DE1265240B - Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale - Google Patents

Description

DEUTSCHES PATENTAMT AUSLEGESCHRIFT

Deutsche Kl.: 21 a4 - 21

Nummer: 1265 240

Aktenzeichen: N 29730IX d/21 a4

^ 265 240 Anmeldetag: 23. Dezember 1966

Auslegetag: 4. April 1968

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale, die mit Eingangsklemmen zum Anschluß einer die Signale zuführenden Eingangsleitung, z. B. einer Antennenleitung, versehen ist und bei der die Signale der Eingangsklemmen über ein Kopplungsnetzwerk mit einem auf die Signalfrequenzen abgestimmten Schwingungskreis dem Eingang eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zugeführt werden.

Solche Eingangsschaltungen finden häufig Verwendung, z. B. bei Abstimmeinheiten für Fernsehempfänger, bei Antennenverstärkern für Fernsehempfänger, bei Rundfunkempfängern, bei Funkmeßempfängern oder bei Zwischenverstärkern in einem Ubertragungskabel. An solche Schaltungen werden im allgemeinen eine Vielzahl von Anforderungen gestellt.

Erstens muß die Schaltung so gut an die Impedanz der Eingangsleitung angepaßt sein, daß nahezu die ganze an den Eingangsklemmen verfügbare Signalleistung von der Schaltung aufgenommen wird, so daß keine oder nur wenig Signalenergie reflektiert wird und die verfügbare Signalleistung am besten ausgenützt wird. Besonders wichtig ist die richtige Anpassung bei Fernseh- und Funkmeßempfängern, weil die bei unrichtiger Anpassung auftretenden Reflexionen sogenannte Geisterbilder bei der Wiedergabe herbeiführen.

Zweitens muß die Rauschzahl der Eingangsschaltung möglichst klein sein. Ein etwaiges in weiteren Stufen eingeführtes Rauschen ist nicht sehr störend. Das Rauschen der Eingangsschaltung wird jedoch von allen Stufen verstärkt, und es ist somit dieses Rauschen, das die Rauscheigenschaften der ganzen Schaltung in der Hauptsache bestimmt.

Drittens ist es wichtig, daß die durch die Schaltung herbeigeführte Kreuzmodulation möglichst gering ist. Kreuzmodulation wird dadurch verursacht, daß zusammen mit dem erwünschten Signal ein Störsignal empfangen wird, welche beiden Signale im nichtlinearen Transistor gemischt werden. Die Kreuzmodulation führt eine erhebliche Verzerrung des erwünschten Signals sowie das Auftreten von sogenannten Nebenempfängern herbei, bei denen ein Sender bei mehreren Abstimmungen empfangen wird.

Viertens soll die Eingangsschaltung eines Empfängers große Signale verzerrungsfrei verarbeiten können. Die von der Antenne eines Empfängers empfangenen Signalamplituden können je nach der Stärke und dem Abstand der Sender stark variieren. Für die weiteren Stufen des Empfängers sind diese Schwankungen im allgemeinen bereits erheblich durch eine Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande)

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. E. Walther, Patentanwalt, 2000 Hamburg, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:
Heiko Broekema,

Willem Jacob Luyten, Eindhoven; Gerrit Wolf,

Adalbertus Hermanus Jacobus Nieveen van Dijkem, Nijmegen (Niederlande)

Beanspruchte Priorität:

Niederlande vom 30. Dezember 1965 (6 517 121)

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automatische Verstärkungsregelung herabgesetzt. An der Eingangsstufe sind sie jedoch im vollen Ausmaß vorhanden.

Die Erfindung bezweckt, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der in bezug auf die erwähnten Eigenschaften erhebliche Verbesserungen gegenüber den bekannten Schaltungsanordnungen erzielbar sind, und die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung für diesen Zweck ist dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung einer nahezu optimalen Leistungsanpassung der Eingangsleitung und auch einer nahezu optimalen Rauschanpassung des Transistors der im Kopplungsnetzwerk vorhandene Schwingungskreis eine oder mehrere parallel über dem Schwingungskreis wirksame Signalleistung verbrauchende Elemente enthält, und daß die Ankopplung des Transistors an den Schwingungskreis derartig ist, daß diese Ankopplung als ein den Transistoreingangswiderstand invertierendes Transformationsnetzwerk wirksam ist.

Unter einem invertierenden Transformationsnetzwerk ist ein Netzwerk zu verstehen, daß den Widerstand derart transformiert, daß bei Abnahme dieses Widerstandes der transformierte Widerstand zunimmt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

809 537/206

F i g. 1, 2, 3 und 4 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise bekannter Schaltungen;

F i g. 5, 6, 7, 8 und 9 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung:

Fig. 11, 12, 14 und 16 zeigen unterschiedliche Ausführungsbeispiele einer Schaltung nach der Erfindung, und

Fig. 13 und 15 dienen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 12 bzw. 14.

F i g. 1 zeigt ein vereinfachtes Schaltbild einer üblichen Eingangsschaltung eines Empfängers. Eine Antenne 1 ist, gegebenenfalls über einen nicht dargestellten Symmetriertransformator (Balun-Transformator), an Antennenklemmen 2 der Eingangsschaltung angeschlossen. Die von der Antenne abgegebene Signalleistung wird über ein Kopplungsnetzwerk, das einen auf die Signalfrequenz abgestimmten Schwingungskreis 3 enthält, den Eingangsklemmen 4 eines in Basisschaltung betriebenen Transistors 5 zugeführt.

