DE1298162B

DE1298162B - Circuit arrangement for improving the arrow sensitivity of radio direction finders

Info

Publication number: DE1298162B
Application number: DE1967R0047223
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Hans-Christoph; Hoering
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 1967-10-26
Filing date: 1967-10-26
Publication date: 1969-06-26

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Verbessern der Peilempfindlichkeit von Funk-Peilern, bei denen das Peilergebnis durch periodische Modulation (Amplituden-, Frequenz- oder Phasen-Modulation) der empfangenen Hochfrequenz-Trägerwelle und anschließende Demodulation dieses in eine konstante Zwischenfrequenz umgesetzten modulierten Signals gewonnen wird unter Anwendung des sogenannten Summationsverfahrens (Summation mehrerer jeweils um die Periodendauer des Nutzsignals verzögerter Anteile des Nutzsignal-Störsignal-Gemisches). The invention relates to a circuit arrangement for improvement the bearing sensitivity of radio direction finders, where the bearing result is periodic Modulation (amplitude, frequency or phase modulation) of the received high-frequency carrier wave and subsequent demodulation of this converted into a constant intermediate frequency modulated signal is obtained using the so-called summation method (Summation of several components, each delayed by the period of the useful signal of the useful signal-interfering signal mixture).

Funk-Peiler dieser Art sind bereits in den verschiedenartigsten Ausführungsformen bekannt. Bei einigen dieser Peilverfahren wird die zu peilende Welle durch eine echte oder nur simulierte Rotation einer Empfangsantenne. moduliert, das dadurch entstehende modulierte Signal wird anschließend demoduliert, und die zeitliche Lage der vom Demodulator gelieferten Zeitfunktion gegenüber einem mit der Antennenrotation starr gekoppelten Bezugssignal liefert schließlich ein Kriterium für die Azimutanzeige. Radio direction finders of this type are already in the most varied of embodiments known. With some of these bearing methods, the wave to be bearing is carried out by a real or simulated rotation of a receiving antenna. modulates that thereby The resulting modulated signal is then demodulated, and the time position the time function delivered by the demodulator versus one with the antenna rotation The rigidly coupled reference signal finally provides a criterion for the azimuth display.

So entsteht beispielsweise beim sogenannten Doppler-Peiler durch den Doppler-Effekt eine Phasenmodulation, beim sogenannten Adcock-Peiler durch die Rotation einer Doppelacht-Richtcharakteristik eine Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger und beim sogenannten Wullenwever-Verfahren eine durch die Richtcharakteristik der Antenne bestimmte impulsartige Aplitudenmodulation.For example, with the so-called Doppler direction finder, the Doppler effect a phase modulation, in the case of the so-called Adcock direction finder through the rotation a double-eight directional characteristic with a double sideband amplitude modulation suppressed carrier and with the so-called Wullenwever method one through the directional characteristic pulse-like amplitude modulation determined by the antenna.

Ist das mit diesen bekannten Peilern empfangene hochfrequente Signal durch stochastische Signale, beispielsweise durch Rauschen gestört, so ist - die' vom Demodulator gelieferte Zeitfunktion ebenfalls gestört; so daß ohne besondere Maßnahmen zur Beruhigung der Anzeige die Peilung ungenau und zeitlich inkonstant sein kann. Für eine genaue Peilung muß die Auswirkung der Störung auf die Azimutanzeige so klein wie möglich gehalten werden. Is the high frequency signal received with these known direction finders by stochastic signals, for example disturbed by noise, then - the ' time function supplied by the demodulator also disturbed; so that without special Measures to calm the display make the bearing imprecise and inconsistent over time can be. For an accurate bearing, the effect of the disturbance on the azimuth reading must be taken into account be kept as small as possible.

Bei einem Adcock-Peiler wurde daher schon nach der Demodulation des Signals zur. Störbefreiung ein sogenanntes Summationsverfahren angewendet (C. E. In the case of an Adcock direction finder, the Signals to. A so-called summation method is used to eliminate interference (C. E.

Lindahl, B. F. Barton, Analysis of a Detection Technique for a Spinning-Goniometer Direction -Finding System. IEEE Trans. on Aerospace and Nav.Lindahl, B. F. Barton, Analysis of a Detection Technique for a Spinning Goniometer Direction finding system. IEEE Trans. On Aerospace and Nav.

