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DE1132594B - Mit einer steuerbaren Vierschicht-Diode bestueckter Leistungsverstaerker - Google Patents

Mit einer steuerbaren Vierschicht-Diode bestueckter Leistungsverstaerker

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Publication number
DE1132594B
DE1132594B DEG30275A DEG0030275A DE1132594B DE 1132594 B DE1132594 B DE 1132594B DE G30275 A DEG30275 A DE G30275A DE G0030275 A DEG0030275 A DE G0030275A DE 1132594 B DE1132594 B DE 1132594B
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
diode
capacitor
winding
circuit
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DEG30275A
Other languages
English (en)
Inventor
Raymond Evan Morgan
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Publication of DE1132594B publication Critical patent/DE1132594B/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
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    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
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Description

Gegenstand der Erfindung sind Leistungsverstärker, welche mit steuerbaren Vierschicht-Dioden bestückt sind. Solche Dioden sind Silizium-Halbleiteranordnungen, welche eine Kathode, eine Anode und eine Tor- oder Steuerelektrode aufweisen und in ihrer Wirkungsweise ein Äquivalent zur gittergesteuerten Gasentladungsröhre (Stromtor, »Thyratron«) darstellen. Mit Hilfe solcher Vierschicht-Dioden ist es möglich, Ausgangsleistungen in der Größenordnung von mehreren Kilowatt direkt zu steuern. Bei bekannten Leistungsverstärkern mit solchen Dioden müssen umfangreiche Maßnahmen getroffen werden, um nach erfolgter Zündung die Dioden wieder zu löschen. Schwierigkeiten ergaben sich hierbei insbesondere dann, wenn die Stromversorgung der Dioden aus einer Gleichspannungsquelle erfolgt.
Aufgabe der Erfindung ist es, einfache Schaltungen für solche Verstärker anzugeben, mit denen bei einem Minimum an Aufwand ein Maximum in bezug auf eine stabile Arbeitsweise erreicht wird. Zur Lösung dieser gestellten Aufgabe wird gemäß der Erfindung vorgeschlagen, daß der in Reihe mit der Last geschalteten Diodenstrecke der Vierschicht-Diode oder der Last selbst eine Serienschaltung aus einem Ladekondensator und einer sättigbaren Drossel parallel geschaltet ist und in diesen Parallelkreis ein laststromabhängiger Strom eingespeist wird, der den Kondensator auf eine bezüglich der Diode negative Spannung von solcher Größe auflädt, daß diese negative Spannung durch Potentialverlagerung eine Löschung der Vierschicht-Diode bewirkt, sobald die Drossel ihren Sättigungszustand erreicht und damit praktisch eine widerstandslose Verbindung zwischen Kondensator und Diode herstellt.
In den Zeichnungen sind mehrere Beispiele für mit steuerbaren Vierschicht-Dioden bestückte Leistungsverstärker dargestellt, bei denen die erfindungsgemäßen Maßnahmen Anwendung finden.
Das in Fig. 1 dargestellte Schaltschema dient zur Erläuterung der prinzipiellen Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Verstärkers. Er enthält eine Vierschicht-Diode 11 mit einer Steuerelektrode 24. Um die Diode in den leitenden Zustand zu steuern, ist an ihrer Steuerelektrode ein Signalimpuls erforderlich. Nach der Umsteuerung in den leitenden Zustand verliert die Steuerelektrode ihre Funktion, und die Umsteuerung der Diode in den Sperrzustand kann nur dadurch erfolgen, daß man die relative Spannung zwischen Anode und Kathode unter einen bestimmten Wert herabsetzt. Die wesentliche Aufgabe der Erfindung besteht nun darin, Lösungen anzugeben, mit welchen dies bewerkstelligt wird.
Mit einer steuerbaren Vierschicht-Diode
bestückter Leistungsverstärker
Anmelder:
General Electric Company,
New York, N. Y. (V. St. A.)
Vertreter: Dr.-Ing. A. Schmidt, Patentanwalt,
Berlin-Grunewald, Hohenzollerndamm 150
Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 12. August 1959 (Nr. 833 292)
Raymond Evan Morgan,
Schenectady, N. Y. (V. St. A.),
ist als Erfinder genannt worden
Gemäß der Erfindung wird hierzu eine sättigbare Drossel 12 verwendet, deren Kern aus etwa 5O°/o Nickeleisen besteht. Mit dieser ist ein Ladekondensator 13 in Reihe geschaltet. Die Reihenschaltung ist einerseits mit der Anode und andererseits mit der Kathode der Vierschicht-Diode 11 verbunden. In diesen Kreis sind vorzugsweise noch weitere Schaltungselemente 14 und 15 eingeschaltet, welche jedoch zunächst noch nicht vorhanden sein sollen. Im Ausgangskreis des Verstärkers liegt der Lastwiderstand 17, welcher ohmscher, kapazitiver oder induktiver Art sein kann. Über die Klemmen 18 a und 18 b wird der Verstärker von der Gleichspannung UB gespeist. Die Steuerelektrode der Diode 11 ist über einen Vorwiderstand 22 und einen Schalter 23 an den Pluspol der Speisespannung angeschlossen. Ferner ist ein Schalter 19 vorgesehen, über welchen die sättigbare Drossel 12 unter Zwischenschaltung eines Vorwiderstandes 21 direkt an den Pluspol der Speisespannung gelegt werden kann. Zur Vereinfachung sei angenommen, daß die Selbstinduktivität der sättigbaren Drossel 12 im Zustand der Sättigung ein selbständiges Schaltungselement 16 ist, welches in der Zeichnung gestrichelt dargestellt ist.
