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Die Erfindung betrifft Schaltanordnungen mit Transistoren, die eine
Emitterzone, eine Basiszone und eine Kollektorzone besitzen.
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Bekanntlich wird beim Anlegen einer Spannung in Durchlaßrichtung an
eine durch die Basiszone und Kollektorzone gebildete Diode eine übertragung von
Minoritätsträgern von der Basiszone in die Kollektorzone bewirkt, d. h. beim Anlegen
eines Kollektorpotentials, dessen Polarität entgegengesetzt gerichtet ist, derjenigen,
die für das Fließen eines Kollektor-Emitter-Stroms in Flußrichtung erforderlich
ist. Dieser Kollektorreststrom ist also bedingt durch die Minoritätsträgerinjektion
und hat zur Folge, daß beim anschließenden Herbeiführen eines Kollektor-Stroms bei
leitendem Transistor ein ungesteuerter bzw. unsteuerbarer Leitungszustand vorliegt,
der so lange anhält, bis die Minoritätsträger aus der Kollektorzone abgezogen worden
sind, so daß der Kollektorstrom gänzlich aufhört, wenn die Basiszone nicht weiterhin
in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist.
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Aber selbst wenn ein Transistor im normalen Leitfähigkeitszustand
im Sättigungsbereich betrieben wird, weil ein Basisstrom in Durchlaßrichtung wirksam
ist, wird ein gewisser Prozentsatz an Minoritätsträgern in die Kollektorzone injiziert.
Diese Wirkung hat sich als sehr nachteilig erwiesen, weil das Zeitintervall zur
Beseitigung der Ladungsspeicherung auf Grund der Minoritätsträgerinjektion das Halbleiterbauelement
für einen unbestimmbaren Zeitabschnitt leitend hält oder aber zu einem unbestimmbaren
Zeitpunkt leitend werden läßt. Hierdurch ergibt sich bei Verwendung in Schaltanordnungen
eine geringere Umschaltfrequenz oder umgekehrt ein unerwünschtes überlappen der
Schaltzeitabschnitte. Bei Dioden wird dieser Zeitabschnitt üblicherweise als Sperrverzögerungszeit
oder Sperrverzug bezeichnet, d. h. bei Umschaltung von einem Durchlaßzustand auf
eine bestimmte Sperrbedingung.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, diesen Minoritätsträgerspeicherungseffekt
in vorteilhafter Weise beim Aufbau von Schaltanordnungen auszunutzen, um kurze Umschaltzeiten
und damit höhere Umschaltfrequenzen zu erzielen.
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Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß eine Diode am
Basisanschluß zur Injektion , von Ladungsträgern verbunden mit Speicherung in Form
eines Basis-Kollektor-Stroms in die Kollektorsperrschicht dient, während die Kollektor-Emitter-Strecke
gesperrt ist, und daß Schaltmittel am Kollektoranschluß zum Anlegen einer Kollektor-Emitter-Spannung
in Durchlaßrichtung nach erfolgter Ladungsträgerspeicherung vorgesehen sind. Während
des Entzugs der Ladungsträgerspeicherung bzw. der hierdurch bedingten Verzugszeit,
wirkt das Halbleiterbauelement bzw. ein hierzu verwendeter Transistor so, als ob
ein Steuerstrom der Basis zugeführt wird. Es hat sich gezeigt, daß dieses Prinzip
ausnutzende Schaltglieder für äußerst hohe Umschaltgeschwindigkeiten geeignet sind,
wobei der Aufwand äußerst minimal ist.
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Bei einem Anwendungsbeispiel vorliegender Erfindung werden zwei erfindungsgemäße
Schaltglieder in Verbindung mit einem Transformator verwendet, um so einen frei
laufenden Wechselrichter darzustellen. An die Sekundärwicklung dieses Transformators
ist die Last angeschlossen, wobei die Induktivität des Transformators und/oder der
Last als Schaltmittel an den Kollektoranschlüssen dient, so daß die Minoritätsträger
wechselweise in eins der beiden Schaltglieder injeziert werden und jeweils die Minoritätsträgerspeicherung
des anderen Schaltgliedes abgezogen wird. Nach dem obenerwähnten Abziehen bzw. nach
der Verarmung an Minoritätsträgern wird das jeweilige andere Schaltglied in Form
eines Transistors einer Minoritätsträgerinjektion unterzogen, dem dann ein Stromfluß
in leitender Richtung folgt. Das gleiche Prinzip läßt sich allgemein auch bei einer
Serienschaltung der Schaltglieder anwenden. An Stelle von Schaltmitteln an den Kollektoranschlüssen
in Form von Induktionsspulen lassen sich natürlich auch Ausleseimpulse zuführen,
die zu bestimmten Zeitpunkten und zwar ausschließlich nur zu diesen, die Minoritätsträgerinjektion
bewirken. Zusammenfassend läßt sich sagen, daß bei der erfindungsgemäßen Anordnung
Selbststeuerung oder Fremdsteuerung, sei es im Primärkreis oder im Sekundärkreis
des verwendeten Ausgangstransformators, anwendbar ist.
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Bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ergibt sich eine
monostabile Kippschaltung, so daß beim Zuführen eines Auslöseimpulses eine Minoritätsträgerinjektion
in einem entsprechenden Halbleiterbauelement herbeigeführt wird und nach Abklingen
des Auslöseimpulses ein Kollektorpotential in Vorwärtsrichtung angelegt wird, indem
so ein Umschalten von der Minoritätsträgerinjektion zur Verarmung der Minoritätsträger
herbeigeführt wird und ein Ausgangsimpuls entsteht. Bei einem Ausführungsbeispiel
setzt der Ausgangsimpuls gegebener Zeitdauer nach Abklingen des Auslöseimpulses
ein, während bei einem anderen Ausführungsbeispiel der Beginn des Auslöseimpulses
mit dem Beginn des Ausgangsimpulses zusammenfällt, weil die Ausgangsimpulsdauer
von der Verarmung der Minoritätsträger abhängig ist. Bei der erfindungsgemäßen Anordnung
ist also kein besonderer Kondensator zur Festlegung der Zeitkonstante erforderlich.
