DE112021006409T5

DE112021006409T5 - Verstärkerschaltung und messvorrichtung

Info

Publication number: DE112021006409T5
Application number: DE112021006409.6T
Authority: DE
Inventors: Kazuaki Haneda
Original assignee: Hioki EE Corp
Current assignee: Hioki EE Corp
Priority date: 2020-12-11
Filing date: 2021-12-03
Publication date: 2023-10-05
Also published as: WO2022124220A1; TWI893252B; US20240027496A1; CN116848780A; TW202241050A; JP7553342B2; KR20230118107A; US12326464B2; JP2022093186A

Abstract

Eine Verstärkerschaltung enthält: einen Operationsverstärker, der konfiguriert ist, ein Eingangssignal zu verstärken, das in einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss eingegeben wird; eine erste und eine zweite Rückkoppeleinheit, die konfiguriert sind, ein von dem Operationsverstärker ausgegebenes Ausgangssignal zu einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers zurückführen; und eine Koppeleinheit, die konfiguriert ist, die zweite Rückkoppeleinheit und den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers AC-mäßig zu koppeln. Die erste Rückkoppeleinheit ist konfiguriert, wenn eine Frequenz des Ausgangssignals erhöht wird, zusammen mit der Koppeleinheit ein an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegendes elektrisches Potential in Bezug auf das Ausgangssignal zu reduzieren. Gleichzeitig ist die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert, ein vorbestimmtes elektrisches Potential zu erzeugen, das niedriger als ein elektrisches Potential des Ausgangssignals des Operationsverstärkers ist, wobei die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert ist, das vorbestimmte elektrische Potential über die Koppeleinheit an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung zur Verstärkung eines Eingangssignals und eine Messvorrichtung.
TECHNISCHER HINTERGRUND
JP 2020-14302 A offenbart eine nicht-invertierende Verstärkerschaltung, die ein Eingangssignal verstärkt.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
In der oben beschriebenen Verstärkerschaltung werden zusammen mit einer Frequenzkomponente des Eingangssignals, die ein Verstärkungsobjekt ist, auch andere Frequenzkomponenten der Verstärkung unterworfen. Dies hat zur Folge, dass bei einer Erhöhung der Verstärkung der Verstärkerschaltung auch die anderen Frequenzkomponenten mit der gleichen Verstärkung verstärkt werden und die Gefahr besteht, dass der Ausgang der Verstärkerschaltung aufgrund dieser Verstärkung in die Sättigung geht.
Die vorliegende Erfindung wurde im Hinblick auf das oben beschriebene Problem konzipiert, und ein Ziel davon ist es, eine Verstärkerschaltung bereitzustellen, die in der Lage ist, die Verstärkung und die Frequenzcharakteristik der Verstärkerschaltung unabhängig einzustellen, und eine Messvorrichtung bereitzustellen.
In einem Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält eine Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, ein Eingangssignal zu verstärken, das in einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers eingegeben wird, eine erste und eine zweite Rückkoppeleinheit, die konfiguriert sind, ein von dem Operationsverstärker ausgegebenes Ausgangssignal zu einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers zurückführen, und eine Koppeleinheit, die konfiguriert ist, die zweite Rückkoppeleinheit und den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers AC-mäßig zu koppeln. Die erste Rückkoppeleinheit ist konfiguriert, wenn eine Frequenz des Ausgangssignals erhöht wird, zusammen mit der Koppeleinheit ein an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegendes elektrisches Potential in Bezug auf das Ausgangssignal zu reduzieren. Gleichzeitig ist die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert, ein vorbestimmtes elektrisches Potential zu erzeugen, das niedriger als ein elektrisches Potential des Ausgangssignals ist, wobei die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert ist, das vorbestimmte elektrische Potential über die Koppeleinheit an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegen.
Gemäß dem oben beschriebenen Aspekt wird, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Operationsverstärkers erhöht wird, das an den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegende elektrische Potential durch die erste Rückkoppeleinheit und die Koppeleinheit reduziert, so dass ein vorbestimmtes elektrisches Potential, das an der zweiten Rückkoppeleinheit erzeugt wird, als die untere Grenze festgelegt wird. Mit anderen Worten wird, wenn die Frequenz des Ausgangssignals erhöht wird, die Verstärkung der Verstärkerschaltung erhöht, weil das Rückkopplungsverhältnis der Verstärkerschaltung kleiner als eins wird.