Electronics, Juni 1963, S. 124 bis 127). Dieses sogenannte Summationsverfahren, das unter anderem näher von G. Winkel er in Deutsche Ges. f. Ortung u.Electronics, June 1963, pp. 124-127). This so-called summation method, which, among other things, from G. Winkel he in German Ges. f. Ortung u.

Navigation, Bericht Nr. 1054 ; Februar 1966, 5. ioa bis 104, »Stand und Möglichkeiten der Anwendung von Korrelationsmethoden in der Ortung«, beschrieben wird, kann als eine Filtermethode aufgefaßt werden, bei der sich die Bandbreite automatisch nach der Operationszeit richtet; Es wird hierbei vorausgesetzt, daß das Nutzsignal periodisch ist und seine Periodendauer bekannt ist. Werden mehrere jeweils um die Periodendauer des Signals verzögerte Anteile des Signal-Rausch-Gemisches summiert, so addieren sich die Anteile des Nutzsignals amplitudenmäßig während sich die Rauschanteile leistungsmäßig addieren. Durch dieses unterschiedliche Verhalten des periodischen Nutzsignals und des stochastischen Störsignals wird ein im Laufe der Zeit ansteigender Störabstand erzielt.Navigation, Report No. 1054; February 1966, 5 October to 104, »Stand and possibilities of using correlation methods in localization « can be viewed as a filtering method that reduces the bandwidth automatically adjusts according to the operation time; It is assumed here that the useful signal is periodic and its period is known. Will be several Components of the signal-to-noise mixture delayed by the period of the signal summed up, the components of the useful signal add up in terms of amplitude during each other add the noise components in terms of performance. Because of this different behavior of the periodic useful signal and the stochastic interference signal becomes one in the course The signal-to-noise ratio increases over time.

Bei Peilern der eingangs erwähnten Art ist die vom Demodulator gelieferte Zeitfunktion je nach der Sendezeit des empfangenen Senders von unterschied- licher Dauer, d. h., die : von der Antenne gelieferten Nutzsignale des-;'PeiPerS, sind von. unterschiedlicher Dauer. Im Hinblick auf diese unterschiedliche Operationszeit des Peilers sind einfache Filter zum Zweck der Störabstandsverbesserung weniger geeignet. Es sind vielmehr solche Filter vorzuziehen, die bei kurzen Operationszeiten des Peilers relativ breitbandig sind, um schnell einschwingen zu können, bei relativ langen Operationszeiten des Peilers aber sehr schmalbandig sind, um eine große Störbefreiung zu erzielen. In the case of direction finders of the type mentioned above, the one supplied by the demodulator Time function depending on the transmission time of the received station of different licher Duration, d. that is: the useful signals of the -; 'PeiPerS, supplied by the antenna from. different duration. With regard to this different operating time of the direction finder are simple filters for the purpose of improving the signal-to-noise ratio suitable. Rather, such filters are to be preferred that are used for short operating times of the direction finder are relatively broadband in order to be able to settle in quickly, at relative long operating times of the direction finder but are very narrow-band in order to achieve a high level of interference elimination to achieve.

Das obenerwähnte Summationsverfahren wirkt nun in diesem Sinne ideal als der jeweiligen Operationszeit des Peilers'angepaßtes Filter, da ein Summationsverfahren mit der Verzögerungszeit T frequenzmäßig betrachtet ein Kammfilter mit Durchlaßbereichen bei den Harmonischen der Frequenz 1 T darstellt, bei welchem die Bandbreiten der einzelnen Durchlaßbereiche automatisch um so schmaler werden, je länger das Signal andauert. The above-mentioned summation method works ideally in this sense as a filter adapted to the respective operating time of the direction finder, as a summation method with the delay time T viewed in terms of frequency, a comb filter with passbands represents at the harmonics of the frequency 1 T, at which the bandwidths of the individual pass bands automatically become narrower the longer the signal persists.