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In einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung werden drei erfindungsgemäße
Schaltglieder dazu verwendet, um eine sogenannte Leistungs-Oder-Stufe zu bilden.
Bei einer solchen Schaltungsanordnung dienen zumindest zwei Schaltglieder für die
Wechselrichterwirkung, während das dritte Schaltglied in Verbindung mit den erstgenannten
Schaltgliedern einen zusätzlichen Leistungsbedarf abdeckt.
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Es hat sich also gezeigt, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
in vorteilhafter Weise die Minoritätsträgerinjektion für Schaltzwecke ausnutzt.
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Darüber hinaus läßt sich auch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
in vorteilhafter Weise als Oszillator einsetzen.
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Weitere Vorteile der Erfindung und der Erfindung zugrunde liegende
Teilaufgaben ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen
an Hand der Zeichnungen und aus den Patentansprüchen. Es zeigt F i g. 1 ein Ersatzschaltbild
der in F i g. 1 a gezeigten Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, F i g. 2 graphische
Darstellungen von typischen Spannungs- und Stromverläufen zur Erläuterung der Wirkungsweise
der Erfindung, F i g. 3 eine schematisierte graphische Darstellung des Verlaufs
der Ladungsträgerdichte in einem Halbleiter, F i g. 4 eine Inverterschaltung unter
Ausnutzung der erfindungsgemäßen Maßnahmen,
F i g. 5 eine gegenüber
F i g. 4 abgewandelte Inverterschaltung, F i g. 6 eine weitere gegenüber F i g.
4 abgewandelte Inverterschaltung, F i g. 7 ein anderes gegenüber F i g. 4 abgewandeltes
Inverterschaltbild, F i g. 8 eine Verzögerungsschaltung in Anwendung der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung, F i g. 9 eine schematisierte graphische Darstellung charakteristischer
Stromverläufe zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltungsanordnung nach F i
g. 8, F i g. 10 eine monostabile Schaltungsanordnung in Anwendung der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung, F i g. 11 eine schematisierte graphische Darstellung der Strom-
und Spannungsverläufe zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung
nach F i g. 10, F i g. 12 die Schaltung eines Verknüpfungsgliedes in Anwendung der
erfindungsgemäßen Schaltungsmaßnahmen, F i g. 13 die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
als Oszillator, F i g. 14 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Verknüpfungsgliedes nach F i g. 12.
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Die prinzipielle Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
läßt sich aus dem Ersatzschaltbild nach F i g. 1 entnehmen. Der dort gezeigte Transistor
20 besteht aus einer Basiszone 21, einer Kollektorzone 22 und einer Ernitterzone
23 und stellt einen NPN-Transistor dar. Zur Schaltkreisanalyse läßt sich der Emitterübergang
des Transistors 20 durch eine gestrichelt gezeichnete Diode 25 und der Kollektorübergang
durch eine weitere gestrichelt gezeichnete Diode 24 ersetzen. In der in F
i g. 1 gezeigten. Schaltstellung des Schalters 26 ist die Kollektor-Emitter-Spannung
entgegen der Durchlaßrichtung von der Spannungsquelle 28 angelegt. Jedoch ist die
Diode 24 in F i g. 1 und die Diode 35 in F i g. 1 a in Durchlaßrichtung vorgespannt,
so daß hierüber ein Strom fließen kann. Der geringe Spannungsabfall an der Diode
35 in F i g. 1 a hat zur Folge, daß im Ersatzschaltbild nach F i g. 1 eine Vorspannungsquelle
29 wirksam ist, die die Diode 25 in Sperrichtung vorspannt. Der von der Spannungsquelle
28 über die Diode 35 fließende Strom gelangt in die Basiszone 21 und infolge der
Wirkung der Diode 24 schließlich in die Kollektorzone 22. Hierdurch beginnt sich
in der Kollektorzone 22 eine Löcherkonzentration zu bilden, die eine Minoritätsträgerspeicherung
in der Kollektorzone 22 zur Folge hat.
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Der Betrag, der in der Kollektorzone 22 gespeicherten Minoritätsträger,
wird unter Umständen ein Gleichgewicht zur Anzahl der in die Basiszone 21 injizierten
Ladungsträger als ein Ergebnis der Rekombination erreicht und anschließend relativ
konstant bleiben. Die Verteilung der Minoritätsträgerladungsdichte bei diesem Gleichgewichtszustand
ist schematisch in der graphischen Darstellung nach F i g. 3 wiedergegeben. Bei
einem NPN-Transistor, wie er hier zugrunde gelegt ist, läßt sich der Kollektorstrom
im allgemeinen als Elektronenfluß denken, während der Basisstrom als Elektronen-
und Löcheriluß betrachtet werden kann. Ein Basis-Elektronenffuß ist jedoch unbeachtlich;
vielmehr genügt es zum Zweck des Verständnisses der Minoritätsträgerinjektion, wenn
lediglich ein Löcherfluß und eine Löcher-Speicherung gemäß der graphischen Darstellung
nach F i g. 3 zugrunde liegt und in Betracht gezogen wird.
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Wird nun die Schaltstellung der Schalter 26 und 27 jeweils geändert,
d. h. aus der in F i g. 1 gezeigten Schaltstellung herausgebracht, dann wird durch
die Spannungsquelle 30 ein für die Durchlaßrichtung des Kollektorstroms gerichtetes
Potential an den Kollektor 22 des Transistors 20 angelegt. Das Öffnen des
Schalters 27 gibt die Basis 21 des Transistors 20 frei, so daß keine Basisspannung
zugeführt wird und normalerweise der Transistor 20 den Sperrzustand einnimmt. Da
aber nun jedoch eine Löcherspeicherung in der Kollektorzone 22 stattgefunden hat,
wird dennnoch ein Strom von der Spannungsquelle 30 über Last 32, Kollektorzone 22,
Basiszone 21 in die Emitterzone 23 fließen, bis die Kollektorzone 22 an Löchern
verarmt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird dann der Kollektor-Emitter-Strom in seinem
Fluß beendet. Ein vollständiger Arbeitszyklus gemäß der Erfindung umfaßt demnach
eine Minoritätsträgerinjektion mit anschließender Speicherung, so daß der erwünschte
Schaltvorgang herbeigeführt wird.
