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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Verbesserung des
Signal-Rauschabstandes eines Signals, insbesondere von Radarechosignalen mit Dopplerfrequenzverschiebung,
mit nur annähernd bekannter Frequenz, das innerhalb eines bestimmten, ein Rauschband
mit etwa gleichbleibender Energiedichte enthaltenden Frequenzbereiches liegt und
zwei mit verschiedenen, jedoch bekannten und konstant bleibenden Überlagerungsfrequenzen
arbeitenden Mischern zugeführt wird, wobei die Ausgangssignale dieser beiden Mischer
einem dritten Mischer zugeführt werden derart, daß die Frequenz des Ausgangssignals
nur noch von den Frequenzen der beiden Überlagerungsoszillatoren bestimmt und das
Ausgangssignal des dritten Mischers einem gegenüber dem ursprünglichen Frequenzbereich
sehr schmalen, auf die Frequenz des Ausgangssignals des dritten Mischers abgestimmten
Bandfilter zugeführt wird.
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Es ist bekannt (USA.-Patentschrift 3 088 109), bei einem Radargerät
die Empfangssignale zwei mit verschiedenen Überlagerungsfrequenzen arbeitenden Mischern
zuzuführen und das Ausgangs signal dieser beiden Mischer so zu wählen, daß dessen
Frequenz nur noch von den Frequenzen der beiden Uberlagerungsoszillatoren bestimmt
wird. Dieses Ausgangssignal wird dann einem schmalbandigen Filter zugeführt. Diese
Schaltung dient der Erzeugung von Nachstimmgrößen, wobei durch Filterumschaltungen
eine Anpassung an das jeweilige Spektrum des Eingangssignals vorgenommen wird.
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Es ist auch bekannt (französische Patentschrift 1447035), bei mit
Festzeichenunterdrückung durch Gegeneinanderschalten eines verzögerten und eines
unverzögerten Empfangssignals arbeitenden Radargeräten eine Verbesserung der Festzeichenunterdrückung
dadurch zu erzielen, daß ein zusätzliches Regelsystem eingeführt wird. Dadurch werden
die bei nicht vollständiger Festzeichenlöschung verbleibenden Reste verkleinert
bzw. beseitigt, so daß sich optimale Löschungsbedingungen ergeben.
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Es ist bekannt, den Signal-Rauschabstand eines Signals dadurch zu
verbessern, daß das Signal mit möglichst kleiner Bandbreite ausgefiltert wird. Die
Rauschanteile sind nämlich der Bandbreite proportional, und es läßt sich durch den
Einsatz von Schmalbandfiltern in vielen Fällen das Rauschen gegenüber dem Nutzsignal
klein halten.
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Diese Maßnahme zur Rauschminderung versagt jedoch dann, wenn die
Frequenz des Signals, dessen Rauschabstand verbessert werden soll, nur-annähernd
bekannt ist, so daß ein relativ großer Frequenzbereich ausgefiltert werden muß und
dementsprechend der Rauschanteil wegen der Breite des Bandes sehr groß ist. Solche
Schwierigkeiten treten z. B. bei Dopplerradargeräten auf, wo Bewegtziele mit unterschiedlichen
Geschwindigkeiten erfaßt werden sollen. Je nach dem zu erfassenden Geschwindigkeitsbereich
kann das Echosignal eines Bewegtzieles innerhalb eines Frequenzbandes liegen, so
daß eine schmalbandige Ausfilterung nicht möglich ist und die ohnehin schwachen
Bewegtziel-Echosignale einen sehr geringen Rauschabstand aufweisen.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, auch in solchen Fällen,
in denen die Frequenz eines Signals nicht genau bekannt ist und deshalb eine unmittelbare
schmalbandige Ausfilterung nicht durchgeführt werden kann, eine Verbesserung des
Signal-Rausch-
abstandes zu erzielen. Gemäß der Erfindung, welche sich auf ein Verfahren
der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß zwischen einem
der erstgenannten Mischer und dem dritten Mischer eine frequenzlineare Phasendrehung
vorgenommen wird, die zwischen der untersten und der höchsten Frequenz des Rauschbandes
den Wert27r oder ein Vielfaches hiervon aufweist.
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Die Erfindung ist im folgenden an Hand von Zeichnungen näher erläutert,
wobei als Ausführungsbeispiel von einem mit Entfernungstoren und Dopplerfiltern
arbeitenden Impulsradargerät ausgegangen wird.
