DE112021000906T5

DE112021000906T5 - Inbetriebsetzung eines Schaltkondensator-Abwärtsleistungswandlers

Info

Publication number: DE112021000906T5
Application number: DE112021000906.0T
Authority: DE
Inventors: Aichen Low; Walid Fouad Mohamed Aboueldahab; Gregory Szczeszynski
Original assignee: PSemi Corp
Current assignee: PSemi Corp
Priority date: 2020-02-06
Filing date: 2021-02-01
Publication date: 2022-11-17
Also published as: TWI875051B; KR20220134565A; US10958166B1; US20230283179A1; CN113224939A; US11522447B2; TW202343949A; TW202135447A; WO2021158486A1; US12424936B2; US20210273561A1; TWI807250B

Abstract

Schaltungsausführungsformen für einen Schaltkondensator-Leistungswandler und Verfahren für den Betrieb eines solchen Wandlers, die verschiedene Inbetriebsetzungsszenarien robust handhaben, sind effizient, kostengünstig und weisen schnelle Inbetriebsetzungszeiten für einen Beharrungszustand-Wandlerbetrieb auf. Ausführungsformen verhindern eine vollständige Ladepumpenkondensatorenentladung während der Abschaltung eines Wandlers und/oder Rebalancierung von Ladepumpenkondensatoren während einer Inbetriebsetzungsperiode vor einem Schaltbetrieb durch Entladen und/oder Vorladen der Ladepumpenkondensatoren. Ausführungsformen können eine dedizierte Rebalanciererschaltung, die eine Spannungserfassungsschaltung umfasst, die mit einer Ausgangsspannung eines Wandlers gekoppelt ist, und eine Balancierungsschaltung, die konfiguriert ist, um jeden Ladepumpenkondensator in Richtung eines anvisierten Beharrungszustand-Vielfachen der Wandlerausgangsspannung als Funktion eines Ausgangssignals von der Spannungserfassungsschaltung, das die Ausgangsspannung angibt, zu laden oder entladen, umfassen. Ausführungsformen verhindern oder begrenzen den Einschaltstrom zu einem Wandler während eines Inbetriebsetzungszustands.

Description

KREUZVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN - PRIORITÄTSANSPRUCH
Die vorliegende Anmeldung beansprucht die Priorität der provisorischen US-Patentanmeldung Nr. 62/971,094 , eingereicht am 6. Februar 2020, für einen „Startup of Switched Capacitor Step-Down Power Converter“ und US-Patentanmeldung Nr. 16/791,866 , eingereicht am 14. Februar 2020, die beide unter Bezugnahme in ihrer Gesamtheit hier einbezogen sind.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Viele Elektronikprodukte, insbesondere mobile Computer- und/oder Kommunikationsprodukte und -komponenten (z. B. Notebook-Computer, Ultrabook-Computer, Tablet-Vorrichtungen, LCD- und LED-Anzeigen), erfordern mehrere Spannungspegel. Zum Beispiel können Radiofrequenzsender-Leistungsverstärker relativ hohe Spannungen (z. B. 12 V oder mehr) erfordern, wogegen Logikschaltkreise einen niedrigen Spannungspegel (z. B. 1-2 V) erfordern können. Noch weitere Schaltkreise können einen Zwischenspannungspegel (z. B. 5-10 V) erfordern.
Leistungswandler werden oft verwendet, um eine niedrigere oder höhere Spannung von einer gemeinsamen Leistungsquelle, wie etwa einer Batterie, zu generieren. Ein Typ eines Leistungswandlers umfasst eine Wandlerschaltung (z. B. eine Ladepumpe basierend auf einem Schaltkondensatornetzwerk), Steuerungsschaltkreise, und in einigen Ausführungsformen Hilfsschaltkreise, wie etwa Vorspannungsgenerator(en), einen Taktgenerator, einen Spannungsregler, eine Spannungssteuerungsschaltung etc. Leistungswandler, die einen niedrigeren Ausgangsspannungspegel (z. B. V_OUT) von einer Leistungsquelle mit einer höheren Eingangsspannung (z. B. V_IN) generieren, sind allgemein als Abwärts- oder Tiefsetzwandler bekannt, so genannt, weil V_OUT < V_IN, und somit der Wandler die Eingangsspannung „tief setzt“. Leistungswandler, die einen höheren Ausgangsspannungspegel von einer Leistungsquelle mit einer niedrigeren Eingangsspannung generieren, sind allgemein als Aufwärts- oder Hochsetzwandler bekannt, so genannt, weil V_OUT > V_IN. In vielen Ausführungsformen können Leistungswandler bidirektional sein, nämlich ein Aufwärts- oder ein Abwärtswandler, abhängig davon, wie eine Leistungsquelle mit dem Wandler verbunden ist. Wie in dieser Offenbarung verwendet, bezieht sich der Begriff „Ladepumpe“ auf ein Schaltkondensatornetzwerk, das konfiguriert ist, um V_IN auf V_OUT hochzusetzen oder tiefzusetzen. Beispiele für solche Ladepumpen umfassen Kaskadenmultiplikator-, Dickson-, Ladder-, Serien-Parallel-, Fibonacci- und Doubler-Schaltkondensatornetzwerke, die allesamt als Mehrphasen- oder Einphasennetzwerk konfiguriert sein können. Wie auf dem Gebiet bekannt ist, kann ein AC-DC-Leistungswandler von einem DC-DC-Leistungswandler aufgebaut werden, indem zum Beispiel zuerst ein AC-Eingang auf eine DC-Spannung umgerichtet wird und dann die DC-Spannung auf einen DC-DC-Leistungswandler angewandt wird.
1 ist eine Blockdarstellung eines Abwärts-Leistungswandlers 100 nach dem Stand der Technik. In dem illustrierten Beispiel umfasst der Leistungswandler 100 eine generische Wandlerschaltung 102 und einen Controller 104. Die Wandlerschaltung 102 kann zum Beispiel eine Ladepumpe sein und ist konfiguriert, um eine Eingangsspannung V_IN von einer Spannungsquelle 106 an den Anschlüssen V1+, V1- zu empfangen und die Eingangsspannung V_IN in eine niedrigere Ausgangsspannung V_OUT an den Anschlüssen V2+, V2- umzuformen. Die Ausgangsspannung V_OUT kann über einen Ausgangskondensator COUT und eine Last 108 gekoppelt sein.
Der Controller 104 empfängt einen Satz Eingangssignale und produziert einen Satz Ausgangssignale. Einige dieser Eingangssignale treffen entlang eines Eingangssignalpfades 110 ein. Diese Eingangssignale führen Informationen, die den betrieblichen Zustand der Wandlerschaltung 102 angegeben. Der Controller 104 empfängt auch mindestens ein Taktsignal (clock signal) CLK und kann ein oder mehrere externe Eingangs-/Ausgangssignale (input/output signals) I/O empfangen, die analog, digital oder eine Kombination von beiden sein können. Basierend auf den empfangenen Eingangssignalen produziert der Controller 104 einen Satz Steuerungssignale 112, die die internen Komponenten der Wandlerschaltung 102 (z. B. interne Schalter, wie etwa Niedrigspannung-FETs, speziell MOSFETs) steuern, um die Wandlerschaltung 102 zu veranlassen, V_IN auf V_OUT tiefzusetzen. In einigen Ausführungsformen kann eine Hilfsschaltung (nicht gezeigt) dem Controller 104 (und optional der Wandlerschaltung 102 direkt) verschiedene Signale, wie etwa das Taktsignal CLK, die Eingangs-/Ausgangssignale I/O sowie verschiedene Spannungen, wie etwa eine generelle Speisespannung V_DD und eine Transistorvorspannung V_BIAS bereitstellen.
2 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Wandlerschaltung 200, die einen symmetrischen Einphasen-Kaskadenmultiplikator beinhaltet, die als ein Fall der generischen Wandlerschaltung 102 von 1 verwendet werden kann. Die Wandlerschaltung 200 ist konfiguriert, um eine Eingangsspannung (z. B. V_IN, die in diesem Beispiel 25 V ist) an den Anschlüssen V1+, V1- zu empfangen und die Eingangsspannung in eine niedrigere Ausgangsspannung (z. B. V_OUT, die in diesem Beispiel 5 V ist) an den Anschlüssen V2+, V2- umzuformen. Die illustrierte Wandlerschaltung 200 würde durch den Controller 104 von 1 in bekannter Weise gesteuert werden.
Ein Kaskadenmultiplikator ist ein Schaltkondensatornetzwerk, das einen hohen Wandlungsgewinn bereitstellen kann. Wie in dieser Offenbarung verwendet, repräsentiert ein Wandlungsgewinn (1) einen Spannungsgewinn, falls das Schaltkondensatornetzwerk eine Ausgangsspannung produziert, die größer als die Eingangsspannung ist (V_OUT > V_IN), oder (2) einen Stromgewinn, falls das Schaltkondensatornetzwerk eine Ausgangsspannung produziert, die kleiner als die Eingangsspannung ist (V_IN > V_OUT). Energie wird von dem Eingang an den Ausgang durch Durchlaufen des Kaskadenmultiplikators von unterschiedlichen topologischen Zuständen transferiert. Ladung wird von der Eingangsspannung an die Ausgangsspannung über einen Ladungstransferpfad transferiert. Die Zahl und Konfiguration der Ladungstransferkondensatoren in jedem topologischen Zustand bestimmen den Wandlungsgewinn. Die Ladungstransferkondensatoren sind allgemein als „Flugkondensatoren“ oder „Pumpenkondensatoren“ bekannt und können externe Komponenten sein, die mit einer integrierten Schaltungsausführungsform der Wandlerschaltung 200 gekoppelt sind.
In dem illustrierten Beispiel umfasst die Wandlerschaltung 200 fünf seriell verbundene Schalter S1-S5. Die Schalter können zum Beispiel MOSFET-Schalter sein und jeder Schalter S1-S5 kann einen Stapel von seriell verbundenen MOSFETs beinhalten, die gemeinsame Gate-Verbindungen aufweisen und konfiguriert sind, um als Einzelschalter zu fungieren. Zum Zweck der Erörterung von Schaltsequenzen werden Schalter S1, S3, und S5 manchmal zusammen als die „ungeraden Schalter“ bezeichnet und werden Schalter S2 und S4 manchmal zusammen als die „geraden Schalter“ bezeichnet.
Die Wandlerschaltung 200 umfasst auch mindestens einen ersten und zweiten „Niedrigseiten“-Phasenschalter S7, S8 und einen ersten und zweiten „Hochseiten“-Phasenschalter S6, S9. In einigen Ladepumpenausführungsformen kann jeder Pumpenkondensator Cx mit seinem eigenen Paar Phasenschaltern (Niedrigseite plus Hochseite) gekoppelt sein. Es wird dennoch hauptsächlich zwei Schaltzustände geben (wie durch die unten beschriebenen P1-P2-Taktwellenformen gesteuert) und demgemäß werden einige dieser Phasenschalter in Phase mit anderen schalten. Die Niedrigseiten-Phasenschalter S7, S8 können einen ersten und zweiten Phasenknoten PN1, PN2 mit dem V2--Anschluss verbinden. Der V1--Anschluss ist typischerweise mit der gleichen Spannung wie der V2--Anschluss verbunden und teilt sich diese damit; in einigen Ausführungsformen können die V1-- und V2--Anschlüsse jedoch nicht direkt verbunden werden und können unterschiedliche Spannungen aufweisen. Die Hochseiten-Phasenschalter S6, S9 können den ersten und zweiten Phasenknoten PN1, PN2 mit dem V2+-Anschluss verbinden. Zum Zweck der Erörterung von Schaltsequenzen werden der Hochseiten-Phasenschalter S6 und der Niedrigseiten-Phasenschalter S8 manchmal zusammen als die „geraden Phasenschalter“ und der Niedrigseiten-Phasenschalter S7 und der Hochseiten-Phasenschalter S9 manchmal zusammen als die „ungeraden Phasenschalter“ bezeichnet.
Die illustrierte MOSFET Ausführungsform, setzt voraus, dass der Körper und die Source-Anschlüsse von jedem MOSFET-Transistor miteinander verbunden sind, um den ON-Widerstand R_ON und die Die-Fläche zu minimieren, während die Leistungseffizienz maximiert wird. Wenn der MOSFET-Transistor unter Verwendung einer herkömmlichen Siliziumprozesstechnologie hergestellt wird, weist jeder eine inhärente Körper-Diode über seine Source- und Drain-Anschlüsse auf. Daher weisen die Schalter S1-S9 jeweilige inhärente Körper-Dioden D1-D9 auf, wie in 2 gezeigt. Aufgrund der Präsenz und Polarität der inhärenten Körper-Dioden D1-D5 existiert ein elektrischer Vorwärtspfad von dem Anschluss V2+ zu dem Anschluss V1+, auch wenn alle Schalter S1-S5 geöffnet wurden.
Eine Taktquelle in dem Controller 104 generierten nicht überlappende Taktwellenformen P1 und P2, die mit dem EIN-/AUS-Zustand der verschiedenen Schalter S1-S9, generell über Pegelumsetzer- und Gate-Antrieb-Schaltkreise (nicht gezeigt), gekoppelt sind und diesen steuern. In vielen Ausführungsformen würde die illustrierte Wandlerschaltung 200 mit einer beinahe identischen Schaltung gepaart werden, die sich nur dadurch unterscheidet, dass die Komponentenschalter auf entgegengesetzten Phasen betrieben werden.
Ein erster Pumpenkondensator C1 verbindet einen ersten Stapelknoten V_C1 zwischen den Schaltern S1 und S2 mit dem Phasenknoten PN1. Gleichermaßen verbindet ein dritter Pumpenkondensator C3 einen dritten Stapelknoten V_C3 zwischen den Schaltern S3 und S4 mit dem Phasenknoten PN1. Ein zweiter Pumpenkondensator C2 verbindet einen zweiten Stapelknoten V_C2 zwischen den Schaltern S2 und S3 mit dem Phasenknoten PN2. Gleichermaßen verbindet ein vierter Pumpenkondensator C4 einen vierten Stapelknoten V_C4 zwischen den Schaltern S4 und S5 mit dem Phasenknoten PN2. Typischerweise würde die Spannung an jedem Stapelknoten Vcx und über die Anschlüsse V1+, V1- und V2+, V2- durch eine Spannungsmessschaltung (nicht gezeigt, aber typischerweise als Teil des Controllers 104 eingeschlossen) überwacht werden. Ein fünfter Stapelknoten, Vx, verbindet den Anschluss V2+ mit der Wandlerschaltung 200 (der Endausgang des Leistungswandlers ist V_OUT).
Die illustrierte Wandlerschaltung 200 weist vier Stufen auf. Die erste Stufe umfasst Schalter S1, ersten Stapelknoten V_C1 und ersten Pumpenkondensator C1; die zweite Stufe umfasst Schalter S2, zweiten Stapelknoten V_C2 und zweiten Pumpenkondensator C2; die dritte Stufe umfasst Schalter S3, dritten Stapelknoten V_C3 und dritten Pumpenkondensator C3; und die vierte Stufe umfasst Schalter S4, vierten Stapelknoten V_C4 und vierten Pumpenkondensator C4. Ein fünfter Serienschalter S5 verbindet die vierte Stufe mit dem fünften Stapelknoten, Vx, der mit dem Anschluss V2+ verbunden ist.
Als Reaktion auf das Empfangen von einem oder mehreren Eingangssignalen entlang eines Eingangssignalpfades 110 gibt der Controller 104 einen Satz Steuerungssignale 112 an die Wandlerschaltung 200 (die, wie oben vermerkt, ein Fall der generischen Wandlerschaltung 102 in 1 ist) aus. Diese Steuerungssignale veranlassen die Serienschalter S1-S5, die Niedrigseiten-Phasenschalter S7, S8 und die Hochseiten-Phasenschalter S6, S9, ihre Zustände gemäß einer spezifischen Sequenz zu ändern. Als Resultat wechselt die Wandlerschaltung 200 wiederholt mit einer ausgewählten Frequenz zwischen einem ersten und zweiten Betriebszustand.
Zum Beispiel während eines ersten Betriebszustands, definiert durch die P1-Taktwellenform mit einem logischen „1“-Zustand und die P2-Taktwellenform mit einem logischen „0“-Zustand, (1) schließt der Controller 104 die ungeraden Schalter S1, S3, S5, den Niedrigseiten-Phasenschalter S7 und den Hochseiten-Phasenschalter S9 und (2) öffnet die geraden Schalter S2, S4, den Hochseiten-Phasenschalter S6 und den Niedrigseiten-Phasenschalter S8. Während eines zweiten Betriebszustands, definiert durch die P1-Taktwellenform mit einem logischen „1”-Zustand und die P2-Taktwellenform mit einem logischen „0“-Zustand, (1) öffnet der Controller 104 die ungeraden Schalter S1, S3, S5, den Niedrigseiten-Phasenschalter S7 und den Hochseiten-Phasenschalter S9 und (2) schließt die geraden Schalter S2, S4, den Hochseiten-Phasenschalter S6, und den Niedrigseiten-Phasenschalter S8. Der Controller 104 steuert und sequenziert die Übergänge aller Schalter S1-S9 derart, dass eine eventuell notwendige Totzeit, die bei einem Übergang zwischen dem ersten und zweiten Betriebszustand benötigt wird, einbezogen wird. Als Folge des Alternierens zwischen dem ersten Betriebszustand und dem zweiten Betriebszustand wird die Ladung geteilt und in bekannter Weise von den Anschlüssen V1+, V1- an die Anschlüsse V2+, V2- übertragen.
Der maximale Wandlungsgewinn für die illustrierte Ausführungsform ist fünf, da es vier Stufen gibt. Dies bedeutet, dass die von der Wandlerschaltung 200 über die Anschlüsse V1+, V1- empfangene Eingangsspannung fünfmal höher ist als die über die Anschlüsse V2+, V2- produzierte Ausgangsspannung. Daher wird sich zum Beispiel, falls über die Anschlüsse V1+, V1- 25 V angewandt wird, die Spannung über die Kondensatoren C1-C4 schrittweise auf 20 V, 15 V, 10 V bzw. 5 V verringern, sodass die Spannung über die Anschlüsse V2+, V2- 5 V sein wird.
Abwärts-Schaltkondensator-Leistungswandler, wie in 1 illustriert, präsentieren eine Reihe von Konstruktionsherausforderungen. Eine Herausforderung besteht darin, das ein Leistungswandler in einer robusten Weise für eine Inbetriebsetzung aus einer Reihe von Situationen fähig sein muss. Diese Situationen sind von der anfänglichen Spannung am Kondensator COUT relativ zu den Spannungen an jedem der Ladepumpenkondensatoren (z. B. C1-C4 in dem Beispiel von 2) abhängig. Abhängig von solchen Spannungen können die Wandlerschaltungsknoten einer Überspannungs- oder Unterspannungssituationen, Schalterbelastung und/oder einem überhöhten Einschaltstrom ausgesetzt sein. Zum Beispiel weist der Kondensator COUT generell eine Kapazität auf, die viel größer als eine der individuellen Kapazitäten oder die kollektive Kapazität C_PUMP der Ladepumpenkondensatoren Cx (z. B. Kondensatoren C1-C4 in 2) ist. Ausreichend große Fehlbalancen der Spannung zwischen COUT und jedem der Ladepumpenkondensatoren Cx können zu Überspannungs- oder Unterspannungsszenarien führen, die die Schalter belasten, und/oder zu einem überhöhten Einschaltstrom führen, wenn die Ladepumpenschaltung beginnt. Einige dieser Herausforderungen können auch auf Aufwärts-Schaltkondensator-Leistungswandler zutreffen.
Die vorliegende Erfindung richtet sich an Schaltungen und Verfahren, die diesen Herausforderungen begegnen und Leistungswandler basierend auf Schaltkondensatornetzwerken bereitstellen, die effizient, kostengünstig, robust und leistungsstark sind.
ÜBERSICHT
Die Erfindung schließt eine Reihe von Schaltungsausführungen für einen Schaltkondensator-Leistungswandler und/oder Verfahren für den Betrieb eines solchen Wandlers ein, die alle Inbetriebsetzungsszenarien (einschließlich Zwischenzustände) robust bewältigen, effizient und kostengünstig sind und einigermaßen schnelle Inbetriebsetzungszeiten für einen Beharrungszustand-Leistungswandlerbetrieb aufweisen.
Ein Aspekt der Erfindung schließt Leistungswandlerausführungsformen ein, die den Einschaltstrom durch Verhindern oder Begrenzen einer vollständigen Entladung der Pumpenkondensatoren Cx, während eine Wandlerschaltung gesperrt ist oder sich in einem Abschaltungszustand befindet, vermeiden oder abmildern. Ein Verfahren zum Verhindern einer vollständigen oder totalen Entladung der Ladepumpenkondensatoren Cx besteht darin, während mindestens des Abschaltungszustands mindestens die „Niedrigseiten“-Phasenschalter geschlossen (ON, eingeschaltet) zu halten, sodass die Phasenknoten, die mit den unteren Anschlüssen der Pumpenkondensatoren Cx gekoppelt sind, auf die Schaltungsmasse herabgezogen werden. In alternativen Ausführungsformen sind Pulldown-Vorrichtungen parallel mit jeweiligen Niedrigseiten-Phasenschaltern gekoppelt und arbeiten passiv oder aktiv, um die Phasenknoten auf die Schaltungsmasse herabzuziehen.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung schließt Ausführungsformen ein, die Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustandes rebalancieren, um Überspannungs- oder Unterspannungssituationen, Schalterbelastung und/oder überhöhten Einschaltstrom zu verhindern. Das Rebalancieren involviert das Festsetzen der Spannung über jeden der Ladepumpenkondensatoren Cx auf ungefähre anvisierte Vielfache der Spannung V_OUT an dem Ladepumpenausgangsanschluss durch Entladen und/oder Vorladen der Ladepumpenkondensatoren, entweder simultan oder sequenziell, vor dem Start des Ladepumpenschaltungsbetriebs. Einige der Rebalancierungsausführungsformen involvieren dedizierte Schaltkreise, während andere Rebalancierungsausführungsformen nur leichte Schaltungsmodifikationen und/oder Modifikationen der Taktzeitsteuerungssequenzen, die auf die Ladepumpenschalter Sx angewandt werden, involvieren.