Diese Anwendung des Summationsverfahrens bei einem Peiler nach dem eigentlichen Demodulator besitzt jedoch noch gewisse Nachteile. Wie alle mit Bandbreitenluxus arbeitenden Übertragungsverfahren zeigt auch dieser bekannte Peiler im Zusammenhang des Ausgangsstörabstandes in Abhängigkeit vom Eingangsstörabstand ein Schwellwertverhalten, d. h., unterhalb eines bestimmten Schwellwertes folgt der Ausgangsstörabstand dem abnehmenden Eingangsstörabstand nicht mehr proportional, sondern fällt steil ab. Soll die Empfindlichkeit des Peilers unterhalb des Schwellwertes oder in seiner Umgebung durch Filterung nach dem Summationsverfahren nach dem Demodulator vergrößert werden, so muß die Bandbreite des Filters aus diesem'Grund sehr schmal und die -Operationszeit des Peilers dementsprechend groß sein. This application of the summation method for a direction finder after the However, the actual demodulator still has certain disadvantages. Like everyone else with bandwidth luxury This well-known direction finder also shows the working transmission method in context the output signal-to-noise ratio as a function of the input signal-to-noise ratio, a threshold value behavior, d. that is, below a certain threshold, the output signal-to-noise ratio follows decreasing input signal-to-noise ratio is no longer proportional, but drops off steeply. Should the sensitivity of the direction finder be below the threshold value or in its Enlarged environment by filtering according to the summation method after the demodulator for this reason, the bandwidth of the filter and the operating time must be very narrow of the direction finder must be correspondingly large.

Bei Phasen- bzw. Frequenzmodulation mit größerem Modulationsindex (M>1) ist außerdem nur bis zu einer bestimmten Grenze unterhalb des Schwellwerts (Größenordnung 10 db) durch Maßnahmen nach der Demodulation eine Störabstandsverbesserung zu erreichen, bei weiterer Verkleinerung des Störabstands am Eingang des Demodulators wird das Nutzsignal am Ausgang vollständig unterdrückt, so daß selbst durch beliebig schmalbandige Filterung oder langzeitliche Integration keine Verbesserung des Ausgangsstörabstandes mehr zu erreichen ist.With phase or frequency modulation with a larger modulation index (M> 1) is also only up to a certain limit below the threshold value (Order of magnitude 10 db) an improvement in the signal-to-noise ratio through measures taken after demodulation to achieve with further reduction of the signal-to-noise ratio at the input of the demodulator the useful signal at the output is completely suppressed, so that even by any narrow-band filtering or long-term integration does not improve the output signal-to-noise ratio more can be achieved.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, wird erfindungsgemäß, ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art, vorgeschlagen, das Summationsverfahren Vor dem Demodulator anzuwenden und außerdem zu diesem Zweck durch bekannte Einrichtungen automatisch ein vorbestimmtes rationales, insbesondere ganzzahliges Verhältnis zwischen der Frequenz der Zwischenfrequenz-Trägerschwingung und der Modulationsfrequenz einzuhalten. Vorzugsweise wird dabei sowohl die Modulationsfrequenz als auch die Frequenz zum Umsetzen der modulierten Träger-Schwingung in die konstante Zwischenfrequenz von einer gemeinsamen Vergleichsfrequenzquelle nach einem der bekannten Verfahren der Frequenzanalyse und/oder Frequenzsynthese erzeugt werden. In order to avoid this disadvantage, according to the invention, the starting point is proposed by a circuit arrangement of the type mentioned, the summation method To be used in front of the demodulator and also for this purpose by known means automatically a predetermined rational, in particular integer, ratio between the frequency of the intermediate frequency carrier wave and the modulation frequency must be observed. Preferably, both the modulation frequency and the frequency are used Converting the modulated carrier oscillation into the constant intermediate frequency of a common comparison frequency source according to one of the known methods of Frequency analysis and / or frequency synthesis are generated.

Die Erfindung ist vor allem beim sogenannten Doppler-Peiler von Vorteil, da bei der hier angewandten Phasenmodulation wie gesagt der Schwellwert besonders stark in Erscheinung tritt. Grundsätzlich kann die Erfindung aber selbstverständlich bei allen anderen Peilverfahren mit gleichem Erfolg angewandt werden, bei denen der empfangene Wellenzug am Empfangsort irgendwie periodisch moduliert wird. The invention is particularly advantageous for the so-called Doppler direction finder, because with the phase modulation used here, as I said, the threshold value is special makes a strong appearance. In principle, however, the invention can of course used with the same success in all other DF methods will, in which the received wave train somehow periodically modulates at the receiving location will.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand schematischer Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert. The invention is described below with reference to schematic drawings explained in more detail using exemplary embodiments.