Während also die Frequenzcharakteristik der Verstärkung in der Verstärkerschaltung durch die erste Rückkoppeleinheit und die Koppeleinheit eingestellt werden kann, kann die obere Grenze der Verstärkung der Verstärkerschaltung durch ein vorbestimmtes elektrisches Potential eingestellt werden, das an der zweiten Rückkoppeleinheit erzeugt wird. Dadurch wird es möglich, die Verstärkung der Verstärkerschaltung und deren Frequenzcharakteristik unabhängig voneinander einzustellen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

[1] 1 ist ein Blockdiagramm, das eine funktionale Konfiguration einer Verstärkerschaltung in einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
[2] 2 ist ein Schaltbild, das eine Beispielkonfiguration der Verstärkerschaltung zeigt.
[3] 3 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Frequenzcharakteristik einer Verstärkung der Verstärkerschaltung zeigt.
[4A] 4A ist ein Diagramm zur Erläuterung einer Frequenzcharakteristik einer thermischen Rauschkomponente der Verstärkerschaltung.
[4B] 4B ist ein Diagramm, das die Einstellbedingungen der Parameter für die Verstärkerschaltung mit der in 4A dargestellten Frequenzcharakteristik zeigt.
[5A] 5A ist ein Diagramm zur Erläuterung einer Frequenzcharakteristik einer äquivalenten Source-Impedanz der Verstärkerschaltung.
[5B] 5B ist ein Diagramm, das die Einstellbedingungen der Parameter für die Verstärkerschaltung mit der in 5A dargestellten Frequenzcharakteristik zeigt.
[6] 6 ist ein Schaltbild, das eine Konfiguration der Verstärkerschaltung in einer zweiten Ausführungsform zeigt.
[7] 7 ist ein Blockdiagramm, das eine funktionale Konfiguration einer Messvorrichtung zeigt, die mit der Verstärkerschaltung in einer dritten Ausführungsform versehen ist.
[8] 8 ist ein Schaltbild, das die Konfiguration einer nichtinvertierenden Verstärkerschaltung in einem Vergleichsbeispiel zeigt.

BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die jeweiligen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
(Erste Ausführungsform)
1 ist ein Schaltbild, das eine funktionale Konfiguration einer Verstärkerschaltung in einer ersten Ausführungsform zeigt.
Eine Verstärkerschaltung 100 ist eine nicht-invertierende Verstärkerschaltung, die ein elektrisches DC- oder AC-Signal verstärkt und ausgibt und das Ausgangssignal zurückführt. Daher hat die Verstärkerschaltung 100 eine negative Rückkopplungsschaltung, die ihr Ausgangssignal negativ zurückführt.
Die Verstärkerschaltung 100 in dieser Ausführungsform verstärkt das elektrische Potential Vin eines Eingangssignals, das von außen an einen Eingangsanschluss 1 angelegt wird, und gibt an einem Ausgangsanschluss 2 ein Ausgangssignal aus, das das verstärkte elektrische Potential Vout anzeigt. Insbesondere ist die Verstärkerschaltung 100 eine AC-Verstärkerschaltung, die eine Signalkomponente eines bestimmten Frequenzbandes, das ein Verstärkungsobjekt ist, des Eingangssignals verstärkt, das das elektrische Potential Vin angibt, und die eine Rauschkomponente unterdrückt, die eine andere ist als die Signalkomponente.
Wenn zum Beispiel die untere Grenze des spezifischen Frequenzbandes auf 1 kHz eingestellt ist, verstärkt die Verstärkerschaltung 100 die Signalkomponente in einem Hochfrequenzband, das gleich oder höher als 1 kHz ist, und unterdrückt die Verstärkung der Rauschkomponente in einem Niederfrequenzband, das niedriger als 1 kHz ist.
Die Verstärkerschaltung 100 wird zum Beispiel in einer Vorrichtung zur Impedanzmessung eingesetzt, die eine Wechselstromkomponente eines in einem Messobjekt erzeugten elektrischen Potenzials erfasst. Ein Beispiel für eine Vorrichtung zur Impedanzmessung umfasst beispielsweise ein Batterietestgerät.