Die Wirkungsweise der schematischen Anordnung nach Fig. 1 ist folgende: Wenn der Schalter 23 vor einem Zeitpunkt t = 0 vorübergehend geschlossen wurde, dann ist die Diode 11 zu diesem Zeitpunkt noch leitend, selbst wenn der Schalter 23 mittlerweile wieder geöffnet wurde. Es fließt dann zum Zeitpunkt
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t = O über den Lastwiderstand 17 ein konstanter Strom, der durch das Diagramm c in Fig. 2 gekennzeichnet sei. Es sei nun angenommen, daß zu einem Zeitpunkt t = l der Schalter 19 kurzzeitig geschlossen wird, was im Diagramm 2, b durch die schraffierte Fläche dargestellt ist. Nach dem Schließen dieses Schalters beginnt der Kondensator 13 sofort sich positiv aufzuladen. Da der Widerstand der Diode 11 während des leitenden Zustandes in Flußrichtung
schließend fortfahren, den Kondensator positiv aufzuladen, wobei dann sehr stark störende Schwingungen auftreten, wie aus Fig. 2, d (Punkt 33) zu ersehen ist. Ähnliche störende Schwingungen, welche im Konden-5 satorl3 nicht wünschenswerte Ladestromspitzen erzeugen, treten beim Einschalten des Kreises im Punkt 34 nach Fig. 2, e auf. In dieser ist die Spannung an der mit 16 bezeichneten gesättigten Induktivität der Drossel 12 dargestellt. Weil solche störenden Schwin-
nahezu Null ist, ist das entsprechende Potential des io gungen zeitlich mit dem Ein- und Ausschalten der
Ladekondensators annähernd gleich dem der Klemme Vierschicht-Diode zusammenfallen können, müssen
18 b, welches im folgenden als Bezugspotential be- sie begrenzt werden.
zeichnet ist. Die Spannung zwischen den beiden Be- Aus Fig. 2, e kann man ersehen, daß sich auch zum
lägen des Kondensators 13 ist im Diagramm / der Zeitpunkt des Öffnens des Schalters 19 (Punkt 35) ein
Fig. 2 dargestellt. Ihre Kurvenform entspricht etwa 15 beträchtliches negatives Potential über der gesättigten
der Kurvenform der Spannung an der sättigbaren Induktivität 16 aufbaut, welches in der Lage ist, den
Drossel 12, deren Verlauf aus dem Diagramm 2, d er- Kondensator 13 negativ umzuladen. Um diese
sichtlich, ist. Sie ist etwa rechteckförmig. Der Lade- Schwierigkeiten abzustellen, ist ein Glättungswider-
strom über der sättigbaren Drossel fließt so lange, bis stand 14 in Reihe mit der sättigbaren Drossel 12 und
das Potential über der Drossel den Punkt 28 erreicht, 20 dem Ladekondensator 13 vorgesehen, dem eine
bei welchem sie in den Zustand der positiven Sätti- Diode 15 parallel geschaltet ist. Dadurch erreicht man
gung übergeht. die erwünschte Ummagnetisierung, die durch die an
Infolgedessen fällt der Impedanzwert der Drossel der Induktivität 16 anliegende negative Spannung
auf nahezu Null ab. Solange die Schaltungselemente eingeleitet wird, weil die Diode 15 eine negative Auf-
14 und 15 nicht vorhanden sind, weist dann der eine 25 ladung des Kondensators 13 ermöglicht. Nachdem
Belag des Kondensators 13 potentialmäßig denselben die Drossel 12 bis ins Gebiet der negativen Sättigung
Wert auf, als wenn er direkt mit dem Bezugspotential ummagnetisiert ist, begrenzt der Widerstand 14 den
verbunden wäre. Damit kehrt sich sofort die Polarität Entladestrom des Kondensators 13 so weit, daß die
des über den Kondensator an die Diode 11 angelegten im Punkt 33 (Fig. 2, d) auftretenden Schwingungen
Potentials um, so daß jetzt das negative Potential im 30 unterdrückt werden. Auf ähnliche Weise werden auch
Punkt 29 der Fig. 2, / an der Anode der Diode anliegt. die im Punkt 34 (Fig. 2, e) auftretenden Einschalt-
Diese negative Spannung bewirkt eine Umsteuerung schwingungen gedämpft.