F i g. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild der Schaltungsanordnung nach F i g. 1. Mit e ist eine Signalspannungsquelle bezeichnet, die die von der Antenne empfangene Signalspannung darstellt, während r_a den Antennenwiderstand darstellt. Der Widerstand r_i stellt den Innenwiderstand des Transistors 5 dar, der z. B. 11 Ω beträgt. Das vom Transistor 5 erzeugte Rauschen kann durch eine Rauschspannungsquelle 6 in Reihe mit dem Widerstand r_i und eine parallel zu den Eingangsklemmen 4 geschaltete Rauschstromquelle 7 dargestellt werden.

Um zu erreichen, daß die Antenne die maximale Signalleistung abgibt, so daß keine Antennenreflexionen auftreten, muß der Antennenwiderstand r_a gleich dem Eingangswiderstand r_i des Transistors gewählt werden. Wenn der Widerstand der Antenne selbst ungleich dem Eingangswiderstand des Transistors ist, läßt sich eine Anpassung durch einen Impedanztransformator erreichen, der z. B. zwischen die Antennenklemmen 2 und den Schwingungskreis 3 oder zwischen den Schwingungskreis 3 und die Transistoreingangsklemmen 4 geschaltet sein kann.

Die beiden Rauschquellen 6 und 7 liefern eine Rauschenergie, die von der Größe der an die Transistorklemmen4 angeschlossenen QuellenimpedanzR_s, d. h. der Impedanz an den Klemmen 4, in Richtung zur Antenne betrachtet, abhängig ist. Diese Abhängigkeit läßt sich wie folgt erklären. Wenn die Quellenimpedanz sehr niederohmig ist, ist die Rauschstromquelle 7 durch diese Quellenimpedanz kurzgeschlossen. Die Rauschspannungsquelle 6 ist in diesem Falle jedoch vollständig über dem Transistoreingang wirksam, so daß der Transistor sehr viel Rauschen erzeugt. Wenn andererseits die Quellenimpedanz R_s sehr hochohmig ist, ist die Rauschspannungsquelle 6 unwirksam, aber der von der Quelle 7 gelieferte Rauschstrom fließt vollständig durch den Transistor, so daß ebenfalls sehr viel Rauschen vom Transistor erzeugt wird. Bei einem bestimmten Wert R_so der Quellenimpedanz hat d'as vom Transistor gelieferte Rauschen einen Mindestwert. Die Beziehung zwischen dem Quellenwiderstand R_s und die Rauschleistung (in db) ist in F i g. 3 dargestellt.

Ein großes Problem, das insbesondere bei in Basisschaltung betriebenen Transistoren auftritt, ist, daß bei den üblichen Transistoren die Innenimpedanz R₁- und die optimale Quellenimpedanz R_so einen erheblichen Unterschied aufweisen können. Es kann

z. B. die Innenimpedanz etwa 11 Ω und die optimale Quellenimpedanz etwa 100 Ω betragen. Wenn, wie an Hand der F i g. 2 erwähnt worden ist, die Antenne optimal angepaßt ist, ist r_a gleich r_b wobei die QuellenimpedanzR_s des Transistors gleich der Innenimpedanz r_i dieses Transistors ist. Wie F i g. 3 darstellt, ist die Rauschzahl des Transistors (8 db) erheblich größer als der erreichbare Mindestwert der Rauschzahl (3 db).

Selbstverständlich ist es auch möglich, die Quellenimpedanz des Transistors mit Hilfe eines zwischen die Antennenklemmen 2 und die Transistorklemmen 4 geschalteten Impedanztransformators 8 optimal für die Rauschanpassung zu wählen. Dies ist in F i g. 4 dargestellt, in der der Schwingungskreis 3 der Einfachheit halber weggelassen ist. Das Ubersetzungsverhältnis η des Transformators 8 muß dabei gleich

sein, so daß die an die Klemmen 4 angeschlossene Quellenimpedanz gleich r_so = n² r_a = 100 Ω ist. Die Rauschzahl des Transistors weist dabei einen Mindestwert (3 db) auf, die über den Antennenklemmen 2 auftretende Belastung für die Antenne ist sodann jedoch gleich:

r *n

r_a = 0,11 R_a,

wodurch sich eine erhebliche Fehlanpassung der Antenne ergibt, so daß starke Antennenreflexionen auftreten.

Es ist möglich, das erwähnte Problem dadurch zu lösen, daß Transistoren benutzt werden, bei denen der optimale Quellenwiderstand etwa gleich der Innenimpedanz ist. In dem Falle ist es möglich, sowohl die Antenne richtig anzupassen als auch dem Transistor die optimale Quellenimpedanz zu erteilen. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß dabei der Mindestwert der Rauschzahl des Transistors die der üblichen Transistoren erheblich übersteigt.