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Die in einem Transistor nach Minoritätsträgerspeicherung auftretende
Stromleitung in Durchlaßrichtung läßt sich ohne weiteres erklären, wenn anerkannt
wird, daß die Dicke der Basiszone absichtlich klein gegenüber der Diffusionslänge
vorgesehen wird, die ja ein Maß für die mittlere Weglänge eines Minoritätsträgers
im Halbleiter vor seiner Rekombination darstellt. Wird also die Basiszonendicke
klein gegenüber der Diffusionslänge gehalten, dann können die in der Kollektor-
und Basiszone existierenden Minoritätsträger ohne übermäßige Verluste zum Emitterübergang
abwandern bzw. gelangen. Wird der Kollektorübergang hingegen in Vorwärtsrichtung
vorgespannt, dann werden Minoritätsträger in die Kollektor- und Basiszonen injiziert.
Wird eine normale Kollektor-Emitter-Spannung angelegt, dann werden diese Minoritätsträger
relativ leicht zum Emitterübergang hin bewegt, wo sie vom üblichen Basistrom in
ihrer Wirkung nicht unterschieden werden können. Während der nach Minoritätsträgerinjektion
auftretenden Kollektor-Emitter-Vorwärtsleitung verarmt die gespeicherte Minoritätsträgerladung
in etwa der gleichen Weise, in der eine solche Ladung bei einer normalen Diode verarmt.
Jedoch verursacht der Transistor eine Ladungsverstärkung während der Ladungsträgerverarmungszeit,
so daß ein größerer Ausgang auf Grund des Ladungsträgerflusses entsteht, als es
dem erforderlichen Betrag zur Minoritätsträgerladungsspeicherung entspricht. Es
fließt ein im wesentlichen konstanter Strom in der Kollektor-Emitter-Strecke während
der gespeicherten Ladung, der im wesentlichen durch die Schaltkreisparameter bestimmt
ist. Im allgemeinen kann angenommen werden, daß der Abfall der Minoritätsträgerdichte
im Durchlaßzustand an der entsprechenden Sperrschicht bei Verarmung der gespeicherten
Ladung eine Funktion des Stromftuses darstellt, da ja gilt: 1c = dQ/d,.
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Damit dürfte aber die Annahme berechtigt sein, daß die Löcherkonzentration
bei relativ konstanter Steilheit abfällt.
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Mit Hilfe der Zeitdiagramme nach F i g. 2 läßt sich die Betriebsweise
der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 und F i g.1 a verdeutlichen. Befinden sich
die Schalter 26 und 27 anfänglich zur Zeit T1 in der in
F i g. 1
gezeigten Schaltstellung, dann tritt die am Transistor 20 auftretende Spannung
V20 mit negativer Polarität auf, wobei gleichzeitig ein Spannungsabfall an der Diode
35 in F i g. 1 a zu verzeichnen ist, der im Ersatzschaltbild nach F i g. 1 durch
die Spannungsquelle 29 angedeutet wird. Der in die Basiszone 21 über den geschlossenen
Kontakt 27 fließende Sperrstrom ist im Zeitdiagramm nach F i g. 2 mit 127 bezeichnet
und veranlaßt eine Minoritätsträgerinjektion in die Kollektorzone 22 über den in
Durchlaßrichtung gepolten Kollektorübergang. Der an der Diode 35 auftretende Spannungsabfall
hat zur Folge, daß der Emitterübergang gleichzeitig in Sperrichtung vorgespannt
wird, so daß ein Strom, hervorgerufen durch die Minoritätsträger, lediglich zwischen
der Basiszone 21 und der Kollektorzone 22 auftreten kann.
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Zum Zeitpunkt T2 wird der Schalter 27 geöffnet und der Schalter 26
in die andere Schaltstellung gebracht, so daß die Kollektor-Emitter-Spannung des
Transistors 20 von der Spannungsquelle 30 in der zum Betrieb des NPN-Transistors
normalerweise verwendeten Polarität angelegt wird, so daß ein Stromfluß von der
Kollektorzone 22 in die Emitterzone 23 stattfinden kann. Während der Stromfluß durch
den Kollektor 22, nämlich 122 (F i g. 2), zum Zeitpunkt T2 in gegenüber vorher umgekehrter
Richtung zu fließen beginnt, verarmt die Minoritätsträgerladungsspeicherung in der
Kollektorzone 22 im Zeitraum zwischen T 2 und T 3 mit einem Betrag
des tatsächlich fließenden Stroms, der sich durch den Verstärkungsfaktor des Transistors
20 ergibt. Die Verstärkung des Transistors 20 im Ladungsspeicherbetrieb läßt sich
im einzelnen durch den Stromverlauf 122 bestimmen, indem das Verhältnis der Fläche
unterhalb des positiven Teils der Kurve während des Zeitraums zwischen
T 2 und T 3 zur Fläche unterhalb des negativen Teils der Kurve zum
Zeitraum zwischen T 1 und T 2 genommen wird. Der Kollektorstrom des
Transistors 20 führt zu einem Spannungsabfall über dem Lastwiderstand 32,
dessen Verlauf im Zeitdiagramm nach F i g. 2 durch die Kurve V32 wiedergegeben wird.
Während das Auftreten eines positiven Stroms zwischen Kollektor 22 und Emitter 23
im Zeitraum zwischen T 2 und T 3
das Ergebnis einer relativ geringen
Impedanz im Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors 20 ist, bleibt die Transistorspannung
V2, niedrig, bis der Kollektorstrom wieder abfällt, so daß dann die volle Spannung
der Spannungsquelle 30 am Transistor 20 liegt. Das bedeutet, daß ein
Ausgangsimpuls in Abhängigkeit von der Minoritätsträgerladungsspeicherung hervorgerufen
wird.