der Diode in den Sperrzustand, der so lange aufrecht- An Hand der Diagramme der Fig. 3 sei nacherhalten wird, bis zu einem Zeitpunkt t = 2 durch folgend die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1 kurzzeitiges Schließen des Schalters 23 die nächste 35 mit eingebautem Glättungsnetzwerk erläutert für den Arbeitsperiode eingeleitet wird. Zeitpunkt und Dauer Fall, daß die Vierschicht-Diode wieder gezündet wird, der Schließung dieses Schalters sind aus dem Dia- nachdem sie kurz zuvor durch Betätigen des Schalters gramm 2, α ersichtlich. 19 gesperrt wurde. Die zeitlichen Beziehungen zwi-
Obwohl die vereinfachte Anordnung nach Fig. 1 sehen dem Schließen der beiden Schalter 23 und 19 ohne die Schaltungselemente 14 und 15 bei der Um- 40 sind aus den Fig. 3, α bzw. b, der Strom im Laststeuerung der Diode recht wirksam und zuverlässig widerstand 17 ist aus Fig. 3, c ersichtlich. Beim Verarbeitet, ergeben sich doch recht unerwünschte Eigen- gleichen des Laststromes nach Fig. 3, c mit dem nach schäften beim Verstärken. So kann es z. B. vor- Fig. 2, c ergibt sich, daß durch Variation der Zeitkommen, daß infolge des plötzlichen Anstiegs der beziehungen zwischen dem Schließen der beiden Spannung am Kondensator 13 (steile Flanke 31 in 45 Schalter 19 und 23 im Lastkreis ein proportionaler Fig. 2, f) ein Ladungsstromstoß auftritt, welcher sein Laststrom erhalten wird. Die Kurvenform der an der Dielektrikum nach einer bestimmten Anzahl von ungesättigten Drossel 12 anstehenden Spannung ist Arbeitsperioden beschädigt. Weiterhin kann es vor- aus Fig. 3, d ersichtlich. Daraus geht hervor, daß im kommen, daß die für 50 bis 60 Hz ausgelegte Selbst- Zeitpunkt 27, d. h. im Augenblick der Schließung des induktivität der sättigbaren Drossel nach der Ent- 50 Schalters 19 und der dadurch bewirkten Umsteuerung ladung des Kondensators einen gewissen Betrag der der Diode 11 in den leitenden Zustand, auch die Umvon ihm abgegebenen Energie speichert, und daß magnetisierung der Drossel in das positive Sättigungsdann diese später den Kondensator negativ auflädt gebiet beginnt. Im Zeitpunkt 36 erreicht die Drossel (vgl. Potential in Punkt 32 der Fig. 2, d). Wenn daran den Zustand völliger positiver Sättigung, und ihre anschließend der Kondensator sich zu entladen be- 55 Reaktanz wird damit augenblicklich Null, so daß als ginnt, wird die Drossel in den ungesättigten Zustand Folge davon auch sofort die Polarität des Potentials übergeführt, so daß seine Entladung, wie aus Fig. 2, d am Ladekondensator wechselt. Dieser Vorgang ist ersichtlich ist, in großem Maße verzögert wird. An deutlich aus Fig. 3, e ersichtlich. Zum Zeitpunkt 36 sich ist dies insofern von Vorteil, als dadurch eine fällt das Potential am Ladekondensator und hiermit Tendenz vorhanden ist, die Drossel zu negativen 60 auch dasjenige der Diode 11 sofort auf einen nega-Sättigungswerten hin umzumagnetisieren, so daß der tiven Wert ab, der annähernd gleich dem vorher posi-Schaltkreis für den nächsten Umschaltvorgang vor- tiven Wert ist. Gemäß Fig. 3, α wird zu diesem Zeitbereitet wird. Ist jedoch die Zeitfolge der Zünd- punkt der Schalter 23 geschlossen, so daß die Diode impulse derart, daß die Drossel bereits zu negativen unmittelbar danach in den leitenden Zustand um-Sättigungswerten hin ummagnetisiert wird, bevor der 65 gesteuert wird, sobald sich die Ladung des Konden-Schalter 23 geschlossen wird, so wird der Konden- sators genügend verteilt hat. Anschließend wird die sator seine Restenergie in die mit 16 bezeichnete ge- Drossel entlang der Kurve 37 ins Gebiet negativer sättigte Induktivität entladen, und diese wird an- Sättigung ummagnetisiert. Im Zeitpunkt 38 (Fig. 3, e)
