DE1127411B

DE1127411B - Arrangement for electronic keying of an alternating voltage in telecommunications, especially in telegraph technology

Info

Publication number: DE1127411B
Application number: DEM47673A
Authority: DE
Inventors: Peter Ruedel; Dipl-Ing Traian Onciul
Original assignee: Friedrich Merk Telefonbau GmbH
Current assignee: Friedrich Merk Telefonbau GmbH
Priority date: 1961-01-12
Filing date: 1961-01-12
Publication date: 1962-04-12

Description

Anordnung zur elektronischen Tastung einer Wechselspannung in der Fernmelde-, insbesondere in der Telegraphentechnik Die Schaltungsanordnung- dient der Schaltung von Oszillatorschwingungen, welche mit einer definierten Phasenlage beginnen und bei der Abschaltung sofort enden sollen.Arrangement for electronic keying of an alternating voltage in the Telecommunication, especially in telegraph technology, the circuit arrangement is used the switching of oscillator oscillations, which with a defined phase position should begin and end immediately upon shutdown.

Zu diesem Zweck ist die Verwendung von Dreipunkt-Oszillatoren gebräuchlich, deren die Schwingung bestimmende Schaltelemente über einen mechanischen Kontakt kurzgeschlossen werden können. Es ist bekannt, diesen Kontakt durch einen Schalttransistor, dessen Schaltzustand über seinen Basisanschluß elektronisch gesteuert werden kann und welchem eine Diode vorgeschaltet ist, zu ersetzen. Die Diode ist erforderlich, da der Schalttransistor infolge seiner symmetrischen Bauart auch beim Anliegen eines Sperrimpulses an seinen Basisanschluß nur eine Spannungshalbwelle der Oszillatorschwingung sperren kann. Mit dieser Anordnung. allein ist es aber noch nicht möglich; die Schwingungen eines Oszillators des betrachtgten Typs sofort beim Wirksamwerden eines Einschaltimpulses an der Basis des Schalttransistors kurzzuschließen. Das kommt insbesondere daher, daß die dem Schalttransistor vorgeschaltete Diode nur für eine Halbwelle der Schwingungen des Oszillators durchlässig ist, so. daß der Schalter die Schwingungen erst beim Anliegen dieser Halbwelle kurzschließt. Die Erfindung vermeidet diese Nachteile bekannter Anordnungen dadurch, daß eine Reihenschaltung aus einer weiteren Wicklung der Schwingkreisinduktivität und einer Diode vorgesehen. ist, über welche auch die durch die erstere Diode gesperrte Halbwelle der Oszillatorspannung kurzgeschlossen wird, wenn der Schalttransistor seinen leitfähigen Zustand einnimmt. Um einen weiteren Nachteil bekannter Anordnungen, der darin zu sehen ist, daß die Größe des ersten Strommaximums der Oszillatorschwingung sehr stark von Exemplarstreuungen der verwendeten Halbleiterelemente ebenso wie von der Temperatur beeinflußt wird, zu vermeiden, wird in. einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung eine weitere Wicklung der Schwingkreisinduktivität vorgesehen, die über eine Diode und einen Ohmschen Widerstand den Ruhestrom der Oszillatorschaltung führt,- während der Arbeitspunkt des Oszillatortransistors so eingestellt ist, daß er im Ruhezustand nur einen geringen Strom führt. Diese letztere Reihenschaltung ist durch ein Spannungsteiler aus Ohmschen Widerständen ersetzbar, der so bemessen ist, daß er den Ruhestrom der Oszillatorschaltung führt.For this purpose, the use of three-point oscillators is common, their switching elements, which determine the oscillation, via a mechanical contact can be short-circuited. It is known that this contact is made by a switching transistor, whose switching status can be electronically controlled via its base connection and which is preceded by a diode to be replaced. The diode is required because the switching transistor due to its symmetrical design also when a Blocking pulse to its base terminal only a voltage half-wave of the oscillator oscillation can lock. With this arrangement. But it is not yet possible on its own; the vibrations of an oscillator of the type under consideration immediately when a switch-on pulse takes effect short-circuit at the base of the switching transistor. This is particularly due to that the diode connected upstream of the switching transistor only lasts for one half-wave of the oscillations of the oscillator is permeable, so. that the switch does not stop the vibrations until Concerning this half-wave short-circuits. The invention avoids these disadvantages known arrangements in that a series connection of a further winding the resonant circuit inductance and a diode are provided. is about which the half-wave of the oscillator voltage blocked by the first diode short-circuited when the switching transistor assumes its conductive state. To another Disadvantage of known arrangements, which can be seen in the fact that the size of the first The maximum current of the oscillator oscillation depends very much on the specimen tolerances of the used Semiconductor elements as well as is influenced by the temperature to avoid, In a further embodiment of the invention, a further winding of the resonant circuit inductance provided that the quiescent current of the via a diode and an ohmic resistor Oscillator circuit leads - while the operating point of the oscillator transistor so is set so that it carries only a small current in the idle state. This latter Series connection can be replaced by a voltage divider made of ohmic resistors, which is dimensioned so that it carries the quiescent current of the oscillator circuit.