Eine bedeutend günstigere Schaltung ergibt sich, wenn in das zwischen den Antennenklemmen 2 und den Transistoreingangsklemmen 4 liegende Kopplungsnetzwerk erhebliche Signalverluste eingeführt werden. Dies ist in F i g. 5 durch den Widerstand r_p schematisch angegeben. Für eine optimale Antennenanpassung gilt die Anforderung

r_a

R_n

R,·

(I)

und für eine optimale Rauschanpassung des Transistors gilt die Anforderung

J_
R„

J- + J- r_p r_a

(Π)

Die Elimination von r_a aus (I) und (II) ergibt

J_
r™

A + J_

r_n r_i

JL ₌ IfJ LV

r_p 2 Kr_so r_iJ

Bei den für Antenneneingangsstufen üblichen Tran- Die Impedanz, die an den Punkten 12, in Richtung sistoren ist, wie in F i g. 3 angegeben ist, R_so größer zum Transistor hin betrachtet, gefunden wird, ist als R_i; der Ausdruck gleich R _i-HywL.

Die entsprecherde Admittanz ist

J L 5

Rs. R_i ¹ ₌ Rj- J "^L

Ri+jwL Rf +(«-L)²'

ist sodann negativ, so daß der erforderliche Parallelwiderstand R_p gleichfalls negativ ist. die aus einem reellen Teil

Eine Lösung dieser Schwierigkeit läßt sich nicht io
dadurch finden, daß zwischen dem Verlustwider- Rj
stand R_p und den Transistoreingangsklemmen 4 ein Rf + (ω Lf

Transformator 9 mit festgekoppelten Wicklungen angebracht wird. Dies wird an Hand der F i g. 6 er- und einem Imaginärteil
läutert. 15

Die Belastung der Antenne besteht bei dieser —jv>L
Schaltung aus der Parallelschaltung von R_p und Rf + (ω Lf

der zur Primärseite des Transformators 9 transformierten inneren Transistorimpedanz R·, wobei gilt besteht. Die Impedanz an den Punkten 12, in Rich-

„, R_i . ,. < a' j. -i_i 20 tung zum Transistor hin betrachtet, kann somit

R_i = _¥ . Fur eine optimale Antennenanpassung gilt ^ _{d{Q ParaI},_{elschaltung eines} Widerstandes

somit

1 1 I 1 n² /?' - ^R2i+^^Lf _ R . (^wL)

i = i ⁺ i = i ⁺ t -™ ₂₅ ~ ^ ^-

Die Quellenimpedanz R_s ergibt sich dadurch, daß und einer Induktivität L mit einer Impedanz
die primärseitige Quellenimpedanz R_s', für die gilt

Rf-KcoL)² Rf

L ₌ JL + _L ^{J =} -jcoL =J^ojl+^

Rs R_a R_p ' 30 gemäß R_s = n ²R'_s zur Sekundärseite transformiert

wird. Daraus folgt: _R, ₌ (w L)

R₁

dargestellt werden. Wenn ω L » R₁ ist, gilt

r; =

J- ₌ JL = _L + J_ iiv) ³⁵

R_s' R_s R_a R_p " ^y ' UndjwL' =jo>L.

Das so erhaltene Ersatzschaltbild ist in F i g. 8

. . 1 ,_γττχ , ,_ΤλΑ dargestellt. Der Kondensator 11 wird so groß be-

Die Elimination von aus (III) und (IV) ergibt: _m^ _{daß für die signalfrequenzen die} i°_duktivi.

40 tät j mL durch Abstimmung beseitigt wird (die Impe n² _ _2_ rf_ danz des Kondensators 11 ist somit gleich

R_s ^— R R_i ' —j<»L χ —jwL), so daß die Gesamtbelastung für

die Antenne ohmsch ist. Das Transformationsnetz- und für eine optimale Rauschanpassung des Tran- werk, das aus der Induktivität 10 und aus dem Kondensistors muß somit gelten 45 sator besteht, transformiert somit die Sekundär

belastung R₁· in eine primärseitige Belastung R·, die

= -=r- + ~~!}~ gleich ρ ist. Bei dieser Transformation tritt somit

oder Inversion auf.

1 _ n² / 1 1 \ 50 Auf ähnliche Weise läßt sich die an den Klemmen 4

~ ~2 \ R_s^ ^— "rT/ (Fi g. 7) auftretende sekundärseitige Quellenimpe-

^{p so 1} danz bestimmen. Die Quellenimpedanz aus der Pri-

Weil R_so größer als R_i ist, ist ebenso wie bei der märseite des Transformationsnetzwerkes ist R_s', wo-

Schaltungsanordnung nach F i g. 6 der erforderliche bei gilt

Verlustwiderstand R_p negativ. 55 1 _ 1 1

Eine Lösung läßt sich dadurch finden, daß zwischen "jp" ^{= +} # ·

den Verlustwiderstand R_p und die Transistorklem- sap

men 4 ein Transformationsnetzwerk geschaltet wird, Die Quellenimpedanz an den Punkten 12, die aus

das den Transistoreingangswiderstand R_i invertiert. dem Widerstand R_s und dem Kondensator 11 be-

Dieses Transformationsnetzwerk enthält z. B. eine 60 steht, ist somit gleich

Reihenreaktanz, die groß gegenüber dem Eingangs- —jmLR'_s

widerstand R₁· des Transistors ist und z. B. das Fünf- R' — UoL '

fache von R_i beträgt. Dies ist in Fig. 7 dargestellt. ^s

Diese Figur zeigt ein Transformationsnetzwerk mit Die Quellenimpedanz an den Transistoreingangseiner Reiheninduktivität 10, deren Reaktanz jwLgroß 65 klemmen 4 ist gleich
in bezug auf R_i ist, und einer Parallelkapazität 11, ^
die auf der Antennenseite der Induktivität 10 ge- — jwL- R_{s +} ^ _ (toL)
schaltet ist. R_s-j(hL ^y R_s-jmL'

Die Quellenadmittanz an den Klemmen 4 ist somit gleich

R'_s-j(oL (ω Lf

und besteht aus einem reellen Teil
Imaginärteil

-jcoL 1

und einem

Mit Hilfe eines Transformationsnetzwerkes zwischen den Antennenklemmen 2 und dem Verlustwiderstand R_p kann der über dem Verlustwiderstand wirksame Antennenwiderstand auf den gefundenen Wert gebracht werden.