Andere Ausführungsformen vermeiden einen derartigen Zwischenrebalancierungsschritt durch Reduzieren der Rate des Ladungstransfers bei Inbetriebsetzung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers oder durch selektives Isolieren der Ladepumpe von dem Ausgangskondensator COUT für eine bestimmte Dauer bei Inbetriebsetzung.
Die Details von einer oder mehreren Ausführungsformen der Erfindung sind in den beiliegenden Zeichnungen und der Beschreibung unten dargelegt. Weitere Merkmale, Absichten und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und den Zeichnungen sowie aus den Ansprüchen zu entnehmen sein.
Figurenliste

1 ist eine Blockdarstellung eines Abwärts-Leistungswandlers nach dem Stand der Technik.
2 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Wandlerschaltung, die einen symmetrischen Einphasen-Kaskadenmultiplikator beinhaltet, die als ein Fall der generischen Wandlerschaltung von 1 verwendet werden kann.
3A ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Abwärtsladepumpe, die als eine Wandlerschaltung in dem Leistungswandler von 1 verwendet werden kann, modifiziert, um eine vollständige Ladepumpenkondensatorenentladung in einem Abschaltungszustand zu verhindern und/oder um den Einschaltstrom von dem Ausgangskondensator während der Inbetriebsetzung zu minimieren.
3B ist eine schematische Darstellung einer Schalt-Pulldown-Vorrichtung, die einen transistorbasierten Schalter in Serie mit einem Widerstand beinhaltet, die als eine oder beide der Pulldown-Vorrichtungen von 3A verwendet werden kann.
4 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Abwärtsleistungswandlers, der zur Verwendung mit einer dedizierten Rebalanciererschaltung konfiguriert ist.
5A ist eine schematische Darstellung eines ersten Typs einer Rebalanciererschaltung, die zur Verwendung als die Rebalanciererschaltung von 4 geeignet ist.
5B ist eine schematische Darstellung einer Schalt-Pulldown-Widerstandsschaltung, die zur Verwendung in Verbindung mit der Rebalanciererschaltung von 5A geeignet ist.
5C ist eine schematische Darstellung eines Balancierungsvergleichers, der zur Verwendung in Verbindung mit der Rebalanciererschaltung von 5A geeignet ist.
6A ist eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform einer Rebalanciererschaltung, die zur Verwendung als die Rebalanciererschaltung von 4 geeignet ist.
6B ist eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform eines Rebalancierungstreibers, der zur Verwendung in der Rebalanciererschaltung von 4 geeignet ist.
6C ist eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines Rebalancierungstreibers, der zur Verwendung in der Rebalanciererschaltung von 4 geeignet ist.
7A ist eine Darstellung eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 1 (nicht vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert.
7B ist eine Darstellung eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 2 (vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert.
7C ist eine Darstellung eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 3 (nicht vorgeladener C_OUT, vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert.
8 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der selektiv als Abwärtswandler oder als Aufwärtswandler betrieben werden kann und der von der Eingangsspannungsquelle selektiv isoliert werden kann.
9 ist ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Prozesses mit reduzierter Ladungstransferrate.
10 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der von V_OUT selektiv isoliert werden kann.
11 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der von der Ausgangsspannung V_OUT unter Verwendung eines Spannungsreglers anstatt eines Trennschalters isoliert ist.
12 ist eine detailliertere Darstellung einer Ausführungsform eines Spannungsreglers, der in der in 11 gezeigten Schaltung verwendet werden kann.
13 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein erstes Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Ladepumpenkondensatorenentladung während eines Abschaltungszustands eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, zeigt.
14 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein zweites Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Ladepumpenkondensatorenentladung und/oder zum Minimieren des Einschaltstroms in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, zeigt.
15 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein erstes Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist, die jeweils zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter verbunden sind, zeigt.
16 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein zweites Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers zeigt, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung gekoppelt zu werden.
17 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein drittes Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers zeigt, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannung und einer zweiten Spannung gekoppelt zu werden.
18 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein erstes Verfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Abwärtsleistungswandler zeigt.
19 ist ein Prozessflussdiagramm, das ein zweites Verfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Abwärtsleistungswandler zeigt, wobei jeder Ladepumpenkondensator zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter an einem Stapelknoten verbunden ist.

Gleiche Bezugsnummern und Bezeichnungen in den verschiedenen Zeichnungen kennzeichnen gleiche Elemente.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die vorliegende Erfindung schließt eine Reihe von Schaltungen und Verfahren für eine zuverlässige Inbetriebsetzung von Schaltkondensator-Abwärts-Leistungswandler ein, die alle Inbetriebsetzungsszenarien (einschließlich Zwischenzustände) robust bewältigen, effizient und kostengünstig sind und einigermaßen schnelle Inbetriebsetzungszeiten für einen Beharrungszustand-Leistungswandlerbetrieb aufweisen.
Ladepumpenzustände
Generell wird ein Schaltkondensator-Leistungswandler oder eine Ladepumpe in mindestens einem von drei unterschiedlichen Zuständen arbeiten: einem Beharrungszustand, einem Abschaltungszustand und einem Inbetriebsetzungszustand. Während des Beharrungszustands oder „normalen“ Betriebszustands empfängt eine solche Ladepumpe eine Eingangsspannung V_IN und formt sie, durch Schaltung von Verbindungen auf die Pumpenkondensatoren Cx, in eine Ausgangsspannung V_OUT um, die ein Bruchteil von V_IN ist. Im Abschaltungszustand gibt es keine Ladepumpenschaltungsaktivität. Im Inbetriebsetzungszustand wird eine Spannungsdifferenz über die Eingangsanschlüsse der Ladepumpe präsentiert und die Schaltungsaktivität freigegeben, um die Ladepumpe schließlich zu veranlassen, mit dem Schalten zu beginnen, um Ladung von der Spannungsquelle an dem Eingang an die Ausgangsspannung unter Verwendung der Pumpenkondensatoren Cx zu transferieren - d. h. vom dem Abschaltungszustand auf den Beharrungszustandsbetrieb überzugehen. In einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der Inbetriebsetzungszustand eine Vorschaltungsperiode umfassen, in der einige Schaltkreise in der Ladepumpe aktiv sind (z. B. um Kondensatorknoten zu rebalancieren), aber Ladepumpenschaltung gesperrt ist (wobei Ladepumpenschaltung definiert ist als das Anwenden von Taktwellenformen P1 und P2, wie durch den Controller 104 generiert, um die Ladepumpenschalter Sx zu steuern), und eine anschließende Schaltungsperiode, in der Ladepumpenschaltung beginnt, aber der Beharrungszustandsbetrieb noch nicht erreicht ist.
Die Spannung über jeden Pumpenkondensator Cx relativ zueinander sowie die Spannung über den Ausgangskondensator COUT kann jedoch derart sein, dass in den ersten paar Schaltzyklen die Ladepumpenschalter Sx eine Spannungsbelastung erfahren und/oder der Einschaltstrom an den Ladepumpeneingangs- und -ausgangsanschlüssen überhöht sein kann. Demgemäß kann es während der Inbetriebsetzungsphase notwendig sein, zuerst die Spannung an den Pumpenkondensatoren in Bezug auf die Spannung an dem Ausgangskondensator zu rebalancieren (wobei zu beachten ist, dass der Ausgangskondensator mehrere individuelle Kondensatoren beinhalten kann).
Insbesondere gibt es ein Problem einer möglichen transienten Spannungsbelastung über die Ladepumpenschalter Sx während der Inbetriebsetzung, wenn die Pumpenkondensatoren Cx und der Ausgangskondensator C_OUT relativ zueinander fehlbalanciert sind, was bedeutet, dass sie Nicht-Null-Spannungen aufweisen, die wesentlich von ihren Beharrungszustandswerten für bestimmte V_IN- oder V_OUT-Werte abweichen. Des Weiteren können Ausführungsformen von Schaltkondensator-Leistungswandlern bei Inbetriebsetzung einer Reihe von Kondensatorladezuständen ausgesetzt sein, zum Beispiel resultierend von einer Inbetriebsetzung des Leistungswandlers nach einer langen Abschaltungsdauer und/oder einem Neustart des Leistungswandlers nach einer Fehlersituation (z. B. Kurzschlussfehler). Zum Beispiel werden bei Inbetriebsetzung eines solchen Leistungswandlers nach einer langen Abschaltungsdauer möglicherweise keine der Kondensatoren oder Kapazitäten COUT oder Cx anfänglich vorgeladen sein (Szenario 1). In anderen Situationen vor der Inbetriebsetzung werden die Pumpenkondensatoren Cx (die eine kollektive Kapazität C_PUMP aufweisen) möglicherweise keine Ladung aufweisen (z. B. aufgrund eines Kriechverlusts), während die viel größere Kapazität COUT vorgeladen bleibt (Szenario 2). In noch weiteren Situationen, wie etwa Inbetriebsetzung nach einem Kurzschluss über die Wandlerlast, werden die Pumpenkondensatoren Cx möglicherweise vorgeladen sein, aber C_OUT kann möglicherweise entladen sein (Szenario 3). Zwischensituationen können ebenfalls auftreten, wobei COUT und/oder die Pumpenkondensatoren Cx in unterschiedlichem Maße vorgeladen und/oder entladen sein können. Eine gute Wandlerkonstruktion sollte fähig sein, alle diese Inbetriebsetzungssituationen zu bewältigen.
Bei Szenario 2 (vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) können der Anschluss V2+ und die Stapelknoten Vcx einer Überspannung ausgesetzt sein, wenn die Niedrigseiten-Phasenschalter S7, S8 zuerst freigegeben werden und während der anfänglichen Schaltzyklen. Bei Szenario 3 (nicht vorgeladener C_OUT, vorgeladener Cx) können der Anschluss V2+ und die Stapelknoten Vcx ebenfalls einer Überspannung bei anfänglichen Schaltzyklen ausgesetzt sein, wenn Kondensatoren mit größerer Spannung in Kondensatoren mit niedrigerer Spannung entladen. Des Weiteren kann der ON-Widerstand R_ON der FET-basierten Schalter nur etwa 2 Milliohm betragen. Mit einem solchen niedrigen ON-Widerstand in den Ladepumpenschaltern können solche Inbetriebsetzungssituationen in schädigenden Pegeln des Einschaltstroms während anfänglicher Schaltzyklen und Überspannungsbelastungen der Schalter, insbesondere von FET-Schaltern (speziell MOSFET-Schaltern), resultieren. Darüber hinaus benötigen FET-basierte Schalter generell eine Gate-Antrieb-Schaltung pro Schalter, die mindestens eine Pegelumsetzerschaltung und eine Transistortreiberschaltung beinhalten kann. Ein großer Einschaltstrom und Überspannungsbelastung können leicht die Transistortreiberschaltung für einen oder mehrere Ladepumpenschalter beschädigen.
Eine einfache Lösung für das Bewältigen eines unbekannten Inbetriebsetzungsladezustand für einen Schaltkondensator-Leistungswandler würde darin bestehen, alle Kondensatoren vor dem Beginn der Inbetriebsetzung zu entladen, um in einem unbekannten Ladezustand zu resultieren, oder hochspannungsfeste FETs für die Ladepumpenschalter zu verwenden, um die FET-Überspannungsbelastung abzumildern. Diese Lösung ist jedoch ineffizient, verschwendet Ladung (was für batteriebetriebene Anwendungen höchst unerwünscht sein kann) und erfordert längere Inbetriebsetzungszeiten für den Beharrungszustand-Leistungswandlerbetrieb. Des Weiteren kann eine bestimmte Anwendung, wie etwa ein Mobiltelefon, nicht tolerieren oder erlauben, dass eine Leistungswandlerkomponente den Ausgangskondensator COUT spontan entlädt.
Eine etwas bessere Lösung besteht darin, eine Vorladungsschaltung zu verwenden, um anfänglich sowohl die Ladepumpenkondensatoren Cx als auch den Ausgangskondensator COUT vor der Inbetriebsetzung zu laden. Falls zum Beispiel die Pumpenkondensatoren C1-C4 in 2 und der Ausgangskondensator COUT (1) auf die illustrierten anvisierten Spannungspegel, die in 2 gezeigt werden, vorgeladen werden, wenn eine Eingangsspannung von 25 VDC angewendet wird, dann würde die maximale Startspannung über jeden der Schalter S1-S5 nur 5 V betragen, und daher sind ineffiziente Schalter mit höherer Spannung nicht erforderlich. Eine derartige Lösung ist möglicherweise weiterhin ineffizient und kann weiterhin längere Inbetriebsetzungszeiten für den normalen Beharrungszustand-Leistungswandlerbetrieb erfordern, speziell weil der Ausgangskondensator COUT gewöhnlich viel größer als die kollektive Kapazität C_PUMP der Pumpenkondensatoren ist und eine längere Zeit zum Vorladen erfordern kann.
Eine praktischere Schaltungsausführungsform eines Schaltkondensator-Leistungswandlers und/oder von Verfahren für den Betrieb eines solchen Leistungswandlers sollte fähig sein, alle Inbetriebsetzungsszenarien (einschließlich Zwischenzustände) robust zu bewältigen, effizient und kostengünstig sein und schnelle Inbetriebsetzungszeiten für einen Beharrungszustand-Wandlerbetrieb aufweisen. Unten wird eine Reihe von Lösungen präsentiert, die allein oder in Kombination verwendet werden können, um diese wünschenswerten Charakteristika durch Verhindern oder Minimieren des Einschaltstroms und/oder durch Vermeiden einer Schalterüberlastung zu erreichen. Eine Lösungskategorie involviert das Aufrechterhalten der Ladung an Pumpenkondensatoren oder Laden der Pumpenkondensatoren von dem Ausgangskondensator COUT aus während des Abschaltungszustands und/oder während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands. Eine weitere Lösungskategorie besteht darin, die Ladung oder Spannung an den Pumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands, oder alternativ während einer Schaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands, zu rebalancieren. Einige der Rebalancierungslösungen involvieren dedizierte Schaltkreise, während andere Rebalancierungslösungen nur leichte Schaltungsmodifikationen und/oder Modifikationen der Taktzeitsteuerungssequenzen, die auf die Ladepumpenschalter Sx angewandt werden, involvieren. Eine noch weitere Lösungskategorie vermeidet das Rebalancieren, während das gleiche Robustheitsziel durch Reduzieren der Rate des Ladungstransfers bei Inbetriebsetzung erreicht wird. Noch eine weitere Lösungskategorie vermeidet das Rebalancieren, während das gleiche Robustheitsziel durch selektives Isolieren der Ladepumpeneingangs- oder - ausgangsanschlüsse während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands erreicht wird.
A. Verhinderung eines Einschaltstroms durch Phasenknoten-Pulldown
Ein Aspekt der Erfindung schließt Ausführungsformen ein, die einen plötzlichen oder unkontrollierten Einschaltstrom bei Inbetriebsetzung durch Verhindern oder Begrenzen einer vollständigen Entladung der Ladepumpenkondensatoren Cx während einer Abschaltung eines Leistungswandlers vermeiden oder abmildern. Eine Abschaltung kann zum Beispiel auftreten, um die Batterielebensdauer einer handgehaltenen elektronischen Vorrichtung, wie etwa einem Mobiltelefon, zu erhalten. Solche Ausführungsformen adressieren die Problempunkte von Szenario 2 (vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx), was bedeutet, dass etwas Spannung am Anschluss V2+ verfügbar ist, während über die Pumpenkondensatoren Cx wenig oder keine Spannung vorliegt. Jede der Schaltungen und jedes der Verfahren, die in diesem Abschnitt beschrieben werden, vermindern die Probleme einer Inbetriebsetzungsüberspannung in Szenario 2 durch Verhindern oder Begrenzen eines Einschaltstroms von dem Ausgangskondensator COUT zu jedem Pumpenkondensator Cx, wenn das Schalten beginnt. Es ist dieser Einschaltstrom, der eine Überspannungsbelastung an den Stapelknoten Vcx verursachen kann.
In einem herkömmlichen Abschaltungszustand für das in 2 gezeigte Ausführungsbeispiel sind alle Schalter S1-S9 geöffnet (OFF/AUS). Ein Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung der Ladepumpenkondensatoren Cx besteht darin, während mindestens des Abschaltungszustands mindestens die „Niedrigseiten“-Phasenschalter S7 und S8 geschlossen (ON, eingeschaltet) zu halten, sodass die Phasenknoten PN1, PN2 auf die Schaltungsmasse (d. h. das Potenzial an V2-) herabgezogen werden. Als Resultat bleiben die Ladepumpenkondensatoren Cx von der Spannung am Anschluss V2+ (d. h. V_OUT) aus über die inhärenten Körper-Dioden D2-D5 geladen. Der Zustand der Schalter S7 und S8 kann durch geeignetes Programmieren oder Konfigurieren des Controllers 104 gesteuert werden.
In einigen Fällen ist es möglicherweise nicht machbar, die Schalter S7 und S8 während des Abschaltungszustands geschlossen (ON) zu halten, wie es zum Beispiel der Fall sein kann, wenn jeweilige Treiber zum Steuern des Zustands der Schalter S7 und S8 von einer Speisespannung betrieben werden, die im Abschaltungszustand nicht verfügbar ist. Alternative Ausführungsformen bewältigen eine solche Beschränkung. Zum Beispiel ist 3A eine schematische Darstellung einer Ausführungsform einer Abwärtsladepumpe 300, die als eine Wandlerschaltung 102 in dem Leistungswandler 100 von 1 verwendet werden kann, modifiziert, um eine vollständige Ladepumpenkondensatorenentladung in einem Abschaltungszustand zu verhindern und/oder um den Einschaltstrom von dem Ausgangskondensator COUT während der Inbetriebsetzung zu minimieren. In dem illustrierten Beispiel sind die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b parallel mit jeweiligen Niedrigseiten-Phasenschaltern S7, S8 gekoppelt.
Zum Beispiel können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b einfache Widerstände sein, die Widerstandswerte aufweisen, die klein genug sind um das Laden der Kondensatoren C1-C4 zu unterstützen, während sie groß genug sind, um den Leistungsverlust zu minimieren, wenn Phasenknoten PN1, PN2 während des Post-Inbetriebsetzungs-Beharrungszustandsbetrieb geschaltet werden. Solche Widerstände können feste Werte aufweisen oder im Wert variabel sein oder einen zum Zeitpunkt der Herstellung festgesetzten Wert aufweisen. Geeignete Widerstandswerte für widerstandsbasierte Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b können für viele Anwendungen 100-200 Ω sein. Da Nur-Widerstand-Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b in der Schaltung stets verbunden sind, sind sie fähig, eine Ladepumpenkondensatorentladung während des Abschaltungszustands zu verhindern, ohne Speisespannungen zu erfordern.
In einigen Ausführungsformen kann, wenn nur Widerstände für die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b verwendet werden, die Effizienz bei geringer Last aufgrund des Leistungsverlusts, wenn die Phasenknoten PN1, PN2 während des Beharrungszustandsbetrieb geschaltet werden, leiden. In alternativen Ausführungsformen können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b transistorbasierte Vorrichtungen sein, die während eines Abschaltungszustands und/oder einer Vorschaltungsperiode eines Inbetriebsetzungszustands freigegeben werden (vollständig oder teilweise leitend gemacht werden), aber die während eines Beharrungszustandsbetriebs gesperrt werden (im Wesentlichen nicht leitend gemacht werden), um so die Auswirkung ihrer Präsenz auf die Ladepumpe 300 zu reduzieren oder eliminieren. Zum Beispiel können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b Widerstandstransistoren (einschließlich MOSFETs), Transistoren mit variablem Widerstand (einschließlich MOSFETs), segmentierteTransistoren (einschließlich MOSFETs), transistorbasierte Stromsenken etc. sein. Falls während des Abschaltungszustands eine Speisespannung verfügbar ist, können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b während des Abschaltungszustands und/oder bevor die Ladepumpenschaltung zuerst freigegeben wird (d. h. während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands) freigegeben werden, aber zu anderen Zeitpunkten, wie etwa während eines Beharrungszustandsbetriebs, deaktiviert werden. Falls während des Abschaltungszustands eine Speisespannung nicht verfügbar ist, können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b lediglich während der Vorschaltungsperiode freigegeben werden, aber zu anderen Zeitpunkten, wie etwa während eines Beharrungszustandsbetriebs, deaktiviert werden.
Auf jeden Fall werden, wenn die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b aktiviert sind, diese langsam (verglichen mit Niedrigseiten-Phasenschaltern S7, S8) die Phasenknoten PN1, PN2, die mit den unteren Anschlüssen der Pumpenkondensatoren Cx gekoppelt sind, auf die Schaltungsmasse (d. h. das Potenzial an V2-) herabziehen. Falls die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b während des Abschaltungszustands aktiviert sind, werden die Ladepumpenkondensatoren Cx relativ zu der Spannung am Anschluss V2+ nicht vollständig entladen. Falls die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b während des Abschaltungszustands nicht aktiviert sind, aber während der Vorladungsperiode des Inbetriebsetzungszustands aktiviert sind, können die Ladepumpenkondensatoren Cx während des Abschaltungszustands vollständig entladen, aber werden von der Spannung am Anschluss V2+ aus über die inhärenten Körper-Dioden D2-D5 während der Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands mit einer reduzierten Rate schonend laden. Beide Ansätze vermeiden oder minimieren die Stärke des Einschaltstroms von COUT zu den Pumpenkondensatoren Cx, wenn die Niedrigseiten-Phasenschalter S7, S8 am Start der Ladepumpenschaltung freigegeben werden. In einigen Ausführungsformen kann, falls die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b aktiviert sind, während sie in der Vorschaltungsperiode sind, die Spannung an den Phasenknoten PN1, PN2 überwacht werden, sodass die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b deaktiviert (gesperrt/getrennt) werden können, sobald die Phasenknoten PN1, PN2 nahe zur Masse gezogen werden; danach können die Schalter S7 und S8 eingeschaltet (ON) und geschaltet werden, bis der Beharrungszustandsbetrieb erreicht ist.
