigt, weist der verwendete Phasendiskriminator 24' zwei Dioden 40 und 42 vom pn-Übergangstyp auf, die mit entgegengesetzter Polarität am Ausgang des Oszillators 10 mit der Anode der Diode 40 und der Kathode der Diode 42 zusammen am Eingangsanschluß 39 des Diskriminators liegen. Zwei in Reihe geschaltete Vergleichswiderstände 41 und 43 von je einem Kiloohm liegen parallel zu den Dioden 40 und 42. Der gemeinsame Punkt der Widerstände liegt am Ausgangsanschluß 45 des Diskriminators. Die Kathode der Diode 40 ist über einen Kopplungskondensator 44 von 20 Picofarad mit dem Signalleiter 46 einer ersten Übertragungsleitung vom Bandleitertyp verbunden, die im wesentlichen den Wellenwiderstand aufweist. Die Anode der Diode 42 ist über einen Kopplungskondensator 48 von 20 Picofarad mit dem Signalleiter 50 einer der ersten ähnlichen zweiten Übertragungsleitung verbunden. Der Signalleiter 46 der ersten Übertragungsleitung ist mit dem an seinem anderen Ende geerdeten Leiter 52 der zweiten Übertragungsleitung an deren Eingangsende verbunden, und in ähnlicher Weise ist der Signalleiter 50 der zweiten Übertragungsleitung mit dem an seinem anderen

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Ende geerdeten Leiter 54 der ersten Übertragungsleitung an ihrem Eingang verbunden. Die Ausgänge der Leiter 52 und 54 sind geerdet. Diese Übertragunsleitungen bilden einen Phasenumkehrtransformator, wobei der Signalleiter 46 eine Primärwicklung mit einer Windung bildet und der Signalleiter 50 eine Sekundärwicklung mit einer Windung des Transformators darstellt. Dieser von den Übertragungsleitungen gebildete Transformator übermittelt die schmalen Tastimpulse vom Impulsgenerator 32 an die Dioden 40 und 42 als negative bzw. positive Impulse, ohne daß dabei irgendeine bemerkenswerte Verzerrung auftritt. Die Tastimpulse haben eine Impulsbreite von etwa 0,15 Nanosekunden und machen diese Dioden während einer der Impulsbreite entsprechenden Zeit leitend.

Der zur Erzeugung der Tastimpulse für den Phasendiskriminator 24 vom Bezugsoszillator 26 getriggerte Impulsgenerator 32 weist einen monostabilen Sperrschwinger auf, der von einem npn-Transistor 56 gebildet wird. Der Kollektor dieses Transistors ist über einen Widerstand 58 von 220 Ohm mit einer positiven Spannungsversorgung von +10 Volt verbunden, und der Emitter ist über die Primärwicklung 60 des Transformators des Sperrschwingers geerdet. Die Basis des Transistors 56 ist über einen Widerstand 62 von 22 Kiloohm mit einer positiven Gleichspannungsquelle von + 100 Volt und durch die Serienschaltung einer Diode 64, einer Sekundärwicklung 66 des Transformators des Sperrschwingers und einem Vorspannwiderstand 68 von 5 1 Ohm ebenfalls mit Erde verbunden. Im Ruhezustand ist der Transistor 56 durch den positiven Spannungsabfall am Widerstand 68 im Leitsinne vorgespannt. L>as sinusförmige Ausgangssignal des Bezugsoszillators 26 wird über den Widerstand 68 und eine dazu parallel liegende Diode 70 angelegt, um auf Grund der gleichrichtenden Wirkung der Diode eine negative Sinushalbwelle zu erzeugen. Dieses negative, einer halben Periode entsprechende Signal wird durch die Diode 64 an die Basis des Transistors 56 gelegt und sucht diesen Transistor also nichtleitend zu machen. Wenn der Emitterstrom im Transistor 56 kleiner wird, dann wird in der Wicklung 60 eine Spannung mit der angezeigten Polarität induziert, die dem Kleinerwerden dieses Stromes entgegenwirkt. Die iiber der Primärwicklung 60 erzeugte Spannung induziert eine Spannung gleicher Polarität in der Sekundärwicklung 66, die sehr schnell den Emitterübergang des Transistors 56 im Sperrsinne vorspannt, so daß der Transistor also nichtleitend wird. Gleichzeitig wird an dem unteren Anschluß der Eingangswicklung 72 des Sperrschwingers ein schnell ansteigender positiver Spannungsimpuls erzeugt, da der obere Anschluß dieser Wicklung geerdet ist.

