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Phasenkomparator Den Gegenstand der Erfindung bildet ein Phasenkomparator
zur Ermittlung der gegenseitigen Phasenlage von zwei aus Strömen und/oder Spannungen
in Vergleichsschutz- oder Distanzschutzanlagen abgeleiteten Spannungen mittels ihrer
überlappungszeit, in dem eine Spannung mit durch die jeweilige überlappungszeit
bestimmter Amplitude, insbesondere eine Folge von Spannungsimpulsen, erzeugt wird
und in einem Diskriminator ober- oder unterhalb einer einer vorbestimmten Überlappungszeit
der beiden abgeleiteten Spannungen entsprechenden Amplitude der erzeugten Spannung
eine Signal- und[oder Befehlsgabe ausgelöst wird.
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In derartigen Phasenkomparatoren wird bekanntlich eine Spannung mit
durch die jeweilige überlappungszeit bestimmter Amplitude, insbesondere eine Folge
von Spannungsimpulsen, erzeugt. Dies zeigt schematisch F i g. 1; die beiden
in ihrer gegenseitigen Phasenlage miteinander zu vergleichenden Spannungen sind
mit p und q bezeichnet. Die beiden Spannungen p und q sind aus den
Netzströmen und Netzspannungen abgeleitete Spannungen und daher ganz allgemein Funktionen
der Netzspannung U
und/oder des Netzstromes L In einer Koinzidenzstufe P werden
Rechteckimpulse erzeugt, deren Dauer von der jeweiligen Überlappungszeit der Spannungen
p und q abhängt. Diese Rechteckimpulse werden dann in einem Impulsformer
S in Impulse, insbesondere Sägezahnimpulse, umgeformt, deren Amplitude infolge
ihrer Abhängigkeit von der Dauer der Rechteckimpulse ebenfalls ein Maß für die überlappungszeit
darstellt. In einem Amplitudendiskriminator A
wird dann eine Signal- und7oder
Befehlsgabe ausgelöst, wenn die Amplitude der dem Diskriminator zugeführten Impulse
die einer vorbestimmten überlappungszeit der beiden abgeleiteten Spannungen entsprechende
Größe besitzt.
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In üblichen Distanzschutzeinrichtungen wird beispielsweise die überlappungszeit
der Differenzspannung aus spannungs- und stromproportionaler Spannung einerseits
und der spannungsproportionalen Spannung andererseits als Kriterium für die Auslösung
der Schutzschaltung verwendet.
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Es ist einzusehen, daß die Schutzschaltung nur dann zuverlässig arbeitet,
wenn eine genaue Erfassung der gegenseitigen Phasenlage der miteinander zu vergleichenden
Spannungen, beispielsweise der mittels Wandlern abgeleiteten Spannungen, möglich
ist. Eine Fehlerquelle in dieser Hinsicht sind die häufig mit dem Auftreten einer
Störung, beispielsweise eines Kurzschlusses, verbundenen Einschwinggrößen. Ihr Einfluß
auf die Ermittlung der gegenseitigen Phasenlage der beiden abgeleiteten Spannungen
soll an Hand der F i g. 2 erläutert werden.
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Die beiden abgeleiteten Spannungen, deren gegenseitige Phasenlage
mittels ihrer überlappungszeit erfaßt werden soll, sind mit I und II bezeichnet.
Im eingeschwungenen Zustand, d. h., wenn keine Einschwing'größe vorhanden
oder eine ursprünglich vorhandene Einschwinggröße abgeklungen ist, wird die abgeleitete
Spannung I durch die in F i g. 1 gestrichelt angedeutete, um die Bezugslinie
0 oszillierende Sinusschwingung wiedergegeben. Die Halbwellen dieser Sinusschwingung
im positiven und negativen Gebiet, d. h. zu beiden Seiten der Bezugslinie
0, sind gleich groß, so daß die durch kleine Kreise angedeuteten Nulldurchgänge
in gleichmäßigem Abstand aufeinanderfolgen.