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Die in F i g. 4 gezeigte Schaltungsanordnung eines Inverters wendet
in vorteilhafter Weise die erfindungsgemäße Ladungsträgerspeicherungsbetriebsweise
an. Zur Erläuterung sei angenommen, daß zunächst der Transistor 40 in den Zustand
der Minoritätsträgerspeicherung gebracht worden ist. In diesem Fall wird ein Strom
von der Spannungsquelle ES in den Mittelabgriff der Primärwindung 51 eines
Transformators 45 und in den Kollektor eines Transistors 40, wie durch den Pfeil
41 angedeutet, fließen. Hierdurch entsteht ein Strom in der Sekundärwicklung 52,
der durch die in Vorwärtsrichtung gepolte Diode 54 die Induktionsspule 56 und die
Last fließt. Sind die Minoritätsträger abgeführt, dann fällt der Kollektorstrom
41 des Transistors 40 auf Null ab. Die in der Induktionsspule 56 gespeicherte Energie
übernimmt dann im Sekundärkreis die Rolle eines Generators. Der induktive Widerstand
der Induktionsspule 56 ist so gewählt, daß der Strom veranlaßt wird, seinen Fluß
in der gleichen Richtung fortzusetzen, nämlich von dem mit einem Punkt gekennzeichneten
Ende der Wicklung 52. Demzufolge entsteht an der Primärwicklung 49 eine derartige
Spannung, daß ihr mit dem Punkt bezeichnetes Ende negativ in bezug auf den Mittelabgriff
wird. Sobald die Amplitude dieser Primärwicklungsspannung die Batteriespannung ES
übersteigt, werden die Diode 50 und der Kollektorübergang des Transistors 42 in
Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß hierdurch ein Strom in das mit dem Punkt bezeichnete
Ende der Primärwicklung 49 fließt. Hierdurch werden dann Minoritätsträger in die
Kollektor- und Basiszonen des Transistors 42 unter Herbeiführen einer Ladungsspeicherung
injiziert.
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Darüber hinaus wird auch der Mittelabgriff, also das mit einem Punkt
versehene Wicklungsteil 51,
gegenüber dem mit dem Kollektor des Transistors
40 verbundenen Ende negativ. Hierdurch entsteht eine Kollektor-Emitter-Spannung
am Transistor 40, die etwa doppelt so groß ist wie die Batteriespannung
ES. Diese Spannung ist etwa auf diesen Wert infolge der Begrenzerwirkung
der Diode 50 und des Kollektorüberganges des Transistors 42 begrenzt. Der Stromfluß
aus dem mit einem Punkt bezeichneten Ende der Sekundärwicklung 52 hat auch einen
Stromfluß in den Sekundärwicklungsteil 47 zur Folge und strebt danach, die Diode
46 in Durchlaßrichtung vorzuspannen. Wenn die in der Induktionsspule 56 gespeicherte
Energie abgeklungen ist, bricht die Spannung über dem Primärwicklungsteil49 zusammen,
so daß der Stromfluß über die Diode 50 und den Kollektorübergang des Transistors
42 unterbrochen wird und die Minoritätsträgerinjektion hierdurch endet. Der Transistor
42 gelangt dann in den normalen Durchlaßzustand, wie durch Pfeil 43 angedeutet.
Als Ergebnis der Minoritätsträgerspeicherung in Verbindung mit der Durchlaßzustandsbedingung
entsteht ein Spannungsabfall über Transistor 42, um so lange zu leiten, bis diese
Ladungsträgerspeicherung abgebaut ist. Dieser Leitfähigkeitszustand des Transistors
42 läßt einen Strom aus dem mit einem Punkt bezeichneten Ende des Primärwicklungsteils
49 fließen, so daß der Strom in das mit einem Punkt bezeichnete Ende des Sekundärwicklungsteils
47 weiterhin anwächst und außerdem durch die auf diese Weise in Durchlaßrichtung
vorgespannte Diode 46 und die Induktionsspule 48 in die Last fließt. Zu diesem Zeitpunkt
ist dann die Diode 54 in Sperrrichtung vorgespannt. Wenn die im Transistor 42 gespeicherte
Ladung abgebaut ist, hört eine Stromführung auf, indem gleichzeitig eine Ladung
im Transistor 40 als Ergebnis des zusammenbrechenden Feldes der Induktionsspule
48 gespeichert wird. Wie weiter unten noch ausgeführt, läßt sich der verwendete
Transistor 40 oder 42 durch seinen Ladungsgewinn charakterisieren, der das Verhältnis
der sich während der Verarmung von Kollektor zu Emitter ergebenden Ladung zum Betrag
der Ladung darstellt, die zum Herbeiführen dieses Durchlaßstroms injiziert worden
ist. Um Leistung auf die Last übertragen zu können, sollte der Ladungsgewinn vorzugsweise
größer als die Einheit sein.
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Dieser Schwinungsvorgang läßt sich so lange aufim
rechterhalten,
wie die Batteriespannung ES anliegt. Ein solcher Vorgang läßt sich einleiten, wenn
ein negativer Impuls der Anode der Diode 46 oder der Diode 54 zugeführt wird. Der
Inverter läßt sich auch dadurch in Gang setzen, daß ein Impuls der Basis entweder
des Transistors 40 oder des Transistors 42 zugeführt wird. Im Gegensatz zur bisher
beschriebenen Betriebsweise läßt sich der Inverter auch in fremdgesteuerter Betriebsweise
betreiben, indem eine Rückkopplung verhindert wird und ein Auslöseimpuls für jeden
Halbzyklus benötigt wird. Bei zuletzt genannter Betriebsweise ist die Sekundärinduktionsspule
entfernt und ein Kondensator geringer Impedanz oder eine frei betriebene Diode an
den Ausgang geschaltet. Auf diese Weise läßt sich erzielen, daß der Inverter nach
Beendigung jeden Halbzyklusses anhält, da im Sekundärkreis keine wirksame Quelle
zur Verfügung steht, um eine Ladung zu speichern, indem der Kollektorübergang des
Transistors 40 oder 42 in Durchlaßrichtung geschaltet wird. Unter
diesen Umständen läßt sich ein alternativ an die Anode der Diode 46 oder 54 angelegter
negativer Impuls dazu verwenden, jeweils. einen Halbzyklus einzuleiten; was auch
durch an die Basis oder an den Kollektor der Transistoren 40 oder
42 angelegte Impulse erreicht werden kann. Die Betriebsfrequenz der Schaltungsanordnung
nach F i g. 4 kann erhöht werden, indem veranlaßt wird, daß das Umschalten vor Injektion
der Minoritätsträger einsetzt und die Ladung einen Gleichgewichtszustand erreicht.