Der Transistor 56 des Sperrschwingers wird automatisch in seinen normalen, leitenden Ruhezustand zurückgeführt, wenn der durch die Wicklung 60 injizierte Strom aufhört, weil die Spannung, die in den Wicklungen 60, 66 und 72 induziert wurde, auf Null geht. Dadurch kann dann die Gleich-Vorspannung am Widerstand 68 den Transistor leitend machen. Wenn der Emitterstrom in der Wicklung 60 größer wird, dann wird eine der dargestellten entgegengesetzt gepolte Spannung in allen Transformatorwicklungen induziert. Der am unteren Anschluß der Ausgangswicklung erzeugte negative Impuls wird aber nicht durch eine zwischen der Wicklung und der Basis eines Lawinentransistors 76 vom npn-Typ geschaltete Diode

74 durchgelassen. Auf diese Weise wird nur der positive über der Wicklung 72 erzeugte Impuls an die Basis des Lawinentransistors gegeben und macht diesen Transistor, ausgehend von seinem nichtleitenden Ruhezustand, leitend.

Der Emitter des Lawinentransistors 76 ist geerdet, und sein Kollektor liegt über einen Belastungswiderstand 78 von 4 Kiloohm an einer positiven Gleichspannungsversorgung von + 100 Volt. Die Emitter-Kollektor-Strecke eines npn-Transistors 80 liegt in Reihe mit dem Widerstand 78. Die Basis des Lawinentransistors 76 ist über einen Vorspannwiderstand 82 von 51 Ohm mit Erde verbunden, so daß dieser Transistor durch eine hohe Sperrgleichspannung am Kollektor normalerweise im Sperrzustand ist. Ein Widerstandspotentiometer 83, dessen beweglicher Kontakt mit der Basis des Transistors 80 und dessen Endanschlüsse zwischen + 100 Volt und Erde liegen, dient zu Einstellung der Gleich-Vorspannung, die an den Kollektor des Transistors 76 gelegt ist.

Wenn ein vom Sperrschwinger erzeugter positiver Spannungsimpuls an die Basis dieses Transistors gelegt wird, dann wird er durch den Vervielfachungseffekt (Lawineneffekt) schnell in den Leitzustand gebracht und erzeugt einen hohen negativen Spannungsimpuls von etwa 60 Volt an seinem Kollektor. Dieser negative Spannungsimpuls wird über einen Koppelkondensator 84 von 20 Picofarad an die Anode einer snap-off-Diode 86 gelegt, deren Kathode geerdet ist und deren Anode über einen Belastungswiderstand 88 von 4,99 Kiloohm an einer positiven Gleichspannungsquelle von +100 Volt liegt, wodurch im Ruhezustand die snap-off-Diode im Leitzustand ist. Die snap-off-Diode 86 wird von dem negativen Spannungsimpuls vom Kollektor des Lawinentransistors 76 in den nichtleitenden Zustand gebracht, wodurch ein negativer Stufenspannungsimpuls äußerst kurzer Anstiegszeit an der Anode der Diode entsteht. Die snap-off-Diode ist ein Halbleiterbauteil mit pn-Übergang, welcher mit Hilfe der in der Diode gespeicherten Minoritätenträger vom Leitzustand in den nichtleitenden Zustand gebracht wird. Diese Ladung läuft nach einer Zeitverzögerung sehr schnell an, um einen negativen großen Spannungsimpuls mit äußerst steiler Anstiegsflanke an der Anode zu erzeugen, wenn die Minoritätsträger während des Schaltens in den pn-Übergang zurückgebracht werden.

Die Anode der snap-off-Diode liegt am Eingang des Signalleiters 46 des Übertragungsleitungs-Transformators über zwei in Serien geschaltete Kopplungskondensatoren 90 und 92 von je 15 Picofarad, die den negativen Stufenspannungsimpuls differenzieren und einen negativen, spitzen Tastimpuls erzeugen. Dieser negative Tastimpuls wird an die Kathode der Diode 40 gelegt und induziert einen ähnlichen, aber ins Positive gehenden Impuls am Signalleiter 50 der anderen Übertragungsleitung, der an die Anode der Tordiode 42 gelegt wird, um diese beiden Dioden gleichzeitig leitend zu machen.