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Diese abgeleitete Spannung 1 soll mit der darunter dargestellten
abgeleiteten Spannung II hinsichtlich der geggenseitigen Phasenlage verglichen werden.
Dabei ergeben sich während der positiven und negativen Halbwellen beider abgeleiteter
Spannungen gleich lange Überlappungszeiten T, die bei der in diesem Fall angenommenen
Störung unterhalb der für die Auslösung der Schutzschaltung erforderlichen Mindestzeit
X liegen. Das bedeutet, daß die Störung außerhalb des Schutzbereiches der betrachteten
Distanzschutzeinrichtung liegt. In F i g. 2 ist der Übersichtlichkeit wegen
nur der Phasenvergleich für die positiven Halbwellen dargestellt.
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Tritt nun infolge der Störung eine Einschwinggröße g auf, die
nach einer e-Funktion abklingen möge, so oszilliert die die erste abgeleitete Spannung
darstellende Sinusschwingung 1 nicht mehr um die ursprüngliche Bezugslinie
0, sondern um diese Einschwinggröße g als Bezugslinie. Für diese erste
abgeleitete Spannung, ergibt sich daher jetzt der durch die Kurve I' an-edeutete
Zeitverlauf. Bezeichnet man auch jetzt den im Positiven verlaufenden Teil dieser
Schwingung als positive Halbwelle und den im Negativen
verlaufenden
Teil der Schwingung als negative Halbwelle, d. h. verwendet man als Trennungslinie
für die beiden Halbwellen die ursprüngliche Bezugslinie 0, so sind beim Vorliegen
einer Einschwinggröße g positive und negative Halbwellen nicht mehr 11leich
groß. Dementsprechend folgen die Nulldurchgänge der abgeleiteten Spannung I' nicht
mehr in gleichen Abständen in Richtung der Zeitachse 0 aufeinander, sondern
ihre Abstände sind, wie die durch kleine Kreuze angedeuteten Punkte zeigen, insbesondere
zu Beginn der Störung, d. h. bei großer Einschwinggröße g, stark verschieden.
Der Vergleich der abgeleiteten Spannung I' mit der zweiten abgeleiteten Spannung
11, die keine Einschwinggröße aufweisen möge, liefert nunmehr überlappungszeiten
T', r", rt, usw., die alle voneinander verschieden und zumindest teilweise größer
sind als die der Entfernung der Störung tatsächlich entsprechenden überlappungszeiten
T. Sie sind sogar teilweise größer als die zum Auslösen der Schutzschaltung erforderliche
Überlappungszeit X, so daß es zum Fehlauslösen der Distanzschutzeinrichtung kommt,
da eine außerhalb des Schutzbereiches auftretende Störung als innerhalb des Bereiches
liegend angesehen wird. Da von einer Auslösung der Schutzschaltung im allgemeinen
größere Teile eines Netzes mit einer Vielzahl von Verbrauchern betroffen werden,
muß ein derartiges Fehlauslösen verhindert werden.
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Es ist bekannt, diesen nachteiligen Einfluß der Einschwinggröße dadurch
auszuschalten, -daß man die gegebenenfalls die Einschwinggröße enthaltende abgeleitete
Spannung über eine aus einem Widerstand und einer Induktivität bestehende Leitungsnachbildung
abgreift, an der die abgeleitete Spannung ohne das Gleichstromglied auftritt. Diese
Schaltung erfüllt aber nur dann ihren Zweck, wenn das Verhältnis von Widerstand
zu Induktivität an der Leitungsnachbildung genau mit dem entsprechenden Verhältnis
der zu überwachenden Leitung übereinstimmt. Bekanntlich kann sich aber dieses Verhältnis
ändern, wenn eine Störung auftritt und die Nachbildung eine gegebenenfalls auftretende
Einschwinggröße möglicht vollkommen unterdrücken soll, da beispielsweise ein Lichtbogen
unterschiedliche ohmsche Widerstände RL haben kann. Eine entsprechende Angleichung
des jeweiligen Verhältnisses von Widerstand zu Induktivität an der Leitungsnachbildung
ist bestenfalls mit großem Aufwand und nur ungenau möglich. Aus diesem Grunde weist
dieses bekannte, mit einer Leitungsnachbildung arbeitende Verfahren grundsätzlich
den Nachteil auf, daß eine Berücksichtigung verschiedener Werte des Widerstandes
RL nicht möglich ist.