wird der Zustand völliger negativer Sättigung schließlich erreicht. Gleichzeitig erreicht zu diesem Zeitpunkt der Ladekondensator auch den Zustand vollkommener Entladung. Danach wird, weil der Schalter 19 noch geschlossen ist (vgl. Fig. 3, b), der Kondensator 13 infolge des durch die Drossel fließenden Stromes sofort wieder positiv aufgeladen. Dieser Ladestrom (Kurvenast 39 in Fig. 3, d) bewirkt eine Magnetisierung der Drossel ins Gebiet positiver Sätti-
die durch die Zeitkonstante des i?C-Gliedes 52, 53 mitbestimmt sind. Durch deren Veränderung kann die Ausgangsgröße des Verstärkers geändert werden. Sobald die Diode 41 in den leitenden Zustand ge-5 steuert wird, beginnt der Laststrom über die Primärwicklung 46 und den Lastwiderstand zu fließen. In der Sekundärwicklung 47 wird dann ein dem Laststrom proportionaler Strom induziert, der den Kondensator 49 auflädt. Er wird so lange positiv auf-
zeiten der Vierschicht-Diode durch Ändern der Zeitkonstante des i?C-Gliedes 52, 53 und durch Einstellen der Sättigungsperiode des Transformators 45 25 kann somit der Laststrom, verändert werden. Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verstärkers besteht darin, daß er besonders einfach im Aufbau ist und einen hochwirksamen Schaltkreis besitzt, welcher schnell anspricht, wenig Raum in Anspruch nimmt
gung, bis sich zum Zeitpunkt 36 wiederum derselbe 10 geladen, bis die Sekundärwicklung 47 den Zustand
Vorgang wiederholt. positiver Sättigung erreicht, so daß er praktisch direkt,
Aus einem Vergleich des Ladestromes im Kurven- d. h. widerstandslos, mit Anode und Kathode der
teil 39 der Fig. 3, e mit dem Ladestrom im Kurventeil Vierschicht-Diode verbunden ist. Zu diesem Zeit-
31 der Fig. 2, / ergibt sich, daß der Glättungswider- punkt ist der mit der Wicklung 47 verbundene Belag
stand 14 dazu dient, den Betrag der Ladung zu be- 15 des Ladekondensators positiv gegenüber seinem mit
grenzen, auf welchen der Kondensator 13 aufgeladen der Anode verbundenen Belag. Infolgedessen liegt
werden kann. Durch diese Glättung und Ladestrom- jetzt an der Diode ein negatives Löschpotential,
begrenzung wird die Lebensdauer des Kondensators welches sie wieder in den Sperrzustand überführt,
erhöht. Darüber hinaus dienen, wie bereits oben er- Dieser Zustand wird so lange aufrechterhalten, bis
wähnt wurde, der Glättungswiderstand 14 und die 20 erneut ein Impuls an ihrer Steuerelektrode auftritt.
Diode 15 dazu, Schwingungen und unerwünscht Bei Veränderung der relativen Ein- und Ausschaltgroße Stromstöße im Kondensator 13 zu unterdrücken, die sonst als Folge der Ein- und Ausschaltvorgänge auftreten wurden. Gleichzeitig wird aber
dadurch auch das Schalten erleichtert.
Eine praktische Ausführungsform eines Leistungsverstärkers ist in Fig. 4 dargestellt. Dieser enthält eine steuerbare Vierschicht-Diode 41 mit einer Anode 42, einer Kathode 43 und einer Steuerelektrode 44.
Die Anode ist direkt mit dem positiven Pol der 30 und vergleichsweise billig ist. Gleichstromquelle verbunden. An Stelle der Schalter Soweit der Last-Widerstand induktiver Art ist und (19, 23 in Fig. 1) ist eine automatische Schalteinrich- Booster-Dioden, wie beispielsweise die Dioden 60 tung vorgesehen, welche die Diode umsteuert. Sie be- bzw. 70, vorgesehen sind, arbeitet der Verstärker als steht aus einem sättigbaren Transformator 45, dessen Stromverstärker. Dies beruht auf dem pulsierenden Kern aus etwa 5O°/oigem Nickeleisen besteht. Seine 35 Laststrom, welcher die induktive Last jeweils mit der Primärwicklung 46 ist einerseits mit der Kathode der Ladung auflädt, die während der Zeitintervalle, in Vierschicht-Diode und andererseits über den Lastwiderstand 48 mit dem Minuspol der Gleichspannungsquelle verbunden. Der Lastwiderstand kann
ohmscher, kapazitiver oder induktiver Art sein; er 40
kann aber beispielsweise auch ein Gleichstrommotor
sein. In der dargestellten Schaltung ist er vorwiegend
induktiver Art, da zwischen ihm und der Primärwicklung 46 noch eine Induktivität 50 eingeschaltet ist.