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Obgleich in der Schaltungsanordnung nach F i g. 4 getrennte Induktionsspulen
48 und 56 ebenso wie in anderen Ausführungsbeispielen gezeigt sind, sei hier ausdrücklich
betont, daß die zur Lösung der Aufgabe erforderliche Induktivität durch die Transformatorwicklungen
selbst bereitgestellt werden kann; also besondere Induktionsspulen nicht unbedingt
erforderlich sind.
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Durch Steuerung des zur Ladung des Schalttransistors erforderlichen
Strombetrags läßt sich die Dauer der Einschaltzeit jedes Schalters beeinflussen.
Je größer der Wert des zur Ladung des Transistors bis zum Ladungsspeichergleichgewicht
benötigten Stroms ist, um so länger befindet sich der Transistor im Zustand des
Abbaus der gespeicherten Ladung. Wird der Inverter in fremdgesteuerter Betriebsweise
angewendet und ist der Injektionsstrom gesteuert, dann läßt sich ein Betrieb auf
fester Frequenz mit steuerbarem Zyklus durchführen. Ein Wechselrichter in dieser
Betriebsweise läßt sich als Effektivwertspannungsregler verwenden. Außerdem läßt
sich die Steuerung im Sekundärkreis durch Verwendung einer Luftspaltdrossel durchführen.
Ausführungsbeispiele der vorgenannten Art werden nachstehend im Zusammenhang mit
den Darstellungen nach den F i g. 5 und 6 behandelt.
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Ein Wechselrichter unter Steuerung an der Basis der Umschalttransistoren
wird in F i g. 5 gezeigt. Die Transistoren 60 und 61 stellen primäre Schaltelemente
dar, wohingegen die Diode 62 den Steuerstrom von der Konstantstromquelle
64 nach Erde ableitet, wenn der Wechselrichter Leistung auf die Last überträgt.
Die Dioden 65 und 66 dienen dazu, den Basisstrom im Sperrzustand zu verhindern,
um eine maximale Wiederauffüllung der gespeicherten Ladung zu erzielen und zusätzlich
die Injektion eines Minoritätsträgerladungsstroms zuzulassen, der im wesentlichen
gleich dem ist, der oben beschrieben worden ist. Zu der Zeit, wenn der Sekundärkreis
des Transformators 70 als Generator wirkt, ist der Kollektor-Basis-Strom im Transistor
60 oder 61 durch die Konstantstromquelle 64 während der Speicherladungsinjektion
begrenzt. In diesen Zeitabschnitten sperrt die Diode 62, und die Dioden 71 und 72
führen eine Kollektorspannungsbegrenzung herbei, indem sie das Gleichgewicht des
Strombedarfs des Primärkreises des Transformators 70 herbeiführen. Die Kollektorspannungsbegrenzung
kann auch dazu dienen, um den Emitterübergang vor zu hoher Spannung in Sperrichtung
zu schützen.
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Durch Begrenzen des Kollektor-Basis-Sättigungsstroms auf den Wert,
der sich durch die Konstantstromquelle 64 ergibt, wird die injizierte und wiederaufgenommene
Ladung gesteuert. Dementsprechend ist die Zeit des EIN-Zustandes jedes Schalters
hierdurch gesteuert; wenn die Periode, in der ein Basisstrom fließt, angenähert
als konstant angesehen wird, dann ist das Tastverhältnis des Schalters selbstgesteuert.
Dies führt zu einer direkten Steuerung der Frequenz der Ausgangsimpulse durch den
Wechselrichter. Es sei hervorgehoben, daß das Umschalten und die Minoritätsträgerinjektion
der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 im wesentlichen in der gleichen Weise durchgeführt
wird, wie es im Wechselrichter nach F i g. 4 geschieht. Eine andere Methode zur
Steuerung der Schaltungsanordnung nach F i g. 5 besteht darin, eine fremdgesteuerte
Betriebsweise heranzuziehen in Verbindung mit der Steuerung des Sättigungsstroms
der Transistoren 60 und 61. Auf diese Weise läßt sich ein steuerbares Tastverhältnis
bei einer festen Frequenz erzielen, wenn vorausgesetzt ist, daß die Auslösung zu
jeweils festgesetzten Zeiten geschieht.
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Ein weiteres Steuerverfahren läßt sich mit Hilfe einer Anordnung nach
F i g. 6 durchführen. Die Steuerwirkung im Sekundärstromkreis wird hier mit Hilfe
einer veränderbaren Induktivität 85 durchgeführt, die entsprechend den Sekundärwicklungen
81 und 82 des Transformators 80 zugeordnet ist. Die im Sekundärstromkreis
wirksame Gesamtinduktivität läßt sich durch einen der variablen Induktivität 85
über die Klemme 86 zugeführten Steuerstrom regeln, indem hierdurch die magnetische
Sättigung des Kerns der variablen Induktivität 85 beeinflußt wird. Die Induktivität
der Wicklung 87 und der Wicklung 88 der variablen Induktivität 85 bestimmen den
Sättigungsgrad der Schalttransistoren 89 und 90. Über eine Diode 91 wird ein Strompfad
über die Induktionsspule 92 auf die Last während des Umschaltens der Transistoren
im Primärkreis bereitgestellt. Dieses Steuerverfahren ist sowohl für fremdgesteuerten
als auch für selbstgesteuerten Betrieb geeignet; wobei allerdings für die fremdgesteuerte
Betriebsweise einige an sich bekannte Maßnahmen für entsprechende Änderungen getroffen
werden müssen.