In Ausführungsvarianten können die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b ein Binärschalter-FET in Serie mit einer Impedanz, wie etwa einem Widerstand, sein. Zum Beispiel ist 3B eine schematische Darstellung einer Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x, die einen transistorbasierten Schalter Sw_PD in Serie mit einem Widerstand R_PD beinhaltet, die als eine oder beide der Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b von 3A verwendet werden kann. Es ist zu beachten, dass die Reihenfolge der Verbindung des Schalters Sw_PD und des Widerstands R_PD umgekehrt werden kann.
Generell wird nur eine Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x pro Phasenknoten PNx notwendig sein. In einigen Fällen kann jedoch (zum Beispiel, falls separate Phasenknotenverbindungen pro Pumpenkondensator aus verschiedenen Gründen implementiert werden, wie etwa um Die- oder Platinen-Layout zu erleichtern) die Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x von 3B auf einer Pro-Ladepumpenkondensatorbasis (d. h. eine Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x für jeden der Ladepumpenkondensatoren Cx) implementiert werden.
Für Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b, die einen Schalter umfassen, kann der Zustand der Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b während des Abschaltungszustands und/oder der Vorschaltungsperiode durch geeignetes Programmieren oder Konfigurieren des Controllers 104 gesteuert werden. Die Pulldown-Vorrichtungen 302a, 302b können als „sanfte“ Pulldown-Vorrichtungen für die widerstandsmäßige oder stromgesteuerte Weise, in der die Vorrichtungen an den Phasenknoten PNx herabziehen, betrachtet werden. Im Gegensatz dazu weisen die Schalter S7 und S8 einen sehr niedrigen ON-Widerstand auf und werden die Phasenknoten PNx sehr stark („hart“) herabziehen, wenn sie geschlossen (ON) sind.
Es ist zu bemerken, dass die in diesem Abschnitt beschriebenen Schaltungen und Verfahren für das Herabziehen der Phasenknoten PNx in Verbindung mit den unten beschriebenen Schaltungen und Verfahren verwendet werden können.
B. Rebalancierungslösungen
1. Dedizierte Rebalanciererschaltung
Ein Aspekt der Erfindung schließt Ausführungsformen ein, die Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustandes rebalancieren, bevor das Schalten beginnt. Das Rebalancieren involviert das Festsetzen der Spannung über jeden der Ladepumpenkondensatoren Cx (z. B. C1-C4 in 2 und 3) auf ungefähre (z. B. innerhalb etwa ± 20 %) anvisierte Vielfache der Spannung V_OUT an dem Ausgangsanschluss (z. B. V2+ in 2 und 3) durch Entladen und/oder Vorladen der Ladepumpenkondensatoren, entweder simultan oder sequenziell, vor dem Start des Ladepumpenschaltungsbetriebs.
Ein Ansatz zum Rebalancieren von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Abwärts-Wandler besteht darin, eine dedizierte Rebalanciererschaltung zu verwenden. Zum Beispiel ist 4 eine Blockdarstellung 400 eines Schaltkondensator-Abwärtsleistungswandlers, der zur Verwendung mit einer dedizierten Rebalanciererschaltung konfiguriert ist. Die illustrierte Ausführungsform ist der Schaltung von 1 ähnlich, umfasst aber eine Rebalanciererschaltung 402, die mit der Wandlerschaltung 102 durch einen ersten Bus 404 und mit dem Controller 104 durch einen zweiten Bus 406 gekoppelt ist. Die Funktion der Rebalanciererschaltung 402 besteht aus Folgendem: (1) Erfassen der Ausgangsspannung V_OUT über C_OUT während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands und Ausgeben eines Signals, das die Ausgangsspannung angibt, und (2) als Funktion des Ausgangssignals, das die Ausgangsspannung angibt, Balancieren der Spannung über die Ladepumpenkondensatoren entweder durch Laden oder Entladen der Ladepumpenkondensatoren hin zu entsprechenden Beharrungszustand-Vielfachen von V_OUT. Falls die Spannung über einen Pumpenkondensator höher als sein entsprechendes Beharrungszustand-Vielfaches von V_OUT ist, wird der Pumpenkondensator entladen. Falls die Spannung über einen Pumpenkondensator niedriger als sein entsprechendes Beharrungszustand-Vielfaches von V_OUT ist, wird der Pumpenkondensator geladen.
Ausführungsformen der Rebalanciererschaltung 402 können eine oder mehrere Teilschaltungen umfassen. Zum Beispiel ist 5A eine schematische Darstellung eines ersten Typs einer Rebalanciererschaltung 500, die zur Verwendung als die Rebalanciererschaltung 402 von 4 geeignet ist. 5B ist eine schematische Darstellung einer Schalt-Pulldown-Widerstandsschaltung 580, die zur Verwendung in Verbindung mit der Rebalanciererschaltung 500 von 5A geeignet ist. 5C ist eine schematische Darstellung eines Balancierungsvergleichers 590, der zur Verwendung in Verbindung mit der Rebalanciererschaltung 500 von 5A geeignet ist.
In 5A wird die Ausgangsspannung V_OUT einer Schaltkondensator-Wandlerschaltung, wie etwa des in 3A gezeigten Typs, während der Inbetriebsetzung auf eine Spannungserfassungsteilschaltung 502 angewandt. Insbesondere wird V_OUT auf einen Spannungsteiler angewandt, der seriell verbundene Widerstände nR und R beinhaltet, wobei n einen Skalierungsfaktor darstellt. Die skalierte Spannung wird mit einem ersten Eingang eines Differenzverstärkers 504 gekoppelt, der Ausgang davon wird mit dem Gate eines FET M0 gekoppelt. Die Source von FET M0 wird mit einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers 504 und mit einem Widerstand R0, der mit der Schaltungsmasse gekoppelt ist, gekoppelt. Der Drain von FET M0 wird mit dem Drain und Gate eines Spiegeltreiber-FET M_M in einer Stromspiegelschaltung 506 gekoppelt. Eine geregelte Spannung V_REG betreibt den Differenzverstärker 504.
In diesem Beispiel wird die Eingangsspannung an die Stromspiegelschaltung 506 durch V_IN an den Schaltkondensator-Leistungswandler gespeist. Die beispielhafte Stromspiegelschaltung 506 umfasst vier Spiegelbeine FETs M1-M4, mit jeweiligen Sources, die mit V_IN gekoppelt sind, jeweiligen Drains, die mit jeweiligen Widerständen R1-R4 gekoppelt sind, und jeweiligen Gates, die mit dem Drain und Gate von FET M_M (und damit mit dem Drain von FET M0) gekoppelt sind. Im Betrieb wird V_OUT durch den Referenzverstärker 504 erfasst und wird ein Referenzstrom IREF über FET M0 und FET M_M produziert, der der Spannung am Eingang des Differenzverstärkers 504, geteilt durch R0, entspricht: IREF = xV_OUT/R0, wobei xV_OUT proportional zu V_OUT durch das Verhältnis 1 / (n + 1) ist und n der Skalierungsfaktor für den Widerstand nR ist.
Der Referenzstrom IREF ist proportional zu V_OUT und wird in jedem der Spiegelbeine in bekannter Weise gespiegelt. Der Spiegelstrom in jedem der Spiegelbeine generiert eine entsprechende Spannung, die durch den Wert der entsprechenden Widerstände R1-R4 festgesetzt wird. Daher sollte in diesem Beispiel R1 so festgesetzt werden, dass I_REF × R1 idealerweise 4 × V_OUT an einem Knoten, der mit dem Stapelknoten V_C1 verbunden ist, der die „obere“ Platte von Kondensator C1 ist (siehe 3A), entspricht. Gleichermaßen sollte R2 so festgesetzt werden, dass IREF × R2 idealerweise 3 × V_OUT an einem Knoten, der mit Stapelknoten V_C2 verbunden ist, entspricht; sollte R3 so festgesetzt werden, dass IREF × R3 idealerweise 2 × V_OUT an einem Knoten, der mit Stapelknoten V_C3 verbunden ist, entspricht; und sollte R4 so festgesetzt werden, dass I_REF × R4 idealerweise 1 × V_OUT an einem Knoten, der mit Stapelknoten V_C4 verbunden ist, entspricht. Alternativ kann der Wert der Widerstände R1-R4 der gleiche sein, während das Größenverhältnis von FETs M1-M4 in jedem Spiegelbein relativ zu FET M_M skaliert werden kann, um ein ähnliches Ergebnis zu erreichen.
Die Rebalanciererschaltung 500 von 5A kann nach dem Betrieb von Pulldown-Schaltungen, die mit der „unteren“ Platte der Ladepumpenkondensatoren Cx (z. B. C1-C4 in 3A) gekoppelt sind, verwendet werden. Die Schalt-Pulldown-Widerstand-Schaltung 580 in 5B ist im Wesentlichen mit der Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x von 3B identisch, wird aber in dem Kontext gezeigt, dass sie zwischen einem Pumpenkondensator Cx und der Schaltungsmasse gekoppelt ist. Während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands, bevor die Rebalanciererschaltung 500 aktiviert werden würde, ist der Schalter Sw_PD der Schalt-Pulldown-Widerstand-Schaltung 580 geschlossen, womit die „untere“ Platte (die mit einem Phasenknoten PNx gekoppelt ist) des entsprechenden Ladepumpenkondensators Cx über einen kleinen Pulldown-Widerstand R_PD (z. B. 100-200 Ω) an die Schaltungsmasse gebunden wird, um das Laden über die „obere“ Platte des Ladepumpenkondensators Cx freizugeben.
Es ist zu beachten, dass, während die Schalt-Pulldown-Widerstand-Schaltung 580 (sowie die Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x von 3B) das Laden der Pumpenkondensatoren Cx erlaubt, die widerstandsmäßige Beschaffenheit solcher Schalt-Pulldown-Schaltungen, verglichen mit den Niedrigseiten-Phasenschaltern S7, S8, bedeutet, dass das Laden der Pumpenkondensatoren Cx viel langsamer stattfindet und sich die Kondensatorspannung wesentlich von der anvisierten Spannung unterscheiden kann, abhängig von Lade- oder Entladestrom × Schalt-Pulldown-Schaltung R_ON. Dies widerspricht dem Ziel der Rebalanciererschaltung 402, die darauf abzielt, die Pumpenkondensatorspannungen auf einen spezifischen Spannungspegel zu bringen. Wiederum gilt, dass das Ziel der Schalt-Pulldown-Widerstand-Schaltung 580 (sowie der Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x von 3B) darin besteht, den Einschaltstrom von COUT an die Pumpenkondensatoren Cx durch Implementieren eines sanften Ladens von Cx von COUT aus zu minimieren. Sobald die Phasenknoten PN1, PN2 die Schaltungsmasse erreicht haben oder die Pumpenkondensatoren Cx vollständig sanft geladen sind, können die Phasenknoten PN1, PN2 durch die Niedrigseiten-Phasenschalter S7, S8 nach unten gezogen werden und kann die Rebalanciererschaltung 402 dann freigegeben werden, um die Pumpenkondensatoren Cx hin zu entsprechenden Beharrungszustand-Vielfachen von V_OUT zu laden oder entladen. Die Schalt-Pulldown-Widerstand-Schaltung 580 kann parallel mit freigegebenen Niedrigseiten-Phasenschaltern S7, S8 freigegeben bleiben, während die Rebalanciererschaltung 402 freigegeben ist, oder kann durch Öffnen von Schalter Sw_PD gesperrt werden, bevor die Rebalanciererschaltung 402 freigegeben wird.
Wiederum bezugnehmend auf 5A stellen die durch die Spiegelbeine der Stromspiegelschaltung 506 ausgegebenen Spannungen anvisierte Spannungen dar, auf die die Pumpenkondensatoren C1-C4 in Bezug auf die erfasste Ausgangsspannung V_OUT geladen oder entladen werden sollen. Während der Inbetriebsetzung, falls V_OUT hoch ist, wird die Referenzspannung xV_OUT hoch sein, was in einem hohen Wert für IREF und daher hohen Werten für die anvisierten Spannungen über jeden der Widerstände R1-R4 resultiert. Folglich werden die Pumpenkondensatoren C1-C4 und ihre entsprechenden Stapelknoten V_CX, die eine niedrigere Spannung aufweisen, beginnen, während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands auf die anvisierten Spannungen über die entsprechenden Widerstände R1-R4 (d. h. Vielfache von V_OUT) zu laden. Umgekehrt wird, falls V_OUT niedrig ist (z. B. aufgrund eines Fehlerereignisses, wie etwa eines Kurzschlusses), während der Inbetriebsetzung die Referenzspannung xV_OUT niedrig sein, was in einem niedrigen Wert für IREF und daher niedrigen Werten für die anvisierten Spannungen über jeden der Widerstände R1-R4 resultiert. Folglich wird eine etwaige überhöhte Spannung an den Pumpenkondensatoren C1-C4 und ihren entsprechenden Stapelknoten Vcx beginnen, während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands über die Widerstände R1-R4 an die Schaltungsmasse zu entladen. Die Lade- oder Entladezeit ist zu der Kapazität der Pumpenkondensatoren C1-C4 und zu dem Referenzstrom IREF proportional. Daher wird jedes Spiegelbein konfiguriert, um sowohl ein entsprechendes anvisiertes Vielfaches der Ausgangsspannung des Wandlers als Reaktion auf den Referenzstrom IREF als auch einen Schaltungspfad zu der Schaltungsmasse über einen entsprechenden Widerstand bereitzustellen.
In der in 5A illustrierten Ausführungsform können optionale Schalter Sw0-Sw4 zwischen jeweiligen Widerständen R0-R4 und der Schaltungsmasse eingeschlossen sein. Wenn die Rebalanciererschaltung 500 in Verwendung ist (z. B. während der Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands), würden die Schalter Sw0-Sw4 geschlossen sein. Die Schalter Sw0-Sw4 können während des Beharrungszustandsbetriebs geöffnet werden, um Leistungsverbrauch durch die Rebalanciererschaltung 500 zu vermeiden.
Während die Rebalanciererschaltung 500 auf einer zeitgesteuerten Basis verwendet werden kann, umfasst eine robuste und schnell wirkende Ausführungsform bevorzugt aktive Spannungsbalance-Vergleichsschaltungen, um die Spannungen an den Stapelknoten Vcx, entweder simultan oder sequenziell, zu messen und zu balancieren. Zum Beispiel können Fälle des Balancierungsvergleichers 590 von 5C mit jedem Stapelknoten Vcx (d. h. der oberen Platte von entsprechenden Pumpenkondensatoren Cx) über einen Spannungsteiler, der seriell verbundene Widerstände nR und mR beinhaltet, verbunden werden, wobei n einen Skalierungsfaktor darstellt und m einen einstellbaren oder verstellbaren Wert darstellt. Die skalierte Spannung wird mit einem ersten Eingang einer Vergleicherschaltung 592, die von einer geregelten Spannung V_REG betrieben wird, gekoppelt. Die Spannung xV_OUT von der Rebalanciererschaltung 500 von 5A wird mit einem zweiten Eingang der Vergleicherschaltung 592 als Referenzspannung gekoppelt. Die Balancierungsvergleicher 590 werden konfiguriert, um einen logischen „niedrigen“ oder einen logischen „hohen“ FLAG-Ausgang von der Vergleicherschaltung 592 bereitzustellen, die mit den logischen Steuerungsschaltkreisen (nicht gezeigt, kann aber ein Multieingang-AND-Gate sein) oder Schaltkreisen innerhalb des Controllers 104 gekoppelt werden kann.
Im Betrieb vergleichen, wenn die Rebalanciererschaltung 402 während der Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands einer Ladepumpe aktiviert ist und der Prozess des Ladens/Entladens startet, die jeweiligen Balancierungsvergleicher 590 die Spannung an den Stapelknoten Vcx (welche die Spannung über die Pumpenkondensatoren Cx darstellt) mit xV_OUT. In einem Ausführungsbeispiel ist jeder Balancierungsvergleicher 590 konfiguriert, um zu erfordern, dass die Spannung über seinen jeweiligen Pumpenkondensator Cx innerhalb eines gewünschten Bereichs (z. B. 80 % bis 120 %) des anvisierten Wertes liegt, um einen „Im-Bereich“-FLAG-Ausgang (welcher ein logischer „hoher“ oder „niedriger“ Wert sein kann, wie er für die logischen Steuerungsschaltkreise benötigt wird) zu generieren. Der gewünschte Bereich kann zum Beispiel durch Ändern der Teilungsverhältnisse der Widerstände nR und mR, wie etwa durch Einstellen oder Verstellen des Wertes des Widerstandes mR, festgelegt werden.
Die FLAG-Ausgänge der Balancierungsvergleicher 590 können als Eingänge für die logischen Steuerungsschaltkreise verwendet werden, wodurch bestimmt wird, wann alle Kondensatoren die spezifizierte „Im-Bereich“-Bedingung erfüllen, wonach der Spannungsbalancierungsprozess abgebrochen wird und der Inbetriebsetzungszustand von der Vorschaltungsperiode auf die anschließende Schaltungsperiode übergeht, in der Ladepumpenschaltung beginnt, aber der Beharrungszustandsbetrieb noch nicht erreicht ist. Zum Beispiel kann die Rebalanciererschaltung 500 durch Öffnen der Schalter Sw0-Sw4 in 5A gesperrt werden.
Ein Vorteil des Verwendens der Balancierungsvergleicher 590 über eine zeitgesteuerte Rebalancierierungssequenz besteht darin, dass der Schaltkondensator-Leistungswandler nicht auf die Schlimmstfall-RC-Zeitkonstanten warten muss, die sowohl in der Rebalanciererschaltung 402 als auch in der Wandlerschaltung 102 inhärent sind, um sicherzustellen, dass die bunten Kondensatoren Cx spannungsbalanciert sind. Dies spart Inbetriebsetzungs- und Wiederherstellungszeit, falls eine Wandlerschaltung 102 in Zwischensituationen (z. B. COUT und/oder C_PUMP sind in unterschiedlichem Maße vorgeladen und/oder entladen) zwischen Szenario 1, 2 oder 3 neu gestartet wird.
Zwecks Robustheit ist es nützlich, die Rebalanciererschaltung 500 so zu konfigurieren, dass sie atypische Zustände bewältigen kann, die bei bestimmten Anwendungen entstehen können, wie etwa in dem Fall eines Kurzschlusses über die Lastanschlüsse, wo COUT vollständig entladen wird (es ist zu beachten, dass das Neustarten eines Schaltkondensator-Leistungswandlers nach einem Kurzschluss dem Inbetriebsetzen in Szenario 3 ähnlich sein wird). In dem Fall eines Kurzschlusses, bei dem die Ausgangsspannung V_OUT nahe oder auf der Schaltungsmasse liegt, ist I_REF, der von V_OUT generiert wird, möglicherweise für einen korrekten Betrieb der Rebalanciererschaltung 500 unzureichend. Demgemäß ist es nützlich, einen Offset-Strom bereitzustellen, der freigegeben wird, wenn ein Kurzschluss detektiert wird und/oder wenn V_OUT kleiner als ein gewünschter Pegel ist, der ausreicht, um einen adäquaten Wert für IREF zu generieren.
Bezugnehmend auf 5A beinhaltet eine schaltbare Offset-Strom-Schaltung 508 eine Stromquelle 510, die mit dem ersten Eingang des Differenzverstärkers 504 und mit der geregelten Spannung V_REG über einen Schalter Sw gekoppelt ist. Der Schalter Sw wird basierend auf der Detektion einer Kurzschlussbedingung oder Beinahe-Kurzschlussbedingung geöffnet oder geschlossen. In einigen Ausführungsformen kann es nützlich sein, eine „Kurzschlussbedingung“ als einen Spannungspegel für V_OUT zu definieren, der kleiner als oder gleich etwa 20 % des anvisierten Spannungswertes für V_OUT ist, der V_IN/Div sein sollte, wobei Div das konzipierte Wandlungsgewinnverhältnis für die Schaltkondensator-Wandlerschaltung 300 ist. Eine Kurzschlussbedingung kann auf verschiedene Arten detektiert werden, einschließlich durch Verwenden einer Schaltung, die dem Balancierungsvergleicher 590 von 5C ähnlich ist, um V_OUT zu skalieren und mit einer Referenzspannung zu vergleichen.
Falls eine Kurzschlussbedingung detektiert wird, wird der Schalter Sw geschlossen und wird ein Offset-Strom I_OFFSET durch die Stromquelle 510 generiert und auf den ersten Eingang des Differenzverstärkers 504 angewandt, wodurch die normal generierte Spannung durch Anwenden von V_OUT auf den Spannungsteiler, der seriell verbundene Widerstände nR und R beinhaltet, verzerrt wird. Sobald die Kurzschlussbedingung endet oder als beendet erachtet wird (z. B. wenn V_OUT einen Wert über dem Pegel aufweist, der die „Kurzschlussbedingung“ definiert, oder nach einer Zeitperiode), kann der Schalter Sw wieder geöffnet werden. Ein kleiner Nachteil des Einschließens der schaltbaren Offset-Strom-Schaltung 508 besteht darin, dass ein Offset in der anvisierten Spannung für die Pumpenkondensatoren Cx erzeugt werden kann, was bedeutet, dass die bunten Kondensatoren Cx nicht ideal balanciert sind. Das Offset wird jedoch limitiert sein und Kurzschlussbedingungen sollten normalerweise selten sein. Eine alternative Implementierung der schaltbaren Offset-Strom-Schaltung 508, mit der ein ähnliches Ergebnis realisiert wird, besteht darin, ein systematisches oder präferentielles Offset innerhalb des Differenzverstärker 504 selbst einzugeben, sodass der Ausgang des Differenzverstärkers 504 einen adäquaten Wert für IREF generiert, auch wenn die Ausgangsspannung V_OUT nahe oder auf der Schaltungsmasse liegt (d. h. die Kurzschlussbedingung). Eine Möglichkeit, ein Offset innerhalb des Differenzverstärkers 504 einzugeben, besteht darin, die Größen der Transistoren/Vorrichtungen, die innerhalb des Differenzverstärkers 504 verwendet werden, in bekannter Weise zu verzerren.