F i g. 1 bis 5 zeigen an Hand von Diagrammen die Wirkungsweise des sogenannten Summationsverfahrens sowie die erfindungsgemäß vorgeschlagenen Bemessungsvorschriften zur optimalen Realisierung dieses Verfahrens; F i g. 6 und 7 zeigen zwei mögliche Ausführungsbeispiele für eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung. F i g. 1 to 5 use diagrams to show how the so-called summation method and the dimensioning rules proposed according to the invention for the optimal realization of this procedure; F i g. 6 and 7 show two possible ones Exemplary embodiments of a circuit arrangement according to the invention.

Das Spektrum einer unendlich lang andauernden und z. B. mit einer festen Modulationsfrequenz phasenmodulierten Schwingung, wie dies z. B. bei Doppler-Peilern auftritt, ist ein Linienspektrum, dessen einzelne Spektrallinien im Abstand der Modulationsfrequenz zueinander liegen. Die Anzahl und Amplitude der Linien werden vom Modulationsindex bestimmt. Ist die Dauer des Signals zeitlich begrenzt, so werden in der Umgebung der Spektrallinien mehr oder weniger breite Bände belegt. Bei Peilern der geschilderten Art ist also der Frequenzabstand der Frequenzbänder konstant gleich der Modulationsfrequenz, und die Bandbreite hängt von der Operationszeit des Peilers ab. Daraus ergibt sich, daß das Summationsverfahren grundsätzlich auch für die Filterung des Signals von Peilern vor der Demodulation geeignet ist, da es äquidistante Durchlaßbereiche liefert, deren Breite von der Operationszeit abhängen. The spectrum of an infinitely long-lasting and z. B. with a fixed modulation frequency phase-modulated oscillation, as z. B. with Doppler direction finders occurs is a line spectrum whose individual spectral lines are spaced apart by the Modulation frequency are to each other. The number and amplitude of the lines will be determined by the modulation index. If the duration of the signal is limited in time, then in the vicinity of the spectral lines more or less broad volumes occupied. With direction finders of the type described, the frequency spacing of the frequency bands is constantly the same the modulation frequency, and the bandwidth depends on the operating time of the direction finder away. It follows from this that the summation method is basically also used for filtering of the signal from direction finders before demodulation is suitable because there are equidistant passbands supplies, the width of which depends on the operating time.

Die Grundlage für die erfolgreiche Anwendung des Summationsverfahrens ist der unterschiedliche Charakter von Stör- und Nutzsignal: Während das Störsignal stochastischen Charakter besitzen soll, muß das Nutzsignal periodisch sein. Bei der Anwendung des Summationsverfahrens vor der Demodulation muß also das modulierte Signal periodisch sein. Nun ist aber ein moduliertes Signal nur dann periodisch, wenn die Träger- und die Modulationsfrequenz in einem rationalen Verhältnis zueinander stehen. Stehen Modulations- und Trägerfrequenz in einem irrationalen Verhältnis zueinander, so hat zu einem bestimmten Zeitpunkt in jeder Periode der Modulation die Trägerschwingung eine andere Phase; die resultierende Zeitfunktion als Ganzes (nicht ihre Einhüllende) ist unperiodisch, wie dies in Fig. 1 bei einer amplitudenmodulierten Schwingung gezeigt ist. Stehen jedoch Träger- und Modulationsfrequenz ft und fm in dem rationalen Verhältnis Jtlfnz tim zueinander (t, m ganze Zahlen), so ist die resultierende Zeitfunktion periodisch. Allerdings wiederholt sich die Zeitfunktion das erste Mal im allgemeinen nicht gerade nach einer Modulationsperiode, sondern wenn erfüllt ist: ft'm/fm t1. The basis for the successful application of the summation method is the different character of interfering and useful signals: While the interfering signal Should have a stochastic character, the useful signal must be periodic. at the application of the summation method before the demodulation must therefore be the modulated Signal be periodic. But a modulated signal is only periodic if when the carrier and modulation frequencies are in a rational relationship to each other stand. There is an irrational relationship between the modulation frequency and the carrier frequency to each other, so has at some point in each period of modulation the carrier wave has a different phase; the resulting time function as a whole (not its envelope) is non-periodic, as is the case in FIG. 1 for an amplitude-modulated Vibration is shown. However, if the carrier and modulation frequency are ft and fm in the rational relation Jtlfnz tim to each other (t, m integers), then the resulting time function periodic. However, the time function repeats itself the first time generally not after a modulation period, but if it is fulfilled: ft'm / fm t1.

