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Anordnung zur Steuerung von Thyristoren mit periodisch wiederkehrenden
Zündimpulsen Steuerbare Halbleitergleichrichter werden in neuerer Zeit als Thyristoren
bezeichnet. Die Arbeitsweise derartiger Bauelemente entspricht weitgehend derjenigen
der bekannten steuerbaren Gasentladungsröhren. Wie diese werden daher Thyristoren
in der Stromrichtertechnik zur Steuerung von Gleich- und Wechselströmen verwendet.
Hierzu bedient man sich der sogenannten Anschnittssteuerung, die auf der Eigenschaft
dieser Bauelemente beruht, daß sie bei geeigneter Polarität der an der Schaltstrecke
liegenden Spannung durch einen Zündimpuls in den stromführenden Zustand gesteuert
werden können und daß dieser Zustand erhalten bleibt, bis der nur noch durch die
Last und die Speisespannung bestimmte Strom einen nahe bei Null gelegenen Grenzwert
erreicht. Eine stetige Veränderung des Laststromes bzw. der Lastspannung ist daher
nur durch Veränderung der Lage der Zündimpulse innerhalb der positiven Halbwelle
der periodisch verlaufenden Speisespannung mö-hch.
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Zur Erzeugung derartiger periodisch wiederkehrender Zündimpulse sind
zahlreiche Verfahren bekannt. Meistens arbeiten sie mit einer Kippstufe, die immer
dann einen Zündimpuls ergibt, wenn die Eingangsspannung einen bestimmten Grenzwert
erreicht. Dem Eingang einer solchen Kippstufe kann beispielsweise eine sägezahnförmige
Hilfsspannung zugeführt werden, der eine veränderbare Steuergleichspannung überlagert
ist. Die Periode der sägezahnförmigen Spannung entspricht dabei der Periode der
Speisespannung.
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Ein weiteres sehr einfaches Verfahren besteht darin, die Eingangsspannung
für die Kippstufe von einem Kondensator abzugreifen, der über einen Ladewiderstand
mit einer konstanten Spannung gespeist wird und dem ein Transistor parallel geschaltet
ist, mit dessen Hilfe die Steilheit des Anstieges der Spannung am Kondensator stetig
mit Hilfe einer Steuergleichspannung verändert werden kann. Die Aufladung des Kondensators
beginnt immer mit dem Beginn derjenigen Halbwelle, die angeschnitten werden soll.
Der Kondensator wird daher kurz vor diesem Zeitpunkt entladen. Diese Entladung soll
dabei in möglichst geringer Zeit vor sich gehen.
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Die zuletzt geschilderte Methode der Veränderung der Lage der Zündimpulse
ist ohne weiteres anwendbar, wenn die Periode der Speisespannung konstant ist. In
diesem Fall besteht eine eindeutige Zuordnung zwischen der dem Transistor zugeführten
Steuerspannung und dem Zündwinkel. Diese Zuordnung ist jedoch nicht mehr vorhanden,
wenn sich die Periode der Speisespannung ändern kann, wie dies beispielsweise der
Fall ist, wenn diese Spannung von einem Wechselspannungsgenerator abgeleitet wird,
der mit stark wechselnder Drehzahl angetrieben wird. In diesem Fall wird sich der
relative Zündwinkel bei konstanter Steuergleichspannung mit der Periode der Speisespannung
ändern, da die Anschnittszeit bei unveränderter Steuerspannung stets gleichbleibt.
Beträgt beispielsweise bei einer bestimmten Dauer T der Periode der Speisespannung
der Zündwinkel 90', dann ergibt sich bei einer doppelt so großen Dauer der
Periode ein Zündwinkel von nur 451 (konstante Steuerspannung vorausgesetzt).
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Aus diesen Gründen sind die bekannten Steuersätze zur Erzeugung von
Zündimpulsen nicht anwendbar, wenn sich die Periode der Speisespannung in weiten
Grenzen ändern kann. Es ist vielmehr ein Steuersatz erforderlich, der Zündimpulse
mit einem relativen Zündwinkel liefert, der bei einer ganz bestimmten Steuerspannung
unabhängig von der Periode der Speisespannung im wesentlichen konstant bleibt.