In der Zeichnung sind einige Ausführungsbeispiele der Erfindung dargestellt.Some exemplary embodiments of the invention are shown in the drawing.

Die Fig. 1 zeigt eine bekannte Anordnung mit einem getasteten Dreipunkt-Oszillator (Hardley-Typ). Ist der Schalttransistor T2 leitfähig, so ist der Kondensator C 1 der Oszillatorschaltung kurzgeschlossen. Die Diode D 1 in der Kollektorzuleitung dieses Schalttransistors T2 ist in Durchlaßrichtung gepolt. über die Widerstände R 1, R 2 und R 3 wird der Arbeitspunkt des Oszillatortransistors T1 in bekannter Weise eingestellt. Die Wicklungen W 1 und W2 der Schwingkreisinduktivität'liegen gleichstrommäßig parallel- in der Emitterzuleitung. Wird der Schalttransistor T 2 durch einen positiven Sperrimpuls an seinem Basis-Emitter-Anschluß gesperrt, so fließt der Emittergleichstrom nurmehr über die Wicklung W 2 der Schwingkreisinduktivität. Infolge der Trägheit des Magnetfeldes- fließt aber auch in der Wicklung W 1 weiterhin ein Strom, durch den der Kondensator C 1 aufgeladen wird. Durch die Kondensatorspannung wird der Transistor T1 über den Widerstand R 3 ausgesteuert. . Der Schwingungsvorgang beginnt also immer mit einem Schwingkreisstrommaximum. Dadurch ist sichergestellt, daß der Oszillätor nach dem Wirksamwerden eines Anschaltimpulses am Schalttransistor T2 immer in der gleichen Phasenlage ausschwingt. An der Wicklung W 3 können die getasteten Schwingungen des Oszillators abgenommen werden. Durch entsprechende Wahl der Widerstände R 1, R 2 und R 3 kann in Verbindung mit der Verstärkung des Transistors T 1 erreicht werden, daß die Amplitude des Schwingkreisstromes im stationären Zustand gleich, kleiner oder auch größer als der Ruhestrom in der Wicklung W 1 ist. Die Diode D 1 in der Kollektorzuleitung des Schalttransistors T2 ist vorzusehen, da dieser Schalttransistor nur für eine Polarität der Spannung am Schwingkreiskondensator C 1 gesperrt ist. Im Beispiel der Fig. 1 sperrt der pnp: Schalttransistor T2 nur während der negativen SpannungshälbWelle, für-die positive Spannungshalbwelle ist der Gleichrichter D 1 in Sperrichtung gepolt. Diese Schaltung weist die schon einleitend erwähnten Nachzeile auf, wie Ein-:Ruß der Exemplarstreuung der Halbleiter auf den Ruhestrom in der Wicklung W 1 der Schwingkreisinduktivität, durch welchen das erste Strommaximum festgelegt ist; Temperatureinfluß, Ausschwingvorgänge und vor allem die Schwingung wird erst beim Anliegen der negativen Spannungshalbwelle am Kollektoranschluß des Schalttransistors T2 kurzgeschlossen.Fig. 1 shows a known arrangement with a keyed three-point oscillator (Hardley type). If the switching transistor T2 is conductive, then the capacitor C 1 the oscillator circuit short-circuited. The diode D 1 in the collector lead this switching transistor T2 is polarized in the forward direction. about the resistances R 1, R 2 and R 3 is the operating point of the oscillator transistor T1 in a well-known Way set. The windings W 1 and W2 of the resonant circuit inductance lie direct current in parallel in the emitter lead. If the switching transistor T 2 blocked by a positive blocking pulse at its base-emitter connection, see above the emitter direct current flows only via the winding W 2 of the resonant circuit inductance. Due to the inertia of the magnetic field, however, it continues to flow in the winding W 1 a current through which the capacitor C 1 is charged. By the capacitor voltage the transistor T1 is controlled via the resistor R 3. . The vibration process so always begins with a resonant circuit current maximum. This ensures that the oscillator after the activation of a switch-on pulse on the switching transistor T2 always