Die Dioden 40 und 42 sind im Ruhezustand im nichtleitenden Zustand durch ihre eigene innere Selbstvorspannung und durch die Spannung, die auf den Kopplungskondensatoren 40 und 48 von dem vorausgehenden Teil des örtlichen Oszillatorsignals verblieben sind. Auf diese Weise werden die Dioden 40 und 42 nur sehr kurz durch die Tastinipulse leitend gemacht, die von der snap-off-Diode 86 geliefert werden, und zwar für eine Zeit, die von der Breite dieser

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Impulse bestimmt ist. Die Breite dieser Impulse betrügt etwa 0,15 Nanosekunden an der Stelle der Halbwertsbreite.

Wenn der HF-Oszillator 10 mit dem NF-Bezugsoszillator 26 synchronisiert ist, dann werden die Dioden

40 und 42 leitend gemacht, wenn das Sinuswellenausgangssignal des örtlichen Oszillators über seine Nullachse geht, so daß gleiche Betrage von positivem und negativem Signalstrom durch die Diode 40 bzw. 42 transportiert werden, um Spannungsabfälle von gleicher und entgegengesetzter Polarität über den Widerständen 41 und 43 zu erzeugen. Daraus ergibt sich dann, daß die am Ausgangsanschluß 45 des Phasendiskriminators erzeugte Ausgangsspannung Null ist. Es wird somit kein Phasenkorrektursignal durch den Rückkopplungsleiter 94 zwischen dein Ausgangsanschluß und einem Eingang des Differentialverstärkers 28 übermittelt. Wenn aber der Hochfrequenzoszillator 10 seine Frequenz erhöht und damit nicht mehr in Phase mit dem Ausgangssignal des Bezugsoszillators 26 ist, dann werden die Dioden 40 und 42 leitend gemacht, nachdem das Sinuswellenausgangssignal des Oszillators 10 die Nullachse gekreuzt hat oder wenn der Durchschnittswert der durch die Dioden geleiteten Sinuswellensignalspannung positiv ist. Dadurch leitet die Diode 40 mehr Strom als die Diode 42, wodurch ein größerer Spannungsabfall am Widerstand

41 als am Widerstand 43 entsteht. Dadurch wird am Alisgangsanschluß 45 ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Spannung dem Betrage nach der Phasenverschiebung zwischen dem Signal des örtlichen Oszillators und dem B.ezugssignal entspricht.

Auf diese Weise arbeiten die Widerstände 41 und

42 als Spannungsvergleicher in dem Phasenvergleicher zur Erzeugung verschiedener Signalausgangsspannungen, wenn Teile der durch die Dioden 40 und

42 geleiteten Oszillatorsignale hinsichtlich ihrer Spannungsamplitude ungleich sind. Die Arbeitsweise der Dioden 40 und 42 und der Widerstände 41 und

43 des Phasendiskriminators ähnelt der Arbeitsweise einer Brückenschaltung, d. h. daß solange die Dioden 40 und 42 in gleicher Weise leiten, die Brücke abgeglichen ist und keine Spannungsdifferenz zwischen dem Eingangsanschluß 39 und dem Ausgangsanschluß 45 erscheint. Wenn aber eine der beiden Dioden, nämlich 40 oder 42 mehr leitet als die andere Diode, dann wird die Brücke verstimmt und es wird ein Ausgangssignal erzeugt, dessen Polarität davon abhängt, welche der beiden Dioden stärker leitet, und dessen Spannung durch die Größe der Differenz der Leitfähigkeit oder der Beträge der durch die Dioden fließenden Ströme bestimmt ist.