Ein AC-Signal mit einer bestimmten Frequenz in einem Bereich von 1 Hz bis mehrere MHz wird als Eingangssignal an den Eingangsanschluss 1 der Verstärkerschaltung 100 angelegt. Das elektrische Potential Vin des Eingangssignals gibt z.B. einen Wert von einigen zehn mV an.
Die Verstärkerschaltung 100 umfasst einen Operationsverstärker 10, eine erste Rückkoppeleinheit 11, eine zweite Rückkoppeleinheit 12 und eine Koppeleinheit 13. Die Verstärkerschaltung 100 verstärkt das elektrische Potential Vin des Eingangssignals, das in einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 10 eingegeben wird.
Der Operationsverstärker 10 ist ein Fehlerverstärker, der eine elektrische Potentialdifferenz zwischen den beiden Anschlüssen seines nicht-invertierenden Eingangsanschlusses (+) und seines invertierenden Eingangsanschlusses (-) verstärkt. Der Operationsverstärker 10 stellt einen Verstärkungsfaktor des elektrischen Potentials Vin in Übereinstimmung mit einem Pegel eines Rückkopplungssignals ein, das ein Teil des elektrischen Potentials Vout des Ausgangssignals ist, das zum invertierenden Eingangsanschluss (-) zurückgeführt wird. Mit anderen Worten wird die Verstärkung (der Verstärkungsfaktor) der Verstärkerschaltung 100 in Abhängigkeit von einem Rückkopplungsverhältnis bestimmt, das ein Verhältnis des elektrischen Potentials des invertierenden Eingangsanschlusses (-) zum elektrischen Potential Vout des Ausgangsanschlusses des Operationsverstärkers 10 angibt.
Der Operationsverstärker 10 kann ein allgemeiner Operationsverstärker oder ein Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker sein, bei dem die obere Grenze eines effektiven Frequenzbandes gleich oder höher als mehrere MHz ist. In dieser Ausführungsform ist der Operationsverstärker 10 als Hochgeschwindigkeits-Operationsverstärker konfiguriert.
Der nicht-invertierende Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 10 ist an den Eingangsanschluss 1 der Verstärkerschaltung 100 angeschlossen. Der invertierende Eingangsanschluss (-) ist an die Rückkoppeleinheit 11 und über die Koppeleinheit 13 an die Rückkoppeleinheit 12 angeschlossen.
In dieser Ausführungsform wird das elektrische Potential Vout des von dem Operationsverstärker 10 ausgegebenen Ausgangssignals an einen Verbindungspunkt N1 zwischen einem Eingangsanschluss der Rückkoppeleinheit 11 und einem Eingangsanschluss der Rückkoppeleinheit 12 angelegt. Ein elektrisches Potential, das an einem Verbindungspunkt N2 zwischen einem Ausgangsanschluss der Rückkoppeleinheit 11 und einem Ausgangsanschluss der Koppeleinheit 13 erzeugt wird, wird an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 angeschlossen.
Die Rückkoppeleinheit 11 ist eine erste Rückkopplungsschaltung, die das elektrische Potential Vout des vom Operationsverstärker 10 ausgegebenen Ausgangssignals auf den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 zurückführt. Die Rückkoppeleinheit 11 ist in einer ersten Rückkoppelschleife angeordnet, die zwischen dem Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 gebildet ist.
Zusammen mit der Koppeleinheit 13 senkt die Rückkoppeleinheit 11 bei Erhöhung der Frequenz des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 das an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 anzulegende elektrische Potential von dem elektrischen Potential Vout des Ausgangssignals. Insbesondere bilden die Rückkoppeleinheit 11 und die Koppeleinheit 13 ein Tiefpassfilter (LPF), das die Signalkomponente in der Frequenzkomponente des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 abschwächt und eine niederfrequente Komponente durchlässt.