swings out in the same phase position. At the winding W 3 can sampled oscillations of the oscillator can be picked up. By appropriate choice of resistors R 1, R 2 and R 3 can be used in conjunction with the gain of the transistor T 1 can be achieved that the amplitude of the resonant circuit current in the steady state is the same, smaller or larger than the quiescent current in the winding W 1. the Diode D 1 in the collector lead of the switching transistor T2 is to be provided because this switching transistor only for one polarity of the voltage on the resonant circuit capacitor C 1 is locked. In the example in FIG. 1, the pnp: switching transistor T2 only blocks during the negative voltage half-wave, for-is the positive voltage half-wave the rectifier D 1 is polarized in the reverse direction. This circuit shows the introductory part mentioned after line on how in: soot of the specimen variance of the semiconductors on the Quiescent current in the winding W 1 of the resonant circuit inductance, through which the first Current maximum is set; Influence of temperature, decay processes and above all the oscillation is only activated when the negative voltage half-wave is applied to the collector connection of the switching transistor T2 short-circuited.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Anordnung sind zusätzlich zu der Wicklung W 1 in Fig: 1 die Wicklungen W 4; W 5 vorgesehen. Soll durch einen negativen Schaltimpuls an der Basis über den Schalttransistor T2 der Schwingkreiskondensator C1 kurzgeschlossen werden, so stellt die Reihenschaltung von Diode D 1 und Emitter-Kollektor-Strecke von Transistor T2 einen niederohmigen Kurzschluß für den Kondensator C 1 dar, wenn an der Kollektorzuleitung gerade die negative Spannungshalbwelle anliegt. Liegt dagegen an der Kollektörzuleitung gerade die positive Spannungshalbwelle an, so ist die Diode D 1, wie oben beschrieben, in Sperrichtung gepolt, und der Kurzschluß über den Schalttransistor T2 kann erst beim Anliegen der negativen Spannungswelle wirksam werden. In der Wicklung W 4 wird eine gegenüber der Schwingkreisspannung um 180° phasenverschobene Spannung induziert, für die im vorliegenden Falle der Gleichrichter D 2 gerade in Durchlaßrichtung gepolt ist. Mithin wird im betrachteten Fall, wenn an der Kathode der Diode D l die positive Spannungshalbwelle anliegt, der Schwingkreis über die Diode D 2 und die Emitter-Kollektor-Strecke des Schalttransistors T2 kurzgeschlossen.In the arrangement shown in FIG. 2, in addition to the winding W 1 in FIG. 1, the windings W 4; W 5 provided. If the resonant circuit capacitor C1 is to be short-circuited by a negative switching pulse at the base via the switching transistor T2, the series connection of diode D 1 and the emitter-collector path of transistor T2 represents a low-resistance short circuit for capacitor C 1 when the collector lead is straight the negative voltage half-wave is present. If, on the other hand, the positive voltage half-wave is currently applied to the collector lead, the diode D 1 is polarized in the reverse direction, as described above, and the short circuit via the switching transistor T2 can only take effect when the negative voltage wave is applied. A voltage which is phase-shifted by 180 ° with respect to the resonant circuit voltage is induced in the winding W 4, for which in the present case the rectifier D 2 is polarized in the forward direction. Therefore, in the case under consideration, when the positive voltage half-wave is applied to the cathode of the diode D 1, the resonant circuit is short-circuited via the diode D 2 and the emitter-collector path of the switching transistor T2.