In diesem Falle muß eine Booster-Diode 60 vorge- 45 delt. Der Zündstromkreis nach Fig. 5 enthält nämlich sehen sein, welche dem Lastwiderstand und der einen zweiten sättigbaren Transformator 55, welcher Primärwicklung parallel geschaltet ist. Sie kann aber eine Primärwicklung 56 und eine in zwei Hälften 57 auch wie die gestrichelt eingezeichnete Diode 70 ge- und 58 unterteilte Sekundärwicklung aufweist. Die schaltet werden. Das eine Ende der Sekundärwicklung Primärwicklung ist einerseits mit dem Verbindungs-47 ist direkt mit der Kathode der Vierschicht-Diode 50 punkt von Primärwicklung und Sekundärwicklung des und das andere Wicklungsende über einen Lade- sättigbaren Ausgangstransformators 45 verbunden kondensator 49 mit dem Pluspol der Gleichspannungs- und andererseits mit der Kathode der Vierschichtquelle bzw. der Anode der Vierschicht-Diode ver- Diode 41. Die Sekundärwicklungshälfte 57 ist einerbunden. Die Steuerelektrode schließlich ist über eine seits über eine Diode 59 mit der Steuerelektrode und Diode 51 und ein Differenzierglied aus Widerstand 52 55 andererseits über einen Widerstand 61 mit der Ka- und Kondensator 53 an die Signalspannung Esc (An- thode der Vierschicht-Diode verbunden. Die Sekunschlußklemmen 54) angeschlossen. Das .RC-Glied ist därwicklungshälfte 58 ist zwischen dem Verbindungsderart bemessen, daß für jeden Wert des Signals Esc punkt der anderen Wicklungshälfte 57 mit dem ein periodisches Steuersignal ausreichender Größe an Widerstand 61 und der Anode der Vierschicht-Diode der Steuerelektrode anliegt. Durch Änderung des Be- 6o eingeschaltet. In ihren Stromkreis ist zusätzlich ein träges der Signalspannung £"sc wird die Schaltfre- Widerstand 62 eingeschaltet. Der Transformator 55 quenz der Vierschicht-Diode verändert, so daß dem- ist ferner mit einer Signalwicklung 63 versehen. Zuentsprechend der Laststrom in proportionaler Ab- sätzlich ist eine gleichstromgespeiste Wicklung 64 hängigkeit vom Eingangssignal steht. Im übrigen sind vorgesehen, um den sättigbaren Transformator vorzudie Schaltungselemente in gleicher Weise wie die der 65 magnetisieren.
Fig. 1 bemessen. Die Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 5 ist,
Im Verstärker nach Fig. 4 treten an der Steuerelek- soweit sie den Löschkreis betrifft, genau dieselbe wie
trode der Vierschicht-Diode periodische Impulse auf, die der Anordnung nach Fig. 4. In bezug auf den
denen die Vierschicht-Diode gesperrt ist, über die Booster-Diode eingespeist wird. Die induktive Last arbeitet auf diese Weise wie eine Art Schwungrad.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Verstärkers gemäß der Erfindung ist in Fig. 5 dargestellt. Der Aufbau dieser Schaltung ist ähnlich wie der nach Fig. 4; es sind lediglich die Schaltkreise zum Löschen und Zünden der Vierschicht-Diode leicht abgewan-
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Zündkreis jedoch ergibt sich eine etwas andere Ar- eine Gleichstrom-Vormagnetisierung des Transformabeitsweise. Hier wird die Zündung der Vierschicht- tors 66. Die Doppelbasis-Diode dient zur Erzeugung Diode und damit ihre Umsteuerung in den leitenden positiver Zündimpulse für die Steuerelektrode der Zustand dadurch erhalten, daß die Sekundärwicklun- Vierschicht-Diode mit den gewünschten Zeitintergen des Transformators 55 auf einen solchen Punkt 5 vallen. Sie wirkt als Spannungsteiler, solange die am der Magnetisierungskennlinie vormagnetisiert wer- Emitter 73 anliegende Vorspannung kleiner als ein den, daß mit Sicherheit die Diode 41 in den leitenden vorbestimmter Wert ist und solange die Primärwick-Zustand umgesteuert wird. Man erreicht dies durch lung 67 stromlos ist bzw. in ihr nur der sehr geringe entsprechende Bemessung der Signalwicklung 63 und Reststrom der Doppelbasis-Diode fließt. Wenn dadurch eine richtige Einstellung des der Vormagnetisier- io gegen die Signalspannung diesen vorbestimmten Wert wicklung 64 zugeführten Stromes. Der Widerstand 61, überschreitet, wird die Vorspannung am Emitter steidie Wicklungshälfte 58 und der Widerstand 62 bilden gen und zunächst ein Emitterstrom zur Basis 71 flieeinen Spannungsteiler, welcher der Vierschicht-Diode ßen, so daß der Strom durch die Primärwicklung anparallel geschaltet ist und an welchem eine Spannung steigt. Dies hat zur Folge, daß der Transformator 66 abgegriffen und über die Wicklungshälfte 57 und die 15 in das Gebiet positiver Sättigung gesteuert und ein Diode 59 der Steuerelektrode zugeführt wird. Infolge- positiver Stromimpuls erzeugt wird, der an die Vierdessen ist ein über die Primärwicklung 56 des Trans- schicht-Diode gelangt. Der Zeitpunkt, zu welchem formators 55, die Widerstände 61 und 62 und die dieser Impuls auftritt, ist sowohl durch den Wider-Wicklungshälfte 58 fließenden Leckstrom nicht in der stand 74 und den Kondensator 75 als auch durch den Lage, die Vierschicht-Diode zu zünden, weil der hohe ao Vormagnetisierungsstrom in der Wicklung 69 be-Impedanzwert der zwischengeschalteten Wicklungs- stimmt.