Der oben beschriebene Begriff „die Signalkomponente“ bezieht sich auf eine Frequenzkomponente des spezifischen Frequenzbandes, das das Verstärkungsobjekt ist, im Eingangssignal der Verstärkerschaltung 100. Der Begriff „die niederfrequente Komponente“ bezieht sich auf eine Frequenzkomponente eines Frequenzbandes, in dem die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 gedämpft wird, mit anderen Worten, ein Frequenzband, in dem die Frequenz niedriger ist als die der Signalkomponente des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10. Im Folgenden wird das spezifische Frequenzband als „Verstärkungsbereich“ bezeichnet, und das Frequenzband auf der unteren Seite des spezifischen Frequenzbandes wird als „Dämpfungsbereich“ bezeichnet.
Die Rückkoppeleinheit 11 ist z. B. aus mindestens einem Schaltungselement aus einem Widerstandselement und einem induktiven Element wie einer Spule aufgebaut. Alternativ kann die Rückkoppeleinheit 11 auch aus einer Kombination eines kapazitiven Elements mit mindestens einem Schaltungselement aus einem Widerstandselement und einem induktiven Element aufgebaut sein. Wie oben beschrieben, ist die Rückkoppeleinheit 11 aus einem oder mehreren Impedanzelementen aufgebaut.
Durch Anordnung der Rückkoppeleinheit 11 in der Verstärkerschaltung 100 wird das Rückkopplungsverhältnis des an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 anzulegenden elektrischen Potentialsignals im Dämpfungsbereich bei etwa „1,0“ gehalten, und das Rückkopplungsverhältnis wird kleiner als „1,0“, wenn die Frequenz des Ausgangssignals im Verstärkungsbereich erhöht wird. Infolgedessen wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 bei Erhöhung der Frequenz allmählich von 0 dB erhöht, und die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 erreicht die obere Grenze nahe der unteren Grenze des Verstärkungsbereichs und wird über den gesamten Verstärkungsbereich konstant gehalten.
Die Rückkoppeleinheit 12 ist eine zweite Rückkopplungsschaltung, die das elektrische Potential Vout des vom Operationsverstärker 10 ausgegebenen Ausgangssignals an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 zurückführt. Mit anderen Worten, die Rückkoppeleinheit 12 ist in einer zweiten Rückkoppelschleife angeordnet, die zwischen dem Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 gebildet wird.
Die Rückkoppeleinheit 12 erzeugt ein unteres elektrisches Grenzpotential V_L, das niedriger ist als das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10, und legt das untere elektrische Grenzpotential V_L über die Koppeleinheit 13 an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 an.
Das in der Rückkoppeleinheit 12 erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L ist ein vorbestimmtes elektrisches Potential, das niedriger als das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals ist, und es ist das untere elektrische Grenzpotential, das an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 angelegt wird. Das untere elektrische Grenzpotential V_L dient dazu, die obere Grenze (Maximalwert) der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 zu definieren.
Die Rückkoppeleinheit 12 kann z.B. auch als Wandler aufgebaut sein, der das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals in das untere elektrische Grenzpotential V_L umwandelt, oder die Rückkoppeleinheit 12 kann auch als Spannungsteilerschaltung aufgebaut sein, die das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals teilt. Die Rückkoppeleinheit 12 ist über die Koppeleinheit 13 parallel zu der Rückkoppeleinheit 11 angeschlossen.
Die Koppeleinheit 13 ist eine Koppelschaltung, die die Rückkoppeleinheit 12 wechselstrommäßig mit dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 koppelt. Je höher die Frequenz des Ausgangssignals ist, desto höher ist der Anteil (Übertragungsanteil), mit dem die Koppeleinheit 13 Energie auf dem unteren elektrischen Grenzpotential V_L zum Verbindungspunkt N2 zwischen der Rückkoppeleinheit 11 und der Koppeleinheit 13 überträgt. Mit anderen Worten erhöht die Koppeleinheit 13 einen Kopplungsgrad zwischen einem Ausgangsanschluss der Rückkoppeleinheit 12 und dem Verbindungspunkt N2, wenn die Frequenz des Ausgangssignals erhöht wird.