Das bedeutet, daß sich die Zeitfunktion erst nach m Modulationsperioden wiederholt. Soll die Zeitfunktion der modulierten Schwingung die gleiche Periodendauer aufweisen wie die Modulation, ist zusätzlich zu fordern, daß m 1 ist, d. h., die Träger-und die Modulationfrequenz sollen vorzugsweisefiri einem ganzzahligen Verhältnis (t) zueinander stehen. This means that the time function only changes after m modulation periods repeated. Should the time function of the modulated oscillation have the same period duration like the modulation, it is additionally required that m is 1, i. h., the The carrier frequency and the modulation frequency should preferably be an integer ratio (t) stand to each other.

Wird die Verzögerungszeit des Summators gleich der Modulationsperiode gemacht, so liefert er eine diskontinuierliche Selektionskurve, deren Durchlaßbereiche bei Harmonischen der Modulationsfrequenz liegen. Die SpektrallinienS des Signals fallen dann auf diese Durchlaßbereiche F, wenn die Trägerfrequenz selbst harmonisch zur Modulationsfrequenz liegt, Trägerfrequenz und Modulationsfrequenz also in einem ganzzahligen Verhältnis zueinander stehen, wie dies in F i g. 2 gezeigt ist. The delay time of the summer becomes equal to the modulation period made, it delivers a discontinuous selection curve, whose passbands are at harmonics of the modulation frequency. The spectral lines S of the signal then fall on these passbands F when the carrier frequency itself is harmonic to the modulation frequency, so carrier frequency and modulation frequency in one integer relationship to each other, as shown in FIG. 2 is shown.

Grundsätzlich könnte man das Summationsverfahren auch bei einem modulierten Signal anwenden, bei dem die Träger- und die Modulationsfrequenz in einem zwar nicht ganzzahligen, aber rationalen Verhältnis zueinander stehen (Fig. 3). Man muß dann die im Summator verwendete Verzögerungszeit nach der resultierenden Periodendauer des Signals richten, die in diesem Fall stets um ganzzahlige Faktoren m größer ist als die Periodendauer der Modulation. Der Summator liefert dann Durchlaßbereiche F, die um den Faktors enger liegen als die Linien S des Signalspektrums. Da in den Durchlaßbereichen F', die zwischen den Linien S des Signalspektrums liegen, nur Störungen übertragen werden und kein Signal, ist ein solches Verfahren bezüglich der Störabstandsverbesserung nicht optimal. In principle, the summation method could also be used with a modulated Apply a signal in which the carrier and the modulation frequency are not in one integer but rational relationship to each other (Fig. 3). Then you have to the delay time used in the summator after the resulting period of the signal, which in this case is always greater by integer factors m than the period of the modulation. The summator then provides passbands F, which are the factor narrower than the lines S of the signal spectrum. Since in the Passbands F ', which lie between the lines S of the signal spectrum, only Interference is transmitted and no signal is one such method regarding the signal-to-noise improvement is not optimal.

Bei irrationalem Frequenzverhältnis ist es möglich, daß gar keine Spektralanteile S des Signals auf Durchlaßbereiche F des Filters fallen, auch wenn die Verzögerungszeit des Summators exakt mit der Modulationsperiode übereinstimmt, wie dies in Fig.4 gezeigt ist. With an irrational frequency ratio it is possible that none at all Spectral components S of the signal fall on the pass bands F of the filter, even if the delay time of the summator exactly matches the modulation period, as shown in Fig.4.