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Diesen Mangel zeigt eine andere bekannte Anordnung nicht, bei der
sowohl die negativen als auch die positiven Halbwellen der beiden zu vergleichenden
elektrischen Größen getrennt für sich ausgewertet werden und ein Auslöseimpuls nur
dann erzeugt wird, wenn beide Halbwellen für sich einer bestimmten Phasenbedingung
genügen. Bei dieser Anordnung kann ein in bestimmten Grenzen variierender Lichtbogenwiderstand
RL auftreten, ohne daß die Wirkungsweise der Schaltung beeinträchtigt wird. Während
also bei der ersten beschriebenen Schaltungsanordnung sofort eine Auslösung erfolgen
kann, je-
doch die Gefahr einer Fehlauslösung besteht, ist bei dieser Schaltungsanordnung
diese Gefahr vermieden, dafür muß aber das Ergebnis des Phasenvergleichs zumindest
der positiven oder der negativen Halbwellen beider elektrischer Größen gespeichert
werden. Die zuletzt beschriebene Anordnung weist vornehmlich den Nachteil auf, daß
infolge der parallel verlaufenden Auswertung sowohl der negativen als auch der positiven
Halbwellen ein sehr großer Aufwand an Schaltungselementen getrieben werden muß.
Dies macht sich nicht nur in kostenmäßiger Hinsicht bemerkbar, sondern infolge der
großen Zahl störungsanfälliger Schaltungselemente, wie Transistoren u. dgl., sinkt
die Lebensdauer der Schutzschaltung, und die gerade bei einer überwachungseinrichtung
unentbehrliche Betriebssicherheit ist nicht mehr gewährleistet.
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Die Nachteile dieser Verfahren vermeidet ein weiterer bekannter Phasenkomparator,
bei dem zum Verhindern eines Fehlauslösens durch Einschwinggrößen Halbwellen einer
einzigen Polarität züm Phasenvergleich dadurch herangezogen werden, daß entweder
Schaltmittel hierfür die um die gegebenenfalls auftretende Einschwinggröße verminderten
Halbwellen bestimmen oder Schaltelemente hierfür Halbwellen einer vorgegebenen Polarität
nur dann wirksam werden lassen, wenn ihre Dauer einen vorbestimmten Wert nicht übersteigt.
Dadurch, daß je-
weils nur Halbwellen einer Polarität zum Phasenvergleich
herangezogen werden, vermeidet dieser bekannte Phasenkomparator den großen Aufwand
der anderen beschriebenen Lösungen. Dabei macht diese bekannte Anordnung von der
überlegung Gebrauch, daß ein sofortiges Ansprechen der Schutzschaltung nur dann
erforderlich ist, wenn der Störungsort so nahe liegt, daß infolge des geringen Leitungswiderstandes
zwischen Generator und Störung ein gefährlich hoher Kurzschlußstrom fließen kann.
Im Zusammenhang mit der Unterdrückung von Fehlauslösungen infolge von Einschwinggrößen
interessiert vornehmlich der Grenzbereich des Schutzes, also gerade der Bereich,
in dem bereits ein relativ großer Leitungswiderstand zwischen Generator und Störungsstelle
den Strom begrenzt, so daß ohne weiteres einige Zeit bis zum Auslösen der Schutzschaltung
verstreichen kann.
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Die Erfindung macht ebenfalls von dieser Tatsache Gebrauch, geht jedoch
einen anderen Weg, der den Vorteil eines noch geringeren Aufwandes und damit eine
noch größere Betriebssicherheit besitzt. Erfmdungsgemäß wird bei einem Phasenkomparator
der eingangs beschriebenen Art zum Verhindern eines Fehlauslösens durch Einschwinggrößen,
sofern sie infolge einer Störung außerhalb des Schutzbereiches auftreten, zu Beginn
jeder Störung unabhängig vom möglichen Auftreten einer Einschwinggröße die Amplitude
der erzeugten Spannung durch einen Zeitkreis im der zum Fehlauslösen Anlaß gebenden
Beeinflussung durch die gegebenenfalls auftretende Einschwinggröße entgegengesetzten
Sinne beeinflußt.