Wie zu erkennen ist, kann die Spiegelstromschaltung 506 weniger oder mehr Spiegelbeine für Schaltkondensator-Leistungswandler mit unterschiedlichen Wandlungsverhältnissen aufweisen. Darüber hinaus können, für einen Mehrphasen-Leistungswandler, einige oder alle der Spiegelbeine zur Verbindung mit einer unterschiedlichen Phase dupliziert werden. In einigen Anwendungen können ein oder mehrere der Spiegelbeinwiderstände (z. B. R1-R4) variabel sein, um Schaltkondensator-Leistungswandler unterzubringen, die konfiguriert werden können, um unterschiedliche Wandlungsverhältnisse aufzuweisen (z. B. geteilt-durch-2 oder geteilt-durch-3). Ein solcher Leistungswandler wird im US-Patent Nr. 10,263,514 , ausgegeben am 16. April 2019, mit dem Titel „Selectable Conversion Ratio DC-DC Converter“, an den Abtretungsempfänger der vorliegenden Erfindung abgetreten und hiermit durch diese Bezugnahme einbezogen, beschrieben.
Die Rebalanciererschaltung 402 von 4 kann mit anderen Schaltkreisen implementiert werden. Zum Beispiel ist 6A eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform einer Rebalanciererschaltung 600, die zur Verwendung als die Rebalanciererschaltung 402 von 4 geeignet ist. In 6A wird die Ausgangsspannung V_OUT einer Schaltkondensator-Wandlerschaltung, wie etwa der in 3A gezeigte Typ, während der Inbetriebsetzung auf eine Spannungserfassungsteilschaltung 602 angewandt. Speziell wird V_OUT auf den ersten Eingang eines Differenzverstärkers 604 angewandt, der Ausgang davon wird mit dem Gate eines FET M0 gekoppelt. Es ist zu beachten, dass V_OUT zuerst durch einen Spannungsteiler, falls benötigt, wie in 5A, skaliert werden kann. Die Source von FET M0 wird mit einem zweiten Eingang des Differenzverstärkers 604 und mit einem Widerstand R0, der mit der Schaltungsmasse gekoppelt ist, gekoppelt. Der Drain von FET M0 wird mit dem Drain und Gate von FET M_P0 und mit dem Gate von FET M_P1 in einer Stromspiegelschaltung 606 gekoppelt. Eine geregelte Speisespannung V_REG betreibt den Differenzverstärker 604. Im Wesentlichen implementiert die Spannungserfassungsteilschaltung 602 einen Spannung-zu-Strom-Wandler, bei dem die Spannung V_OUT in einen proportionalen Strom, gekennzeichnet als IREF in 6A, umgewandelt wird.
In diesem Beispiel wird die Speisespannung für die Stromspiegelschaltung 606 durch die Eingangsspannung V_IN für eine gekoppelte Schaltkondensator-Wandler-Schaltung gespeist. Die beispielhafte Stromspiegelschaltung 606 umfasst ein Spiegelbein, das FET M_P1 beinhaltet, bei dem die Source mit V_IN gekoppelt ist und das Drain mit seriell verbundenen Widerständen R1-R3 gekoppelt ist. Die seriell verbundenen Widerstände R1-R3 sind wiederum mit der Schaltungsmasse gekoppelt. Die Spannungserfassungsteilschaltung 602, Stromspiegelschaltung 606 und seriell verbundenen Widerstände R1-R3 können so betrachtet werden, dass sie einen Vorspannungsgenerator 608 beinhalten.
V_OUT wird durch den Differenzverstärker 604 erfasst und ein Referenzstrom IREF wird über FET M0 und FET M_P0 produziert, der der Spannung am Eingang des Differenzverstärkers 604, geteilt durch R0, entspricht: IREF = V_OUT/RO. Der Referenzstrom IREF ist direkt proportional zu V_OUT und wird in dem Spiegelbein in bekannter Weise gespiegelt. Der Spiegelstrom in dem Spiegelbein generiert einen Satz entsprechender Spannungen, die durch die Werte der Widerstände R1-R3 bestimmt werden. Daher sollten in diesem Beispiel R1-R3 so festgesetzt werden, dass I_REF × (R1 + R2 + R3) idealerweise 4 x V_OUT an einem Knoten n1 entspricht. Gleichermaßen sollten R2-R3 so festgesetzt werden, dass I_REF × (R2 + R3) idealerweise 3 × V_OUT an einem Knoten n2 entspricht; sollte R3 so festgelegt werden, dass I_REF × R3 idealerweise 2 × V_OUT an einem Knoten n3 entspricht. Die generierten Spannungen an den Knoten nx sind daher jeweils ein Vielfaches der Ausgangsspannung V_OUT der gekoppelten Wandlerschaltung. Alternative Verfahren zum Generieren von Spannungen an den Knoten nx aus der erfassten Ausgangsspannung V_OUT sind möglich und umfassen das Verwenden von Betriebsverstärkern oder Spannungsmultiplikatoren (nicht gezeigt).
Die Spannungen an den Knoten nx und die Ausgangsspannung V_OUT werden mit Rebalancierungstreibern 610a-610d gekoppelt, die wiederum mit entsprechenden Stapelknoten Vcx gekoppelt werden, welche die „oberen“ Platten von entsprechenden Pumpenkondensatoren Cx (siehe 3A) sind. Die Rebalancierungstreiber 610a-610d stellen eine Ladung für die Pumpenkondensatoren Cx über die entsprechenden Stapelknoten Vcx bereit oder stellen einen Entladungspfad für die Pumpenkondensatoren Cx von den entsprechenden Stapelknoten Vcx bereit, sodass die Spannungen an den Stapelknoten Vcx ungefähr den entsprechenden Spannungen an den Knoten nx gleich werden. Auf diese Weise werden die Pumpenkondensatoren Cx auf Spannungen geladen, die ungefähr den entsprechenden Spannungen an den Knoten nx gleichen.
6B ist eine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform eines Rebalancierungstreibers 610x, der zur Verwendung in der Rebalanciererschaltung 600 von 4 geeignet ist. In dieser Ausführungsform beinhaltet der Rebalancierungstreiber 610x einen Spannungspuffer, der seriell verbundene FETs M_N und M_P umfasst, die zwischen V_IN und V_OUT in einer Push-Pull-Topologie gekoppelt sind. Die Gates von FETs M_N und M_P sind mit einer Spannung von einem Knoten nx des Vorspannungsgenerators 608 in der Rebalanciererschaltung 600 von 6A gekoppelt. Optionale Spannungsoffsets V_OS1, V_OS2 können zwischen Knoten nx und den Gate-Anschlüssen von N-Typ-FET M_N bzw. P-Typ-FET M_P eingegeben werden, sodass der Spannungspuffer seinen Ausgangsknoten (d. h. die Source-Anschlüsse von FETs M_N und M_P) genauer auf die Spannung am Knoten nx vorspannt.
Der Ausgangsknoten des Spannungspuffers ist mit einem Freigabe-/Sperrschalter Sw_D gekoppelt, der wiederum mit einem Stapelknoten Vcx gekoppelt ist. Wenn ein Rebalancieren während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands benötigt wird, wird der Schalter Sw_D freigegeben (geschlossen). Sobald das Rebalancieren abgeschlossen ist und die Ladepumpenschaltung beginnt, wird Sw_D gesperrt (geöffnet), um den Spannungspuffer von dem Stapelknoten V_CX zu isolieren.
Wenn der Schalter Sw_D freigegeben (geschlossen) ist, lädt die am Knoten nx generierte Spannung, gepuffert durch den Rebalancierungstreiber 610x, einen entsprechenden Pumpenkondensator Cx von V_IN über FET M_N, falls die Spannung über den Pumpenkondensator Cx niedriger ist, und stellt andernfalls einen Entladepfad an V_OUT über FET M_P bereit, falls die Spannung über den Pumpenkondensator Cx höher ist. Eine alternative Ausführungsform des Rebalancierungstreibers 610x kann den Drain-Anschluss von FET M_P mit der Schaltungsmasse anstatt V_OUT gekoppelt aufweisen. Während diese alternative Ausführungsform, wenn benötigt, eine ähnliche Entladefunktion realisiert, geht die von dem Pumpenkondensator entfernte Ladung verloren und kann nicht wiedergewonnen werden.
Falls die Spannungsoffsets V_OS1, V_OS2 nicht verwendet werden, arbeitet der Spannungsprüfer trotzdem, mit der Ausnahme, dass die Pufferausgangsspannung unter der Spannung am Knoten nx (um einen Betrag, der ungefähr der FET-M_N-Schwellenspannung entspricht) enden wird, wenn die Vorladung hauptsächlich über N-Typ-FET M_N erfolgt, und über der Spannung am Knoten nx (um einen Betrag, der ungefähr der FET-M_P-Schwellenspannung entspricht) enden wird, wenn die Entladung hauptsächlich über P-Typ-FET M_P erfolgt. Die Spannungoffsets V_OS1, V_OS2 können in Anwendungen ausgelassen werden, bei denen der Schwellenspannungsfehler tolerierbar ist.
Es ist zu beachten, dass der Rebalancierungstreiber 610d für den Stapelknoten V_C4-Knoten in 6A einfacher durch Verwenden einer Pulldown-Vorrichtung (z. B. der Schalt-Pulldown-Vorrichtung 302x in 3B) über den Stapelknoten V_C4 und Stapelknoten Vx (der mit der Wandlerausgangsspannung V_OUT gekoppelt wird) implementiert werden kann, da es gewünscht wird, dass die Spannung am Stapelknoten V_C4 nach dem Balancieren V_OUT entsprechen soll.
Ein Vorteil der Rebalancierungsschaltung 600 von 6A, verglichen mit der Rebalancierungsschaltung 500 von 5A, besteht darin, dass, wenn ein Pumpenkondensator Cx entladen wird, die überhöhte Ladung durch den Rebalancierungstreiber 610x an den Ausgangskondensator COUT (d. h. die Quelle von V_OUT) transferiert wird, anstatt an die Schaltungsmasse entladen zu werden. Des Weiteren muss der Rebalancierungstreiber 610x nicht simultan Strom von V_IN aufnehmen, um den gewünschten Spannungspegel an den Vcx-Stapelknoten zu erreichen. Insbesondere ist der direkte Transfer von überhöhter Pumpenkondensatorladung an den Ausgangskondensator COUT weniger verschwenderisch und die reduzierte V_IN-Stromaufnahme, wenn eine Pumpenkondensatorentladung durchgeführt wird, kann die Dauer des Rebalancierens eines Schaltkondensator-Leistungswandlers um mindestens einen Faktor von zwei verkürzen.
6C ist eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform eines Rebalancierungstreibers 610y, der zur Verwendung in der Rebalanciererschaltung 600 von 4 geeignet ist. In der illustrierten Ausführungsform beinhaltet der Rebalancierungstreiber 610y eine schaltbare Stromquelle, die eine erste Stromquelle I1 umfasst, die zwischen der Eingangsspannung V_IN einer Wandlerschaltung und einem Schalter Sw_CHG gekoppelt ist. Der erste Schalter Sw_CHG ist mit einem zweiten Schalter Sw_DIS seriell verbunden. Eine zweite Stromquelle I2 ist zwischen dem zweiten Schalter Sw_DIS und der Ausgangsspannung V_OUT der Wandlerschaltung gekoppelt. Ein Mittelpunkt zwischen den Stromquellen I1, I2 und Schaltern Sw_CHG, Sw_DIS ist mit einem Stapelknoten Vcx gekoppelt. In Ausführungsvarianten kann die relative Reihenfolge der ersten Stromquelle I1 und des ersten Schalters Sw_CHG umgekehrt werden und kann die relative Reihenfolge der zweiten Stromquelle I2 und des zweiten Schalters Sw_DIS umgekehrt werden. In anderen Ausführungsvarianten können die erste Stromquelle I1 und der erste Schalter Sw_CHG mit einem Stapelknoten mit höherer Spannung (z. B. über Stapelknoten Vcx) anstatt V_IN gekoppelt sein, während die zweite Stromquelle I2 und der zweite Schalter Sw_DIS mit der Schaltungsmasse oder einem Stapelknoten mit niedrigerer Spannung (z. B. unter Stapelknoten Vcx) gekoppelt sein können.
Wenn der erste Schalter Sw_CHG freigegeben (geschlossen) wird, während der zweite Schalter Sw_DIS gesperrt (geöffnet) wird, wird die erste Stromquelle I1 einen entsprechenden Pumpenkondensator Cx, dessen obere Platte mit einem assoziierten Stapelknoten Vcx verbunden ist, laden. Umgekehrt wird, wenn der erste Schalter Sw_CHG gesperrt (geöffnet) wird, während der zweite Schalter Sw_DIS freigegeben (geschlossen) wird, die zweite Stromquelle I2 einen entsprechenden Pumpenkondensator Cx, dessen obere Platte mit dem assoziierten Stapelknoten Vcx verbunden ist, entladen. Ob eine Lade- oder Entladefunktion für einen bestimmten Pumpenkondensator Cx benötigt wird oder nicht, kann bestimmt werden, indem zuerst jede Stapelknotenspannung Vcx und die Ausgangsspannung V_OUT, zum Beispiel durch Verwendung des Balancierungsvergleichers 590 von 5C, verglichen werden. Sobald entweder der erste Schalter Sw_CHG oder der zweite Schalter Sw_DIS freigegeben ist, wird die entsprechende Stapelknotenspannung Vcx weiterhin überwacht oder gemessen, um zu bestimmen, ob der freigegebene Schalter geöffnet werden kann, sobald die assoziierte Stapelknotenspannung Vcx ihre anvisierte Spannung erreicht hat.
Genereller besteht ein Vorteil der dedizierten Rebalanciererschaltung 402 darin, dass, auch wenn die Stapelknoten Vcx und/oder V_OUT Spannungen nahe Null aufweisen, die Rebalanciererschaltung 402 nicht hängenbleibt oder Zeit damit verschwendet, durch unnötiges Rebalancieren zu gehen, wodurch die Inbetriebsetzungszeit reduziert wird. Das Verwenden einer dedizierten Rebalanciererschaltung 402, um die Spannungen über die Pumpenkondensatoren Cx zu rebalancieren, kann eine Überlastung der Ladepumpenschalter (einschließlich Transistoren in entsprechenden Treiberschaltungen) beim Inbetriebsetzen aus einer breiten Reihe von anfänglichen Situationen verhindern. In einigen Ausführungsformen wird nur eine Kernzelle der Rebalanciererschaltung 402 (z. B. Spannungserfassungsteilschaltung 502 und Stromspiegelschaltung 506 in 5A oder der Vorspannungsgenerator 608 in 6A) für das Laden oder das Entladen aller Pumpenkondensatoren Cx benötigt. Darüber hinaus kann die Inbetriebsetzungszeit durch Überwachen der Spannung über die Pumpenkondensatoren Cx durch Verwenden von Spannungsvergleichern und Auswählen der optimalen zu ergreifenden Maßnahme (z. B. nur laden, nur entladen, oder kein Rebalancieren benötigt) reduziert werden.
2. Rebalancierung von Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode
Ein weiterer Aspekt der Erfindung schließt Ausführungsformen ein, die Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustandes rebalancieren (d. h. bevor die Ladepumpenschaltung beginnt), indem existierende Schalter und existierende Schalterpfade innerhalb der Ladepumpe umfunktioniert werden, wodurch Konstruktionskomplexität und Fläche reduziert werden.
Zum Beispiel sollte beim Rebalancieren der Abwärts-Wandler-Schaltung 200 von 2 die Spannung über C1 idealerweise auf etwa 4 × V_OUT festgelegt werden, sollte die Spannung über C2 idealerweise auf etwa 3 × V_OUT festgelegt werden, sollte die Spannung über C3 idealerweise auf etwa 2 × V_OUT festgelegt werden und sollte die Spannung über C4 idealerweise auf etwa 1 × V_OUT festgelegt werden. Genereller wird es, falls der Wandlungsgewinn eines symmetrischen Einphasen-Kaskadenmultiplikators n ist, wobei n eine ganze Zahl ist, (n - 1) Pumpenkondensatoren geben, wird die maximale Beharrungszustandsspannung über einen Pumpenkondensator (n - 1) x V_OUT betragen und wird die minimale Beharrungszustandsspannung über einen Pumpenkondensator 1 × V_OUT betragen. Das Rebalancieren involviert das simultane oder sequenzielle Entladen und/oder Vorladen der n - 1 Ladepumpenkondensatoren auf Spannungspegel, die ungefähr deren Beharrungszustands-Vielfachen von V_OUT entsprechen. Es ist zu beachten, dass das Konzept des Rebalancierens auch für andere Typen von Ladepumpen angewandt werden kann, obwohl die anvisierten Spannungspegel für das Rebalancieren der Pumpenkondensatoren unterschiedlich sein können. Zum Beispiel wird eine Serien-Parallel- Ladepumpenkonfiguration mit Wandlungsgewinn n die gleiche Beharrungszustandsspannung von 1 × V_OUT für alle ihre Pumpenkondensatoren aufweisen.
In einigen Ausführungsformen von Ladepumpen, wie etwa bei dem in 3A gezeigten Beispiel, können alle Schalter Sx (z. B. S1-S9 in 3A) der Ladepumpe als segmentierter FET implementiert werden. Ein segmentierter FET weist mehrere parallele unabhängig steuerbare Drain-zu-Source-Leitungspfade auf, einschließlich mindestens eines Primärschalter-Pfades Sx und mindestens eines Hilfsschalter-Pfades SxA. Jeder Drain-zu-Source-Leitungspfad kann durch Steuern des mit dem Pfad assoziierten FET-Gate-Anschlusses unabhängig geöffnet oder geschlossen werden. Ein Hilfsschalter-Pfad SxA weist einen höheren ON-Widerstand R_ON als der Primärschalter-Pfad Sx auf. In anderen Ausführungsformen können ein oder mehrere kleinere Hilfs-FETs SxA parallel mit einem oder mehreren entsprechenden Primärschaltern Sx (z. B. S1-S9 in 3A) verbunden werden. Ein kleinerer paralleler Hilfsschalter SxA weist einen höheren ON-Widerstand R_ON als ein entsprechender Primärschalter Sx auf. Ein Vorteil von Hilfsschaltern/Pfaden SxA besteht darin, dass sie die Rate des Ladungstransfers zwischen Kondensatoren begrenzen, da sie verglichen mit den entsprechenden Primärschaltern Sx einen relativ hohen R_ON aufweisen.
In Ladepumpenausführungsformen, die Hilfsschalter/Pfade SxA aufweisen, involviert eine Technik zum Rebalancieren von Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode eines Inbetriebsetzungszustands das Verwenden der existierenden Hilfsschalter/Pfade SxA und eine spezielle Initialisierung von Schalterzeitsteuerungssequenzen, um die Ladepumpenkondensatoren Cx basierend auf dem präsentierten Szenario vorzuladen oder zu entladen. Vorteilhafterweise erfordert diese Technik keine neuen Ladepumpenschaltungspfade, sondern nur eine Auswahl eines Satzes Taktzeitsteuerungssequenzen basierend auf einer Messung der Spannungen über die Ladepumpenkondensatoren Cx (d. h. die Spannungen an den Stapelknoten Vcx). Die Spannungen können zum Beispiel durch Fälle des Balancierungsvergleichers 590 von 5C gemessen werden, die mit jedem Stapelknoten Vcx (d. h. der oberen Platte von entsprechenden Pumpenkondensatoren Cx) verbunden sind. Die Balancierungsvergleicher 590 können, falls gewünscht, in einem Controller 104 eingeschlossen sein.
Zum Beispiel ist 7A eine Darstellung 700 eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 1 (nicht vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert. Durch Verwenden des in 3A gezeigten Beispiels der Ladepumpe 300 in einem Abschaltungszustand vor Zeit t₀ sind alle Schalter Sx (einschließlich Hilfsschalter/Pfade SxA) anfänglich geöffnet (OFF/AUS). Das Szenario 1 wird detektiert, falls die Spannung über C_OUT und die Spannungen an den Stapelknoten Vcx allesamt gemessen werden und unter einem gewünschten Wert liegen, oder im Wesentlichen für eine bestimmte Anwendung als Null erachtet werden. Beim Freigeben der Ladepumpe 300, beginnend bei t₀, beginnt eine Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungzustands, wo eine Ausführungsform des zuvor in 3A beschriebenen Phasenknoten-Pulldown-Konzepts angewandt wird. Zum Beispiel können die Pumpenkondensatoren Cx von jeder verfügbaren Ladung an dem C_OUT-Kondensator aus durch Schließen (ON/EIN) der Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A während einer Zeitperiode von Zeit t₀ zu Zeit t₁, während alle anderen Schalter Sx und SxA geöffnet (OFF/AUS) sind, vorgeladen werden.