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Wie bereits erwähnt, lassen sich sowohl Primärals auch Sekundärsteuermaßnahmen
in einer Umsetzereinrichtung vorliegender Art anwenden. Das Steuerungsverfahren
besteht darin, daß die in den Schalttransistoren gespeicherte Ladung oder die Aufeinanderfolge
von Auslöseimpulsen oder die oben beschriebene Verarmungsoperation oder irgendeine
Kombination hiervon verändert wird. Es sei an dieser Stelle betont, daß die in der
Speicherungsweise betriebenen erfindungsgemäßen Wechselrichter in den Zeichnungen
mit NPN-Transistoren bestückt sind;
es lassen sich aber auch ebensogut
PNP-Transistoren verwenden, indem dann jeweils die Polarität der Stromversorgungsgeräte
und der Dioden verändert wird.
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Die Schaltungsanordnung nach F i g. 7 zeigt den erfindungsgemäßen
Schaltungsaufbau bei Serienspeisung. Durch die Serienspeisung ergibt sich der Vorteil,
daß ein Betrieb bei einer Spannung von 2ES vermieden wird und eine einzige Primärwicklung,
die nicht angezapft ist, dazu dient, beide Schalttransistoren zu steuern. Zusätzlich
wird durch eine positive Begrenzerwirkung herbeigeführt, daß Dioden die Injektion
der Minoritätsträger beeinflussen, so daß die Kollektor-Emitter-Spannung begrenzt
wird.
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Wird nun angenommen, daß im Transistor 100 eine Minoritätsträgeraufladung
injiziert worden ist, dann fließt der Strom in der Richtung des Pfeiles durch die
Kollektor-Emitter-Strecke, in positiver Richtung durch die Induktionsspule 101,
durch die Primärwicklung des Transformators 105 und durch die Aufladungskapazität
102. In diesem Fall wird die Diode 106 leitend, so daß hierüber die Last gespeist
wird. Sind die Minoritätsträger im Transistor 100 abgezogen, dann fällt der Kollektor-Emitter-Strom
auf den Wert Null ab. Die in der Induktionsspule 101 gespeicherte Energie veranlaßt
den Aufbau eines Strompfades durch die Diode 107 und über die Kollektor-Basis-Strecke
des Transistors 108, so daß dieser eingeschaltet wird. Hierdurch werden dann
Minoritätsträger in die Kollektorzone des Transistors 108 injiziert.
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Der Speicherkondensator 102 wirkt nun als primäre Spannungsquelle,
indem ein gegenüber vorher in umgekehrter Richtung fließender Stromfluß durch die
Primärwicklung des Transformators 105, die Induktionsspule 101 und den Transistor
108 veranlaßt wird und das Abziehen der Speicherladung eingeleitet wird. Zu diesem
Zeitpunkt wird die Energiezufuhr zur Last über die Diode 109 bereitgestellt.
Das bedeutet aber, daß der Stromfluß durch die Induktionsspule 101 in gegenüber
der Durchlaßrichtung des Transistors 100 umgekehrten Sinn gerichtet ist. Nach Abzug
der Speicherladung des Transistors 108, wenn gleichzeitig der Kollektor-Emitter-Strom
durch Transistor 108 auf Null abgefallen ist, stellt der Stromfluß durch
die Induktionsspule 101 einen Strompfad über die Diode 110 und die Kollektor-Basis-Strecke
des Schalttransistors 100 bereit. Durch diesen Vorgang werden dann Minoritätsträger
zur Speicherung in die Kollektorzone des Transistors 100 injiziert. Damit ist dann
ein Operationszyklus des erfindungsgemäßen Wechselrichters beendet.
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Wie bei Behandlung der oben beschriebenen erfindungsgemäßen Wechselrichter
erwähnt, Iäßt sich die Steuerung in die Sekundärwicklung des Transformators 105
verlegen, indem die Induktionsspule 101 entfernt wird und die Primärwicklung des
Transformators 105 direkt mit dem Emitter des Transistors 100 und dem Kollektor
des Transistors 108 verbunden wird; gleichzeitig muß dann eine Induktionsspule
im Sekundärstromkreis, nämlich in Serie mit den Dioden 106 und
109; angeordnet sein. Weiterhin läßt sich eine Steuerung im Primärstromkreis
durch Bereitstellen entsprechender Steuerstromquellen im Basisstromkreis des Transistors
100 oder des Transistors 108 durchführen, wie es bereits im Zusammenhang
mit der Anordnung nach F i g. 5 beschrieben worden ist. Eine bedeutende Maßnahme
in der Schaltungsanordnung nach F i g. 7 ergibt sich dadurch, daß die Kollektor-Emitter-Spannungen
beider Transistoren jeweils durch die Basisdiode und die zugeordnete Kollektor-Basis-Strecke
des jeweils anderen Transistors begrenzt wird, so daß die Transistoren nicht unnötig
hohen Spannungen ausgesetzt sind. Die Wechselrichterschaltungsanordnung nach F i
g. 7 läßt sich ebenso wie die oben beschriebenen Wechselrichterschaltungsanordungen
im Impulsbetrieb sowie in Kombination in Primär- und Sekundär-Stromkreissteuerung
betreiben.
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Eine Verzögerungsschaltung oder monostabile Schaltungsanordnung gemäß
der Erfindung läßt sich der F i g. 8 entnehmen; wobei das Zeitdiagramm nach F i
g. 9 zur Erläuterung der Betriebsweise dient. In dieser speziellen Schaltungsanordnung
ist der normale Spannungspegel an der Eingangsklemme 112 gleich oder größer als
der Wert der Speisespannung VS. In diesem Fall ergibt sich, wie dem Zeitdiagramm
nach F i g. 9 zu entnehmen ist, ebenfalls ein relativ hoher Spannungspegel in der
Ausgangsklemme 125. Wird nun ein Auslöseimpuls 114 zugeführt, dann wird die Diode
115 in Sperrichtung vorgespannt, so daß der Strom über den Widerstand 116 über die
Diode 117 fließt und die Kollektorsperrschicht des Transistors 120 zur Bereitstellung
der Injektion von Minoritätsträgern auflädt. Der hierdurch bedingte Strom und der
Strom über den Widerstand 121 belastet somit den Auslöseimpuls.