Wenn das Frequenzverhältnis zwischen Träger und Modulation angenähert ganzzahlig ist, wobei gleichgültig ist, ob sich ein rationales oder ein irrationales Verhältnis ergibt, dann fallen die spektralen Anteile S des Signals im eingeschwungenen Zustand auf die Flanken der Durchlaßbereiche F des Filters, wie dies in F i g. 5 gezeigt ist. Da entsprechend ihrer Lage auf den Flanken die Signalkomponenten geschwächt werden, wird der theoretische Maximalwert bei der Aufsummierung nicht erreicht, die Störabstandsverbesserung ist auch hier nicht optimal. Durch die Phasencharakteristik tritt eine Phasenverschiebung aller Signalkomponenten auf, so daß ein Peilfehler auftreten kann. Außerdem tritt während des Einschwingens ein Pendeln der Phase auf, so daß während des Summationsvorganges ein zeitlich schwankender Peilfehler auftreten kann. When the frequency ratio between carrier and modulation is approximated is an integer, regardless of whether there is a rational or an irrational Ratio results, then the spectral components S of the signal fall in the steady state State on the edges of the pass band F of the filter, as shown in FIG. 5 is shown. Since the signal components are weakened according to their position on the flanks the theoretical maximum value is not reached when adding up, the signal-to-noise improvement is not optimal here either. Due to the phase characteristics a phase shift of all signal components occurs, so that a bearing error can occur. In addition, the phase oscillates during the settling, so that a bearing error that fluctuates over time occurs during the summation process can.

Alle diese Fehler verschwinden, wenn das Frequenzverhältnis vom Träger zur Modulation exakt ganzzahlig ist, die Zeitfunktion des modulierten Signals also genau die gleiche Periodizität wie die Modulation hat. All of these errors disappear when the frequency ratio changes from the carrier for modulation is exactly an integer, i.e. the time function of the modulated signal has exactly the same periodicity as the modulation.

Für die praktische Realisierung der bekannten Summationsverfahrens gibt es verschiedene bekannte Möglichkeiten. Der Summator (der auch als Kammfilter bezeichnet wird) kann bei analoger Realisierung z. B. als Laufzeitfilter, als Integrator mit rückgekoppelter Verzögerungsleitung oder als Integrator mit Speicherröhre aufgebaut sein. Digitale Realisierungen sind als sogenannte Digitalfilter, N-Pfad-Filter, bekannt. For the practical implementation of the known summation method there are several known ways. The summator (also known as a comb filter is referred to) can with an analog implementation z. B. as a runtime filter, as an integrator with a feedback delay line or as an integrator with a storage tube be. Digital realizations are called digital filters, N-path filters, known.

-Fi F i g. 6 zeigt die Anwendung des erfindungsgemäßen Filterverfahrens bei einem Doppler-Peiler, und zwar im Zusammenhang mit der Aufbereitung der einzelnen Frequenzen nach dem einfachsten Prinzip der Frequenzsynthese. -Fi F i g. 6 shows the application of the filter method according to the invention with a Doppler direction finder, namely in connection with the preparation of the individual Frequencies based on the simplest principle of frequency synthesis.

In F i g. 7 ist eine ähnliche Anordnung eines Doppler-Peilers gezeigt, bei der lediglich die Aufbereitung der einzelnen Frequenzen nach einem sogenannten Phasensynchronisationsverfahren, also dem einfachsten Verfahren der Frequenzanalyse, durchgeführt wird. Gleiche Teile sind in beiden Schaltungen mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In Fig. 7 shows a similar arrangement of a Doppler direction finder, in which only the processing of the individual frequencies according to a so-called Phase synchronization method, i.e. the simplest frequency analysis method, is carried out. The same parts are given the same reference symbols in both circuits designated.

Beim Doppler-Peiler wird die vom Sender empfangene Trägerwelle über eine Antenne empfangen, die über ein geeignetes Goniometer G abgetastet wird, so daß die Trägerschwingung mit dieser Rotations- oder Abtastfrequenz frequenz- bzw. phasenmoduliert wird. Diese Modulationsfrequenz kann bei einem Doppler-Peiler also im wesentlichen frei gewählt werden. Die Trägerfrequenz ist im allgemeinen jedoch nicht frei wählbar, sonder durch'den gerade empfangenen Sender bestimmt. Sie kann am Empfangsort nicht unmittelbar beeinflußt werden und ist den Variationen und Toleranzen im Sender unterworfen. Aus diesem Grund wird bei derartigen Peilern meist ein an sich bekanntes Kompensationsmischverfahren angewandt, wie es beispielsweise in der deutschen Patentschrift 1 203 beschrieben ist. With the Doppler direction finder, the carrier wave received by the transmitter is over an antenna received, which is scanned by a suitable goniometer G, so that the carrier oscillation with this rotation or sampling frequency is frequency or is phase modulated. In the case of a Doppler direction finder, this modulation frequency can therefore can essentially be chosen freely. However, the carrier frequency is generally not freely selectable, but determined by the station currently being received. she can are not directly influenced at the receiving location and is subject to variations and tolerances subject in the transmitter. For this reason, direction finding devices of this type usually have an on known compensation mixing method applied, for example in the German Patent 1 203 is described.