hälfte 57 ihn begrenzt. Andererseits wird aber, wenn Um die Doppelbasis-Diode wieder umzusteuern,
der Leckstrom den Transformator in den Zustand der muß das Potential ihres Emitters auf einen Wert klei-Sättigung treibt, die Impedanz der beiden Wicklungen ner als das Potential ihrer Basis herabgesetzt werden, 57 und 58 auf nahezu Null reduziert, so daß prak- 25 so daß sie also nicht mehr vorgespannt ist. Dies fintisch die beiden Widerstände 61 und 62 der Vier- det hier automatisch statt. Danach wirkt die Doppelschicht-Diode direkt parallel geschaltet sind, wobei basis-Diode als Spannungsteiler, bis der Kondensator ihr Verbindungspunkt direkt mit der Steuerelektrode 75 über den Widerstand 74 wieder aufgeladen ist. verbunden ist. Man erhält auf diese Weise einen Die Zeitfolge für diesen Vorgang ist sowohl durch scharfen positiven Spannungsimpuls, welcher an die 30 die Zeitkonstante des i?C-Gliedes als auch durch den Steuerelektrode gelangt und die Diode 41 in den lei- Betrag des Signals Esc bestimmt, tenden Zustand umschaltet. Danach tritt der durch Fig. 7 zeigt die Abwandlung eines Leistungsverstär-
den Ausgangstransformator 45 und den Ladekonden- kers zu einem frei schwingenden Oszillator. Hier ist sator 49 gebildete Schaltkreis in Tätigkeit und schal- wieder ein sättigbarer Transformator 81 vorgesehen, tet die Vierschicht-Diode wieder in den Sperrzustand. 35 dessen Primärwicklung 82 im Ausgangskreis liegt. Die Die Zeit zwischen dem Einschalten und dem Aus- Sekundärwicklung 83 ist einerseits direkt an die Kaschalten der Vierschicht-Diode wird durch den Betrag thode 43 der Vierschicht-Diode 41 und andererseits des der Wicklung 63 zugeführten Eingangssignals, ge- über einen Ladekondensator 84 und einen Glättungssteuert. Damit wird wieder ein dem Signalstrom pro- widerstand 14, dem eine Diode 15 parallel geschaltet portionaler Ausgangsstrom im Verbraucherkreis des 40 ist, an die Anode 42 angeschlossen. Das Zündsignal Verstärkers erhalten. Der besondere Vorteil dieses wird der Steuerelektrode 44 über eine Trenndiode 86 in Fig. 5 dargestellten Zündkreises besteht darin, daß aus der Batterie 85 zugeführt, der eigentliche Verstärker galvanisch von der Signal- An der Steuerelektrode liegt somit ständig das
stromquelle getrennt ist. Zündpotential an, so daß sich die Vierschicht-Diode
In Fig. 6 ist eine weitere abgewandelte Schaltung 45 grundsätzlich im leitenden Zustand befindet und nur des erfindungsgemäßen Verstärkers dargestellt. Die während desjenigen Zeitintervalls in den Sperrzustand Ankopplung des Ausgangstransformators 45 und des umgesteuert wird, in welchem ihr vom Ladekonden-Kondensators 49 sowie die Erzeugung des Lösch- sator 84 ein Löschpotential zugeführt wird. Wie bepotentials sind grundsätzlich die gleichen wie bei der reits im Zusammenhang mit der Schemaanordnung Anordnung nach Fig. 5. Lediglich die Schaltung des 50 gemäß Fig. 1 erläutert wurde, dienen der Glättungs-Zündkreises ist wieder etwas anders. Hier ist jetzt widerstand 14 und die Diode 15 dazu, sowohl unerein sättigbarer Impulstransformator 66 mit einer Pri- wünschte Schwingungen zu verhindern, als auch den märwicklung 67, einer Sekundärwicklung 68 und Lade- und Entladestrom des Kondensators 84 zu einer Steuerwicklung 69 vorgesehen. Die Enden der glätten und gleichzeitig den Verschleiß der Schal-Wicklung 68 sind direkt mit Steuerelektrode und 55 tungselemente zu begrenzen. Die in der Wicklung 83 Kathode der Diode 41 verbunden. Im Primärkreis des induzierte Energie veranlaßt den Kondensator 84, Transformators 66 liegt eine an sich bekannte Doppel- sich negativ aufzuladen, nachdem der induzierte basis-Diode 72, deren eine Basis 71 mit dem einen Strom sie in das Gebiet positiver Sättigung getrieben Ende der Primärwicklung 67 direkt verbunden ist. hat und die Ladung des Kondensators 84 durch die Die zweite Basis dieser Diode liegt direkt am Pluspol 60 Wicklung abgeflossen ist. Die negative Ladung des der Speisespannung. Der Emitter 73 der Diode ist mit Kondensators 84 hat anschließend die Neigung, dem Verbindungspunkt der Serienschaltung des wieder durch die gesättigte Wicklung 83 abzufließen, Widerstandes 74 und des Kondensators 75 verbunden. und treibt sie dadurch in das Gebiet negativer Sätti-Über einen Spannungsbegrenzungs-Widerstand 76 ist gung, wodurch die Ummagnetisierung für die nächste er weiterhin mit der Signalspannung Esc an den 65 Arbeitsperiode bewirkt wird. Da das Zündpotential Klemmen 77 verbunden. Die Steuerwicklung 69 liegt jederzeit an der Vierschicht-Diode anliegt, würde über einen Spannungsbegrenzungs-Widerstand direkt diese hierdurch in den leitenden Zustand umgesteuert an der Speisespannung. Die Steuerwicklung erzeugt werden, was wiederum zur Folge hat, daß die Sekun-
därwicklung 83 in das Gebiet positiver Sättigung getrieben würde, so daß sich der ganze Vorgang wiederholt. Wegen des Glättungswiderstandes 14 und der Diode 15 ist es für die auf den Kondensator fließende Ladung möglich, in die Sekundärwicklung 83 zu gelangen und diese in das Gebiet negativer Sättigung zu treiben, wodurch dann der Kern für die nächste Arbeitsperiode ummagnetisiert wird. Der Widerstand und die Diode verhindern jedoch zu diesem Zeitpunkt, daß die in der Wicklung 83 gespeicherte Energie erneut an den Ladekondensator 84 gelangt und dadurch unerwünschte Schwingungen hervorruft.