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Während also bei der zuletzt beschriebenen bekannten Lösung Zusatzeinrichtungen
erforderlich sind, die eine Verzögerung der Auslösung nur dann bewirken, wenn eine
Einschwinggröße auftritt, erfolgt bei der Erfindung unabhängig vom Auftreten einer
Einschwinggröße stets durch einen Zeitkreis eine Beeinflussung der im Sägezahnimpulsformer
erzeugten Spannung im Sinne eines Entgegenwirkens gegen die eventuelle Beeinflussung
dieser Amplitude durch die Einschwinggröße. Daß hierbei die Zuverlässigkeit des
Schutzes durch die Verzögerung der Auslösung
im Fehlerfalle nicht
verringert wird, geht aus der Tatsache hervor, daß beim Auftreten einer Störung
innerhalb des überwachungsbereiches die überlappungszeit der beiden abgeleiteten
Spannungen einen solchen Wert annimmt, daß die durch den erfindungsgemäßen Zeitkreis
verursachte Beeinflussung des Auslösens praktisch unwirksam wird.
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Am günstigsten wirken die erfindungsgemäßen Maßnahmen verständlicherweise
dann, wenn der Zeitkreis die Beeinflussung der Amplitude der im Impulsformer erzeugten
Spannung im entgegengesetzten Sinne zumindest annähernd ebenso lange wie gegebenenfalls
die zum Fehlauslösen Anlaß gebende Beeinflussung aufrechterhält. Das Optimum an
Wirksamkeit ist dann erreicht, wenn durch die von dem Zeitkreis bewirkte Beeinflussung
der Amplitude der erzeugten Spannung der zeitliche Verlauf der zum Fehlauslösen
Anlaß gebenden Beeinflussung im entgegengesetzten Sinne nachgebildet wird.
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Nun treten im allgemeinen die Störungen beispielsweise in einem zu
überwachenden Netz in verschiedenen Abständen von der Überwachungsstelle und mit
unterschiedlicher Größe auf, so daß dementsprechend auch verschieden große Einschwinggrößen
erzeugt werden, die ihrerseits die Amplitude der im Sägezahnimpulsformer erzeugten
Spannung unterschiedlich stark beeinflussen. Da aber die Einschwinggrößen eine obere
Grenze aufweisen bzw. ihre Einflußnahme auf die beiden abgeleiteten Spannungen begrenzt
ist, wählt man zweckmäßigerweise die durch den Zeitkreis erfolgende Beeinflussung
im Hinblick auf die größte zu erwartende Einschwinggröße.
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Wie bereits eingangs bemerkt, wird in der Regel bei einem entsprechend
dem in der F i g. 1 wiedergegebenen Blockschaltbild aufgebauten Phasenkomparator
in einer KoinzidenzstufeP eine Folge von in ihrer Länge von der jeweiligen Überlappungszeit
abhängigen Rechteckimpulsen erzeugt, die in einem Sägezahnimpulsformer
S in eine Folge von Sägezahnimpulsen mit von der jeweiligen überlappungszeit
abhängiger Amplitude umgeformt wird. In einem derartigen Phasenkomparator kann der
erfindungsgemäße Zeitkreis in unterschiedlicher Weise angeordnet sein. Der erfindungsgemäße
Zeitkreis kann beispielsweise dem Sägezahnimpulsformer zugeordnet sein; der Zeitkreis
besitzt dann bei Ausnutzung der überlappungszeit der um die gegebenenfalls auftretende
Einschwinggröße vermehrten Halbwellen der beiden abgeleiteten Spannungen zur Ermittlung
ihrer gegenseitigen Phasenlage zweckmäßigerweise derart gewählte Zeitkonstanten,
daß er sich während weniger Rechteckimpulse auflädt und dabei die Vorderflanken
der Sägezahnimpulse verflacht, sich aber zwischen aufeinanderfolgenden Rechteckimpulsen
nicht nennenswert entlädt.