Der Wicklungswiderstand der Wicklung W 2 der Schwingkreisinduktivität ist im dargestellten Beispiel so klein gewählt, daß der der Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors T 1 entsprechende Ruhestrom nahezu vollständig durch die Wicklung W 2 der Schwingkreisinduktivität fließt und die Wicklung W 1 nur schwach belastet wird. Der Wicklungswiderstand der Wicklung W 2 muß dazu im Verhältnis zum Widerstand der Reihenschaltung aus der Emitter-Kollektor-Strecke des leitfähigen Schalttransistors T 2, der in Durchlaßrichtung gepolten Diode D 1 und der Wicklung W 1 klein sein. Das erste Strommaximum, das im Beispiel der Fig. 1 durch den Ruhestrom in der Wicklung W 1 der Schwingkreisinduktivität festgelegt ist, wird nun durch den Ström in der Wicklung W 5 bestimmt. Dieser Strom wird durch das Umschalten des- Schalttransistors T2 in seinem Sperrzustand unterbrochen. Das Magnetfeld dieses Stromes lädt über die Wicklung W 1 im Schwingkreis den Schwingkreiskondensator C1 auf. Der Ruhestrom durch die Wicklung W 5 der Schwingkreisinduktivität wird im wesentlichen durch den Ohmschen Widerstand R 4 festgelegt, da im leitfähigen Zustand des Schalttransistors T2 an der Emitter-Kollektor-Strecke und an deren Durchlaßrichtung gepolter Diode D 3 nur eine geringe Spannung abfällt. Damit ist eine Beeinflussung der Schaltung dadurch, daß der Schalttransistor und die Diode D 1 ihre charakteristischen Werte ändern, vernachlässigbar klein. In der Schaltung ist weiterhin die Diode D.4. -zwischen der Emitter- und der Basiszuleitung des Transistors T 1 angeordnet, durch die der Transistor in vorteilhafter Weise vor Überspannungen geschützt wird: In Fig. 3 ist eine Weiterentwicklung der unter Fig. 2 beschriebenen Schaltung dargestellt. Über hochohmige Widerstände R 5, R 6 werden die Dioden D 1, D 2, wenn der Schalttransistor T 2 seinen niederohmigen Schaltzustand einnimmt, etwas in Flußrichtung vorgespannt, so daß sie für kleine Wechselspannungen niederohmig sind und Ausschwingvorgänge des Oszillators sofort unterdrückt werden. Die Kondensatoren Ck sind Blockkondensatoren mit einem niedrigen Wechselstromwiderstand.The winding resistance of winding W 2 of the resonant circuit inductance is selected so small in the example shown that the quiescent current corresponding to the setting of the operating point of transistor T 1 flows almost completely through winding W 2 of the resonant circuit inductance and winding W 1 is only slightly loaded. The winding resistance of the winding W 2 must be small in relation to the resistance of the series connection of the emitter-collector path of the conductive switching transistor T 2, the forward-biased diode D 1 and the winding W 1. The first current maximum, which in the example of FIG. 1 is determined by the quiescent current in the winding W 1 of the resonant circuit inductance, is now determined by the current in the winding W 5. This current is interrupted by switching the switching transistor T2 in its blocking state. The magnetic field of this current charges the resonant circuit capacitor C1 via the winding W 1 in the resonant circuit. The quiescent current through the winding W 5 of the resonant circuit inductance is essentially determined by the ohmic resistance R 4, since when the switching transistor T2 is conductive, only a small voltage drops across the emitter-collector path and the diode D 3 with its forward direction. An influence on the circuit in that the switching transistor and the diode D 1 change their characteristic values is therefore negligibly small. Diode D.4 is still in the circuit. Arranged between the emitter and the base lead of the transistor T 1, by means of which the transistor is advantageously protected from overvoltages: FIG. 3 shows a further development of the circuit described under FIG. 2. When the switching transistor T 2 assumes its low-resistance switching state, the diodes D 1, D 2 are biased somewhat in the flow direction via high-resistance resistors R 5, R 6, so that they are of low resistance for small alternating voltages and the oscillator's decay processes are immediately suppressed. The capacitors Ck are block capacitors with a low AC resistance.