Bei dieser Bemessung

wird ein Faktor

(mLf

JVJi

Die Quellenimpedanz an den Klemmen 4 kann somit durch die Parallelschaltung eines Widerstandes R^ =

R.

und einer Induktivität jo>L (Fig.9)

dargestellt werden.

Wie im vorstehenden nachgewiesen wurde, war die Tatsache, daß der optimale Quellenwiderstand R_so für die Rauschanpassung des Transistors größer als der Innenwiderstand R_i des Transistors ist, die Ursache, daß der Verlustwiderstand R_p, der erforderlich ist, um sowohl eine optimale Antennenanpassung als auch eine optimale Rauschanpassung zu erhalten, negativ ist. Durch die Zwischenschaltung des invertierenden Transformationsnetzwerkes 10-11 wird erreicht, das auf der Primärseite des Transformationsnetzwerkes der optimale Quellenwiderstand R'_so kleiner als der Belastungswiderstand R_i ist, so daß ein positiver und somit leicht verwirklichbarer Verlustwiderstand R_p benutzt werden kann.

Wenn z. B. R_i = 11 Ω und R_so = 100 Ω ist und wenn mL = 340 Ω gemessen wird, ist R,+R_p

== 80% der von der Antenne abgegebenen Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht, Durch die Anbringung der Verluste R_p im Kopplungsnetzwerk wird somit, ohne daß die Antennenanpassung verlorengeht, eine optimale Rauschanpassung des Transistors erhalten. Wie aus F i g. 3 hervorgeht, liefert dies eine Herabsetzung der Rauschzahl des Transistors von etwa 5 db. Andererseits muß berücksichtigt werden, daß infolge der Verlusteii_p die verfügbare Signalleistung an den Transistoreingangsklemmen verringert ist. Dies bewirkt eine Rauschzahlerhöhung, die gleich dem Verlust an verfügbarer Signalleistung ist. Die verfügbare Signalleistung an den Klemmen 2 ist gleich:-^-, während die verfügbare Signalleistung an den Klemmen4 gleich

25

<?R„

ist.

4 R_a (R_a+ R_p)

Die Rauschzahl wird somit um einen Faktor

R_a +R_p R_n

R-

(ω Lf (340)²

R-

R™ —

= 10 · 5 kΩ

(<oLf 100

= 1160 Ω.

Für die optimale Antennenanpassung folgt

R„

R„

R-

und für die optimale Rauschanpassung

R^_n

J_
R_n

woraus durch Elimination von

R*n

1_ R_n

1 1

R„ 1

folgt:

Rn

(A- - 4-V

Mit R'_x„ = 1160 Ω und R'_t = 10,5 kΩ ergibt
daraus:

R_p = 2 · 6 kΩ ;
in Verbindung mit (V) folgt

R„

2-6

10,5

mS

= 2,09 kΩ'.

erhöht. Bei der angegebenen Bemessung beträgt diese Erhöhung 1,8 = 2,53 db. Die am Ende erzielte Herabsetzung der Rauschzahl beträgt somit etwa 5 db - 2,53 db = 2,47 db.

Es sei bemerkt, daß in der Praxis eine kleine Abweichung von der optimalen Antennenanpassung zulässig ist, während außerdem die Quellenimpedanz des Transistors etwas niedriger als die optimale Quellenimpedanz gewählt werden kann. Die Verluste R_p können dabei entsprechend kleiner gewählt werden, was eine weitere geringe Verbesserung der Rauschzahl ergibt.
Weiter sei bemerkt, daß, wie aus F i g. 9 hervorgeht, die Quellenimpedanz des Transistors infolge des Transformationsnetzwerkes 10-11 nicht völlig reell ist, sondern induktiven Charakter hat. Dies ist vorteilhaft, weil die optimale Quellenimpedanz zur Rauschanpassung des Transistors ebenfalls induktiven Charakter hat. Bei einem Transistor mit kapazitiver optimaler Quellenimpedanz kann zweckmäßig ein invertierendes Transformationsnetzwerk mit einer kapazitiven Reihenreaktanz Verwendung finden, üblicherweise enthält das Kopplungsnetzwerk zwisehen den Antennenklemmen und dem Transistoreingang einen selektiven Kreis, der auf die Signalfrequenzen abgestimmt ist (vgl. Kreis 3 in F i g. 1). Ein weiteres wichtiges Merkmal der Erfindung besieh steht darin, daß die im Kopplungsnetzwerk anzubringenden Verluste (vgl. R_p) benutzt werden, um die Trennschärfe der Eingangsschaltung erheblich zu erhöhen. Dies läßt sich wie folgt näher erläutern.