Der Ausgangsanschluß 45 des Phasendiskriminators 24' ist über den Rückkopplungsleiter 94 mit der Basis eines npn-Traiisistors 96 am Eingang des Differentialverstärkers 28' verbunden. Der andere Eingang des Differentialverstärkers ist mit dem beweglichen Kontakt des Potentiometers 34 an der Basis eines zweiten npn-Transistors 98 verbunden, dessen Emitter mit dem Emitter des Transistors 96 verbunden ist, und der gemeinsame Emitteranschluß liegt über einen Belastungswiderstand 100 von 120 Kiloohin an einer negativen Gleichspannung von — 150 Volt. Die Kollektoren der Transistoren 96 und 98 sind über BeIastungswiderstände 102 bzw. 104 von je 100 Kiloohm an positive Gleichspannungsquellen von + 100 Volt gelegt. Die an die Basis des Transistors 98 gelegte

Bezugsgleichspannung wird mit der Differenzsignalausgangsspannung des Phasendiskriminators verglichen, welche an die Basis des Transistors 96 gelegt ist, um Fehlersignale in dem Differenzsignal zu vermindern und um ein genaueres Phasenkorrektursignal am Kollektor des Transistors 96 zu erzeugen. Damit wirkt das Potentiometer 34 als Frequenzfeinabstimmung in dem Sinne, daß das durch den Rückkopplungsleiter 30 an den Frequenzsteueranschluß des Oszillators 10 übermittelte Phasenkorrektursignal die richtige Größe hat. Es ist darauf hinzuweisen, daß die Dioden 40 und 42 gegebenenfalls kein Pärchen sind und also geringe Unterschiede in ihren Kennlinien entsprechende, Alterung usw. haben können, was ebenfalls durch die an den Differentialverstärker angelegte Bezugsgleichspannung korrigiert wird.

Zwischen dem Ausgang des Transistors 96 und dem Frequenzsteueranschluß des örtlichen Oszillators kann ein als Emitterfolger geschalteter npn-Transistor 106 vorgesehen sein. Die Basis des Transistors 106 ist mit dem Kollektor des Transistors 96 verbunden, während sein Emitter über einen Belastungswiderstand 108 von 4,7 Kiloohm an Erde liegt und sein Kollektor an einer positiven Versorgungsgleichspannung von + 100 Volt liegt. Die der Phasenkorrektur dienende Spannung wird durch den Rückkopplungsleiter 30 vom Enrtter des Transistors 106 an den Oszillator 10 gegeben, um die Frequenz dieses Oszillators einzustellen. Durch den Transistor 106 werden der Differentialverstärker und der örtliche Oszillator voneinander entkoppelt.

Zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 1 bzw. Fig. 2 wird auf die Fig. 3 hingewiesen, in der auf der gleichen Zeitachse die Wellenformen einiger Signale an einigen Punkten gezeigt werden. Das Ausgangssignal 110 des örtlichen HF-Oszillators 10 ist eine Sinuswelle, von welcher mittels des Phasendiskriminators Proben entnommen werden, wenn die als Spitzen ausgebildeten Tastimpulse 112 vom Tastimpulsgenerator 32 erzeugt werden und an die Dioden 40 und 42 gelegt werden, wodurch diese Dioden leitend werden. Wenn das HF-Oszillatorsignal 110 in Phase mit einer Harmonischen der Bezugstastimpulse 112 ist, dann ist der durch die Dioden hindurchgelassene Abschnitt 114 des Oszillatorsignals 110 symmetrisch bezüglich seiner Nullachse, weil der Tastimpuls 112 die Dioden während gleicher Zeitbeträge auf beiden Seiten desjenigen Punktes leitend macht, an welchem das Oszillatorsignal 110 die Nullachse schneidet (Kreuzungspunkt 116). Wenn sich aber das HF-Oszillatorsignal 110 in der Phase bezüglich des Bezugstastimpulses 112 zum Kreuzungspunkt 116 verschiebt, dann wird ein unsymmetrischer Ausschnitt 114 des Oszillatorsignals an den Ausgang des Tors übermittelt.

Der einer Phasenverschiebung entsprechende Abschnitt 114 bei dem Beispiel nach Fig. 3 hat eine bezüglich der Nullachse positive mittlere Spannung. Dadurch wird ein positives Phasenkorrektursignal 118 am Ausgang 45 des Phasendiskriminators erzeugt, welches zurück an den Frequenzsteueranschluß des örtlichen Oszillators gespeist wird, um diesen Oszillator wieder in Gleichlauf mit den Bezugstastimpulsen zu bringen. Wenn der Hochfrequenzoszillator wieder im Gleichlauf ist, dann geht das Korrektursignal 118 auf Null zurück und endet.