In diesem Beispiel werden die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A anstatt der in 3B gezeigten separaten Schalt-Pulldown-Vorrichtungen 302x verwendet. Der relativ hohe R_ON der Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A resultiert in einem „sanften“ Herabziehen der Phasenknoten PN1, PN2. Bei Zeit t₁ werden die Schalter/Pfade S7A und S8A geöffnet (OFF) und werden die entsprechenden Primärschalter S7 und S8 geschlossen (ON), für ein „hartes“ Herabziehen der Phasenknoten PN1, PN2. In einer Ausführungsvariante können die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A zwischen Zeit t₁ und t₅ geschlossen bleiben, parallel mit entsprechenden geschlossenen Primärschaltern S7 und S8. In einigen Ausführungsformen benötigten die Hochseiten-Phasenschalter S6, S9 keine entsprechenden Hilfsschalter/Pfade S6A, S9A; in dem in 7A gezeigten Beispiel weisen die Hochseiten-Phasenschalter S6, S9 jedoch entsprechende optionale Hilfsschalter/Pfade S6A, S9A auf.
Zeit t₁ kann als eine feste Dauer nach Zeit t₀ implementiert werden oder als variable Dauer, basierend darauf, wann detektiert wird, dass die Phasenknoten PN1, PN2 eine Spannung erreicht haben, die ausreichend nahe an der Spannung an dem V2--Anschluss der Ladepumpe 300 liegt, und/oder wann detektiert wird, dass die Pumpenkondensatoren Cx ausreichend von dem C_OUT-Kondensator aus geladen worden sind. Es ist zu beachten, dass in Szenario 1 die Dauer zwischen Zeit t₀ und Zeit t₁ höchstwahrscheinlich so kurz ist, dass es relativ unnötig ist, aufgrund des relativ niedrigen Spannungspegels über den C_OUT-Kondensator, damit zu beginnen. Es ist daher möglich, diesen Vorladungsschritt zum Freigeben der Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A zwischen Zeit t₀ und Zeit t₁ zu überspringen oder auszulassen. Des Weiteren ist, da die Spannungen über die Pumpenkondensatoren Cx (d. h. die Spannungen an den Stapelknoten Vcx) ebenfalls niedrig sind, und oft ausreichend nahe an der Spannung über C_OUT liegen, weder „sanftes“ Herabziehen oder Rebalancieren der Phasenknoten in Szenario 1 nicht immer notwendig und kann übersprungen werden.
Die Vorschaltungsperiode endet bei t₁ und die Ladepumpenschaltung beginnt bei t₅, wie in 7A gezeigt, wo das Schalten durch die Taktwellenformen P1 und P2 gesteuert wird. Nach Zeit t₅ können die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A damit fortsetzen, geöffnet zu werden (OFF), oder können parallel mit ihren entsprechenden Primärschaltern S7 und S8 geschaltet werden, um den ON-Widerstand R_ON von jedem kombinierten segmentierten FET S7/S7A und S8/S8A weiter zu reduzieren. Folglich werden die Zeitsteuerungswellenformen, die mit den Hilfsschaltern/Pfaden S7A und S8A assoziiert sind, nach Zeit t₅ mit gestrichelten Linien gezeigt. Das Öffnen und Schließen aller Hilfsschalter/Pfade und ihrer entsprechenden Primärschalter von Zeit t₁ bis Zeit t₅ und darüber hinaus kann durch den Controller 104 von 1 geregelt werden.
Die Periode von Zeit t₁ bis Zeit t₅ kann Teil der Schaltungsperiode des Inbetriebsetzungzustands sein, in der die Ladepumpenschaltung beginnen kann, aber der Beharrungszustandsbetrieb noch nicht erreicht ist. Die Dauer von Zeit t₁ bis Zeit t₅ ist anwendungsabhängig, kann aber zum Beispiel sein, wie lange es dauert, zu entscheiden, den Rebalancierungsprozess zu umgehen. Abhängig von der Implementierung könnte Zeit t₅ mit Zeit t₁ überlappen (d. h. Zeit t₁ und Zeit t₅ treten zur gleichen Zeit auf), oder es kann eine Verzögerung von Zeit t₁ bis Zeit t₅ vorliegen, die geringer als die oder gleich der Ladepumpenperiode ist, was umgekehrt zu der Ladepumpen-Schaltfrequenz ist (technisch kann die Verzögerung auch größer als die Ladepumpenperiode sein, obwohl dies dann die Gesamtinbetriebsetzungszeit der Ladepumpe verlängert). Es ist außerdem zu beachten, dass das Auslassen von Zwischenzeitpunktkennzeichnungen zwischen Zeit t₁ und Zeit t₅ nur erfolgt, damit die Kennzeichnungen für Zeitpunkte t₁ und t₅ mit den gleich bezeichneten Zeitpunkten in 7B und 7C übereinstimmen.
Als weiteres Beispiel ist 7B eine Darstellung 720 eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 2 (vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert. Ähnlich wie bei 7A sind die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A während einer Zeitperiode von Zeit t₀ bis Zeit t₁ geschlossen (ON), um als „sanfte“ Pulldown-Vorrichtungen zu fungieren, während alle anderen Schalter während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands geöffnet (OFF) sind. Dadurch wird sichergestellt, dass die Phasenknoten PN1, PN2 über einen Widerstand, R_ON, mit der Schaltungsmasse am V2--Anschluss der Ladepumpe 300 gekoppelt sind, um die Ladepumpenkondensatoren Cx von der Ladung an dem Ausgangskondensator COUT aus sanft vorzuladen. Danach werden, bei Zeit t₁ - wenn detektiert wird, dass die Phasenknoten PN1, PN2 eine Spannung erreicht haben, die ausreichend nahe an der Spannung an dem V2--Anschluss der Ladepumpe 300 liegt - die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A geöffnet (OFF). In einer Ausführungsvariante können die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A zwischen Zeit t₁ und t₅ geschlossen bleiben, parallel mit entsprechenden geschlossenen Primärschaltern S7 und S8. Bei oder kurz nach Zeit t₁ werden die Schalter S7 und S8 während einer Zeitperiode von Zeit t₁ bis Zeit t₅ geschlossen (ON); Zeit t₅ markiert das Ende der Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands und den Beginn des Schaltbetriebs, der durch die Taktwellenformen P1 und P2 gesteuert wird. Ähnlich wie bei dem Zeitsteuerungsdiagramm 700 werden die Zeitsteuerungsformen, die mit den Hilfsschaltern/Pfaden S7A und S8A assoziiert sind, nach Zeit t₅ mit gestrichelten Linien gezeigt. Dadurch wird angegeben, dass die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A weiter geöffnet (OFF) sein können oder parallel mit ihren entsprechenden Primärschaltern S7 und S8 geschaltet werden können, um den kombinierten ON-Widerstand R_ON weiter zu reduzieren.
Beginnend bei Zeit t₁ sind alle Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A, S5A geschlossen (genereller würden Hilfsschalter/Pfade S1A-S_mA, außer S_m-1A, bei Zeit t₁ alle geschlossen sein, wobei m die Zahl der seriell verbundenen Schalter zwischen den Ladepumpenanschlüssen V1+ und V2+ ist). Nach Zeit t₁ werden die (m - 1) ausgewählten Hilfsschalter/Pfade in umgekehrter Reihenfolge relativ zu dem Anschluss V1+ (S3A bis S1A, in dem illustrierten Beispiel) über mehrere Zeitperioden schrittweise geöffnet. In dem illustrierten Beispiel werden die Hilfsschalter/Pfade S3A bis S1A in umgekehrter Reihenfolge von Zeit t₃ bis Zeit t₅ schrittweise geöffnet. Insbesondere wird während dieser Initialisierungsphase der Hilfsschalter/Pfad S5A geschlossen gehalten, wodurch der Ladepumpenkondensator C4 parallel mit dem Ausgangskondensator COUT verbunden bleibt. Demgemäß wird, für das vorliegende Beispiel, wenn alle Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A von Zeit t₁ bis Zeit t₃ geschlossen sind, eine mit dem Anschluss V1+ gekoppelte Spannung die Pumpenkondensatoren C1-C3 vorladen. Bei Zeit t₃ wird der Hilfsschalter/Pfad S3A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C3 beendet das Laden. Bei Zeit t₄ wird der Hilfsschalter/Pfad S2A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C2 beendet das Laden. Schließlich wird bei Zeit t₅ der Hilfsschalter/Pfad S1A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C1 beendet das Laden. Außerdem wird bei Zeit t₅ der Hilfsschalter/Pfad S5A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C4 beendet das Laden durch den Ausgangskondensator C_OUT. Bei oder nach Zeit t₅ kann der Schaltbetrieb den Taktwellenformen P1 und P2 folgend beginnen (die gestrichelten Zeitsteuerungsimpulslinien nach Zeit t₅ geben an, dass die Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A, S5A geschaltet werden können, um dem Zustand der jeweiligen Primärschalter S1-S3, S5 zu folgen, oder geöffnet bleiben können). Es ist zu beachten, dass das Auslassen einer Zwischenzeitpunktkennzeichnung zwischen Zeit t₁ und Zeit t₅ nur erfolgt, damit die Kennzeichnungen für Zeitpunkte t₁ und t₃-t₅ mit den gleich bezeichneten Zeitpunkten in 7A und 7C übereinstimmen.
Die Zeitpunkte t₃, t₄, und t₅ können durch eine Zeitsteuerungsschaltung (nicht gezeigt) fixiert werden oder können durch adaptive Zeitperioden, die nach Zeit t₁ initiiert werden, bestimmt werden, wobei die Werte für jeden Ladepumpenkondensator C1-C4, der ON-Widerstand der Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A, S5A, sowie die Spannungspegel an jedem Stapelknoten V_C1-V_C4 relativ zu dem Spannungspegel am Vx-Knoten berücksichtigt werden. Alternativ können die Spannungspegel an jedem Stapelknoten V_C1-V_C4 (d. h. die Spannungspegel über jeden Ladepumpenkondensator C1-C4) während der Zeiten t₁-t₅, unter Verwendung von Schaltungen, wie Spannungs- oder Stromvergleicher oder Fällen des Balancierungsvergleichers 590 von 5C, überwacht werden. Wenn gemessen wird, dass der Spannungspegel am Stapelknoten Vcx ausreichend nahe an seinem Zielwert liegt, wird der nächstliegende Hilfsschalter/Pfad SxA, der den entsprechenden Pumpenkondensator Cx lädt, geöffnet (OFF), um den Vorladungspfad vom Anschluss V1+ über die seriell verbundenen Hilfsschalter/Pfade zu trennen. Demgemäß kann das Öffnen der Hilfsschalter/Pfade SxA eher eine Funktion der gemessenen Stapelknotenspannung anstatt eine feste Sequenz sein.
Zum Beispiel können, bezugnehmend auf 3A, die Spannungen an den Stapelknoten V_C1-V_C4 mit den jeweiligen Referenzspannungen verglichen werden, um zu bestimmen, wann sich die Spannungen über die Pumpenkondensatoren C1-C4 den anvisierten Vielfachen der Spannung über den Ausgangskondensator COUT nähern (z. B. innerhalb etwa ± 20 %). Zum Beispiel kann, wenn der Pumpenkondensator C3 auf seinen anvisierten Spannungsbereich geladen hat (d. h. 2 × V_OUT), ein mit dem Stapelknoten V_C3 gekoppelter Vergleicher veranlassen, dass der Schalter S3A geöffnet wird, was die Zeit t₅ definiert. Die anderen Zeitpunkte würden in ähnlicher Weise definiert werden.
Eine alternative Ausführungsformen, die das Zeitsteuerungsdiagramm 720 implementiert, involviert das Verwenden eines unterschiedlichen Satzes Hilfsschalter/Pfade, die zwischen jedem Stapelknoten Vcx und dem V1+-Anschluss verbunden werden. Allerdings wird, während diese alternative Ausführungsform Flexibilität bezüglich der Reihenfolge, in der jeder Hilfsschalter/Pfad von Zeit t₁ bis Zeit t₅ geöffnet werden kann, bereitstellt, jeder Hilfsschalter/Pfad nicht mehr zu einem existierenden Primärschalter Sx parallel sein, wodurch neue Pfade eingebracht werden, die mehr Komplexität schaffen und sekundäre ESD-Schutzmaßnahmen erfordern.
Da ein Ziel der Vorschaltungsperiode darin besteht, die Ladepumpenkondensatoren Cx auf anvisierte Spannungspegel vorzuladen, ist zu erkennen, dass das Schließen des ersten und zweiten „Niedrigseiten“-Phasenschalters S7 und S8 während der Zeiten t₁-t₅ notwendig ist.
Während das Zeitsteuerungsdiagramm 720 zeigt, dass die Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A, S5A, insbesondere während Zeitperioden von t₁ bis Zeit t₅, kontinuierlich auf einen ON-Zustand eingestellt sind, können in alternativen Ausführungsformen die Hilfsschalter/Pfade S1A-S3A, S5A während dieser Zeitperioden ON (EIN) und OFF (AUS) gepulst werden, um exzessive Leistungs-/Wärmeableitung zu vermeiden. Es ist außerdem zu beachten, dass die Totzeit zwischen dem Öffnen und Schließen aller Schalter zwecks Übersichtlichkeit nicht gezeigt wird, aber dass möglicherweise eine Totzeit benötigt wird, um kurzzeitige Verbindungen zu vermeiden, die ungewünschtes Laden oder Entladen der Pumpenkondensatoren Cx verursachen.
Als noch ein weiteres Beispiel ist 7C eine Darstellung 740 eines Satzes Schalterzeitsteuerungssequenzen, der Szenario 3 (nicht vorgeladener C_OUT, vorgeladener Cx) vor und nach dem Beginn des Ladepumpenbetriebs adressiert. In diesem Fall sind die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A während einer Zeitperiode von Zeit t0 bis Zeit t1 geschlossen (ON), um als „sanfte“ Pulldown-Vorrichtungen zu fungieren, während alle anderen Schalter während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands geöffnet (OFF) sind. Dadurch wird sichergestellt, dass die Phasenknoten PN1, PN2 über einen Widerstand, R_ON, mit der Schaltungsmasse am V2--Anschluss gekoppelt sind, um die Ladepumpenkondensatoren Cx von der Ladung an dem Ausgangskondensator COUT aus sanft vorzuladen. Danach sind die Schalter S7 und S8 von Zeit t₁ bis Zeit t₅ geschlossen (ON); Zeit t₅ markiert das Ende der Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungszustands und den Beginn des Schaltbetriebs, der durch die Taktwellenformen P1 und P2 gesteuert wird. Während das Zeitsteuerungsdiagramm 740 zeigt, dass die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A von Zeit t₁ bis Zeit t₅ geöffnet sind, können die Hilfsschalter/Pfade S7A und S8A stattdessen geschaltet werden, um stets dem Zustand der jeweilige Schalter S7 und S8 zu folgen. Es ist zu beachten, dass, da die Ladepumpenkondensatoren Cx in diesem Szenario vorgeladen sind, die Periode von Zeit t₀ bis Zeit t₁ generell kürzer ist als bei dem Fall in 7B. Es ist außerdem zu beachten, dass, falls die Ladepumpenkondensatoren Cx vollständig vorgeladen sind und der Ausgangskondensator COUT gar nicht vorgeladen ist, diese Prozesssequenz möglicherweise überflüssig ist. Ein robustes Schaltungsdesign sollte jedoch Zwischenszenarien unterstützen, bei denen die Ladepumpenkondensatoren Cx nicht vollständig vorgeladen sind und der Ausgangskondensator COUT zum Teil vorgeladen ist. Des Weiteren hilft diese Sequenz, aus konzeptionellen Gesichtspunkten, die Implementierungskomplexität durch Reduzieren der Zahl von optionalen Zuständen in der Inbetriebsetzungssequenz zu reduzieren, wodurch die Implementierung der gleichen Sequenz von Zuständen erlaubt wird und darauf gebaut werden kann, dass die Sequenzdauer je nach Bedarf kürzer oder länger ist, um eine robuste Inbetriebsetzung zu erreichen.
Beginnend bei Zeit t₁ sind alle Hilfsschalter/Pfade S2A-S5A geschlossen, und werden dann in einer Vorwärtsreihenfolge relativ zu dem Anschluss V1+ (S2A bis S5A, in dem illustrierten Beispiel) von Zeit t₂ bis Zeit t₅ schrittweise geöffnet (genereller würden Hilfsschalter/Pfade S2A-SmA bei Zeit t₁ alle geschlossen sein, wobei m die Zahl der seriell verbundenen Schalter zwischen den Ladepumpenanschlüssen V1+ und V2+ ist). Insbesondere werden die Schalter S1 und S1A (falls vorhanden) während der Initialisierungsphase geöffnet gehalten, wodurch die Ladepumpenkondensatoren von der V_IN-Spannung am Anschluss V1+ isoliert werden. Demgemäß werden, für das vorliegende Beispiel, wenn die Hilfsschalter/Pfade S2A-S5A von Zeit t₁ bis Zeit t₂ alle geschlossen sind, die Ladepumpenkondensatoren C1-C4 in den Ausgangskondensator C_OUT, der mit dem Vx-Knoten gekoppelt ist, entladen. Bei Zeit t₂ wird der Hilfsschalter/Pfad S2A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C1 beendet das Entladen. Bei Zeit t₃ wird der Hilfsschalter/Pfad S3A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C2 beendet das Entladen. Bei Zeit t₄ wird der Hilfsschalter/Pfad S4A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C3 beendet das Entladen. Schließlich wird bei Zeit t₅ der Hilfsschalter/Pfad S5A geöffnet und der Ladepumpenkondensator C4 beendet das Entladen. Bei Zeit t₅ kann der Schaltbetrieb den Taktwellenformen P1 und P2 folgend beginnen (die gestrichelten Zeitsteuerungsimpulslinien nach Zeit t₅ geben an, dass die Hilfsschalter/Pfade S2A-S5A geschaltet werden können, um dem Zustand der jeweiligen Schalter S2-S5 zu folgen, oder geöffnet bleiben können).
Wie bei dem in 7B gezeigten Beispiel kann die Dauer der Intervalle von Zeit t₁ bis Zeit t₅ durch eine Zeitsteuerungsschaltung (nicht gezeigt) fixiert werden oder kann variabel sein und durch einen oder mehrere Faktoren bestimmt werden, einschließlich Pumpenkondensatorspannung, Spannung am Ausgangskondensator COUT sowie ON-Widerstand von Hilfsschaltern/Pfaden S2A-S5A. Demgemäß kann das Öffnen der Hilfsschalter/Pfade SxA eher eine Funktion der gemessenen Stapelknotenspannung (z. B. Pumpenkondensatorspannung) anstatt eine feste Sequenz sein. Während das Zeitsteuerungsdiagramm 740 zeigt, dass die Hilfsschalter/Pfade S2A-S5A, insbesondere während Zeitperioden von t₁ bis Zeit t₅, kontinuierlich auf einen ON-Zustand eingestellt sind, können in alternativen Ausführungsformen die Hilfsschalter/Pfade S2A-S5A während dieser Zeitperioden ON (EIN) und OFF (AUS) gepulst werden, um exzessive Leistungs-/Wärmeableitung zu vermeiden. Es ist außerdem zu beachten, dass die Totzeit zwischen dem Öffnen und Schließen aller Schalter zwecks Übersichtlichkeit nicht gezeigt wird.
Eine alternative Ausführungsform, die das Zeitsteuerungsdiagramm 740 implementiert, involviert das Verwenden eines unterschiedlichen Satzes Hilfsschalter/Pfade, die zwischen jedem Stapelknoten Vcx und dem Vx-Knoten verbunden werden. Allerdings wird, während diese alternative Ausführungsform Flexibilität bezüglich der Reihenfolge, in der jeder Hilfsschalter/Pfad von Zeit t₁ bis Zeit t₅ geöffnet werden kann, bereitstellt, jeder Hilfsschalter/Pfad nicht mehr zu einem existierenden Primärschalter Sx parallel sein, wodurch neue Pfade eingebracht werden, die mehr Komplexität schaffen und sekundäre ESD-Schutzmaßnahmen erfordern.
Noch eine weitere Ausführungsform, die das Zeitsteuerungsdiagramm 740 implementiert, involviert das Verwenden eines unterschiedlichen Satzes Hilfsschalter/Pfade, die zwischen jedem Stapelknoten Vcx und der Schaltungsmasse am V2--Anschluss verbunden werden. Abgesehen davon, dass sich dieses Verfahren die Nachteile der Komplexität und des sekundären ESD-Schutzes teilt, ist es außerdem verschwenderischer, da jeder Ladepumpenkondensator Cx auf die Masse entladen wird, anstatt seine Ladung an den Ausgangskondensator COUT zu transferieren.
Genereller liegt ein Vorteil dieser Erfindung, verglichen mit der dedizierten Rebalanciererschaltung 402, in ihrer Einfachheit, Flächeneffizienz und dem reduzierten ESD-Risiko. Die Spannungen über die Pumpenkondensatoren Cx können ähnlich rebalanciert werden, um eine Überlastung der Ladepumpenschalter (einschließlich Transistoren in entsprechenden Treiberschaltungen) beim Inbetriebsetzen aus einer breiten Reihe von anfänglichen Situationen zu verhindern. Dieser Aspekt der Erfindung erreicht dies durch Umfunktionieren existierender Schalter oder existierender Schalterpfade innerhalb der Ladepumpe 300, wodurch die Notwendigkeit einer Rebalanciererschaltung 402 eliminiert wird.
3. Rebalancierung von Kondensatoren durch Entkoppeln von Eingangsspannungsquelle
Noch ein weiterer Aspekt des Rebalancierens von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Abwärts-Leistungswandler bei Inbetriebsetzung involviert das Betreiben des Wandlers rückwärts als Aufwärts-Wandler für eine ausgewählte Zeit und danach Zurückkehren in den Abwärtsbetrieb. Dieses Verfahren funktioniert am besten, wenn bei Szenario 2 (vorgeladener C_OUT, nicht vorgeladener Cx) gestartet wird, und wenn der Ausgangskondensator COUT groß genug ist, um einen etwaigen V_OUT-Spannungsabfall, der während des Aufwärtsbetriebs auftreten könnte, zu minimieren.