In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel für einen Kathodenverstärker dargestellt. Hier ist die Primärwicklung 92 eines sättigbaren Transformators 91 in Serie mit der Last zwischen Kathode der Vierschicht-Diode und dem Bezugspotential eingeschaltet. Die Last besteht aus einer Induktivität 97 und der dazu in Serie liegenden Parallelschaltung eines ohmschen Widerstandes 99 mit einem Kondensator 98. Es wird im folgenden angenommen, daß die Last vorwiegend kapazitiven Charakter hat. Der Serienschaltung aus Last und Primärwicklung 92 ist die Sekundärwicklung 93 über das Glättungsglied 14, 15 und einen Ladekondensator 101 parallel geschaltet. Die Signalspan- a5 nung Esc zwischen den Eingangsklemmen X und Y wird der Steuerelektrode der Vierschicht-Diode über die Steuerwicklung 94 und eine Diode zugeführt.
Die Wirkungsweise ist im Prinzip die gleiche wie die der vorher beschriebenen Anordnungen. Wenn am Eingang des Verstärkers ein Signal auftritt, wird die Vierschicht-Diode leitend. Der dann durch die Primärwicklung 92 fließende Strom induziert in der Sekundärwicklung 93 einen Strom, welcher den Kondensator 101 auf ein Potential auflädt, welches zur Löchung ausreicht, so daß die Diode gesperrt wird, sobald der sättigbare Transformator das Gebiet positiver Sättigung erreicht. Während dieser Arbeitsperiode verhindern der Glättungswiderstand 14 und die Diode 15 eine plötzliche Aufladung des Kondensators 101 und unerwünschte Schwingungen. Die Anordnung nach Fig. 8 ist etwas stabiler als die an sich gleichwertigen Anordnungen nach den Fig. 4 und 7, weil der Ladekondensator 101 wieder mit dem Bezugspotential zurückverbunden wird und deshalb keine von den Änderungen der Speisespannung abhängige Spannungsschwankungen auftreten.
Die bisher dargestellten Verstärkeranordnungen können auch aus einer Wechselspannungsquelle gespeist werden. Man erhält dann im Ausgangskreis einen Halbwellengleichstrom. Da die Schaltfrequenz der Vierschicht-Diode in der Größenordnung von 2 bis 5 kHz liegt, erhält man bei Speisung aus einer Wechselstromquelle mit 50, 60 oder 400 Hz auch noch eine dem Signal proportionale Ausgangsgröße, wenn der Verstärker nur während jeder positiven oder negativen Halbperiode arbeitet.
Sollte im Ausgangskreis ein Doppelwellengleichstrom erforderlich sein, kann man eine Brückenschaltung benutzen, wie sie in Fig. 9 dargestellt ist. Das Prinzip und die Arbeitsweise einer solchen Brückenschaltung ist wohl ohne weiteres verständlich, so daß auf eine nähere Erläuterung verzichtet werden kann.
Durch eine einfache Abwandlung der Brückenschaltung nach Fig. 9 kann man aber auch erreichen, 6g daß man im Ausgangskreis des Verstärkers eine Wechselstromgröße erhält. Diese abgewandelte Brükkenschaltung ist in Fig. 11 dargestellt. Der einzige Unterschied besteht darin, daß an Stelle des Lastwiderstandes 112 gemäß Fig. 9 jetzt eine Drossel 116 eingefügt und der Lastwiderstand 115 in die Speiseleitung der Wechselstromquelle eingeschaltet wird.
Selbstverständlich ist eine Speisung des erfmdungsgemäßen Verstärkers auch aus dem Drehstromnetz möglich. Ein Anwendungsbeispiel für einen solchen Fall zeigt die Fig. 10.
In Fig. 12 ist schließlich noch die Schaltung eines Verstärkers gezeigt, welcher dem Verstärker nach Fig. 11 in der Wirkungsweise entspricht. Schaltungsmäßig sind hierbei zwei Verstärker etwa nach Fig. 8 über den gemeinsamen Lastwiderstand ausgangsseitig gegeneinandergeschaltet. Bei dieser Anordnung arbeitet in jeder Halbperiode nur einer der beiden Verstärker (Gegentaktprinzip).