Der Schwingungskreis 3, der sich z. B. für den Empfang von Signalen von 200 MHz eignet, kann aus einer Kapazität C₀ und 14 pF und einer Induktivität I₀ von 45 nH bestehen. Bei solchen Kreisen beträgt die Leerlaufgüte Q₀ etwa 100. Die Eigenverluste des Kreises lassen sich somit durch einen

Parallelwiderstandii₀ darstellen, für den gilt:

= 5,7 kü.

15

Bei üblichen Schaltungen, bei denen dafür gesorgt wird, daß die verfügbare Antennenleistung dem Transistoreingang nahezu vollständig zugeführt wird, kann die Antenne mit einem Widerstand von etwa 75 Ohm unmittelbar an den Kreis 3 angeschlossen sein, während der Transistoreingang über ein Transformationsnetzwerk an den Kreis angeschlossen ist, das die über dem Kreis wirksame Transistoreingangsimpedanz auf nahezu den gleichen Wert bringt wie den des Antennenwiderstandes, so daß die ganze verfügbare Antennenleistung zum Transistor geht. Das Ersatzschaltbild hat dann die in F i g. 10 dargestellte Form. Die Gesamtdämpfung des Kreises wird dann durch R₀ = 5,7 kOhm und die beiden zu ihm parallelgeschalteten Widerstände von je 75 Ω gebildet, so daß der Gesamtdämpfungswiderstand R_d des Kreises im belasteten Zustand etwa 37,5 Ohm beträgt. Die Kreisgüte Q im belasteten Zustand ist dann

25

Bei den erfindungsgemäßen Schaltungen, bei denen im Kopplungsnetzwerk erhebliche Signalverluste auftreten, ergibt sich eine erheblich höhere Güte im belasteten Zustand und somit eine viel bessere Trennschärfe, wenn der über dem Kreis wirksame Antennenwiderstand und die Eingangsimpedanz des Transistors derart auftransformiert werden, daß die erforderlichen Verluste im Kopplungsnetzwerk großenteils durch die Eigenverluste {R₀) des Kreises gebildet werden. Wenn entsprechend den vorstehend angegebenen Zahlenwerten der über dem Kreis wirksame Antennenwiderstand R_a gleich 2,09 kü und die über dem Kreis wirksame Transistoreingangsimpedanz Rl gleich 10,5 kΩ bemessen werden und die Eigenverluste des Kreises R₀ = R_p = 2,6 kü betragen, ist der Gesamtdämpfungswiderstand über dem Kreis gleich

R_d = K _aII-R _pHii; = 1,45 kü.
Die Kreisgüte Q im belasteten Zustand ist dann

45

Q = R_d

= 25,5

50

Es sei bemerkt, daß, wenn die Eigenverluste des Kreises zu klein sind, diese dadurch erhöht werden können, daß ein zusätzlicher Parallelwiderstand über dem Kreis vorgesehen wird.

Weiter sei bemerkt, daß der in F i g. 7 dargestellte Kondensator 11, der einen Teil des invertierenden Transformationsnetzwerkes 10-11 bildet, bei Schaltungen mit einem Schwingungskreis aus einem Teil der Abstimmkapazität dieses Kreises besteht.

In Fig. 11 ist die Bemessung einer in der Praxis erprobten Schaltung zum Empfang von Signalen von etwa 200 MHz dargestellt. Der Eingangs widerstand R_i des Transistors beträgt 11 Ω und die optimale Quellenadmittanz des Transistors (10— j4) mS, was der Parallelschaltung eines Widerstandes R₅₀ von 100 Ohm und einer Induktivität von 200 nH entspricht. Die angeschlossene Antenne hat einen Widerstand R_a von 75 Ohm.

Die Antenne ist über eine kleine Kapazität C_a von 2,2 pF, die den Antennenwiderstand auf 1,82 kΩ herauftransformiert, an den Kreis angeschlossen. Der Transistor ist über eine verhältnismäßig große Induktivität von 270 nH, die die Inversion der Transistoreingangsimpedanz bewirkt und auch diese Transistoreingangsimpedanz auf 10,5 kΩ herauftransformiert, an den Kreis angeschlossen. Der Schwingungskreis besteht aus einer Kapazität C₀ von 14 pF und einer Induktivität I₀ von 47 nH. Die Eigenverluste des Kreises sind durch einen Widerstand R₀ von 5,7 kü angegeben, und ein zusätzlicher Dämpfungswiderstand R_z ist parallel zum Kreis geschaltet. Der Gesamtverlustwiderstand R_p, der aus der Parallelschaltung von R₀ und R_z besteht, beträgt sodann 4,45 kü.

Die an den Klemmen 4 auftretende Quellenadmittanz ist bei dieser Bemessung gleich (11 — j3)mS, so daß der Transistor nahezu die richtige Quellenimpedanz für eine Rauschanpassung aufweist. Die Kreisgüte Q beträgt 22,4. Das Stehwellenverhältnis an den Antennenklemmen ist 1,7, was bedeutet, daß der Schaltung 93% der verfügbaren Antennenleistung zugeführt wird. Eine so kleine Fehlanpassung ist im allgemeinen zulässig.