Hierbei wird mit einer Hilfsantenne H in einem Kompensationsmischer K über zwei Empfänger E1 und E2, einen Mischer Mj und einen Versetzungsoszillator mit der Frequenz, ein Zwischenfrequenzsignal erzeugt, dessen Trägerfrequenz nicht mehr von der Senderfrequenz abhängt. Um im Sinne der Erfindung ein ganzzahliges Verhältnis zwischen Träger- und Modulationsfrequenz zu erreichen, könnte beispielsweise einfach der Versetzungsoszillator auf eine dieser Forderungen entsprechenden Frequenz abgestimmt werden. Um einen über längere Zeit bleibenden exakten Frequenzgleichlauf zu erreichen, sind in F i g. 6 die Modulationsfrequenz Im und die Frequenz je zur Bestimmung der Frequenzlage des umgesetzten Signals aus einer gemeinsamen Vergleichsfrequenzquelle Q nach dem bekannten Verfahren der Frequenzsynthese durch zwischengeschaltete Frequenzteiler T1 bzw. Frequenzvervielfacher Vl abgeleitet.This is done with an auxiliary antenna H in a compensation mixer K via two receivers E1 and E2, a mixer Mj and a displacement oscillator with the frequency, an intermediate frequency signal is generated, the carrier frequency of which is not depends more on the transmitter frequency. To be an integer within the meaning of the invention To achieve the ratio between carrier and modulation frequency, for example simply set the displacement oscillator to a frequency that meets these requirements be matched. An exact frequency synchronization that remains over a longer period of time are to be reached in FIG. 6 the modulation frequency Im and the frequency depending on the Determination of the frequency position of the converted signal from a common reference frequency source Q according to the known method of frequency synthesis by means of interconnected frequency dividers T1 or frequency multiplier Vl derived.

Werden die Teilungs- bzw. Vervielfachungsverhältnisse richtig gewählt, so läßt sich erreichen, daß die Trägerfrequenz fo und die Modulationsfrequenz Im in einem rationalen, speziell in einem ganzzahligen Verhältnis zueinander stehen.If the division or multiplication ratios are chosen correctly, it can thus be achieved that the carrier frequency fo and the modulation frequency Im are in a rational, especially in an integer, relationship to one another.

Das so aufbereitete, modulierte Ausgangssignal wird vom Mischer M2 dem eigentlichen in bekannter Weise aufgebauten Summator Z zugeführt und erst anschließend dem Demodulator D, von wo aus es zur eigentlichen Peilergebnisauswertung in bekannter Weise verwendet wird. The modulated output signal prepared in this way is used by the mixer M2 supplied to the actual summator Z, which is constructed in a known manner, and only then the demodulator D, from where it is used for the actual DF result evaluation in known Way is used.