In dieser Ausführungsform senkt die Koppeleinheit 13 im Dämpfungsbereich der Verstärkerschaltung 100 den Anteil, mit der das untere elektrische Grenzpotential V_L zum Verbindungspunkt N2 übertragen wird, und im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 erhöht die Koppeleinheit 13 den Anteil, mit der das untere elektrische Grenzpotential VL zum Verbindungspunkt N2 übertragen wird. Die Koppeleinheit 13 ist beispielsweise aus einer Spule, einem kapazitiven Element oder dergleichen konfiguriert, um als Kopplungsschaltung zu dienen, die den Übertragungsanteil der Leistung in Abhängigkeit von der Frequenz des Eingangssignals ändert.
Durch die Anordnung der Rückkoppeleinheit 12 und der Koppeleinheit 13 in der Verstärkerschaltung 100 ist es möglich, das am Verbindungspunkt N2 erzeugte elektrische Potential im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 auf dem unteren elektrischen Grenzpotential V_L zu halten.
Wie oben beschrieben, wird in dieser Ausführungsform das untere elektrische Grenzpotential V_L durch die Rückkoppeleinheit 12 an die Koppeleinheit 13 angelegt, und gleichzeitig wird das an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 im Dämpfungsbereich anzulegende elektrische Potential durch die Rückkoppeleinheit 11 und die Koppeleinheit 13 an das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals angenähert. Somit kann die obere Grenze der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 durch die Rückkoppeleinheit 12 eingestellt werden, und der Dämpfungsbereich in der Frequenzcharakteristik der Verstärkung kann durch die Rückkoppeleinheit 11 und die Koppeleinheit 13 eingestellt werden.
Als nächstes wird eine spezifische Schaltungskonfiguration der Verstärkerschaltung 100 unter Bezugnahme auf 2 beschrieben.
2 ist ein Schaltbild, das ein spezifisches Beispiel für die Schaltungskonfiguration der Verstärkerschaltung 100 in dieser Ausführungsform zeigt. In diesem Beispiel werden zur Unterdrückung eines internen Rauschens, das in den Schaltungselementen der Verstärkerschaltung 100 durch das darauf einwirkende Stromrauschen erzeugt wird, passive Elemente als Schaltungselemente verwendet, und die Anzahl der passiven Elemente ist reduziert.
Insbesondere ist die Rückkoppeleinheit 11 aus einem Widerstandselement 110 aufgebaut, das als ein erstes Impedanzelement funktioniert, und die Rückkoppeleinheit 12 ist aus der Spannungsteilerschaltung aufgebaut, die aus Widerstandselementen 121 und 122 besteht, die jeweils als zweites und drittes Impedanzelement fungieren. Darüber hinaus ist die Koppeleinheit 13 mit einem kapazitiven Element 130 aufgebaut.
Das Widerstandselement 110 bildet zusammen mit dem kapazitiven Element 130 ein Filter, das die niedrigere Frequenzkomponente relativ zur Signalkomponente des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 durchlässt.
Bei der Frequenzcharakteristik für die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 ist es zur Unterdrückung der Verstärkung der niederfrequenten Komponente des Eingangssignals bevorzugt, dass die Verstärkung eines Frequenzbandes auf der unteren Seite der Signalkomponente des Eingangssignals gedämpft wird, mit anderen Worten, dass der Dämpfungsbereich auf der unteren Frequenzseite gebildet wird. Um den Dämpfungsbereich zu bilden, muss also eine Zeitkonstante mit einem Multiplikationswert (R1 × C) aus einem Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 und einem Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 in einem gewissen Ausmaß erhöht werden.
Um die Zeitkonstante der Verstärkerschaltung 100 zu erhöhen, ist es notwendig, mindestens eine Konstante aus dem Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 und dem Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 zu erhöhen. Im Vergleich zu einem Fall, in dem der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 erhöht wird, werden dabei in einem Fall, in dem der Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 erhöht wird, die Größe und die Herstellungskosten der Verstärkerschaltung 100 tendenziell erhöht.
Daher wird in dieser Ausführungsform der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 bevorzugt vor dem Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 erhöht. Beispielsweise wird ein Widerstandswert R3 des Widerstandselements 110 so eingestellt, dass er größer ist als ein kombinierter Widerstandswert (R2 + R3) aus einem Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 und dem Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122. Auf diese Weise ist es möglich, den Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 relativ klein zu machen, und es ist möglich, die Größe und die Herstellungskosten der Verstärkerschaltung 100 zu reduzieren.