Im Beispiel der Fig. 4 wird der durch die verwendeten Halbleiterelemente beeinflußte Ruhestrom durch die Wicklung W 1 der Schwingkreisinduktivität wieder möglichst klein gemacht. Dies wird dadurch erreicht, daß der Arbeitspunkt des Oszillatortransistors T 1 über die Widerstände R 3, R 4, R 1 in bekannter Weise eingestellt wird, daß nur ein geringer Emitterruhestrom fließt. Diesem Strom ist in der Wicklung W 1 der Schwingkreisinduktivität ein Strom über den Widerstand R 5 des Spannungsteilers aus den beiden Ohmschen Widerständen R 5, R 6 überlagert: Im Ruhezustand ist im vorliegenden Falle, also unter der Voraussetzung; daß der Emitterruhestrom des Oszillatortransistors T 1 vernachlässigbar klein gewählt wurde, folgender Strom gegeben: --Batterie, Widerstand R5, Parallelschaltung aus Wicklung W 2, Wicklung W 1, Diode D 1, Emitter-Kollektor-Strecke von Schalttransistor T 2 und Widerstand R 6, + -Batterie. Die Ohmschen Widerstände R 5 und R 6 sind groß gegenüber den Wicklungswiderständen der Schwingkreisinduktivität W1, W 2 und den Durchlaßwiderständen der Diode D 1 und des Transistors T2, so daß der Ruhestrom hauptsächlich von Widerstand R 5 und nur ein wenig von der Diode D 1 und dem Transistor T2 abhängt.In the example of FIG. 4, the quiescent current influenced by the semiconductor elements used is made as small as possible again through the winding W 1 of the resonant circuit inductance. This is achieved in that the operating point of the oscillator transistor T 1 is set in a known manner via the resistors R 3, R 4, R 1 so that only a small quiescent emitter current flows. This current is superimposed on this current in the winding W 1 of the resonant circuit inductance via the resistor R 5 of the voltage divider from the two ohmic resistors R 5, R 6: In the quiescent state in the present case, that is, under the prerequisite; that the emitter quiescent current of the oscillator transistor T 1 was chosen to be negligibly small, the following current is given: - battery, resistor R5, parallel connection of winding W 2, winding W 1, diode D 1, emitter-collector path of switching transistor T 2 and resistor R 6 , + Battery. The ohmic resistances R 5 and R 6 are large compared to the winding resistances of the resonant circuit inductance W1, W 2 and the forward resistances of the diode D 1 and the transistor T2, so that the quiescent current mainly from the resistor R 5 and only a little from the diode D 1 and the transistor T2 depends.

Die durch die Widerstände R 1 und R 6 hervorgerufene Dämpfung der Oszinatorschwingungen kann durch entsprechende Wahl der Widerstandswerte in Grenzen gehalten werden. Der Spannungsteiler aus den Widerständen R 5 und R 6 ist so ausgelegt, daß durch den Widerstand R5 die Oszillatorspannung, wenn der Schalttransistor T2 in seinem hochohmigen Schaltzustand ist, nicht gedämpft wird.The damping caused by the resistors R 1 and R 6 Oscillator vibrations can be limited by the appropriate choice of resistance values being held. The voltage divider from the resistors R 5 and R 6 is designed so that through the resistor R5 the oscillator voltage when the switching transistor T2 is in its high-resistance switching state, is not attenuated.

Claims

PATENT CLAIMS: 1. Circuit arrangement for electronic keying an alternating voltage in telecommunications, especially in telegraph technology using a transistorized three-point oscillator whose oscillation determining switching elements via the emitter-collector path of one at its base controlled switching transistor and a diode are switchable, characterized in that that an anti-phase winding (W4) of the resonant circuit inductance via a diode (D 2) is connected to the switching transistor (T2) through which the first diode (D1) blocked half-waves of the Resonant circuit voltages short-circuited and that the quiescent current in the resonant circuit inductance (W1) is ohmic Resistors (R 1, R2, R3) is determined so that it depends on the properties of the semiconductor elements (T1, T2, D 1) is largely independent.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a further winding of the resonant circuit inductance (W5) Connected to the switching transistor (T2) via a diode (D 3) and a resistor (R 4) is.

3. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the diodes (D 1, D 2) are biased in the flow direction via resistors (R 5, R 6).

4. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the Operating voltage of the oscillator circuit at a voltage divider from the ohmic Resistors (R 5 and R 6) is tapped.

5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the emitter and the base terminal of the oscillator transistor (T1) is bridged by a diode (D 4), through which the endangerment of the oscillator transistor (T1) is reduced by overvoltage.