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Bei Beendigung des -Auslöseimpulses, wenn ein normaler positiver Spannungspegel
an der Eingangsklemme 112 wieder bereitsteht, dann befindet sich der Transistor
120 in seinem Speicherzustand und bleibt gesättigt, bis die Speicherladung abgezogen
worden ist. Während dieses Zeitabschnittes blockiert die Diode 117 den Basisstromfiuß
und vergrößert somit den Zeitabschnitt, der für den Abzug der Speicherladung benötigt
wird. In diesem Fall übernimmt dann die Diode 115 den über den Widerstand 116 fließenden
Strom. Ist die Speicherladung abgezogen worden, dann erreicht die Kollektorspannung
des Transistors 120 wieder einen Wert, der dem Wert VS der Speisespannung entspricht,
und zwar als Ergebnis der Sperrwirkung der Diode 122. Aus dem Zeitdiagramm nach
F i g. 9 ergibt sich, daß während des Operationszyklus der Schaltungsanordnung nach
F i g. 8 ein negativer Ausgangsimpuls an der Ausgangsklemme 125 entsteht, dessen
Beginn mit dem Beginn des Auslöseimpulses zusammenfällt und dessen Dauer im wesentlichen
allein von der Speicherwirkung des Transistors 120 abhängig ist.
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In der Schaltungsanordnung nach F i g. 10 wird ein weiteres Beispiel
für eine monostabile Kippschaltung gebracht, die unter Ausnutzung des erfindungsgemäßen
Prinzips betrieben wird; wobei das hierzu benötigte Zeitdiagramm der F i g. 11 zu
entnehmen ist. Hierbei ist die Spannung V 1 in ihrem Wert größer 31s die Spannung
V2. Während der Transistor 130 normalerweise leitend ist, sind die Transistoren
131 und 132 normalerweise gesperrt. Der Auslöseimpuls 139 wird über die Eingangsklemme
133 der Basis des Transistors 130 zugeführt, so daß der Transistor 130 ;esperrt
wird. Damit wird dann die Diode 135 eitend, so daß sich ein Strompfad über die Basis-Kollektor-Strecke
des Transistors 131 und die Diode l36 zur Spannungsquelle -!- V 2 ergibt. Hierbei
dient lie Diode 136 lediglich zur Begrenzung der Aus-;angsspannung auf einem Wert
V2. Durch den beschriebenen
Vorgang findet eine Minoritätsträgerinjektion
in den Transistor 131 statt, der für diese Schaltungsanordnung den Speicherladungstransistor
darstellt.
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Nach Abfall des Eingangsimpulses 139 und bei Rückkehr des Strompegels
auf seinen Normalwert beginnt der Transistor 130 wiederum zu leiten. Zu diesem
Zeitpunkt wird die Diode 135 gesperrt, so daß der Transistor 131 im Speicherzustand
ist und den Emitterstrom für den Transistor 132 bereitstellt, dessen Basis über
den Transistor 130 hinreichend angesteuert wird, um eine Sättigung zu erzielen.
Damit ergibt sich, daß die beiden Transistoren 131 und 132 im Sättigungszustand
sind und die Spannung an der Ausgangsklemme 138 auf einen relativ niedrigen Spannungswert
abfällt. Ist die Speicherladung des Transistors 131 abgezogen worden, indem eine
Verarmung der gespeicherten Minoritätsträger eingetreten ist, dann steigt die Kollektorspannung
bis auf den Wert der Speisespannung V2. Dementsprechend ergibt sich, wie aus dem
Zeitdiagramm nach F i g. 11 zu entnehmen ist, daß der Ausgangsimpuls an der Ausgangsklemme
138 mit dem Abklingen des Auslöseimpulses 139 entsteht, dessen Dauer dann von der
Speicherung der Minoritätsträger in Verbindung mit der Verstärkung des Transistors
131 und 132 abhängig ist. Es sei darauf hingewiesen, daß diese Schaltungsanordnung
in eine Kette solcher Schaltungsanordnungen eingeschaltet sein kann, indem jeweils
ein Eingang an den Ausgang der unmittelbar vorhergehenden Stufe angeschlossen ist,
so daß sich ein selbstgesteuerter Oszillatorring ergibt.
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Die Schaltungsanordnung nach F i g. 12 zeigt eine Leistungs-Oder-Stufe,
die die Prinzipien vorliegender Erfindung ausnutzt, und deren Zeitdiagramm in F
i g. 1.4 dargestellt ist. Diese Art der Stromversorgung ist gekennzeichnet durch
direkte Leistungsumsetzung von Gleichspannung in Hochfrequenz, so daß die Transformatorabmessungen
verringert werden können, und Auffüllen der Lücken der Netzspannung mit Hilfe eines
Induktionstransformators, so daß die Erfordernisse in bezug auf Ausgangskondensatoren
herabgesetzt werden. Leistung-Oder-Stufen benötigen eine Treiberschaltungsanordnung,
die durch die Netzspannung betrieben wird und durch die Laststromkreise gesteuert
wird. Dies bedeutet eine Impulstransformatorkopplung mit den Wechselrichtertransistoren
und einen erhöhten Rauschpegel infolge der Erdschleife. Die Anwendung des erfindungsgemäßen
Prinzips zu einer solchen hochfrequenten Leistungsversorgung läßt einen gegenüber
bisher wesentlich einfacheren Aufbau zu, läßt den Betrieb bei höheren Frequenzen
zu und erlaubt eine Steuerung ausschließlich im Sekundärstromkreis. Die Kondensatoren
145 und 146 stellen Eingangsladekondensatoren dar, die über die Klemmen 143 und
144 direkt am Netz liegen. Der Transformator 148 ist ein Hochfrequenztransformator
und die Transistoren 150 und 151 sind Hochspannungs-Ladungsspeichertransistoren,
die bei geringem Strom betrieben werden. Der Transistor 152 ist ein Niederspannungs-Ladungsspeichertransistor,
der bei relativ höheren Strömen betrieben wird.