Die Spannungsteilerschaltung, die die Rückkoppeleinheit 12 bildet, erzeugt das untere elektrische Grenzpotential V_L durch Teilen des elektrischen Potentials Vout des Ausgangssignals unter Verwendung des Widerstandselements 121 und des Widerstandselements 122. Die Spannungsteilerschaltung gibt das so erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L an das eine Ende des kapazitiven Elements 130 aus.
In der Rückkoppeleinheit 12, die aus der Spannungsteilerschaltung gebildet ist, ist das eine Ende des Widerstandselements 121 an das eine Ende des Widerstandselements 110 und den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 10 angeschlossen, und das andere Ende des Widerstandselements 121 ist an das eine Ende des Widerstandselements 122 und das eine Ende des kapazitiven Elements 130 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstandselements 122 ist an ein elektrisches Referenzpotential angeschlossen, das als Referenz für das elektrische Potential Vin des Eingangssignals dient.
In dieser Ausführungsform ist das Widerstandselement 122 ein Spannungsteilerwiderstand, und es ist zwischen einem Gehäuse oder einer Verdrahtung mit dem elektrischen Referenzpotential und einem Verbindungspunkt N3 zwischen dem Widerstandselement 121 und dem kapazitiven Element 130 angeschlossen. Als Beispiel für das elektrische Bezugspotential wird ein elektrisches Massepotential GND verwendet, das etwa 0 V angibt.
Das in der Rückkoppeleinheit 12 erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L wird entsprechend dem Verhältnis (R2/R3) des Widerstandswertes R2 des Widerstandselements 121 zum Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 geändert. Zum Beispiel wird die obere Grenze der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 höher, wenn das untere elektrische Grenzpotential V_L niedriger wird als das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals.
Um die obere Grenze der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 zu erhöhen, ist es außerdem bevorzugt, dass der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 größer als der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 eingestellt wird, so dass das untere elektrische Grenzpotential V_L niedriger wird. So werden in dieser Ausführungsform für das oben beschriebene Verhältnis (R2/R3) der Widerstandswert R2 und der Widerstandswert R3 so eingestellt, dass die obere Grenze der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 etwa 50-fach wird.
Um das in das Rückkopplungssignal gemischte Rauschen in jedem der Widerstandselemente 121 und 122 zu reduzieren, ist es außerdem bevorzugt, dass sowohl der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 als auch der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 auf kleine Werte eingestellt werden.
Im Gegensatz dazu ist das Widerstandselement 110 ein Schaltungselement hauptsächlich zum Definieren des Dämpfungsbereichs der Verstärkerschaltung 100, und der Einfluss des in dem Widerstandselement 110 im Verstärkungsbereich erzeugten Rauschens auf das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 100 ist im Vergleich zu dem der Widerstandselemente 121 und 122 geringer. Daher ist in dieser Ausführungsform der kombinierte Widerstandswert (R2 + R3) des Widerstandselements 121 und des Widerstandselements 122 auf einen Wert eingestellt, der kleiner ist als der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110.
Das kapazitive Element 130 ist eine elektrostatische Kapazität zur kapazitiven Kopplung der Rückkoppeleinheit 12 und des invertierenden Eingangsanschlusses (-) des Operationsverstärkers 10. Das kapazitive Element 130 legt das untere elektrische Grenzpotential V_L an den Verbindungspunkt N2 zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 und dem anderen Ende des kapazitiven Elements 130 an, hauptsächlich im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100.
Das kapazitive Element 130 kann ein allgemeiner Kondensator sein, oder das kapazitive Element 130 kann ein Keramikkondensator sein, bei dem eine Änderung des Kapazitätswertes aufgrund seiner Temperaturänderung oder Alterungsverschlechterung im Vergleich zu einem allgemeinen Kondensator geringer ist.
In dieser Ausführungsform ist das kapazitive Element 130 als Keramikkondensator aufgebaut. Der Keramikkondensator umfasst einen temperaturkompensierenden Keramikkondensator, bei dem die Schwankung des Kapazitätswerts aufgrund von Änderungen in der Umgebung relativ gering ist, einen Keramikkondensator mit hoher Dielektrizitätskonstante, bei dem die elektrostatische Kapazität pro Flächeneinheit und Kosteneinheit relativ groß ist, oder ähnliches. Um die Veränderung der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 zu verringern, ist es vorteilhaft, den temperaturkompensierenden Keramikkondensator zu verwenden.