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Die Erfindung zeigt einen Weg zur Lösung dieses Problems. Sie geht
dabei von einer Anordnung zur Steuerung von Thyristoren mit periodisch wiederkehrenden
Zündimpulsen aus, die in einem Zündbereich abgegeben werden, wenn die Spannung an
einem Kondensator einen bestimmten Grenzwert erreicht,
wobei der
Kondensator immer von Beginn einer Periode einer periodisch verlaufenden Spannung
an aufgeladen wird und der Ladezustand von einer Steuerspannung abhängt, die einem
dem Kondensator parallelliegenden Transistor zugeführt wird, so daß die Phasenlage
der Impulse, bezogen auf die Nullstellen der periodisch verlaufenden Spannung, willkürlich
geändert werden kann.
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Die Erflndung besteht darin, daß die Geschwindigkeit der in einem
an jeden Zündbereich anschließenden Meßbereich erfolgenden Entladung des Kondensators
und damit der Potentialwert, von dem ausgehend der Kondensator bei Beginn jeder
Periode aufgeladen wird, von der dem Transistor zugeführten Steuerspannung abhängt
und das Verhältnis von Meßbereichdauer zu Periodendauer der periodisch verlaufenden
Spannung unabhängig von deren Frequenz ist.
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Die Entladung des Kondensators kann in dem Augenblick beginnen, wo
die Spannung am Kondensator den zur Abgabe eines Impulses erforderlichen Grenzwert
erreicht. Sofern die periodisch verlaufende Spannung Lücken aufweist, ist es besonders
vorteilhaft, die von der Steuerspannung abhängige Entladung mit dem Anfang einer
solchen Lücke beginnen zu lassen. Hierbei ergeben sich bei Anwendung der Erfindung
im Rahmen eines Regelkreises besonders stabile Verhältnisse.
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Die Aufladung des Kondensators auf den zur Ab-
gabe eines Zündimpulses
erforderlichen Grenzwert geht dabei zweckmäßig mit konstanter Geschwindigkeit vor
sich. Um dies zu erreichen, kann man beispielsweise die Entladung des Kondensators
über den parallelliegenden Transistor in dem Augenblick sperren, in dem die Aufladung
des Kondensators beginnt. Mit Hilfe des neuen Steuerverfahrens ist die Regelung
der von einem mit wechselnder Drehzahl angetriebenen Generator abgegebenen Spannung
in einfacher Weise möglich. Hierzu kann man den Erregerkreis über einen Thyristor
mit einer periodisch pulsierenden Gleichspannung speisen, die mit Hilfe von Gleichrichtem
von der Klemmenspannung des Generators abgeleitet ist. Die Zündimpulse für den Thyristor
werden mit Hilfe der eben beschriebenen Anordnung erzeugt, wobei zur Erzielung eines
geschlossenen Regelkreises die Basis des dem Kondensator parallelliegenden Tranisistors
über eine Zenerdiode an den Abgriff eines Spannungsteilers angeschlossen werden
kann, der an den Gleichstromklemmen eines Gleichrichters liegt, der mit der Generatorklemmenspannung
gespeist wird.
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Hierbei kann es zweckmäßig sein, die Aufladung des Kondensators von
der Spannung an der Erregerwicklung des Generators abhängig zu machen.
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Ein Ausführungsbeispiel für eine derartige Anordnung ist in F i
g. 1 dargestellt. Hierbei ist eine Anlage zugrunde gelegt, bei der eine Drehstromsynchronmaschine
mit stark veränderlicher Drehzahl sowie gegebenenfalls mit wechselnder Drehrichtung
angetricben wird, -!so beispielsweise die Li#7.,iliciaschir.e eines Fisenbahnwagens,
die dann über Glex-h-ichter zusammen mit einer Batterie ein Netz, wie die Lichtanlage
des Eisenbahnwagens, mit möglichst geringen Spannungsschwankungen speisen soll.