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Der Aufbau einer Anordnung, bei der der Zeitkreis dem Impulsformer
zugeordnet ist, soll nun an Hand der F i g. 4 erläutert werden. In F i
g. 3 ist die einfachste Form eines an sich bekannten Sägezahnimpulsformers
dargestellt, die praktisch ein aus dem Widerstand R im Längszweig und dem Kondensator
C im Querzweig bestehendes Integriernetzwerk bildet. Als Eingangsspannung
U 1 dient die in der Koinzidenzstufe P gewonnene Rechteckspannung, wobei
die Länge der Reckteckimpulse ein Maß für die überlappungszeit der beiden abgeleiteten
Spannungen darstellt. Bei konstanter Amplitude der Rechteckimpulse ist die Spannung
am Kondensator nur von der Dauer J t der Reckteckimpulse abhän-gig.
Durch Integration entsteht aus den eingangsseitigen Rechtecken am Ausgang des Integriernetzwerkes
als Spannung an dem Kondensator C eine Folge von Sägezahnimpulsen:
U2 = ü (1 - e--1 1/1 mitr = R - C.
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In F i g. 4 ist der in F i g. 3 als Anwendungsbeispiel
für die erfindungsgemäßen Maßnahmen angegebene Sägezahnimpulsformer durch die erfindungsgemäße
Anordnung eines Zeitkreises ergänzt, der unabhängig vom Auftreten einer Einschwinggröße
die Amplitude der im Sägezahnimpulsformer erzeugten Spannung C, el im
im der
zum Fehlauslösen Anlaß gebenden Beeinflussung durch die gegebenenfalls auftretende
Einschwinggröße entgegengesetzten Sinne beeinflußt. Dieser Zeitkreis ist durch den
Kondensator C, den parallelliegenden Entladewiderstand R' und die zu beiden
in Reihe liegende Diode D gebildet. Statt einer Diode kann auch ein anderes
bekanntes Schaltungselement mit richtungsabhängigem Widerstandswert Verwendung finden.
Man erkennt, daß beim Auftreten einer Störung, die durch das Eintreffen von Rechteckimpulsen
gekennzeichnet ist, sich sowohl der Kondensator C als auch der Kondensator
C infolge geeigneter Polung der Diode D aufladen. Der Zeitkreis besitzt
eine derartige Zeitkonstante, daß er sich während weniger Rechteckimpulse auf den
vollen Wert der Spannung dieser Impulse auflädt. Das bedeutet, wie im unteren Teil
der F i g. 2 erkennbar ist, daß infolge der vergrößerten Zeitkonstante des
gesamten Sägezahnimpulsformers für die Aufladung auf die Spannung U 1 eine
längere Zeit erforderlich ist, d. h. die Vorderflanke der Sägezahnimpulse
den Verlauf b hat, der flacher als in dem Fall a ist, in dem lediglich der
Kondensator C aufgeladen werden muß. Das hat zur Folge, daß, obwohl im Fall
a die Vorderflanke des Säaezahnes innerhalb der durch das Auftreten einer Einschwinggröße
vergrößeiten Überlappungszeit die horizontale Gerade M, die den zum Auslösen einer
Signal- und,'oder Befehlsgabe führenden Wert der Sägezahnamplitude darstellt, schneidet,
so daß bei Fehlen des Zeitkreises die Auslösung erfolgt, im Fall b der Schnittpunkt
S 1 der ansteigenden Flanke des Sä-ezahnes mit der abfallenden Flanke des
Rechteckimpulses noch unterhalb des zur Auslösung erforderlichen Amplitudenwertes
M liegt. Ein weiteres Ansteigen des Sägezahnes ist nicht möglich, da die Spannung
U 1 im Gebiet rechts vom Punkt S 1 Null ist.