In einem Fall, in dem das kapazitive Element 130 wie oben beschrieben aus dem temperaturkompensierenden keramischen Kondensator gebildet ist, ist es möglich, durch Erhöhen des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110 anstelle des Kapazitätswerts C des kapazitiven Elements 130 die Größe und die Herstellungskosten der Verstärkerschaltung 100 zu reduziere
Als nächstes wird der Betrieb der in 2 dargestellten Verstärkerschaltung 100 kurz beschrieben.
Für eine DC-Komponente und die benachbarte Niederfrequenzkomponente im Eingangssignal der Verstärkerschaltung 100 funktioniert das kapazitive Element 130 als ein isolierendes Element, das diese Komponenten blockiert. Mit anderen Worten ist das kapazitive Element 130 bei DC (Gleichstrom) und dem ihm benachbarten Frequenzband im Dämpfungsbereich der Verstärkerschaltung 100 in einem offenen Zustand.
Somit wird für den Verbindungspunkt N2 das am Anschlusspunkt N3 erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L durch das kapazitive Element 130 blockiert. Andererseits wird das elektrische Potenzial Vout des im Verbindungspunkt N1 erzeugten Ausgangssignals über das Widerstandselement 110 an den Verbindungspunkt N2 angelegt.
Daher wird am Verbindungspunkt N2 das elektrische Potential erzeugt, das dem elektrischen Potential Vout des Ausgangssignals entspricht. Somit wird das Rückkopplungsverhältnis der Verstärkerschaltung 100 zum Maximalwert, der „1,0“ angibt, und die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 wird auf 0 dB abgeschwächt.
Wenn die Frequenz im Dämpfungsbereich der Verstärkerschaltung 100 erhöht wird, neigt das Signal dazu, vom Verbindungspunkt N2 über das kapazitive Element 130 zum elektrischen Massepotential GND zu fließen, und so wird das am Verbindungspunkt N2 erzeugte elektrische Potential verringert. Daher wird das Rückkopplungsverhältnis der Verstärkerschaltung 100 von „1,0“ verringert, und die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 wird von 0 dB erhöht.
Für eine Hochfrequenzkomponente im Eingangssignal, die das Verstärkungsobjekt ist, funktioniert das kapazitive Element 130 als ein Kurzschlusselement zum Durchlassen der Hochfrequenzkomponente. Mit anderen Worten befindet sich das kapazitive Element 130 im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 in einem kurzgeschlossenen Zustand.
Somit wird das am Anschlusspunkt N3 erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L über das kapazitive Element 130 an den Verbindungspunkt N2 angelegt. Andererseits wird das elektrische Potenzial Vout des am Verbindungspunkt N1 erzeugten Ausgangssignals durch das Tiefpassfilter, der aus dem Widerstandselement 110 und dem kapazitiven Element 130 gebildet ist, abgeschwächt. Dadurch wird das elektrische Potential, das vom Verbindungspunkt N1 zum Verbindungspunkt N2 übertragen wird, ausreichend niedriger im Vergleich zum unteren elektrischen Grenzpotential V_L, das am Anschlusspunkt N3 erzeugt wird.
Daher wird das elektrische Potenzial, das dem unteren elektrischen Grenzpotential V_L entspricht, das am Anschlusspunkt N3 erzeugt wird, am Verbindungspunkt N2 erzeugt. Daher erreicht das Rückkopplungsverhältnis der Verstärkerschaltung 100 den Minimalwert, und die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 erreicht den oberen Grenzwert, zum Beispiel etwa das 50-fache.
Zu diesem Zeitpunkt kann eine Obergrenze G_max der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 durch die folgenden Gleichungen (1) und (2) unter Verwendung des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110, des Widerstandswerts R2 des Widerstandselements 121 und des Widerstandswerts R3 des Widerstandselements 122 ausgedrückt werden.