8 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers 800, der selektiv als Abwärtswandler oder als Aufwärtswandler betrieben werden kann und der von der Eingangsspannungsquelle 106 selektiv isoliert werden kann. Die Grundschaltung ist der Schaltung von 1 ähnlich, mit der Hinzufügung eines Schaltblocks 802, der einen Trennschalter S_Dis1 umfasst. Der Trennschalter S_Dis1 kann zwei separate seriell verbundene FET-Schalter mit entsprechenden Körperdioden D_F und D_R, mit entgegengesetzten Polaritäten konfiguriert, beinhalten, um die Spannungsquelle 106 von dem Anschluss V1+ der Wandlerschaltung 102 im Wesentlichen vollständig zu isolieren, wenn der Trennschalter S_Dis1 geöffnet ist. Alternativ kann der Trennschalter S_Dis1 einen einzelnen Transistor beinhalten, der eine geeignete bidirektionale Isolation bereitstellt (z. B. Transistoren basierend auf GaAs- oder GaN- oder SOI-Technologien), oder einen beliebigen anderen Schaltertyp, der eine geeignete bidirektionale Isolation bereitstellt. Steuerungssignale (nicht gezeigt) von dem Controller 104 an den Schalterblock 802 steuern den geöffneten oder geschlossenen Zustand des Trennschalters S_Dis1.
Für die Inbetriebsetzung kann die Wandlerschaltung 102 konfiguriert sein, um in einem Aufwärtsmodus zu arbeiten, indem die Spannung V_OUT über den Ausgangskondensator COUT zur Spannungsquelle der Wandlerschaltung 102, anstatt der Spannungsquelle 106, gemacht wird (es ist zu bemerken, dass viele Ladepumpendesigns in einem Aufwärtsmodus arbeiten können, indem geändert wird, wo die Spannungsquelle angelegt wird). Demgemäß ist während der Inbetriebsetzung der Trennschalter S_Dis1 auf einen geöffneten Zustand eingestellt, um die Spannungsquelle 106 von der Wandlerschaltung 102 zu trennen, sodass nur die Spannung V_OUT über den Ausgangskondensator COUT als Leistungsquelle für Wandlerschaltung 102 bleibt. Der den Taktwellenformen P1 und P2 folgende Schaltbetrieb kann beginnen, wobei ein Ladungstransfer von dem Ausgangskondensator C_OUT über die Pumpenkondensatoren Cx zu dem V1+-Anschluss der Wandlerschaltung 102 verursacht wird. Die Dauer dieses anfänglichen Inbetriebsetzungzustands kann zum Beispiel durch Messen der Spannungen an den Stapelknoten Vcx, wie oben beschrieben, oder durch Einstellen einer vorbestimmten Zeitdauer bestimmt werden. Sobald die Pumpenkondensatoren Cx entsprechend auf ihre Beharrungszustandsspannungen geladen sind (in diesem Fall Vielfache der Spannung V_OUT), wird der Trennschalter S_Dis1 geschlossen, wobei die Wandlerschaltung 102 rekonfiguriert wird, um in einem Abwärtsmodus zu arbeiten, indem die Spannungsquelle 106 wieder mit der Wandlerschaltung 102 verbunden wird. Demgemäß kehrt die Wandlerschaltung 102 von dem Inbetriebsetzungsaufwärtsmodus in den Abwärtsbetrieb zurück. Es ist zu beachten, dass ein kurzer Zwischenzustand zwischen dem anfänglichen umgekehrten Aufwärtsmodus und normalen Vorwärts-Abwärtsbetrieb eingelegt werden kann, bei dem die Ladepumpenschaltung unterbrochen wird und dann der Trennschalter S_Dis1 geschlossen wird. Dieser Zwischenzustand kann übersprungen oder ausgelassen werden, solange der Trennschalter S_Dis1 auf eine graduelle Weise geschlossen werden kann, um Spannungstransienten oder Einschaltstrom am V1+-Anschluss zu minimieren. Es ist außerdem zu beachten, dass der Trennschalter S_Dis1 insgesamt ausgelassen werden kann, falls die Präsenz oder Verbindung der Spannungsquelle 106 über die Ladepumpenanschlüsse V1+, V1-zusammen mit der Inbetriebsetzung der Wandlerschaltung 102 sequenziert werden kann. Zum Beispiel kann die Spannungsquelle 106 von der Wandlerschaltung 102 getrennt werden oder im Abschaltungszustand zu einer hohen Impedanz gemacht werden. Wenn die Wandlerschaltung 102 freigegeben ist, kann die Spannungsquelle 106 getrennt oder als hohe Impedanz bleiben, während die Wandlerschaltung 102 mit der Inbetriebsetzung in umgekehrtem Aufwärtsmodus beginnt. Am Ende dieses anfänglichen Inbetriebsetzungszustands im Aufwärtsmodus kann die Spannungsquelle 106 für die restliche Inbetriebsetzung sowie für den Beharrungszustandsbetrieb als Abwärtswandler mit der Wandlerschaltung 102 verbunden oder zu einer niedrigen Impedanz gemacht werden. Genereller liegt ein Vorteil dieser Erfindung darin, dass eine Pumpenkondensatorrebalancierung stattfindet, ohne eine dedizierte Rebalanciererschaltung 402 oder spezialisierte Schalterzeitsteuerungssequenzen während einer Vorschaltungsperiode des Inbetriebsetzungzustands zu erfordern.
C. Reduzieren der Rate des Ladungstransfers bei Inbetriebsetzung
Eine neuartige Technik, die eine robuste Inbetriebsetzung einer Ladepumpe unter verschiedenen Inbetriebsetzungsszenarien erreicht, involviert das Beginnen des Schaltens der Ladepumpe nach den Taktwellenformen P1 und P2 ganz zu Beginn der Inbetriebsetzung (d. h. ohne Vorschaltungsperiode oder eine andere Initialisierungsphase) und im Abwärtsmodus, aber mit einer reduzierten Rate des Ladungstransfers pro Schaltzyklus und dadurch einer reduzierten Rate der Spannungsänderung an jedem der Vcx-Stapelknoten (see 3A). Eine solche Reduzierung der Ladungstransferrate kann auf verschiedene Arten realisiert werden.
Zum Beispiel ist 9 ein Flussdiagramm 900 einer Ausführungsform eines Prozesses mit reduzierter Ladungstransferrate. Beginnend von einem Abschaltungszustand (Block 902) wird die Ladepumpenschaltung den Taktwellenformen P1 und P2 folgend freigegeben (Block 904). Danach kann, falls die gemessenen Spannungen über die Ladepumpenkondensatoren (CP-Kondensatoren) außerhalb eines gewünschten Bereichs von Werten liegen (Block 906), der ON-Widerstand R_ON der seriell verbundenen Ladepumpenschalter (z. B. S1-S5 in 3A) für eine ausgewählte Zeitdauer oder Zahl von Schaltzyklen in einer Inbetriebsetzungsphase erhöht werden (Block 908). Falls die gemessenen Spannungen über die CP-Kondensatoren innerhalb eines gewünschten Bereichs von Werten liegen (Block 906), wird R_ON generell zwecks Leistungseffizienz für den restlichen Inbetriebsetzungsbetrieb (Block 910) und während des Beharrungszustandsbetriebs (Block 912) reduziert. Es ist zu beachten, dass wiederholtes Testen am Block 906 ausgelassen werden kann, wenn ein erhöhter R_ON (Block 908) ausschließlich mit einer festen Zeitdauer vor dem Reduzieren von R_ON (Block 910) angewandt wird, wie durch die gestrichelte Linie, gekennzeichnet mit „Fixzeit-Alternativpfad“, angegeben. In beiden Fällen wird die Rate des Ladungstransfers pro Schaltzyklus reduziert, während R_ON erhöht wird, auf Kosten einer etwas längeren Inbetriebsetzungszeit.
Der ON-Widerstand R_ON der seriell verbundenen Ladepumpenschalter (z. B. S1-S5) kann durch temporäres Verwenden der entsprechenden Hilfsschalter/Pfade SxA, die jeweils einen höheren ON-Widerstand R_ON als der entsprechende Primärschalter Sx aufweisen, für eine ausgewählte Zeitdauer oder Zahl von Schaltzyklen anstatt der Primärschalter Sx gesteuert werden. Ein segmentierter FET kann verwendet werden, um einen Hilfspfad SxA zu implementieren; Nutzen von einem oder einem paar (weniger als allen) Segmenten resultiert in einem höheren Wirk-R_ON für einen segmentierten FET. Ein Hilfsschalter SxA kann außerdem ein separater kleinerer FET sein, der parallel mit einem entsprechenden Primärschalter Sx verbunden und konfiguriert ist, um einen höheren ON-Widerstand R_ON als der entsprechende Primärschalter Sx aufzuweisen. Die Auswahl der Hilfsschalter/Pfade SxA anstatt der Primärschalter Sx, um den R_ON zu erhöhen (Block 908), kann durch geeignetes Programmieren oder Konfigurieren des Controllers 104 gesteuert werden.
Alternativ, oder zusätzlich, kann der ON-Widerstand R_ON der seriell verbundenen Ladepumpenschalter durch Reduzieren der FET-Gate-Antriebsspannung für diese Schalter für eine ausgewählte Zeitdauer und/oder Zahl von Schaltzyklen (die ebenfalls ein Maß der Zeit ist) erhöht werden. Die FET-Gate-Antriebsspannung kann durch geeignetes Programmieren oder Konfigurieren des Controllers 104 gesteuert werden.
Die Dauer des erhöhten R_ON für diese seriell verbundenen Ladepumpenschalter kann durch eine fixierte oder variable Zeitsteuerungschaltung (nicht gezeigt) eingestellt werden oder kann durch einen oder mehrere Faktoren bestimmt werden, einschließlich Pumpenkondensatorspannungen, V_IN, V_OUT und V_CX (d. h. die Spannungen an den Stapelknoten V_CX) und der Größe der Kondensatoren (z. B. C1-C4 und/oder C_OUT). Zum Beispiel können, bezugnehmend auf 9, die Spannungen an den Stapelknoten Vcx mit den jeweiligen Referenzspannungen verglichen werden, um zu bestimmen, ob die Spannungen über die Pumpenkondensatoren Cx außerhalb gewünschter Werte während der Inbetriebsetzung liegen (Block 906), um zu bestimmen, wann die Inbetriebsetzungsphase mit erhöhtem R_ON für die seriell verbundenen Ladepumpenschalter beendet werden soll (Block 908), und stattdessen mit reduziertem R_ON zu arbeiten (Block 910). Ähnliche Messungen können an V_IN und V_OUT (über C_OUT) vorgenommen werden.
Zusätzlich zu dem temporären Erhöhen des ON-Widerstands R_ON kann die Frequenz der Ladepumpenschaltung (z. B. die Frequenz der Taktwellenformen P1 und P2) für die gesamte oder teilweise Dauer des erhöhten R_ON erhöht werden. Danach kann die Frequenz der Ladepumpenschaltung auf einen normalen Wert für Leistungseffizienz zurückkehren. Zum Beispiel kann eine normale Taktfrequenz für P1 und P2 für viele Anwendungen im Bereich von etwa 100 kHz bis etwa 1 MHz liegen. Während der R_ON der seriell verbundenen Ladepumpenschalter temporär erhöht ist, kann auch die Taktfrequenz erhöht werden, zum Beispiel um einen Faktor von 2 oder mehr. Die erhöhte Taktfrequenz reduziert die Rate der Spannungsänderung an jedem der V_CX-Stapelknoten, bis das Problem eines möglichen Einschaltstroms eliminiert oder abgemildert ist. Die Frequenz der Ladepumpenschaltung kann durch geeignetes Programmieren oder Konfigurieren des Controllers 104 gesteuert werden.
In dem speziellen Fall eines symmetrischen Einphasen-Kaskadenmultiplikators, wie der Schaltungen von 2 oder 3A, kann Einschaltstrom und Schalterüberlastung bei Inbetriebsetzung durch Aufrufen einer Zeitsteuerungssequenz abgemildert werden, sodass der erste Schaltzyklus für die eingeschlossene Ladepumpe damit beginnt, dass die Taktwellenform P2 auf eine logische „1“ anstatt eine logische „0““ geht, um schnelles Entladen des Pumpenkondensators, der am nächsten zu C_OUT ist (z. B. Pumpenkondensator C4 in 3A), im ersten Schaltzyklus, speziell für Szenario 3 (nicht vollgeladener C_OUT, vorgeladener C_PUMP) zu vermeiden. Dieses Verfahren ist möglicherweise bei einem Mehrphasen-Ladepumpenbetrieb oder bei anderen Inbetriebsetzungsszenarien weniger nützlich.
Ein Vorteil der obigen Techniken besteht darin, dass sie unter Verwendung von lediglich den existierenden Steuerungs- und Ladepumpenschaltkreisen implementiert werden können. Des Weiteren können solche Techniken intelligent angewandt werden, indem die Stapelknotenspannungen Vcx gemessen werden, um zu bestimmen, welches Inbetriebsetzungsszenario zutrifft, wodurch eine Auswahl der besten entsprechenden Lösung erlaubt wird. Die Auswahl und Anwendung solcher Techniken können jedoch für einige Anwendungen, falls gewünscht, unabhängig von dem Inbetriebsetzungsszenario erfolgen.
D. Inbetriebsetzung mit Entkoppeln von Ausgangsspannungsquelle
Ein weiteres Verfahren für eine robuste Inbetriebsetzung eines Schaltkondensator-Abwärts-Wandlers aus einer Reihe von Inbetriebsetzungsszenarien besteht darin, einen Schalter zwischen dem Ausgang der Wandlerschaltung 102 und der Spannung V_OUT über den Ausgangskondensator COUT hinzuzufügen. Dieses Verfahren eliminiert die Notwendigkeit für ein Rebalancieren. Zum Beispiel ist 10 eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers 1000, der von dem Ausgangskondensator V_OUT und der Ausgangslast 108 selektiv isoliert werden kann. Die Grundschaltung ist der Schaltung von 1 ähnlich, mit der Hinzufügung eines Schaltblocks 1002, der einen Trennschalter S_Dis2 umfasst.
Wie bei dem in 8 gezeigten Beispiel kann der Trennschalter S_Dis2 zwei separate seriell verbundene FET-Schalter mit entsprechenden Körperdioden D_F und D_R, mit entgegengesetzten Polaritäten konfiguriert, beinhalten, um die Ausgangsspannung V_OUT von dem Anschluss V2+ der Wandlerschaltung 102 im Wesentlichen vollständig zu isolieren, wenn der Trennschalter S_Dis2 geöffnet ist. Alternativ kann der Trennschalter S_Dis2 einen einzelnen Transistor beinhalten, der eine geeignete bidirektionale Isolation bereitstellt (z. B. Transistoren basierend auf GaAs- oder GaN- oder SOI-Technologien), oder einen beliebigen anderen Schaltertyp, der eine geeignete bidirektionale Isolation bereitstellt. Abhängig von den relativen Werten der Spannungen Vx und V_OUT kann der Trennschalter S_Dis2 auch ein einzelner Transistor mit einer geschalteten Körper-Vorspannungsfähigkeit sein. Steuerungssignale (nicht gezeigt) von dem Controller 104 an den Schalterblock 1002 steuern den geöffneten oder geschlossenen Zustand des Trennschalters S_Dis2.
Optional kann ein Zwischenkondensator Cvx über die Ausgangsanschlüsse V2+, V2- der Wandlerschaltung 102 zwischen dem Schalterblock 1002 und der Wandlerschaltung 102 gekoppelt werden, zum Beispiel, falls Rauschen/EMI gefiltert werden oder falls es von Knoten Vx aus betriebene Schaltkreise gibt. Die Spannung über den Zwischenkondensator Cvx beträgt Vx, und die Kapazität des Zwischenkondensators Cvx würde generell so eingestellt werden, dass sie viel kleiner als die Kapazität des Ausgangskondensators COUT und kleiner als die Kapazität von jedem Ladepumpenkondensator Cx (z. B. kann Cvx etwa 10 % von jedem Ladepumpenkondensator entsprechen) ist.
Während der Abschaltung und Inbetriebsetzung ist der Trennschalter S_Dis2 auf einen geöffneten Zustand eingestellt, um die Wandlerschaltung 102 von dem Ausgangskondensator COUT und der Ausgangslast 108 zu trennen. In diesem Beispiel erlaubt die Abschaltungskonfiguration die Entladung der Stapelrouten Vcx und somit der Ladepumpenkondensatoren Cx ohne Entladen des Ausgangskondensators COUT und somit ohne Beeinträchtigen der Last 108. Die Entladung der Stapelknoten Vcx kann unter Verwendung der Hilfsschalter/Pfade SxA implementiert werden, die von jedem Stapelknoten Vcx und Vx mit der Masse verbunden sind. Mit den Stapelknoten Vcx, Vx entladen und angesichts der kleinen Größe des Zwischenkondensators Cvx wird der in 10 gezeigte Schaltkondensator-Leistungswandler 1000 im Wesentlichen stets im Szenario 1 (nicht vorgeladener C_VX, nicht vorgeladener C_PUMP) in Betrieb gesetzt. Demgemäß kann, während einer Schaltperiode des Inbetriebsetzungszustands, die Wandlerschaltung 102 auf normale Weise geschaltet werden (d. h. Taktwellenformen P1 und P2 werden angewandt), bis die Ladepumpenkondensatoren Cx und der Zwischenkondensator Cvx auf die gewünschten Spannungen (Bruchteile der Eingangsspannung V_IN) geladen sind. Sobald die Ladepumpenkondensatoren Cx auf einem ausreichenden Spannungspegel (z. B. innerhalb ±20 % einer anvisierten Spannung) sind, kann der Trennschalter S_Dis2 geschlossen werden, um den Ausgangskondensator C_OUT und die Ausgangslast 108 wieder über die Anschlüsse V2+, V2- der Wandlerschaltung 102 für Beharrungszustandsbetrieb zu verbinden.
In vielen Anwendungen kann es nützlich sein, einen Trennschalter S_Dis2 auf eine graduelle Weise zu schließen, um einen großen Einschaltstrom oder Ausschaltstrom durch die Schalter Sx der Wandlerschaltung 102 zu vermeiden, während sich die Spannungen über den Zwischenkondensator Cvx und den Ausgangskondensator COUT ausgleichen. Das graduelle Schließen des Trennschalters S_Dis2 kann zeitbasiert oder eine eine Funktion des gemessenen Stroms durch den Trennschalter S_Dis2 sein.
11 ist eine Blockdarstellung eines Schaltkondensator-Leistungswandlers 1100, der von der Ausgangsspannung V_OUT unter Verwendung eines Spannungsreglers 1102 anstatt eines Trennschalters S_Dis2 isoliert ist. Ein Zwischenkondensator Cvx ist über die Anschlüsse V2+, V2- der Wandlerschaltung 102 zwischen dem Spannungsregler 1102 und der Wandlerschaltung 102 gekoppelt. Wie auf dem Gebiet bekannt ist, ist ein Spannungsregler ein System, das dafür konzipiert ist, automatisch einen konstanten Spannungspegel aufrechtzuerhalten, und das allgemein einen induktorbasierten Schaltregler beinhaltet. Eine Steuerungsschaltung gibt den Spannungsregler 1102 frei oder sperrt ihn; die Steuerungsschaltung kann Teil des Controllers 104 sein oder kann intern am Spannungsregler 1102 vorliegen oder kann eine separate Schaltung (nicht gezeigt) sein.
In einem ersten Inbetriebsetzungsbeispiel ist der Spannungsregler 1102 anfänglich gesperrt, wodurch die Ausgangsspannung V_OUT vom Anschluss V2+ der Wandlerschaltung 102 isoliert wird. Die Wandlerschaltung 102 kann dann auf normale Weise geschaltet werden (i.e., clock waveforms P1 and P2 are applied) (d. h. Taktwellenformen P1 und P2 werden angewandt), bis die Ladepumpenkondensatoren Cx die gewünschten Spannungen (Bruchteile der Eingangsspannung V_IN) erreichen. Danach wird der Spannungsregler 1102 freigegeben und wird eventuelle Spannungsdifferenzen zwischen Vx und V_OUT auf bekannte Weise handhaben, um V_OUT auf einen gewünschten Pegel einzustellen und zu regeln.
In einem zweiten Inbetriebsetzungsbeispiel wird der Spannungsregler 1102 zum gleichen Zeitpunkt freigegeben, an dem die Wandlerschaltung 102 mit dem Schalten gemäß Taktwellenformen P1 und P2 beginnt. Der Spannungsregler 1102 steuert und regelt außerdem automatisch V_OUT, während er eventuelle Spannungsdifferenzen zwischen V_X und V_OUT auf bekannte Weise handhabt.
12 ist eine detailliertere Darstellung einer Ausführungsform eines Spannungsreglers 1102, der in der in 11 gezeigten Schaltung verwendet werden kann. Der Spannungsregler 1102 empfängt eine Eingangsspannung über positive und negative Eingangsanschlüsse und produziert eine Ausgangsspannung über positive und negative Ausgangsanschlüsse. Die Spannungsregelung über die positiven und negativen Ausgangsanschlüsse erfolgt durch Öffnen und Schließen der Schalter S_A, S_B, S_C, S_D (oder eines Teilsatzes von diesen) um einen Induktor L in bekannter Weise.
In dem illustrierten Beispiel ist der Schalter S_A zwischen dem positiven Eingangsanschluss und einem Induktor L seriell verbunden und ist der Schalter Sc zwischen dem positiven Ausgangsanschluss und dem Induktor L seriell verbunden. Der Schalter S_B ist in einer Shuntkonfiguration mit einem Knoten N1 zwischen dem Schalter S_A und dem Induktor L gekoppelt. Der Schalter S_D ist in einer Shuntkonfiguration mit einem Knoten N2 zwischen dem Schalter Sc und dem Induktor L gekoppelt. Wenn als MOSFET-Transistoren hergestellt, weisen die Schalter S_A-S_D jeweilige inhärente Körper-Dioden D_A-D_D auf, wie in 12 gezeigt.