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Bei Störungsbeginn wird also nicht, wie bisher üblich, nur der in
F i g. 4 mit C bezeichnete Kondensator aufgeladen, wobei die Aufladung
gemäß Kurve a in F i g. 2 erfolgt, sondern infolge Parallelschaltung des
Kondensators C in dem gemäß der Erfindung vorgesehenen Zeitkreis die Aufladung
mit einer größeren Zeitkonstante gemäß Kurve b durcht' ereführt. Im Fall
des ersten Rechteckimpulses mit der Dauer T' erfolgt die Aufladung ausschließlich
nach Kurve b, d. h. mit der größeren Zeitkonstante.
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Im Fall des zweiten Rechteckimpulses 7" und der sich daran
anschließenden weiteren Impulse erfolgt die Aufladung immer mehr nach Kurve a, da
der Kondensator C immer mehr auf die volle an der ParalleIschaltung der Kondensatoren
liegende Spannung aufgeladen wird und sich in den Pausen zwischen aufeinanderfolgenden
Rechteckimpulsen infolge
Hochohmigkeit des Widerstandes R' zumindest
nicht nennenswert entladen kann.
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Diese dadurch praktisch hervorgerufene Verzögerung der vollen Wirksamkeit
der Ladekurve a hat zur Folge, daß der KondensatorC im Fall des ersten Rechteckimpulses
T' nicht auf den eingezeichneten Spannungswert S l' aufgeladen wird, sondern
auf den niedrigeren SpannungswertSl. Während der Wert Sl' oberhalb des für die Erteilung
eines Auslösesignals erforderlichen Spannungswertes M liegt, befindet sich der WertS1
noch unterhalb dieses kritischen Spannungswertes M.
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Im Fall des zweiten Rechteckimpulses T" liegt an dem KondensatorC
im Moment des Durchganges der hinteren Flanke dieses Rechteckimpulses die eingezeichnete
SpannungS2. Würde nur der Kondensator C vorhanden sein, d. h. erfolgte die
Aufladung in diesem Fall ausschließlich nach Kurve a, so ergäbe sich der EndspannungswertS2',
der ebenfalls noch oberhalb der kritischen SpannungM liegt, so daß eine Fehlauslösung
erfolgen würde. Dieser Spannungswert S2' ist aber kleiner als der Spannungswert
S l', da infolge des Abklingens der Einschwinggröße g auch die Dauer
des zweiten Rechteckimpulses und damit die zur Aufladung des Kondensators zur Verfüaung
stehende Zeit kleiner als die entsprechende Größe bei dem ersten Rechteckimpuls
ist.
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Bei den darauffolaenden Rechteckimpulsen ist infolge weiteren Abklingens
der Einschwinggröße g
ihre Dauer so klein geworden, daß sie unterhalb des
zur Erzeugung des Auslösesignals erforderlichen Zeitwertes X liegt und demgemäß
sämtliche unter ausschließlicher oder weitgehender Aufladung nach Kurve a erreichten
Spannungswerte, im Fall des dritten Rechteckimpulses der Spannungswert SY, unterhalb
des zur Auslösung erforderlichen Mindestwertes M liegen.
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Man kann also sagen, daß bei dem an Hand der F i g. 2 dargestellten
Verfahren die fälschliche Vergrößerung der Dauer der Rechteckimpulse infolge Auftretens
der Einschwinggröße hinsichtlich ihres Einflusses auf die Spannung an dem Kondensator
dadurch unwirksam gemacht wird, daß die Zeitkonstante dieser Aufladung so lange
und in solchem Maße vergrößert wird, daß die am Ende jedes Rechteckimpulses an dem
KondensatorC liegende Spannun- unterhalb des kritischen Spannungswertes M gehalten
wird, sofern keine Störung im Auslösec bereich vorliegt. Erst dann, wenn die bei
alleinigem Vorhandensein des Kondensators C am Ende der Impulse auftretende
Spannung unterhalb des Wertes M liegt, erfolgt die Aufladung des Kondensators
C
zumindest im wesentlichen ausschließlich nach der Kurve a.