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In F i g. 1 ist das Amplitudenspektrum des Sendesignals dargestellt,
welches aus einer mittleren Spektrallinie fT und einer Anzahl von Seitenlinien fT
+ nf, besteht. Dabei ist fi die Pulsfrequenz, und die Einhüllende des Spektrums
ist durch die Pulsform gegeben. Das Echosignal, welches von einem Bewegtziel verursacht
wird, ist für ein Sendesignal nach Fig. 1 in der Fig. 2 dargestellt. Dabei ist das
gesamte Spektrum um die Dopplerfrequenz fD verschoben, welche der Geschwindigkeit
des Flugobjekts proportional ist.
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In Fig. 3 ist der (idealisierte) Dämpfungsverlauf eines Empfängers
dargestellt, bei dem Echosignale ohne Dopplerverschiebung eine hohe Dämpfung, solche
mit Dopplerverschiebung eine niedrige Dämpfung erfahren sollen. Dementsprechend
fallen die SpektrallinienfT sowie fT + nfi aus Fig. 1 in Sperrbereiche, die um die
Dopplerfrequenz fD verschobenen SpektrallinienfT bzw. lT' 1 nfi nach Fig. 2 in Durchlaßbereiche
des Empfängers. Die Breite eines Durchlaßbereiches fB ist deshalb nur etwas kleiner
als die Pulsfrequenz f,.
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In Fig. 4 ist ein einzelner Durchlaßbereich in etwas größerem Maßstab
dargestellt, wobei die Blindgeschwindigkeiten entsprechenden Frequenzen fT bzw.
fT t fi im Sperrbereich liegen, während ein Frequenzband der Breite fB durchgelassen
wird, welches aus einem Rauschanteil R und einem Echosignal 5 besteht.
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Diese Ausfilterung des Echosignals wird bei einem Radargerät durch
ein Doppiertilter DF vorgenommen (Fig. 5), welches in jedem der Entfernungskanäle
eines Puls -Doppler-Radargerätes angeordnet ist.
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Jeder dieser Entfernungskanäle wird durch einen Taktgeber gesteuert,
in einer bestimmten zeitlichen Folge in bekannter Weise an die gemeinsame ZF-Leitung
des Radargerätes durch SchalterAS angeschaltet. Das Rauschband R mit einer über
der Frequenz etwa gleichbleibenden Energiedichte wird am Ausgang des Dopplerfilters
DF zwei Mischem M1 und M2 zugeführt, die mit tberlagerungsoszillatoren O1 bzw. O2
zusammenarbeiten, deren Frequenzen entsprechend mit f1 und f2 bezeichnet sind.
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In den Mischern M1 und M2 werden tJberlagerungssignale f, - f, bzw.
1o 12 - gebildet, die einem dritten Mischer M3 zugeführt werden, wobei dessen Ausgangsfrequenz
112 so gewählt wird, daß darin die ursprüngliche Frequenz nicht mehr enthalten ist.
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Erreicht wird dies für die vorher gewählten Frequenzbeziehungen dadurch,
daß im Mischer M3 die Ausgangsfrequenz fi2 = (fi - fO) + (fO - f2)= fi - f2 gebildet
wird. Da die Ausgangsfrequenz 112 nunmehr die Frequenz 1o nicht mehr enthält, sondern
nur noch
von den bekannten Frequenzenfl und 12 abhängt, kann dem
Ausgang des Mischers M 3 ein im Vergleich zum Dopplerfilter DF wesentlich schmalbandigeres
Filter SF nachgeschaltet werden, von dem aus die Signale zur weiteren Auswertung
weitergeleitet werden. Die Bandbreite, die für dieses Schmalbandfilter erforderlich
ist, hängt lediglich von der Konstanz der Oszillatoren 01 und 02 sowie von einer
etwaigen Modulation (z. B. durch die Antennendrehung) des Signals f0 ab.