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Mit 1 ist eine Batterie bezeichnet, die an die 1-eitungen P
und N angeschlossen ist, die ihrerseits über einen Gleichrichtersatz
16 von dem Drehstromgenerator 17 gespeist werden. Zwischen diesen
Leitungen liegt ein durch zwei Widerstände 2 und 3 gebildeter Spannungsteiler,
an dessen Abgriff 4 eine Spannung abgegriffen wird. Mit 5 ist ein Thyristor
(steuerbarer Halbleitergleichrichter) bezeichnet, mit dem der Erregerstrom für eine
Erregerwicklung 6 des Generators gesteuert werden kann. Für die Steuerung
des Thyristors 5 ist hierbei ein Kondensator 7 vorgesehen, dessen
Spannung Uc über einen Transistor 8
und einen Hilfstransistor 9 den
Durchsteuerzeitpunkt des Thyristors 5 bestimmt.
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Der Kondensator 7 ist über einen Widerstand 10
der Laststrecke
des Thyristors 5 parallel geschaltet, so daß seine Aufladung durch die Sperrspannung
dieses Thyristors bestimmt wird.
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Außerdem liegt dem Kondensator ein Steuertransistor 11 parallel.
Dieser Transistor wird über eine Zenerdiode 12 von der an dem Abgriff 4 abgenommenen
Spannung gesteuert.
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Die Basis des Transistors 8 ist über einen Widerstand
13 gleichfalls an den Kondensator 7 gelegt. Bei einem Durchsteuern.
des Transistors 8 wird durch den Spannungsabfall an einem in seinem Kollektorkreis
liegenden Widerstand 14 die Spannung an der Basis des Hilfstransistors
9 so weit verschoben, daß der Transistor 9 durchgesteuert und dadurch
ein Steuerstrom dem Thyristor 5 zugeführt wird, so daß über ihn und die Erregerwicklung
6 ein Erregerstrom fließen kann.
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Der Kollektor des Transistors 9 ist hierbei übei einen Kondensator
15 mit der Basis des Transistors 8
verbunden. Durch diese Rückkopplung
läßt sich eine sprungartige Durchsteuerung der Transistoren 8
und
9 erreichen.
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Zur Erläuterung der Arbeitsweise des in F i g. 1
gezeigten Steuersatzes
wird auf F i g. 2 Bezug genommen. Dort ist zunächst der Verlauf der Speisespannung
URN für die Erregerwicklung 6 abhängig von der Zeit t dargestellt. Dieser
Spannungsverlauf ergibt sich an einem Verbraucher, wenn man ihn einerseits über
zwei Gleichrichter an zwei Phasen, z. B. S und T eines dreiphasigen
Speisenetzes, andererseits unmittelbar an die dritte Phase R anschließt, wie dies
in F i g. 1 gezeigt ist. Aus F i g. 2 erkennt man, daß diese Gleichspannung
einen periodischen Verlauf hat, wobei in jeder Periode zwei Abschnitte Z und M zu
unterscheiden sind. Während des Abschnittes Z - im folgenden Zündbereich
genannt - ist eine Spannung vorhanden, die jedoch während des Bereiches M
- im folgenden Meßbereich genannt -
Null wird.
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Der Steuerstrecke des Thyristors 5 in F i g. 1 wird
immer dann ein Zündstrom zugeführt, wenn die Spannung UC an dem Kondensator
7 einen bestimmten kritischen Grenzwert u erreicht. Der Verlauf der Spannung
am Kondensator abhängig von der Zeit ist ebenfalls in F i g. 2 unterhalb
der Darstellung der Speisespannung wiedergegeben. Dabei ist in diesem Diagramm auch
der Grenzwert u eingezeichnet.
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Es wird zunächst die Arbeitsweise für den Fall betrachtet, daß die
Spannung UC den in F i g. 2 mit ausgezogenen Linien (S,
H) wiedergegebenen Verlauf hat: Der Thyristor 5 sei zunächst
gesperrt. Im Zeitpunkt A beginnt die Spannung an dem Thyristor anzusteigen.
Von da an lädt sich somit auch der Kondensator 7 stetig auf. Der Spannungsverlauf
ist durch die Linie S wiedergegeben. Erreicht die Spannung Uc im Zeitpunkt
B den Grenzwert u, dann wird die aus den Transistoren 8 und 9 in F
i g. 1 gebildete
Kippstufe umgesteuert, und der Thyristor
5 bekommt einen Impuls. Er wird daher von diesem Zeitpunkt an bis zum Ende
des Zündbereiches Z leitend sein. Die Spannung an dem Kondensator 7 kann
von dem Zeitpunkt B an nicht mehr steigen. Sie wird vielmehr von da an stetig, z.