Ein Controller 1202, der zu dem Spannungsregler 1102 intern oder extern sein kann, steuert den Betrieb von jedem der Schalter S_A-S_D (Steuerungsleitungsverbindungen zu den Schaltern S_A-S_D sind ausgelassen, um ein Durcheinander zu vermeiden). Insbesondere kann der Controller 1202 nicht überlappende Taktphasen p1, p2 für die Schalter S_A-S_D bereitstellen (Taktphasen p1, p2 können eine andere Phasenfolge als die Zweiphasen-Taktwellenformen P1 und P2, die zuvor für die Wandlerschaltung 102 beschrieben wurden, aufweisen), obwohl auch zusätzliche Taktphasen zu den Schaltern S_A-S_D möglich sind. Der Spannungsregler 1102 kann durch Öffnen von mindestens der Schalter S_A und S_C effektiv gesperrt werden.
In verschiedenen Ausführungsformen kann der Spannungsregler 1102 einen Teilsatz der oder alle vier gezeigten Schalter S_A-S_D beinhalten, womit entweder ein Tiefsetz-Spannungswandler (lediglich Schalter S_A, S_B), ein Hochsetz-Spannungswandler (lediglich Schalter S_C, S_D) oder ein nicht umkehrender Tiefsetz-Hochsetz-Spannungswandler (alle Schalter S_A-S_D) implementiert werden. Zwecks Allgemeingültigkeit werden alle Schalter S_A-S_D als präsent betrachtet, obwohl einige möglicherweise für einige Konfigurationen zwangsmäßig geschlossen sind (und somit als Kurzschluss fungieren), während andere für andere Konfigurationen zwangsmäßig geöffnet sind. Es sollte jedoch verstanden werden, dass Ausführungsformen des Spannungsreglers 1102 möglicherweise einige der Schalter S_A-S_D auslassen können, falls eine spezifische Funktionalität erforderlich ist.
In der illustrierten Ausführungsform kann der Controller 1202 den Spannungsregler 1102 so konfigurieren, um in unterschiedlichen Betriebsmodi zu arbeiten (generell muss der Spannungsregler jedoch nicht rekonfigurierbar sein).
Zum Beispiel kann der Spannungsregler 1102 konfiguriert sein, um in einem Tiefsetzmodus zu arbeiten, indem der Schalter Sc geschlossen wird, während S_D bei jedem Schaltzyklus geöffnet wird. Der Schalter S_A wird zwischen ON- und OFF-Zuständen basierend auf dem Tastverhältnis oder der ON-Zeit von einer der Taktphasen (z. B. p1), wie durch den Controller 1202 eingestellt, wechseln. Der Schalter S_B wird zwischen OFF- und ON-Zuständen, die zu den ON- und OFF-Zuständen des Schalters S_A komplementär sind, basierend auf der anderen der Taktphasen (z. B. p2) wechseln. Nicht rekonfigurierbare Implementierungen des Spannungsreglers 1102 lassen den Schalter S_D aus und ersetzen den Schalter Sc mit einer direkten Verbindung mit dem positiven Ausgangsanschluss, wodurch die Komponentenzahl und die erforderliche integrierte Schaltungsfläche reduziert werden.
Als weiteres Beispiel kann der Spannungsregler 1102 konfiguriert sein, um in einem Hochsetzmodus zu arbeiten, indem der Schalter S_A geschlossen wird, während der Schalter S_B bei jedem Schaltzyklus geöffnet wird. Der Schalter S_D wird zwischen ON- und OFF-Zuständen basierend auf dem Tastverhältnis oder der ON-Zeit, wie durch den Controller 1202 eingestellt, wechseln. Der Schalter Sc wird zwischen OFF- und ON-Zuständen, die zu den ON- und OFF-Zuständen des Schalters S_D komplementär sind, wechseln. Nicht rekonfigurierbare Implementierungen des Spannungsreglers 1102 lassen den Schalter S_B aus und ersetzen den Schalter S_A mit einer direkten Verbindung mit dem positiven Eingangsanschluss, wodurch die Komponentenzahl und die erforderliche integrierte Schaltungsfläche reduziert werden.
Als noch ein weiteres Beispiel kann der Spannungsregler 1102 konfiguriert sein, um in einem nicht umkehrenden Tiefsetz-Hochsetz-Modus zu arbeiten. Bei diesem Konfigurationstyp wechseln alle Schalter S_A-S_D zwischen ON- und OFF-Zuständen, einige zur gleichen Zeit und einige zu unterschiedlichen Zeiten, während spezifischer Taktphasen, die von dem Controller 1202 eingestellt werden.
Bei allen Konfigurationen der Spannungsregler 1102 sequenziert der Controller 1202 die Übergänge aller Schalter S_A-S_D auf eine Weise, dass eine eventuell notwendige Taktphase oder Totzeit, die während des Betriebs der Schalter S_A-S_D gemäß Tiefsetzmodus, Hochsetzmodus oder Tiefsetz-Hochsetz-Modus notwendig ist, in bekannter Weise eingeschlossen wird.
Basierend auf Informationen, die den Betriebszustand des Schaltkondensator-Leistungswandlers 1100 in 11 angeben, sendet der Controller 1202 Steuerungssignale, um das Tastverhältnis der Schalter S_A-S_D zu steuern und somit die Ausgangsspannung des Spannungsreglers 1102 zu regeln. Als solches definiert er eine Rückkopplungsschleife unter Verwendung einiger oder aller empfangenen Signale, wie etwa der Signale auf dem Eingangssignalpfad 110, des Taktsignals CLK und/oder der Eingangs-/Ausgangssignale des Controllers 104.
Vorteile
Die hier beschriebenen Verfahren und Vorrichtungen sind so konzipiert, dass ein Schalkkondensator-Leistungswandler aus einer Reihe von Inbetriebsetzungsszenarien, die anfängliche Spannungssituationen sowohl der Ladepumpenkondensatoren Cx als auch des Ausgangskondensators COUT involvieren, in robuster Weise in Betrieb gesetzt werden kann, und dies in einer einigermaßen schnellen Inbetriebsetzungszeit erfolgt.
Es sollte für einen durchschnittlichen Fachmann auf dem Gebiet klar sein, dass eine Zahl der obigen Lösungen zusammen verwendet werden kann. Zum Beispiel können die hier beschriebenen Schaltungen und Verfahren zur Verhinderung einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators während der Abschaltung mit den hier beschriebenen Schaltungen und Verfahren zum Rebalancieren der Ladepumpenkondensatoren vor der Inbetriebsetzung kombiniert werden.
Verfahren
Ein weiterer Aspekt der Erfindung beinhaltet Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators während eines Abschaltungszustands eines Schaltkondensator-Leistungswandlers. Zum Beispiel ist 13 ein Prozessflussdiagramm 1300, das ein erstes Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators während eines Abschaltungszustands eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, zeigt. Das Verfahren umfasst das Geschlossenhalten der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern während des Abschaltungszustands (Block 1302).
14 ist ein Prozessflussdiagramm 1400, das ein zweites Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators und/oder zum Minimieren des Einschaltstroms in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, zeigt. Das Verfahren beinhaltet das Koppeln einer jeweiligen Pulldown-Vorrichtung parallel mit einem oder mehreren der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern (Block 1402), und das Konfigurieren jeder Pulldown-Vorrichtung, um eine vollständige Entladung der Ladepumpenkondensatoren zu verhindern und/oder um den Einschaltstrom während mindestens eines ausgewählten Zustands des Leistungswandlers zu minimieren (Block 1404).
Zusätzliche Aspekte des obigen Verfahren können eines oder mehrere von Folgendem umfassen: wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen ein Widerstand ist; wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen eine transistorbasierte Vorrichtung ist, und ferner das Konfigurieren der transistorbasierten Vorrichtung umfasst, um mindestens teilweise während des mindestens einen ausgewählten Zustands des Leistungswandlers leitend und in mindestens einem anderen Zustand des Leistungswandlers im Wesentlichen nicht leitend zu sein; und/oder wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen eine Schalt-Pulldown-Vorrichtung ist, die einen transistorbasierten Schalter in Serie mit einem Widerstand oder eine transistorbasierte Stromsenke umfasst.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung beinhaltet Inbetriebsetzungsverfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler und/oder zum Begrenzen des Einschaltstroms zu solchen Ladepumpenkondensatoren und/oder zum Verhindern einer Überbelastung der Ladepumpenschalter.
Als weiteres Beispiel ist 15 ein Prozessflussdiagramm 1500, das ein erstes Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist, die jeweils zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter Sx verbunden sind, zeigt. Das Verfahren umfasst das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx für eine erste ausgewählte Zeitdauer und/oder eine erste Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine erste gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt (Block 1502).
Als noch ein weiteres Beispiel ist 16 ein Prozessflussdiagramm 1600, das ein zweites Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist, zeigt, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannungsquelle und einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden. Das Verfahren umfasst Folgendes: in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus, Trennen der zweiten Spannungsquelle von dem Leistungswandler und Betreiben des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren auf eine gewünschte Spannung von der ersten Spannungsquelle geladen sind (Block 1602); und danach Verbinden der zweiten Spannungsquelle mit dem Leistungswandler und Freigeben des Betriebs des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung (Block 1604).
Als noch ein weiteres Beispiel ist 17 ein Prozessflussdiagramm 1700, das ein drittes Inbetriebsetzungsverfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms und/oder Verhindern einer Schalterüberlastung innerhalb eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist, zeigt, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannungsquelle und einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden. Das Verfahren umfasst Folgendes: in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus, Trennen der ersten Spannungsquelle von dem Leistungswandler und Betreiben des Leistungswandlers in einem umgekehrten Aufwärtsmodus der Spannungsumwandlung, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren auf eine gewünschte Spannung von der zweiten Spannungsquelle geladen sind (Block 1702); und danach Verbinden der ersten Spannungsquelle mit dem Leistungswandler und Freigeben des Betriebs des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung (Block 1704).
Als weiteres Beispiel ist 18 ein Prozessflussdiagramm 1800, das ein erstes Inbetriebsetzungsverfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler zeigt. Das Verfahren umfasst Folgendes: Verbinden von Paaren der Ladepumpekondensatoren zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren n seriell verbundener Schalter Sx, wobei jeder seriell verbundene Schalter Sx einen entsprechenden Hilfsschalter-Pfad SxA aufweist (Block 1802); Koppeln eines ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator (Block 1804); Koppeln eines ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator, wobei jeder Niedrigseiten-Phasenschalter einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad aufweist (Block 1806); Begrenzen des Einschaltstroms zu der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren durch Verhindern einer vollständigen Entladung der Ladepumpenkondensatoren während mindestens eines ausgewählten Zustands des Leistungswandlers durch Geschlossenhalten der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters während einer ersten Zeitperiode, während des Öffnens des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters und der n seriell verbundenen Schalter Sx und entsprechenden Hilfsschalter/Pfade (Block 1808); und Balancieren der Spannung unter der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren nach der ersten Zeitperiode durch Schließen des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, optional Öffnen der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten der n seriell verbundenen Schalter Sx, Schließen der Hilfsschalter/Pfade von m der n seriell verbundenen Schalter Sx, wobei m kleiner als n ist, und dann schrittweises Öffnen von einem oder mehreren der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx über eine oder mehrere von Zeitperioden (Block 1810).
Zusätzliche Aspekte des obigen Verfahrens können eines oder mehrere von Folgendem umfassen: das schrittweise Öffnen von mindestens einigen der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx in Rückwärtsreihenfolge; oder das schrittweise Öffnen von mindestens einigen der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx in Vorwärtsreihenfolge.
Zusätzliche Aspekte des obigen Verfahrens können eines oder mehrere von Folgendem umfassen: wobei mindestens einige der Vielzahl von seriell verbundenen Schalter Sx einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad SxA umfassen, der einen höheren ON-Widerstand R_ON als der entsprechende Schalter Sx aufweist, ferner umfassend das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx durch Verwenden der Hilfsschalter/Pfade/SxA anstatt der entsprechenden Schalter Sx ; wobei die Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx jeweils einen Feldeffekttransistor (FET) beinhalten, der ein Gate aufweist, das den ON-Widerstand R_ON des FET steuert, wobei jeder FET konfiguriert ist, um sein Gate mit einer Quelle einer Gate-Antriebsspannung zu koppeln, ferner umfassend das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx durch Reduzieren der Gate-Antriebsspannung für die jeweiligen Gates der FETs; und/oder das Erhöhen der Schaltfrequenz der Schalter Sx für eine zweite ausgewählte Zeitdauer und/oder eine zweite Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine zweite gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt.
19 ist ein Prozessflussdiagramm 1900, das ein zweites Verfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler zeigt, wobei jeder Ladepumpenkondensator zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter Sx an einem Stapelknoten verbunden ist. Das Verfahren umfasst Folgendes: Erfassen einer Ausgangsspannung des Wandlers und Generieren eines Signals, das die Ausgangsspannung angibt (Block 1902); und Laden oder Entladen jedes Ladepumpenkondensators auf ein entsprechendes Vielfaches der Ausgangsspannung des Leistungswandlers als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt (Block 1904).
Zusätzliche Aspekte des obigen Verfahrens können eines oder mehrere von Folgendem umfassen: das selektive Verbinden der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode über einen Widerstandspfad mit der Schaltungsmasse; das selektive Verbinden der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren mit einer Schaltungsmasse nach einer Vorschaltungsperiode; das Generieren eines Referenzstrom als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, und das Bereitstellen für jeden Stapelknoten eines Vielfachen der Ausgangsspannung des Wandlers als Reaktion auf den Referenzstrom; wobei das Erfassen einer Ausgangsspannung des Wandlers das Koppeln einer Verstärkerschaltung mit der Ausgangsspannung des Wandlers umfasst, ferner umfassend das Generieren eines Referenzstroms als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, und das Bereitstellen eines Offset-Stroms für den Vergleicher (oder Eingeben eines Offset innerhalb des Vergleichers), wenn die Ausgangsspannung unzureichend ist, um einen adäquaten Wert für den Referenzstrom zu generieren; wobei das Laden oder Entladen von jedem Ladepumpenkondensator über eine Vielzahl von Rebalancierungstreibern stattfinden kann, wobei jeder Rebalancierungstreiber mit einem entsprechenden Stapelknoten und mit einer Spannung, die aus dem generierten Signal, das die Ausgangsspannung angibt, abgeleitet wird, gekoppelt ist und konfiguriert ist, um einen Ladepfad für den entsprechenden Stapelknoten und/oder einen Entladepfad von dem entsprechenden Stapelknoten zu einem von der Ausgangsspannung des Wandlers oder der Schaltungsmasse bereitzustellen.
Herstellungstechnologien u. -optionen
Der Begriff „MOSFET“, wie in diese Offenbarung verwendet, umfasst einen beliebigen Feldeffekttransistor (FET), der ein isoliertes Gate aufweist, dessen Spannung die Leitfähigkeit des Transistors bestimmt, und isolierte Gates einschließt, die einen Metall- oder metallartigen Isolator und/oder eine Halbleiterstruktur aufweisen. Die Begriffe „Metall“ oder „metallartig“ umfassen mindestens ein elektrisch leitendes Material (wie etwa Aluminium, Kupfer oder ein anderes Metall, oder hoch dotiertes Polysilicium, Graphen oder einen anderen elektrischen Leiter), „Isolator“ umfasst mindestens ein isolierendes Material (wie etwa Siliciumoxid oder ein anderes Dielektrikummaterial), und „Halbleiter“ umfasst mindestens ein Halbleitermaterial.
Wie in dieser Offenbarung verwendet, bezieht sich der Begriff „Radiofrequenz“ (RF) auf eine Schwingungsrate im Bereich von etwa 3 kHz bis etwa 300 GHz. Dieser Begriff umfasst auch die bei drahtlosen Kommunikationssystemen verwendeten Frequenzen. Eine RF-Frequenz kann die Frequenz einer elektromagnetischen Welle oder einer Wechselspannung oder eines Wechselstroms in einer Schaltung sein.
Es können verschiedene Ausführungsformen der Erfindung implementiert werden, um eine große Vielzahl von Spezifikationen zu erfüllen. Sofern oben nichts anderes angegeben wird, ist die Auswahl von geeigneten Komponentenwerten für die Konstruktion frei zu entscheiden. Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung können in jeder geeigneten integrierten Schaltungstechnologie (IC-Technologie) (einschließlich, aber nicht begrenzt auf MOSFET-Strukturen) oder in hybriden oder diskreten Schaltungsformen implementiert werden. Ausführungsformen von integrierten Schaltungen können unter Verwendung von beliebigen geeigneten Substraten und Prozessen hergestellt werden, einschließlich, aber nicht begrenzt auf Standardbulksilicium, Silicium-auf-Isolator (SOI) und Silicium-auf-Saphir (SOS). Sofern oben nichts anderes angegeben wird, können Ausführungsformen der Erfindung in anderen Transistortechnologien implementiert werden, wie etwa bipolaren, LDMOS-, GaAs-HBT-, GaN-HEMT-, GaAs-pHEMT- und MESFET-Technologien. Ausführungsformen der Erfindung sind jedoch besonders nützlich wenn sie unter Verwendung eines SOI- oder SOS-basierten Prozesses hergestellt werdenoder wenn sie mit Prozessen hergestellt werden, die ähnliche Charakteristika aufweisen. Die Herstellung in CMOS unter Verwendung von SOI- oder SOS-Prozessen ermöglicht Schaltungen mit niedriger Leistungsaufnahme, die Fähigkeit, während des Betriebs aufgrund von FET-Stapelung hohen Leistungssignalen zu widerstehen, gute Linearität und Hochfrequenzbetrieb (d. h. Funkfrequenzen bis und über 50 GHz). Eine monolithische IC-Implementierung ist besonders nützlich, da parasitäre Kapazitäten generell durch eine sorgfältige Konstruktion niedrig gehalten werden können (oder zumindest bei allen Einheiten gleichmäßig gehalten werden, was gestattet, sie zu kompensieren).
Spannungspegel können angepasst werden und/oder Spannungs- und/oder logische Signalpolaritäten können umgekehrt werden, abhängig von einer konkreten Spezifikation und/oder Implementierungstechnologie (z. B. NMOS, PMOS oder CMOS und Enhancement-Modus- oder Depletion-Modus-Transistorvorrichtungen). Spannungs-, Strom- und Leistungshandhabungsfähigkeiten von Komponenten können nach Bedarf angepasst werden, zum Beispiel durch Anpassen von Vorrichtungsgrößen, serielles „Stapeln“ von Komponenten (insbesondere FETs), um größeren Spannungen zu widerstehen, und/oder Verwenden von mehreren Komponenten parallel zum Handhaben von größeren Strömen. Zusätzliche Schaltungskomponenten können hinzugefügt werden, um die Fähigkeiten der offenbarten Schaltungen zu verbessern und/oder zusätzliche Funktionalität bereitzustellen, ohne die Funktionalität der offenbarten Schaltungen wesentlich zu ändern.
Schaltungen und Vorrichtungen in Übereinstimmung mit der vorliegenden Verbindung können allein oder in Kombination mit anderen Komponenten, Schaltungen und Vorrichtungen verwendet werden. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können als integrierte Schaltungen (ICs) hergestellt werden, die in IC-Gehäusen und/oder Modulen zwecks einfacher Handhabung, Fertigung und/oder verbesserter eingekapselt sein können. Insbesondere werden IC-Ausführungsformen dieser Erfindung oft in Modulen verwendet, bei denen eine oder mehrere solcher ICs mit anderen Schaltungsblöcken (z. B. Filtern, passiven Komponenten und möglicherweise zusätzlich ICs) in einem Gehäuse kombiniert werden. Die ICs und/oder Module werden dann typischerweise mit anderen Komponenten kombiniert, oft auf einer Leiterplatte, um ein Endprodukt zu bilden, wie etwa ein Mobiltelefon, einen Laptop-Computer oder ein elektronisches Tablet, oder um ein Modul höheren Niveaus zu bilden, das in einer Vielfalt von Produkten verwendet werden kann, wie etwa Fahrzeugen, Prüfgeräten, medizinischen Geräten etc. Über verschiedene Konfigurationen von Modulen und Baugruppen ermöglichen solche ICs typischerweise einen Kommunikationsmodus, vielfach eine drahtlose Kommunikation.
Schlussfolgerung
Es wurde eine Reihe von Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Es versteht sich, dass verschiedene Modifikationen gemacht werden können, ohne vom Wesen und Umfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel können einige der oben beschriebenen Schritte von einer Reihenfolge unabhängig sein und daher in einer Reihenfolge durchgeführt werden, die sich von der beschriebenen unterscheidet. Des Weiteren können einige der oben beschriebenen Schritte optional sein. Verschiedene in Bezug auf die oben identifizierten Verfahren beschriebene Aktivitäten können in wiederholter, serieller oder paralleler Weise ausgeführt werden.
Es versteht sich, dass die vorstehende Beschreibung den Umfang der Erfindung illustrieren und nicht einschränken soll, welche durch den Umfang der folgenden Ansprüche definiert wird, und das andere Ausführungsformen innerhalb des Umfangs der Ansprüche liegen. Inbesondere umfasst der Umfang der Erfindung beliebige und alle realisierbaren Kombinationen von einem oder mehreren der Prozesse, Maschinen, Anfertigungen oder Zusammensetzungen von Materie, die in den nachstehenden Ansprüchen dargelegt werden. (Es wird darauf hingewiesen, dass die geklammerten Kennzeichnungen für Anspruchselemente der leichteren Bezugnahme auf solche Elemente dienen und als solches keine konkrete erforderliche Reihenfolge oder Aufzählung von Elementen anzeigen; des Weiteren können solche Kennzeichnungen in abhängigen Ansprüchen als Bezugnahmen auf zusätzliche Elemente wieder verwendet werden, ohne dass sie als Beginn einer widersprüchlichen Kennzeichnungsreihenfolge angesehen werden).