Bei dieser Schaltung werden 70% von der Antenne abgegebenen Signalleistung in den Verlustwiderständen R₀ und R_z verbraucht. Die Rauschzahl beträgt 4,5 db, was bedeutend günstiger ist als bei den üblichen Schaltungen, die im allgemeinen eine Rauschzahl von mindestens 8 db aufweisen.

Die Vorteile der neuen Schaltungen gegenüber den üblichen Schaltungen sind die folgenden: Außer den besseren Rauscheigenschaften haben die neuen Schaltungen erheblich bessere Kreuzmodulationseigenschaften. Dies ist eine Folge der besseren Trennschärfe, wodurch benachbarte Sender stärker unterdrückt werden, und der Tatsache, daß die in das Kopplungsnetzwerk eingebauten Verluste eine Abschwächung nicht nur des gewünschten Signals, sondern auch der unerwünschten Signale verursachen.

Die vom Kopplungsnetzwerk bewirkte Abschwächung des gewünschten Signals ist gleichfalls vorteilhaft, weil der Empfänger sich dadurch besser eignet zur Verarbeitung großer Antennensignale ohne unzulässige Verzerrung. Selbstverständlich verursacht diese Abschwächung auch einen Verlust an Verstärkung des Nutzsignals, aber, weil mit dieser Abschwächung ein günstigeres Signalrauschverhältnis verknüpft ist, läßt sich dieser Verstärkungsverlust einfach dadurch ausgleichen, daß die Verstärkung einer weiteren Stufe des Empfängers, z. B. einer Zwischenfrequenzverstärkerstufe, gesteigert wird.

Infolge der Reihenreaktanz zwischen dem Schwingungskreis und dem Transistoreingang (z. B. der Induktivität L in F i g. 11), die gegenüber der Eingangsimpedanz des Transistors hochohmig ist, ergeben sich weitere Vorteile. Infolge der durch diese Reaktanz bewirkten Stromsteuerung des Transistors wird verhütet, daß die nichtlineare Stromspannungseingangscharakteristik des Transistors eine Verzerrung herbeiführen kann; dies ergibt eine weitere Verbesserung der Kreuzmodulationseigenschaften und der Fähigkeit zur Verarbeitung großer Signale.

Auch ergibt sich eine Verbesserung der Regeleigenschaften des Transistors. Bei üblichen Schaltungen, die z. B. einen Teil einer Fernsehabstimmeinheit bilden, die sowohl UHF-Signale als auch VHF-Signale

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empfangen können muß, wird der Transistor derart eingestellt, daß er bei kleinen Eingangssignalen in der UHF-Einstellung seine maximale Verstärkung liefert. Bei zunehmenden Eingangssignalen wird die Gleichstromeinstellung des Transistors erhöht, wodurch die Verstärkung infolge des abnehmenden Strom Verstärkungsfaktors abnimmt. In der VHF-Einstellung nimmt die Verstärkung, wenn von der vorerwähnten Gleichstromeinstellung ausgegangen wird, jedoch zunächst infolge der Zunahme der Steilheit des Transistors zu und dann infolge der Abnahme des Stromverstärkungsfaktors ab. Bei einer Schaltung mit großer Reihenreaktanz tritt infolge der Stromsteuerung eine derartige unerwünschte Erhöhung der Verstär-

Induktivitäten L₁ und L₂ ist, und einer in Reihe mit der Sekundärwicklung geschalteten Induktivität, die gleich der Parallelschaltung der beiden Induktivitäten ist. Aus diesem Ersatzschaltbild ist ersichtlich, daß die Parallelschaltung der Induktivitäten L₁ und L₂ als Reihenreaktanz wirksam ist, die gegenüber der Transistoreingangsimpedanz hochohmig sein muß.

Auf ähnliche Weise ist es möglich, die Kreiskapazität C₀ durch die Reihenschaltung zweier Kondensatoren C₁ und C₂ zu ersetzen, wobei der gemeinsame Punkt der beiden Kondensatoren C₁ und C₂ mit dem Transistoreingang verbunden ist. Dies ist in kung im ersten Teil des Regelbereiches nicht auf, weil 15 F i g. 14 dargestellt, und die dargestellte Schaltung dabei die Steilheit des Transistors die Verstärkung enthält ferner zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten C₃ und C₄, an deren gemeinsamen Punkt die Antenne angeschlossen ist. Wie in den Fig. 15a und 15 b dargestellt ist, kann dann die Reihenschaltung 20 von C₁ und C₂ durch einen Transformator mit dem

C₁

nicht beeinflußt.

Ein weiterer günstiger Aspekt bei der Regelung der Verstärkung des Transistors ist -der folgende: Bei einem geregelten Transistor ändert sich die Eingangsimpedanz R_i von z. B. 11 Ω im ungeregelten Zustand zu beispielsweise 5,5 Ω im völlig geregelten Zustand. Bei den üblichen Schaltungen, bei denen der größere Teil der von der Antenne abgegebenen Leistung zum Transistor geht, ändert sich die Anpassung der Antenne stark bei einer Änderung der Transistoreingangsimpedanz. Bei den erfindungsgemäßen Schaltungen hingegen, bei denen der größere Teil der Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird, beeinflußt die Änderung der Transistoreingangsimpedanz die Antennenanpassung kaum, so daß diese Anpassung im ganzen Regelbereich nahezu optimal bleibt.