Hier/u 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

13 Patentansprüche:

1. Schaltung zur Phasenverriegelung eines HF-Oszillatorsignals mit einem Bezugssignal, mit einem Phasendiskriminatorzur Bestimmung, ob das Oszillatorsignal eine vorbestimmte Frequenz und Phase aufweist, und zur Erzeugung eines Phasenkorrektursignals, mit einem NF-Impulsgenerator, der schmale Tastimpulse erzeugt, die das Bezugssignal mit der vorbestimmten Phase und mit einer Frequenz darstellen, die kleiner als diejenige des Oszillatorsignals und eine Subharmonische der vorbestimmten Frequenz ist, wobei die Tastimpulse dem Phasendiskriminator zur Tastung des Oszillatorsignals zugeführt werden und eine Impulsbreite kleiner als die halbe Periode des Oszillatorsignals aufweisen, und mit einer Rückkopplungsschaltung, die zwischen den Ausgang des Phasendiskriminators und den Steueranschluß des Oszillators geschaltet ist und das Korrektursignal dem Oszillator zur Veränderung der Frequenz und der Phase seines Ausgangssignals zuführt, wobei der Phasendiskriminator eine Sampling-Einrichtung enthält, die mit dem Ausgang des Oszillators verbunden ist, und eine den Ausgang des NF-Impulsgenerators mit der Sampling-Einrichtung verbindende Kopplungseinrichtung zum Zuführen der Tastimpulse zur Sampling-Einrichtung vorgesehen ist, welche diese für eine Zeitdauer in den Leitzustand versetzen, die durch die Breite des Tastimpulses bestimmt ist, derart, daß ein Probeabschnitt aus einer Periode des Oszillatorsignals über den Phasendiskriminator zur Erzeugung des Phasenkorrektursignals übertragen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die das Ausgangssignal des NF-Impulsgenerators aufnehmende Kopplungseinrichtung (46, 50, 52, 54) ein Leitungsübertrager ist, der spiegelbildliche Tastimpulse entgegengesetzter Polarität an die Sampling-Einrichtung (40, 42, 41, 43) anlegt, die sich aus der Serienschaltung zweier entgegengesetzt gepolter Einwegelemente (40, 42) und der dazu parallelen Serienschaltung zweier Widerstände (41, 43) zusammensetzt, daß das Ausgangssignal des HF-Oszillators (10) über einen großen Frequenzbereich hinweg einstellbar ist und daß die Sampling-Einrichtung (40, 42, 41, 43) sowohl positive als auch negative Probeabschnitte (114, 114') aus dem Oszillatorsignal weitergibt.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei entgegengesetzt gepolten Einwegelemente (40, 42) am Ausgang des HF-Oszillators (10) liegen.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der NF-Impulsgenerator aus einem astabilen Bezugsoszillator (26) besteht, der frei schwingt und einen Tastimpulsgenerator (32) zur Erzeugung der Tastimpulse triggert.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugsoszillator (26) eine Einrichtung (38) zum Verändern seiner Frequenz und der Frequenz der Tastimpulse aufweist.

5. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einer Schaltung zum Analysieren von Spektren, wobei der HF-Oszillator (10) mit einem Eingang der Signalmischstufe (12) verbunden ist, deren anderer Eingang (14)

mit dem Eingang der Schaltung zum Analysieren von Sektoren verbunden ist.

6. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei Einwegelemente (40, 42) Dioden sind und daß der Phasendiskriminator (24) zwei Kondensatoren (44, 48) aufweist, welche die Tastimpulse an je eine der Dioden und zwei Widerstände (41, 43) ankoppelt, die mit ihrem gemeinsamen Anschluß (45) am Ausgang des Diskriminators (24') liegen.

7. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung einen gleichstromgekoppelten Differentialverstärker (28') aufweist, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Phasendiskriminators (24') verbunden ist und dessen anderer Eingang mit einer einstellbaren Gleichspannungsquelle (34) gekoppelt ist, und daß der Ausgang des Diffentialverstärkers (28') am Steueranschluß des HF-Oszillators (10) anliegt.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Sampling-Einrichtung (40, 41, 42, 43) in den leitenden Zustand gebracht wird, wenn das Signal des HF-Oszillators (10) durch die Nullachse läuft.