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 62/971094 [0001]
US 16/791866 [0001]
US 10263514 [0060]

Claims

Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) eine Ladepumpe, die eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist; (b) eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind; und (c) einen Controller, der mit der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um eine vollständige Entladung der Ladepumpenkondensatoren während eines Abschaltungszustands des Wandlers durch Geschlossenhalten der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern während des Abschaltungszustands zu verhindern.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) eine Ladepumpe, die eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren aufweist; (b) eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind; und (c) eine Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen, die parallel mit jeweiligen der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern gekoppelt sind; wobei die Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen konfiguriert sind, um eine vollständige Entladung der Ladepumpenkondensatoren während eines Abschaltungszustands des Leistungswandlers zu verhindern.
Wandler gemäß Anspruch 2, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Pulldown-Vorrichtung ein Widerstand ist.
Wandler gemäß Anspruch 2, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Pulldown-Vorrichtung eine transistorbasierte Vorrichtung ist, die konfiguriert ist, um mindestens teilweise während des Abschaltungszustands des Leistungswandlers und zu anderen Zeiten im Wesentlichen nicht leitend zu sein.
Wandler gemäß Anspruch 2, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Pulldown-Vorrichtung eine Schalt-Pulldown-Vorrichtung ist, die einen transistorbasierten Schalter in Serie mit einem Widerstand umfasst.
Wandler gemäß Anspruch 2, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Pulldown-Vorrichtung eine Stromsenke umfasst.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) einen ersten und zweiten Eingangsanschluss und einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss; (b) eine Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern S1-Sn, die zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsanschluss verbunden sind, wobei jeder seriell verbundene Schalter einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad SxA aufweist; (c) eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren, die jeweils zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern verbunden sind; (d) einen ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalter, die jeweils zwischen dem ersten Ausgangsanschluss und mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator verbunden sind, wobei jeder Hochseiten-Phasenschalter optional einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad aufweist; (e) einen ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalter, die jeweils zwischen dem zweiten Ausgangsanschluss und mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, wobei jeder Niedrigseiten-Phasenschalter einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad aufweist; (f) einen Controller, der mit der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern, dem ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalter, dem ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalter und den Hilfsschaltern/Pfaden gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um eine vollständige Entladung der Ladepumpenkondensatoren während einer ersten Zeitperiode eines Inbetriebsetzungzustands des Leistungswandlers durch Geschlossenhalten der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters während einer ersten Zeitperiode, während des Öffnens des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters und entsprechender Hilfsschalter/Pfade und der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern S1-Sn und entsprechender Hilfsschalter/Pfade, zu verhindern; und wobei der Controller konfiguriert ist, um die Spannung unter der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren nach der ersten Zeitperiode durch Schließen des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, optional Öffnen der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern S1-Sn, Schließen der Hilfsschalter/Pfade von m der seriell verbundenen Schalter S1-Sn, wobei m kleiner als n ist, und dann schrittweises Öffnen von einem oder mehreren der m Hilfsschalter/Pfade der seriell verbundenen Schalter S1-Sn über eine oder mehrere Zeitperioden zu balancieren.
Wandler gemäß Anspruch 7, wobei mindestens einige der m Hilfsschalter/Pfade der seriell verbundenen Schalter S1-Sn schrittweise in Rückwärtsreihenfolge relativ zu dem ersten Eingangsanschluss geöffnet werden.
Wandler gemäß Anspruch 7, wobei mindestens einige der m Hilfsschalter/Pfade der seriell verbundenen Schalter S1-Sn schrittweise in Vorwärtsreihenfolge relativ zu dem ersten Eingangsanschluss geöffnet werden.
Wandler gemäß Anspruch 7, wobei mindestens einige der m Hilfsschalter/Pfade der seriell verbundenen Schalter S1-Sn als Funktion einer gemessenen Stapelknotenspannung geöffnet werden.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) einen ersten und zweiten Eingangsanschluss und einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss; (b) eine Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx, die zwischen dem ersten Eingangsanschluss und dem ersten Ausgangsanschluss verbunden sind; (c) eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren, die jeweils zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern verbunden sind; und (d) einen Controller, der mit der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um die Rate des Ladungstransfers zwischen der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren durch Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx für eine erste ausgewählte Zeitdauer und/oder eine erste Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine erste gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt zu reduzieren.
Wandler gemäß Anspruch 11, wobei mindestens einige der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad SxA umfassen, der einen höheren ON-Widerstand R_ON als der entsprechende Schalter Sx aufweist, und wobei der Controller konfiguriert ist, um den ON-Widerstand R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx durch Verwenden der Hilfsschalter/Pfade/SxA anstatt der entsprechenden Schalter Sx zu erhöhen.
Wandler gemäß Anspruch 11, wobei die Vielzahl der seriell verbundenen Schalter Sx mit einer ausgewählten Frequenz geschaltet werden und der Controller ferner konfiguriert ist, um die Schaltfrequenz für eine zweite ausgewählte Zeitdauer und/oder eine zweite Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine zweite gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt zu erhöhen.
Wandler gemäß Anspruch 11, wobei die Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx jeweils einen Feldeffekttransistor (FET) beinhalten, der ein Gate aufweist, das den ON-Widerstand R_ON des FET steuert, wobei jeder FET konfiguriert ist, um sein Gate mit einer Quelle einer Gate-Antriebsspannung zu koppeln, und wobei der Controller konfiguriert ist, um den ON-Widerstand R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx durch Reduzieren der Gate-Antriebsspannung für die jeweiligen Gates der FETs zu erhöhen.
Wandler gemäß Anspruch 11, wobei die Vielzahl der seriell verbundenen Schalter Sx mit einer ausgewählten Frequenz geschaltet werden und der Controller ferner konfiguriert ist, um die Schaltfrequenz für eine zweite ausgewählte Zeitdauer und/oder eine zweite Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine zweite gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt zu erhöhen.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) einen ersten und zweiten Eingangsanschluss und einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss; (b) einen Trennschalter, der mit dem ersten Eingangsanschluss gekoppelt und konfiguriert ist, um mit einer ersten Spannungsquelle gekoppelt zu werden; (c) eine zweite Spannungsquelle, die mit dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei eine Spannung über die zweite Spannungsquelle kleiner als eine Spannung über die erste Spannungsquelle ist; (d) eine Ladepumpe, die zwischen dem ersten und zweiten Eingangsanschluss und dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei die Ladepumpe eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren umfasst und entweder für einen Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung oder einen Aufwärtsmodus der Spannungsumwandlung fähig ist; (e) einen Controller, der mit dem Trennschalter gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um den Trennschalter in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus zu öffnen, wodurch die erste Spannungsquelle von der Ladepumpe getrennt wird und der Betrieb der Ladepumpe in dem Aufwärtsmodus der Spannungsumwandlung freigegeben wird, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren auf eine gewünschte Spannung geladen sind, und um danach den Trennschalter zu schließen, wodurch die erste Spannungsquelle mit der Ladepumpe verbunden wird und der Betrieb der Ladepumpe in dem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung freigegeben wird.
Wandler gemäß Anspruch 16, wobei der Controller konfiguriert ist, um den Trennschalter auf eine graduelle Weise zu schließen, um einen zu großen Einschaltstrom zu der Ladepumpe zu verhindern.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) einen ersten und zweiten Eingangsanschluss und einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss, wobei der erste und zweite Eingangsanschluss mit einer ersten Spannungsquelle gekoppelt sind; (b) einen Trennschalter, der mit dem ersten Ausgangsanschluss gekoppelt und konfiguriert ist, um mit einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden; (c) eine Ladepumpe, die zwischen dem ersten und zweiten Eingangsanschluss und dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei die Ladepumpe eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren umfasst; (d) einen Controller, der mit dem Trennschalter gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um den Trennschalter in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus zu öffnen, wodurch die zweite Spannungsquelle von der Ladepumpe getrennt wird, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren von der ersten Spannungsquelle auf einen gewünschten Spannungspegel geladen sind, und um danach den Trennschalter zu schließen, wodurch die zweite Spannungsquelle mit der Ladepumpe verbunden wird und der Betrieb der Ladepumpe freigegeben wird.
Wandler gemäß Anspruch 18, wobei der Controller konfiguriert ist, um den Trennschalter auf eine graduelle Weise zu schließen, um einen zu großen Einschaltstrom zu der Ladepumpe zu verhindern.
Ein Schaltkondensator-Leistungswandler, der Folgendes umfasst: (a) einen ersten und zweiten Eingangsanschluss und einen ersten und zweiten Ausgangsanschluss, wobei der erste und zweite Eingangsanschluss mit einer ersten Spannungsquelle gekoppelt sind; (b) eine Reglerschaltung, die mit dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt und konfiguriert ist, um mit einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden; (c) eine Ladepumpe, die zwischen dem ersten und zweiten Eingangsanschluss und dem ersten und zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, wobei die Ladepumpe eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren umfasst; (d) einen Controller, der mit der Reglerschaltung gekoppelt ist; wobei der Controller konfiguriert ist, um die Reglerschaltung in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus zu sperren, wodurch die zweite Spannungsquelle von der Ladepumpe getrennt wird, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren von der ersten Spannungsquelle auf einen gewünschten Spannungspegel geladen sind, und um danach die Reglerschaltung freizugeben, wodurch die zweite Spannungsquelle mit der Ladepumpe verbunden wird.
Eine Schaltung, die konfiguriert ist, um die Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, der (1) eine Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern, die zwischen einem ersten Eingangsanschluss und einem ersten Ausgangsanschluss verbunden sind, und (2) eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren, wobei jeder Ladepumpenkondensator mit einem Stapelknoten zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern verbunden ist, aufweist, zu rebalancieren, wobei die Schaltung Folgendes umfasst: (a) eine Spannungserfassungsschaltung, die mit einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers gekoppelt und konfiguriert ist, um ein Signal zu generieren, das die Ausgangsspannung angibt; und (b) eine Balancierungsschaltung, die mit der Spannungserfassungsschaltung und mit jedem Stapelknoten gekoppelt und konfiguriert ist, um jeden Ladepumpenkondensator in Richtung eines Vielfachen der Ausgangsspannung des Leistungswandlers als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, zu laden oder entladen.
Schaltung gemäß Anspruch 21, die ferner eine Vielzahl von Pulldown-Schaltungen umfasst, die jeweils mit einem entsprechenden Ladepumpenkondensator gekoppelt und konfiguriert sind, um den entsprechenden Ladepumpenkondensator während einer Vorschaltungsperiode über einen Widerstandspfad mit der Schaltungsmasse selektiv zu verbinden.
Schaltung gemäß Anspruch 21, wobei die Spannungserfassungsschaltung einen Referenzstrom als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, generiert und wobei die Balancierungsschaltung ferner einen Stromspiegel umfasst, der mit dem Referenzstrom gekoppelt ist und mindestens ein Spiegelbein aufweist, das mit einem entsprechenden Stapelknoten gekoppelt und konfiguriert ist, um dem entsprechenden Stapelknoten ein entsprechendes Beharrungszustand-Vielfaches der Ausgangsspannung des Leistungswandlers als Reaktion auf den Referenzstrom bereitzustellen.
Schaltung gemäß Anspruch 21, wobei die Spannungserfassungsschaltung einen Referenzstrom als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, generiert, und ferner umfassend eine Offset-Schaltung, die mit der Spannungserfassungsschaltung gekoppelt und konfiguriert ist, um der Spannungserfassungsschaltung einen Offset-Strom bereitzustellen, wenn die Ausgangsspannung unzureichend ist, um einen adäquaten Wert für den Referenzstrom zu generieren.
Schaltung gemäß Anspruch 21, wobei die Spannungserfassungsschaltung einen Referenzstrom als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, generiert und wobei die Balancierungsschaltung ferner Folgendes umfasst: (a) einen Stromspiegel, der mit dem Referenzstrom gekoppelt ist und ein Spiegelbein aufweist, das konfiguriert ist, um eine Vielzahl von Spannungen als Reaktion auf den Referenzstrom bereitzustellen, wobei jede Spannung ein Beharrungszustand-Vielfaches der Ausgangsspannung des Leistungswandlers ist; und (b) eine Vielzahl von Rebalancierungstreibern, die jeweils mit einem entsprechenden Stapelknoten und mit einer Spannung, die aus dem generierten Signal, das die Ausgangsspannung des Leistungswandlers angibt, abgeleitet wird, gekoppelt sind, und die jeweils mit einer entsprechenden Spannung, die von dem Spiegelbein bereitgestellt wird, gekoppelt sind und durch diese gesteuert werden, zum selektiven Bereitstellen eines Ladepfads zu dem entsprechenden Stapelknoten, proportional zu der entsprechenden Spannung, die von dem Spiegelbein bereitgestellt wird, und/oder eines Entladepfads von dem entsprechenden Stapelknoten zu einem von der Ausgangsspannung des Leistungswandlers oder der Schaltungsmasse.
Ein Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators während eines Abschaltungszustands eines Schaltkondensator-Leistungswandlers, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, wobei das Verfahren das Geschlossenhalten der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern während des Abschaltungszustands umfasst.
Ein Verfahren zum Verhindern einer vollständigen Entladung eines Ladepumpenkondensators und/oder zum Minimieren des Einschaltstroms in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, der eine Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und eine Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern, die jeweils mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator gekoppelt sind, aufweist, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: (a) Koppeln einer jeweiligen Pulldown-Vorrichtung parallel mit einem oder mehreren der Vielzahl von Niedrigseiten-Phasenschaltern; und (b) Konfigurieren jeder Pulldown-Vorrichtung, um eine vollständige Entladung der Ladepumpenkondensatoren zu verhindern und/oder um den Einschaltstrom während mindestens eines ausgewählten Zustands des Leistungswandlers zu minimieren.
Verfahren gemäß Anspruch 27, wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen ein Widerstand ist.
Verfahren gemäß Anspruch 27, wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen eine transistorbasierte Vorrichtung ist, wobei das Verfahren ferner das Konfigurieren der transistorbasierten Vorrichtung umfasst, um mindestens teilweise während des mindestens einen ausgewählten Zustands des Leistungswandlers leitend und in mindestens einem anderen Zustand des Leistungswandlers im Wesentlichen nicht leitend zu sein.
Verfahren gemäß Anspruch 27, wobei mindestens eine der Vielzahl von Pulldown-Vorrichtungen eine Schalt-Pulldown-Vorrichtung ist, die einen transistorbasierten Schalter in Serie mit einem Widerstand umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 27, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Pulldown-Vorrichtung eine Stromsenke umfasst.
Ein Verfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms zu einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und/oder Verhindern einer Überbelastung in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, das Folgendes umfasst: (a) Verbinden von Paaren der Ladepumpekondensatoren zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren n seriell verbundener Schalter Sx, wobei jeder seriell verbundene Schalter Sx einen entsprechenden Hilfsschalter-Pfad SxA aufweist; (b) Koppeln eines ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator (c) Koppeln eines ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters mit mindestens einem jeweiligen Ladepumpenkondensator, wobei jeder Niedrigseiten-Phasenschalter einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad aufweist; (d) Begrenzen des Einschaltstroms zu der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren durch Verhindern einer vollständigen Entladung der Ladepumpenkondensatoren während mindestens eines ausgewählten Zustands des Leistungswandlers durch Geschlossenhalten der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters während einer ersten Zeitperiode, während des Öffnens des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters und der n seriell verbundenen Schalter Sx und entsprechenden Hilfsschalter/Pfade; und (e) Balancieren der Spannung unter der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren nach der ersten Zeitperiode durch Schließen des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, optional Öffnen der Hilfsschalter/Pfade des ersten und zweiten Niedrigseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten des ersten und zweiten Hochseiten-Phasenschalters, Geöffnethalten der n seriell verbundenen Schalter Sx, Schließen der Hilfsschalter/Pfade von m der n seriell verbundenen Schalter Sx, wobei m kleiner als n ist, und dann schrittweises Öffnen von einem oder mehreren der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx über eine oder mehrere von Zeitperioden.
Verfahren gemäß Anspruch 32, das ferner das schrittweise Öffnen von mindestens einigen der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx in Rückwärtsreihenfolge umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 32, das ferner das schrittweise Öffnen von mindestens einigen der m Hilfsschalter/Pfade der n seriell verbundenen Schalter Sx in Vorwärtsreihenfolge umfasst.
Wandler gemäß Anspruch 32, das ferner das Öffnen von mindestens einigen der m Hilfsschalter/Pfade der seriell verbundenen Schalter S1-Sn als Funktion einer gemessenen Stapelknotenspannung umfasst.
Ein Verfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms zu einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und/oder Verhindern einer Überbelastung in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, wobei jeder Ladepumpenkondensator zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter Sx verbunden ist, wobei das Verfahren das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx für eine erste ausgewählte Zeitdauer und/oder eine erste Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine erste gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 36, wobei mindestens einige der Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx einen entsprechenden Hilfsschalter/Pfad SxA umfassen, der einen höheren ON-Widerstand RON als der entsprechende Schalter Sx aufweist, ferner umfassend das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx by durch Verwenden der Hilfsschalter/Pfade SxA anstatt der entsprechenden Schalter Sx.
Verfahren gemäß Anspruch 37, das ferner das Erhöhen der Schaltfrequenz der seriell verbundenen Schalter Sx für eine zweite ausgewählte Zeitdauer und/oder eine zweite Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine zweite gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 36, wobei die Vielzahl von seriell verbundenen Schaltern Sx jeweils einen Feldeffekttransistor (FET) beinhalten, der ein Gate aufweist, das den ON-Widerstand R_ON des FET steuert, wobei jeder FET konfiguriert ist, um sein Gate mit einer Quelle einer Gate-Antriebsspannung zu koppeln, ferner umfassend das Erhöhen des ON-Widerstands R_ON der seriell verbundenen Schalter Sx durch Reduzieren der Gate-Antriebsspannung für die jeweiligen Gates der FETs.
Verfahren gemäß Anspruch 39, das ferner das Erhöhen der Schaltfrequenz der seriell verbundenen Schalter Sx für eine zweite ausgewählte Zeitdauer und/oder eine zweite Zahl von Schaltzyklen und/oder bis eine zweite gemessene Spannung über beliebige der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren innerhalb eines entsprechenden gewünschten Wertbereichs liegt umfasst.
Ein Verfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannungsquelle und einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: (a) in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus, Trennen der ersten Spannungsquelle von dem Leistungswandler und Betreiben des Leistungswandlers in einem Aufwärtsmodus der Spannungsumwandlung, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren auf eine gewünschte Spannung von der zweiten Spannungsquelle geladen sind; und (b) danach Verbinden der ersten Spannungsquelle mit dem Leistungswandler und Freigeben des Betriebs des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung.
Ein Verfahren zum Begrenzen des Einschaltstroms zu einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren und/oder Verhindern einer Überbelastung in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, wobei der Leistungswandler konfiguriert ist, um zwischen einer ersten Spannungsquelle und einer zweiten Spannungsquelle gekoppelt zu werden, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: (a) in einem Inbetriebsetzungsbetriebsmodus, Trennen der zweiten Spannungsquelle von dem Leistungswandler und Betreiben des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung, bis die Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren auf eine gewünschte Spannung von der ersten Spannungsquelle geladen sind; und (b) danach Verbinden der zweiten Spannungsquelle mit dem Leistungswandler und Freigeben des Betriebs des Leistungswandlers in einem Abwärtsmodus der Spannungsumwandlung.
Ein Verfahren zum Rebalancieren einer Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren in einem Schaltkondensator-Leistungswandler, wobei jeder Ladepumpenkondensator zwischen entsprechenden angrenzenden Paaren seriell verbundener Schalter Sx an einem Stapelknoten verbunden ist, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: (a) Erfassen einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers und Generieren eines Signals, das die Ausgangsspannung angibt; und (b) Laden oder Entladen jedes Ladepumpengenerators auf ein entsprechendes Vielfaches der Ausgangsspannung des Leistungswandlers als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt.
Verfahren gemäß Anspruch 43, das ferner das selektive Verbinden der Vielzahl von Ladepumpenkondensatoren während einer Vorschaltungsperiode über einen Widerstandspfad mit der Schaltungsmasse umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 43, das ferner das Generieren eines Referenzstroms als Funktion des Ausgangssignals, das die Ausgangsspannung angibt, und das Bereitstellen für jeden Stapelknoten eines entsprechenden Beharrungszustand-Vielfachen der Ausgangsspannung des Leistungswandlers als Reaktion auf den Referenzstrom und eines Strompfads zu der Schaltungsmasse umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 43, wobei das Erfassen einer Ausgangsspannung des Leistungswandlers das Koppeln einer Verstärkerschaltung mit der Ausgangsspannung des Leistungswandlers umfasst, ferner umfassend das Generieren eines Referenzstroms als Funktion des generierten Signals, das die Ausgangsspannung angibt, und das Bereitstellen eines Offset-Stroms für den Vergleicher, wenn die Ausgangsspannung unzureichend ist, um einen adäquaten Wert für den Referenzstrom zu generieren.
Verfahren gemäß Anspruch 43, wobei das Laden oder Entladen jedes Ladepumpenkondensators über eine Vielzahl von Rebalancierungstreibern erfolgt, wobei jeder Rebalancierungstreiber mit einem entsprechenden Stapelknoten und mit der Ausgangsspannung des Leistungswandlers gekoppelt und konfiguriert ist, um eine Ladung für den entsprechenden Stapelknoten und/oder einen Entladepfad von dem entsprechenden Stapelknoten zu einem von der Ausgangsspannung des Leistungswandlers oder der Schaltungsmasse bereitzustellen.