Die zwischen dem Resonanzkreis und dem Tran-

Ubersetzungsverhältnis , eine parallel zur Pri-

C₁ + C₂

märseite geschaltete Kapazität, die gleich der Reihen-C C

schaltung der~beiden Kapazitäten C₁ und C₂ C₁ + C₂

ist, und eine in Reihe mit der Sekundärseite geschaltete Kapazität, die gleich der Parallelschaltung C₁ + C₂ der beiden Kapazitäten C₁ und C₂ ist, ersetzt werden. Diese Parallelkapazität C₁ + C₂, die in Analogie zur bei gekoppelten Wicklungen auftretenden Streuinduktivität als Streukapazität bezeichnet wird, muß hochohmig in bezug auf die Eingangsimpedanz des Transistors sein.

Wie im vorstehenden beschrieben wurde, muß das sistoreingang vorhandene Reihenreaktanz wie auch 35 Netzwerk C₁, C₂ nicht nur die Transistoreingangsdie etwaige Reihenreaktanz zwischen dem Schwin- impedanz hochtransformieren, sondern auch dafür gungskreis und den Antennenklemmen können mehr sorgen, daß, während auf der Sekundär-(Transistor-)

Seite die Eingangsimpedanzi?,· niedrig in bezug auf die Quellenimpedanz R_s ist, die Transistoreingangs

oder weniger verborgen sein.

Es ist z. B. möglich, den Transistoreingang an eine

Anzapfung der InduktivitatL₀ des Kreises anzu- 40 impedanz/?· auf der Primär-(Kreis-)Seite hoch in

schließen, wobei die gegenseitige Kopplung zwischen den Teilen der Induktivität so klein gewählt wird, daß die Streuinduktivität an der Anzapfung hochohmig gegenüber der Eingangsimpedanz des Tranbezug auf die Quellenimpedanz R'_s ist.

Die Funktion des Netzwerkes C₃, C₄ besteht dahingegen nur darin, die Antennenimpedanz hochzutransformieren. Es ist dabei nicht notwendig, daß die durch sistors ist. Auch ist es möglich, den Transistoreingang 45 die Parallelschaltung von C₃ und C₄ gebildete Streumit einer magnetisch mit der Induktivität L₀ ge- kapazität hochohmig in bezug auf die Antennenkoppelten Kopplungswindung zu verbinden, wobei impedanz ist.

die Kopplung so lose ist, daß sich eine große Streu- Fig. 16 zeigt eine Schaltungsanordnung zum induktivität ergibt. Empfang von Signalen, die in zwei verschiedenen

Die Induktivität L₀ kann auch durch zwei nicht 50 Frequenzbändern liegen, z. B. zum Empfang von miteinander gekoppelte, in Reihe geschaltete Induk- Fernsehsignalen, die im sogenannten VHF-Band I tivitäten L₁ und L₂ ersetzt werden, wobei der gemein- (40 bis 70 MHz) und im sogenannten VHF-Band III same Punkt dieser Induktivitäten mit dem Transistor (180 bis 220 MHz) liegen.

verbunden ist (F i g. 12). Die durch die Parallel- Zwischen den Schwingungskreis L₀, C₀ und den schaltung der beiden Induktivitäten gebildete Induk- 55 Transistoreingang ist die Reihenschaltung einer Intivität, die in Analogie zur bei gekoppelten Wicklungen duktivität L₁₃ und einer Kapazität C₁₅ eingefügt, wähauftretenden Streuinduktivität gleichfalls als Streuinduktivität bezeichnet wird, wird dabei hochohmig
in bezug auf die Eingangsimpedanz des Transistors
gewählt. Dies ist in den Fig. 13a und 13b näher 60
erläutert, wobei die F i g. 13 b ein Ersatzschaltbild

der in Fig. 13a dargestellten in Reihe geschalteten Induktivitäten L₁ und L₂ zeigt. Das Ersatzschaltbild besteht aus einem idealen Transformator mit dem

Ubersetzungsverhältnis

einer parallel zur

L₁+ L₂

Primärseite (zur Kreisseite) geschalteten Induktivität, die gleich der ReihenschaltungL₁-I-L₂ der beiden

rend zwischen den Schwingungskreis L₀, C₀ und die Antenne die Parallelschaltung einer Induktivität L₁₄ und eines Kondensators C₁₆ geschaltet ist.

Beim Empfang von Signalen im höheren Frequenzband bewirkt die Induktivität L₁₃ die Transformation der Transistoreingangsimpedanz und die Kapazität C₁₆ die der Antennenimpedanz. Der Kondensator C₁₅ hat bei diesen Frequenzen eine vernachlässigbar kleine Impedanz, während die Impedanz der Induktivität L₁₄ sehr hoch ist. Beim Empfang von Signalen im niedrigeren Frequenzband ist die Kapazität C₁₅ und die Induktivität L₁₄ für die Trans-

Claims (12)