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Zur Erläuterung der Wirkungsweise wird zunächst angenommen, daß der
Transistor 150 eine Minoritätsträgerladungsspeicherung eingenommen hat und einen
Kollektorstromfluß im Zeitintervall vor dem Zeitpunkt T 1 eingeleitet hat.
Der Kollektorstrom 1c des Transistors 150 gelangt dann auf das mit dem Punkt gekennzeichnete
Ende der Wicklung 156. Die zugeordnete Sekundärwicklung 157 läßt dann eine Spannung
entstehen, die den Kollektor des Transistors 152 in Sperrichtung vorspannt. Wird
weiterhin angenommen, daß ein geeignetes Steuersignal dem Verstärker 155 zugeführt
wird, dann gelangt ein Ausgangsstrom des Verstärkers 155 auf die Basis des Transistors
152, so daß eine Minoritätsträgerspeicherung in der Kollektorsperrschicht herbeigeführt
wird; dies ist durch den Verlauf von 1c (152) im negativen Bereich mit Hilfe des
Zeitdiagramms nach F i g. 14 veranschaulicht. Der Verstärker 155 läßt sich zur Steuerung
der Höhe des Minoritätsträger-Injektionsstroms in die Basis des Transistors 152
verwenden, um so eine Regelungsfunktion durchführen zu können.
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Der Kollektorstrom des Transistors 150 gelangt außerdem auf die Primärwicklung
des Transformators 148, so daß die Ausgangsleistung der Anordnung über die Sekundärwicklung
160 und entweder Diode 161 oder Diode 162 abgenommen werden kann. Nach Verarmung
der Minoritätsträger im Transistor 150 wird dieser zum Zeitpunkt T1 ausgeschaltet,
so daß sich das Vorzeichen des Potentials am Kollektor des Transistors 152 ändert.
Infolge der gespeicherten Minoritätsträger ergibt sich nun im Transistor 152 ein
Stromfluß in Durchlaßrichtung. Ist die gespeicherte Ladung des Transistors 152 zum
Zeitpunkt T2 abgezogen worden, dann liefert die Induktivität des Transformators
158 einen Strom durch die Wicklung 159, so daß ein Minoritätsträgerladungsstrom
durch den Kollektor-Basis-Kreis des Transistors 151, die Diode 154 und andererseits
durch die Primärwicklung des Transformators 148 fließt, um so den Kondensator 146
aufzuladen. Dieser Stromfluß wird bis zum Zeitpunkt T 3 fortgesetzt, bi die in der
Induktivität des Transformators 158 gespeicherte Energie auf Null abgefallen ist
und der Stromfluß durch den Transistor 151 seine Richtung ändert, da sich dann infolge
der Aufladung des Kondensators 156 am Kollektor des Transistors 151 ein normales
Potential für die Vorwärtsleitung einstellt. Der Kondensator 146 wird im Zeitraum
zwischen den Zeitpunkten T 3 und T 4 über die Primärwicklung des Transformators
148 die Wicklung 159 und den Transistor 151 entladen, indem so die im Transistor
151 gespeicherte Ladung bis zum Zeitpunkt T4 abgezogen wird.
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Nach dem Zeitpunkt T 4 wird die in der Wicklung 159 gespeicherte Energie
auf die Wicklung 156 übertragen, die eine Minoritätsträgerspeicherung im Transistor
150 über die Diode 153 herbeiführt, so daß sich der Kondensator 145 aufzuladen beginnt.
Wenn die in der Induktivität der Wicklung 158 gespeicherte Energie auf Null
abgefallen ist, was zum Zeitpunkt T5 eintritt, dann ändert sich das Vorzeichen des
Potentials am Kollektor des Transistors 150, so daß sich ein normaler Kollektorstrom
in Vorwärtsrichtung einstellt und damit die Minoritätsträgerinjektion in den Transistor
152 wiederum beginnt. Hiermit ist dann ein Operationszyklus der Schaltungsanordnung
nach F i g. 12 beendet.
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Aus dem Verlauf des Ausgangsstroms IAus im Zeitdiagramm nach F i g.
14 läßt sich entnehmen, daß der leitende Zustand des Transistors 152 im Zeitintervall
zwischen den Zeitpunkten T 1 und T 2 eine direkte Steuerung des mittleren
Ausgangsstroms IAus
mit Hilfe des Steuerverstärkers 155 gestattet.
Die Schaltungsanordnung nach F i g. 12 ist somit in besonderem Maß für einen geregelten
Hochfrequenz-Wechselrichter geeignet.
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Die Schaltungsanordnung nach Fi g. 13 stellt einen Transistoroszillator
dar, bei dem die erfindungsgemäße Minoritätsträgerinjektionsschaltung in vorteilhafter
Weise angewendet wird. Zur Einleitung des Schwingungsvorgangs läßt sich beispielsweise
ein Impuls verwenden, der der Basis des Transistors 165 zugeführt wird. Nach der
Schwingungsanfachung arbeitet diese Schaltung als Impulsoszillator, wobei jedesmal
dann ein Impuls auftritt, wenn die Speicherladung des Transistors 165 abgezogen
worden ist. Im Speicherzustand des Transistors 165 wird der Strom in der Induktionsspule
166 mit einer Zuwachsrate von ungefähr Vs/L (Als) aufgebaut. Wenn hingegen
die Ladung des Transistors 165 abgezogen wird, tritt infolge der Wirkung des Kondensators
167 ein überschwingen ein, so daß die Spannung am Kondensator 167 in ihrer Polarität
umgekehrt wird und damit in der Kollektorsperrschicht des Transistors 165 über die
Diode 168 eine Minoritätsträgerinjektion erfolgt und der nächste Operationszyklus
eingeleitet wird. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann besonders nützlich
für Hochspannungsstromversorgungsgeräte sein, bei denen die Induktionsspule
166
die inhärente Induktivität eines Hochspannungstransformators darstellt,
wie er z. B. zum Strahlrücklauf in Kathodenstrahlröhren verwendet wird.