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F i g. 2 zeigt, daß die Auslösung bei einem Fehler mit Einschwinggröße
schneller erfolgt als bei einem solchen ohne Einschwingen.
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Man erkennt aus F i g. 2 ferner, daß die Beeinflussung der
Amplitude der Sägezahnimpulse durch den erfindungsgemäß vorgesehenen Zeitkreis im
entgegengesetzten Sinne wirkt wie die Beeinflussung durch eine gegebenenfalls auftretende
Einschwinggröße, die durch die Linie g im oberen Diagramm der F i
g. 2 veranschaulicht wird. Sowohl die Verlängerung der überlappungszeiten
durch die Einschwinggröße und damit die Vergrößerung der Amplitude der Sägezahnimpulse
als auch die Verringerung dieser Amplitude durch den Zeitkreis folgen in diesem
Beispiel einer e-Funktion g bzw. h, wobei beide e-Funktionen entgegengesetztes
Vorzeichen haben.
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Bei einem Phasenkomparator mit demselben Aufbau kann man den Zeitkreis
auch der Koinzidenzstufe zuordnen. Auch in diesem Fall besitzt der Zeitkreis bei
Ausnutzung der überlappungszeit der um die gegebenenfalls auftretende Einschwinggröße
vermehrten Halbwellen der beiden abgeleiteten Spannungen zur Ermittlung ihrer gegenseitigen
Phasenlage derart gewählte Zeitkonstanten, daß er sich während weniger Überlappungszeiten
auflädt und die Erzeugung der Vorderflanken der Rechteckimpulse verzögert, sich
aber zwischen aufeinanderfolgenden überlappungszeiten nicht nennenswert entlädt.
Beispielsweise kann durch einen solchen Zeitkreis die Basisspannung eines Transistors
oder die Gitterspannung einer Röhre entsprechend beeinflußt werden.
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Weiterhin kann die Amplitude der in der Koinzidenzstufe erzeugten
Rechteckimpulse in der Weise beeinflußt werden, daß der fälschlichen Veränderung
der überlappungszeit der beiden abgeleiteten Spannungen hinsichtlich ihrer Wirkung
auf die Auslösung entgegengewirkt wird.
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Zieht man in Abweichung von dem beschriebenen Ausführungsbeispiel
die um die gegebenenfalls auftretende Einschwinggröße verminderten Halbwellen der
beiden abgeleiteten Spannungen zur Bestimmung der überlappungszeit heran, so muß
der erfindungsgemäß vorgesehene Zeitkreis im entgegengesetzten Sinne wirken. Beispielsweise
kann ein Zeitkreis, bestehend aus einem Kondensator mit vorgeschaltetem Widerstand,
der einen mit der Temperatur steigenden Widerstandswert besitzt, Verwendung finden.
Durch den Ladestrom erwärmt sich dieser Widerstand, so daß die Zeitkonstante infolge
Vergrößerung des Wertes des Ladewiderstandes wächst. Dabei ist der Kondensator der
ohnehin im Sägezahnimpulsformer vorhandene Kondensator.
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In allen diesen Fällen ist also bei dem geschilderten Beispiel eines
Phasenkomparators mit Sägezahnimpulsformern die Amplitude der Sägezahnimpulse nicht
nur von der überlappungsdauer der beiden abgeleiteten Spannungen, sondern auch von
der seit dem Auftreten der Störung verflossenen Zeit abhängig. Diese Abhängigkeit
ist dabei so gewählt, daß sie der Beeinflussung der Wirkungsweise des Phasenkomparators
durch gegebenenfalls auftretende Einschwinggrößen entgegenwirkt.
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Man kann auch beispielsweise, damit keine Zeit durch die Auswahl der
Halbwellen einer bestimmten Polarität verlorengeht, sowohl für die positiven als
auch für die negativen Halbwellen der beiden abgeleiteten Spannungen einen Phasenkomparator
vorsehen und die Auslösung bei demjenigen Phasenkomparator als entscheidend ansehen,
bei dem sie zuerst erfolgt.