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Da jedoch bei der Umsetzung des in Fig. 4 dargestellten, das Echosignal
S und das Rauschspektrum R enthaltenden Bandes auf die Frequez f1-f0 (Fig.6) bzw.
f0-f2 (Fig. 7) die Rauschanteile in S1 und R1 bzw. S2 und R2 mit umgesetzt werden,
entstehen auch bei der Umsetzung im Mischer M 3 aus den Rauschanteilen R1 bzw. R2
Frequenzen, die genau der Frequenz 112 entsprechen. Da diese Anteile infolge der
vorangegangenen Umsetzung alle eine bestimmte Phase haben, überlagern sie sich unter
einem bestimmten Phasenwinkel und verschlechtern dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis
in einem ganz erheblichen Maße. Dem wird gemäß der Erfindung dadurch entgegengewirkt,
daß zwischen einem der Mischer bzw. M2 und dem gemeinsamen Mischer M3 eine Verzögerungsleitung
VL eingeschaltet wird, die eine frequenzlineare Phasendrehung der einzelnen Rauschanteile
in der Art vornimmt, daß zwischen der untersten und der höchsten Frequenz des Rauschbandes
fB ein Phasenunterschied von 2 # oder einem vielfachen davon bewirkt wird.
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Auf diese Weise wird erreicht, daß die Rauschanteile, die zusammen
bei der Umsetzung im Mischer M 3 die Frequenz 112 ergeben, sich - gleiche oder etwa
gleiche Energiedichte des Rauschbandes IB vorausgesetzt - zu dem Gesamtwert Null
zusammensetzen, also nicht mehr störend in Erscheinung treten.
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Für die Berechnung der einzelnen Größen gilt dabei folgendes: Das
Dopplersignal hat die Form fo (t) = Ao sin(2#f0 + q'o), (1) die beiden Überlagerungsfrequenzen
sind f1(t)=A1 sin(2#f1#t##1), (2) f2(t)=A2 sin(2#f2#t+#2). (3) Am Ausgang des Mischers
M 3 erhält man somit 1 1 f12(t)=@/4#A1A2#A02[(cos(2#(f1-f2)#t+#1-#2].
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(4) Der Mischer M3 liefert nur ein Ausgangssignal, wenn ein Signal
f0 vorhanden ist. In dem Ausgangssignal f12 ist nur noch die Amplitude A0', nicht
aber die ursprüngliche Frequenz und Phasenlage des Signals f0 enthalten. Das bedeutet,
daß, wenn an Stelle des Signals f0 Rauschen angelegt wird, ebenfalls eine Umsetzung
aller sich entsprechenden Rauschkomponenten in ein Signal 112 mit der Frequenz f,
- f, erfolgt. Die Phasenlage hängt, wie (4) zeigt, nur noch von den Phasen #1 und
#2 der Überlagerungssignal f1 und f2 ab; somit erfolgt eine Addition allers so umgesetzten
Rauschkomponenten ebenfalls bei der Frequenz 11 - 12. Wird über die Bandbreite fB
konstante Rauschleistungsdichte angenommen, so kann z. B. durch geeignete frequenzabhängige
Phasen-
drehung in einem Umsetzzweig die unerwünschte Addition der Rauschkomponenten
verhindert werden.
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Eine geeignete Phasendrehung besteht z. B. darin, daß das gesamte
Rauschband eine frequenzlineare Phasendrehung erhält, wobei die Phasendifferenz
zwischen unterem und oberem Bandenden 2 # (bzw. ein Vielfaches davon) betragen soll.
Ein derartiger Phasenschieber ist z. B. eine Verzögerungsleitung.
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Die Bandbreite fB ist durch das Dopplerfilter gegeben und ist etwas
kleiner als die Pulsfrequenz lt; die Laufzeit der Verzögerungsleitung muß dementsprechend
#=1/fB betragen. Die Signalleistung PS, am Ausgang des Dopplerfilters DF ist PS1=1/2#A02.
(5) Die Rauschleistung PR 1 am Ausgang der Dopplerfilter DF ist RR1=fB#W0. (6) Die
SignalleistungPs2 am Ausgang des Mischers M3 ist PS2=α2#1/8#A04. (7) Die Rauschleistung
PR 2 ist entsprechend der Bandbreite B des Schmalbandfilters SF an dessen Ausgang
Das Signal-Rausch-Verhältnis F2 nach der beschriebenen Umsetzeranordnung am Ausgang
des Filters SF wird somit fB F12 F2=###, (9) #B 2F2+1 wenn PS1 F1=# PR1 das Signal-Rausch-Verhältnis
am Eingang ist.
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In Fig. 8 ist F2##B/fB als Funktion von F1 graphisch dargestellt.