B. entsprechend dem Linienzug H in F i g. 2, abnehmen, wobei diese Entladung
von dem Durchsteuerzustand des Transistors 11 abhängt. An seiner Emitter-Basis-Strecke
liegt eine Spannung, die der Abweichung der zwischen den Klemmen P und
N liegenden Gleichspannung von einem durch die Zenerdiode 12 bestimmten Sollwert
proportional ist.
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Im Zeitpunkt C wird die an dem Thyristor 5 liegende
Spannung Null. Kurz darauf sperrt der Thyristor, so daß vom Zeitpunkt
D an dem Kondensator 7 wieder ein Ladestrom zugeführt wird. Im Zeitpunkt
E erreicht die Kondensatorspannung wieder den Grenzwert u, und der Thyristor
5 wird erneut gezündet.
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Sofern sich die Spannung zwischen den Klemmen P und N nicht
ändert, bleibt der Steuerzustand des Transistors 11 gleich. Das bedeutet,
daß sich der Kondensator 7 am Ende des Meßbereiches M immer auf dem gleichen
Potential befindet, von dem ausgehend er mit Beginn eines jeden Zündbereiches aufgeladen
wird. Da andererseits das Verhältnis der Meßbereichdauer CD zur Periodendauer
AD frequenzunabhängig konstant ist, ist daher auch der relative Anschnittwinkel
oc unabhängig von der Frequenz der Speisespannung konstant, solange sich der Steuerstrom
des Transistors 11 nicht ändert. Wird die Emitter-Basis-Spannung jedoch infolge
einer Erhöhung der Spannung zwischen den Klemmen P und N größer, dann wird
sich der Kondensator 7 am Ende des Meßbereiches M auf einem niedrigeren Potential
befinden. Der Verlauf der Kondensatorspannung in einem solchen Fall wird in F i
g. 2 durch die gestrichelten Linien Hl, S, wiedergegeben. Es ergibt sich
ein größerer Anschnittwinkel cci. Das hat eine Erniedrigung der Spannung zwischen
den Klemmen P und N zur Folge.
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Wie bereits angedeutet, lassen sich die mit einer solchen Anordnung
erreichbaren Ergebnisse, insbesondere die Stabilität des Regelkreises, wesentlich
verbessern, wenn man die Entladung des Kondensators 7 - d. h. den Transistor
11 - während des Zündbereiches Z sperrt und in den Meßbereich M verlegt.
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Der Verlauf der Kondensatorspannung U, in einem derartigen
Fall ist in F i g. 2 durch die Linien D
und H2 für eine kleinere und
durch die Linie D und H,
für eine größere Regelabweichung wiedergegeben.
Die Aufladung des Kondensators 7 geht in diesem Fall praktisch genau so vor
sich, wie zuvor beschrieben. Im Zeitpunkt B erreicht die Spannung am Kondensator
7 wieder den Grenzwert u. Da in diesem Zeitpunkt der Thyristor
5 zündet, kann der Kondensator nicht weiter aufgeladen werden. Da der Transistor
11
gesperrt ist, kann er sich lediglich über den Widerstand 10 und
die Laststrecke des Thyristors 5 sowie über den Widerstand 13 und
die Steuerstrecke des Transistors 8 entladen. Diese Entladung kann praktisch
sehr gering gehalten und vernachlässigt werden. Die Spannung U, kann daher
bis zum Ende des Zündbereiches Z als annähernd konstant angesehen werden, wie das
idealisiert in Fig. 2 durch die Linie D wiedergegeben wird. Erst mit Beginn
des Meßbereiches M wird der Kondensator 7 über die Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors 11 entladen, wobei der Potentialwert am Ende des Meßbereiches
M, im Zeitpunkt D, von der Höhe der zwischen den Klemmen P und
N liegenden Gleichspannung abhängt.
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Der beschriebene Steuersatz kann auch zur Steuerung von Gleich- und
Wechselrichtem üblicher Bauart in Ein- oder Mehrphasenschaltung verwendet werden.