In Fig.7 ist gezeigt, wie unter Anwendung des sogenannten Phasensynchronisationsverfahrens eines Üb erl agerers die Modulationsfrequenz Im und die Trägerfrequenz von einem gemeinsamen Frequenznormal Q abgeleitet werden, so daß diese beiden Frequenzen im Sinne der Forderung der Erfindung in einem rationalen, speziell in einem ganzzahligen Verhältnis zueinander stehen. Durch diese Schaltung wird gleichzeitig erreicht, daß das modulierte Signal am Ausgang des Mischers M4, also am Eingang des Summators Z, sich in einer relativ niedrigen absoluten Frequenzlage befindet. Am Ausgang des Mi- schers M2 steht das modulierte Signal wieder in der Frequenzlage des Versetzungsoszillators 02 zur Verfügung, und der Einfluß der Sendefrequenz ist hier wieder ausgeschaltet. Im Mischer M4 wird das Signal -mit Hilfe des zusätzlichen Überlagerungsozillators O, nochmals umgesetzt und dann erst dem Summator Z und anschließend dem Demodulator D zugeführt. Im Mischer M3 wird die Differenz der beiden tÇberlagerungsfrequenzen der Oszillatoren 0, und 02 gebildet, und diese Differenzfrequenz wird in einer Phasenvergleichsstufe P in bekannter Weise mit der Normalfrequenz des Quarzes Q verglichen. Von dieser Quarzstufe Q wird auch die Modulationsfrequenz Im über den Frequenzteiler T2 abgeleitet. Mit der Ausgangsregelspannung der Phasenvergleichsstufe P wird entweder die Frequenz des Oszillators O, (Schaltstellung 1) oder die Frequenz des Oszillators °2 (Schaltstellung 2) so geregelt, daß die Trägerfrequenz nach dem Mischer M4 gerade wieder gleich der Vergleichsfrequenz bzw. einer Harmonischen dieser Vergleichsfrequenz ist. Die in den F i g. 6 und 7 gewählten Frequenzangaben sind willkürlich. 7 shows how the so-called phase synchronization method is used of a transferor, the modulation frequency Im and the carrier frequency of one common frequency standard Q can be derived, so that these two frequencies im Meaning of the requirement of the invention in a rational, especially in an integer Relate to each other. This circuit simultaneously achieves that the modulated signal at the output of the mixer M4, ie at the input of the summator Z, is in a relatively low absolute frequency position. At the exit of the Mi Schers M2 is the modulated signal again in the frequency position of the offset oscillator 02 is available, and the influence of the transmission frequency is switched off again here. In the mixer M4 the signal - with the help of the additional overlay oscillator O, implemented again and only then to the summator Z and then to the demodulator D supplied. The difference between the two superposition frequencies is shown in the mixer M3 the oscillators 0, and 02 formed, and this difference frequency is in a phase comparison stage P compared with the normal frequency of the quartz Q in a known manner. Of this Quartz stage Q, the modulation frequency Im is also derived via the frequency divider T2. With the output control voltage of the phase comparison stage P either the frequency of the oscillator O, (switch position 1) or the frequency of the oscillator ° 2 (switch position 2) regulated so that the carrier frequency after the mixer M4 is just the same again the comparison frequency or a harmonic of this comparison frequency. the in Figs. 6 and 7 are arbitrary.

In F i g. 8 ist der Verlauf der Peilwertschwankungen d a in Abhängigkeit von der hochfrequenten Eingangsspannung UfiF dargestellt, und zwar zeigt die Kurve I den Verlauf bei Anwendung des erfindungsgemäß vorgeschlagenen Summationsverfahren vor dem Demodulator und die Kurve II den Verlauf ohne ein derartiges Summationsverfahren. Durch die erfindungsgemäße Maßnahme können also die Peilwertschwankungen wesentlich verringert werden bzw. bei gleichen Peilwertschwankungen und gleichen Rauscheigenschaften erheblich kleinere Eingangsspannungen verarbeitet werden. In Fig. 8 is the course of the bearing value fluctuations d a as a function represented by the high-frequency input voltage UfiF, namely the curve shows I the course when using the summation method proposed according to the invention in front of the demodulator and curve II shows the course without such a summation method. As a result of the measure according to the invention, the bearing value fluctuations can therefore be significant be reduced or with the same bearing value fluctuations and the same noise properties significantly lower input voltages can be processed.

Claims

Claims: 1. Circuit arrangement for improving DF sensitivity of radio direction finders where the DF result is periodic modulation (amplitude, Frequency or phase modulation) of the received high-frequency carrier wave and subsequent Demodulation of this modulated signal converted into a constant intermediate frequency is obtained using the so-called summation method (summation of several Components of the useful signal-interfering signal mixture delayed by the period of the useful signal), characterized in that the summation method is applied before the demodulator is and for this purpose automatically a predetermined one by known devices rational, in particular integer, ratio between the frequency of the intermediate frequency carrier oscillation and the modulation frequency is adhered to.

2. Arrangement according to claim 1, characterized in that both the modulation frequency as well as the frequency for converting the modulated carrier wave into the constant intermediate frequency from a common reference frequency source according to one of the known methods of frequency analysis and / or frequency synthesis be generated.