Claims (10)

PATENTANSPRÜCHE:
1. Mit einer steuerbaren Vierschicht-Diode bestückter Leistungsverstärker, dadurch gekenn zeichnet, daß der in Reihe mit der Last (48) geschalteten Diodenstrecke (42, 43) der Vierschicht-Diode (41) oder der Last (48) selbst eine Serienschaltung aus einem Ladekondensator (49 bzw. 84 bzw. 101) und einer sättigbaren Drossel (47 bzw. 83 bzw. 93) parallel geschaltet ist und daß in diesen Parallelkreis ein laststromabhängiger Strom eingespeist wird, der den Kondensator auf eine bezüglich der Diode negative Spannung von solcher Größe auflädt, daß diese negative Spannung durch Potentialverlagerung eine Löschung der Vierschicht-Diode bewirkt, sobald die Drossel ihren Sättigungszustand erreicht und damit praktisch eine widerstandslose Verbindung zwischen Kondensator und Diode herstellt.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Drossel (47 bzw. 83 bzw. 93) durch die Sekundärwicklung eines Sättigungswandlers (45 bzw. 81 bzw. 91) dargestellt wird, dessen zugeordnete Primärwicklung (46 bzw. 82 bzw. 92) laststromabhängig gespeist ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen Kondensator und Drossel ein Glättungs- und Begrenzungsglied in den Parallelkreis eingeschaltet ist, welches aus einem ohmschen Widerstand (14) und einer dazu parallel geschalteten, in Sperrichtung des Kondensatorladestromes gepolten Diode (15) besteht.
4. Verstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündimpulse für die Vierschicht-Diode (41) am Kondensator eines von der Steuerspannung (Esc) gespeisten i?C-Differenziergliedes (52, 53) abgegriffen und der Steuerelektrode (44) über eine Diode (51) zugeführt werden.
5. Verstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Diodenstrecke (42—43) der Vierschicht-Diode (41) ein Spannungsteiler parallel geschaltet ist, der aus zwei ohmschen Widerständen (61, 62) und einer zwischengeschalteten sättigbaren Drossel (58) besteht, und daß die Zündimpulse an einem der beiden Widerstände (61) abgegriffen und der Steuerelektrode (44) über eine Diode (59) und eine zweite sättigbare Drossel (57) zugeführt werden.
6. Verstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden sättigbaren Dros-
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sein durch die beiden Sekundärwicklungshälften (57, 58) eines sättigbaren Transformators (55) dargestellt werden, der außer einer laststromabhängig gespeisten Primärwicklung (56) noch eine Vormagnetisierungswicklung (64) und wenigstens eine galvanisch getrennte Steuerwicklung (63) aufweist.
7. Verstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zündimpulse für die Vierschicht-Diode (41) an der Sekundärwicklung
(68) eines mit einer Vormagnetisierungswicklung
(69) versehenen sättigbaren Impulstransformators (66) abgegriffen werden, dessen Primärwicklung über den einen Basiskreis (71) einer mit ihrer zweiten Basis an den Pluspol der Speisespannung angeschlossenen und daher als Spannungsteiler wirkenden Doppelbasis-Diode (72) von der Signalspannung (Esc) gespeist wird.
8. Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter (73) der Doppelbasis-Diode (72) über den ohmschen Widerstand (74) eines ÄC-Zeitgliedes mit dem Pluspol der Speisespannung und mit seiner zweiten Basiselektrode, über den Kondensator (75) des Zeitgliedes mit dem ersten Pol (77) der Signalspannung (Esc) und mit dem freien Wicklungsende der an die andere Basiselektrode (71) angeschlossenen Primärwicklung (67) und über einen Begrenzungswiderstand (76) mit dem zweiten Pol (77) der Signalspannung verbunden ist.
9. Verstärker nach Anspruch 1 bis 3 in Oszillatorschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromkreis der Primärwicklung (82) des Sättigungswandlers (81) durch den Ladekondensator
(84) gleichstrommäßig vom Sekundärstromkreis getrennt ist und daß die Zündspannung für die Vierschicht-Diode (41) an einer Gleichstromquelle
(85) abgegriffen und der Steuerelektrode (44) über eine Trenndiode (86) zugeführt wird.
10. Verstärker nach Anspruch 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (92) des Sättigungswandlers (91) zwischen der Kathode (43) der Vierschicht-Diode (41) und der Last in den Laststromkreis eingeschaltet ist, daß die Sekundärwicklung (93) in Serie mit dem Glättungsglied (14, 15) und dem Ladekondensator (101) der Serienschaltung aus Last und Primärwicklung parallel geschaltet ist und daß die Signalspannung (Esc) der Steuerelektrode (44) über eine Trenndiode unter Zwischenschaltung einer auf dem Sättigungswandler angebrachten Steuerwicklung (94) zugeführt wird.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
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