1 formation der Transistoreingangsimpedanz und der Antennenimpedanz wirksam. Die Impedanz der Induktivität L13 ist dabei vernachlässigbar niedrig und die der Kapazität C16 sehr hoch. Die Bandumschaltung und die Abstimmung im gewählten Band können z. B. durch Umschaltung oder Änderung von I0 und/oder C0 erfolgen. Es sei bemerkt, daß auf einfache Weise gemessen werden kann, welcher Teil der von der Antenne zugeführten Signalleistung im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird. Zu diesem Zweck wird die Güte Q1 des Schwingungskreises ohne Antennenbelastung, d.h. mit abgeschalteter oder kurzgeschlossener Antenne, jedoch mit angekoppeltem Transistor gemessen. Außerdem wird die Güte Q2 des Schwingungskreises ohne Antennenbelastung und ebenfalls ohne Belastung des Kreises durch den Transistor gemessen; sowohl die Antenne als auch der Transrstoreingang müssen dabei somit abgeschaltet oder kurzgeschlossen sein. Der Teil der von der Antenne zugeführten Signalleitung, der im Kopplungsnetzwerk verbraucht wird, ist dabei gleich %- . 25 Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Empfang elektrischer Signale, die mit Eingangsklemmen zum Anschluß einer die Signale zuführenden Eingangsleitung, z. B. einer Antennenleitung, versehen ist und bei der die von den Eingangsklemmen herrührenden Signale über ein Kopplungsnetzwerk mit einem auf die Signalfrequenzen abgestimmten Schwingungskreis dem Eingang eines in Basisschaltung betriebenen Transistors zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung einer nahezu optimalen Leistungsanpassung der Eingangsleitung und einer nahezu optimalen Rauschanpassung des Transistors der im Kopplungsnetzwerk vorhandene Schwingungskreis mindestens ein parallel zum Schwingungskreis wirksames Signalleistung verbrauchendes Element enthält und daß die Ankopplung des Transistors an den Schwingungskreis derartig ist, daß sie als ein den Transistoreingangswiderstand invertierendes Transformationsnetzwerk wirksam ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mehr als die Hälfte der der Schaltungsanordnung von der Eingangsleitung zugeführten Signalleistung in den erwähnten Verustleistungselementen verbracht wird.

3. SchaltungsanordnungnachAnspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ankopplung des Transistors an den Schwingungskreis eine Reihenreaktanz enthält, die hochohmig in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors ist und vorzugsweise mindestens das Fünffache dieses Widerstandes beträgt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, bei der die optimale Quellenimpedanz zur Rauschanpassung des Transistors eine induktive bzw. kapazitive Komponente hat, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnte Reihenresonanz induktiv bzw. kapazitiv ist.

5. SchaltungsanordnungnachAnspruch 3 oder 4, bei der der Schwingungskreis eine Induktivität mit

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einer Anzapfung bzw. eine Induktivität mit einer magnetisch mit ihr gekoppelten Kopplungswicklung enthält und der Transistor an die erwähnte Anzapfung bzw. Kopplungswicklung angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Reaktanz der Streuinduktivität der Anzapfung bzw. der Kopplungswicklung groß in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, bei der der Schwingungskreis zwei in Reihe geschaltete Induktivitäten enthält und der Transistoreingang an den gemeinsamen Punkt der beiden Induktivitäten angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Reaktanz der von der Parallelschaltung dieser beiden Induktivitäten gebildeten Streuinduktivität groß in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, bei der der Schwingungskreis zwei in Reihe geschaltete Kapazitäten enthält, wobei der Transistoreingang an den gemeinsamen Punkt der beiden Kapazitäten angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Reaktanz der von der Parallelschaltung der beiden Kapazitäten gebildeten Streukapazität groß in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 und 4 zum Empfang elektrischer Signale, die in zwei Frequenzbändern liegen, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformationsnetzwerk zwischen dem Eingang des Transistors und dem Schwingungskreis eine Reihenreaktanz enthält, die aus der Reihenschaltung einer Induktivität und einer Kapazität besteht, wobei die Resonanzfrequenz der Reihenschaltung zwischen den beiden Frequenzbändern liegt, daß die Reaktanz der Induktivität groß in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors für die im höheren Frequenzband liegenden Signale ist und die Reaktanz der Kapazität groß in bezug auf den Eingangswiderstand des Transistors für die im niedrigeren Frequenzband liegenden Signale ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch Herauftransformierung des über dem Schwingungskreis wirksamen Transistoreingangswiderstandes und der über dem Schwingungskreis wirksamen Impedanz der Eingangsleitung die in den erwähnten Verlustleistungselementen zu verbrauchende Leistung benutzt wird, um die Trennschärfe der Schaltung zu erhöhen.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß eines der Signalleistung verbrauchenden Elemente durch den Resonanzwiderstand des Schwingungskreises gebildet wird.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Eingangsklemmen und den Schwingungskreis ein Transformationsnetzwerk eingefügt ist, das eine Reihenreaktanz enthält, die groß in bezug auf die Impedanz der Eingangsleitung ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 zum Empfang elektrischer Signale, die in zwei Frequenzbändern liegen, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformationsnetzwerk zwischen den Eingangsklemmen und dem Schwingungskreis eine Reihenreaktanz enthält, die aus der Parallel-

schaltung einer Induktivität und einer Kapazität besteht, wobei die Resonanzfrequenz der Parallelschaltung zwischen den beiden Frequenzbändern liegt, daß die Reaktanz der Kapazität groß in bezug auf die Impedanz der Eingangsleitung für die im höheren Frequenzband liegenden Signale ist und daß die Reaktanz der Induktivität groß in bezug auf die Impedanz der Eingangsleitung für die im niedrigeren Frequenzband liegenden Signale ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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