Numerische Gleichung 1: $G_{max} = \frac{R 1 ‖ R 2}{R 3} + 1$
$R 1 ‖ R 2 = \frac{R 1 \cdot R 2}{R 1 + R 2}$
In dieser Ausführungsform ist der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 auf einen kleineren Wert als der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 eingestellt. Daher wird der kombinierte Widerstandswert (R1∥R2) des Widerstandselements 110 und des Widerstandselements 121 etwas kleiner als der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121. Mit anderen Worten ist für den kombinierten Widerstandswert (R1∥R2) der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 dominant.
Wenn also der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 geändert wird, wird in gleicher Weise wie die Änderung auch die Obergrenze G_max der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 geändert. Daher ist es durch Einstellen des Widerstandswerts R2 des Widerstandselements 121 möglich, die Obergrenze G_max der Verstärkung einzustellen.
Darüber hinaus ist in dieser Ausführungsform der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 auf einen Wert eingestellt, der kleiner ist als der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110. Daher ist im Vergleich zu einem Fall, in dem der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 größer als der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 ist, das Ausmaß der Änderung der Obergrenze G_max der Verstärkung in Bezug auf das Ausmaß der Änderung des Widerstandswerts R2 des Widerstandselements 121 erhöht.
Wenn der Widerstandswert R3 auf einen kleineren Wert als der Widerstandswert R1 eingestellt ist, ist es darüber hinaus möglich, die Obergrenze G_max der Verstärkung größer zu machen im Vergleich zu einem Fall, in dem der Widerstandswert R3 größer als der Widerstandswert R1 ist. Wie oben beschrieben ist es möglich, durch Erhöhen oder Verringern des Widerstandswerts R2 des Widerstandselements 121 oder des Widerstandswerts R3 des Widerstandselements 122 die Obergrenze G_max der Verstärkung zu erhöhen.
Wie oben beschrieben, wird in dieser Ausführungsform der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 auf einen Wert eingestellt, der größer als jeder der Widerstandswerte R2 und R3 der Widerstandselemente 121 und 122 ist. Infolgedessen wird das Ausmaß der Änderung der Obergrenze G_max der Verstärkung aufgrund der Änderung des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110 ausreichend klein, und so ist es möglich, einen Freiheitsgrad für die Einstellung des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110 zu erhöhen.
Als nächstes wird die Frequenzcharakteristik der Verstärkung in der in 2 gezeigten Verstärkerschaltung 100 mit Bezug auf 3 beschrieben.
3 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine Beziehung zwischen der Verstärkung und der Frequenz in der Verstärkerschaltung 100 zeigt. Im Folgenden stellt die vertikale Achse die Verstärkung dar und die horizontale Achse die Frequenz.
3 zeigt eine Anstiegsfrequenz f_rise und eine Abfallfrequenz f_fall. Die Anstiegsfrequenz f_rise ist die Frequenz, bei der die Verstärkung von 0 [dB] um +3 dB erhöht wird, und die Abfallfrequenz f_fall ist die Frequenz, bei der die Verstärkung von der Obergrenze G_max um +3 dB verringert wird. In diesem Beispiel beträgt die Obergrenze G_max der Verstärkung das 57,7-fache.
Die Obergrenze G_max der Verstärkung in der Verstärkerschaltung 100 wird vor allem durch das Verhältnis (R2/R3) des Widerstandswertes des Widerstandselements 122 zum Widerstandswert des Widerstandselements 121 bestimmt. Je höher beispielsweise das Verhältnis (R2/R3) des Widerstandswertes des Widerstandselementes 121 zum Widerstandswert des Widerstandselementes 122 ist, desto höher wird die Obergrenze G_max der Verstärkung.
Darüber hinaus wird die Frequenzcharakteristik des Dämpfungsbereichs in der Verstärkerschaltung 100 überwiegend durch den Multiplikationswert (R1 × C) des Widerstandswertes R1 des Widerstandselements 110 und des Kapazitätswertes C des kapazitiven Elements 130 bestimmt. Wie in 3 gezeigt, ist es daher notwendig, den Multiplikationswert (R1 × C) des Widerstandselements 110 und des kapazitiven Elements 130 zu einem gewissen Grad zu erhöhen, um den Dämpfungsbereich im Frequenzband auf der unteren Seite der Signalkomponente des Eingangssignals in der Verstärkerschaltung 100 zu bilden. Daher ist es durch Erhöhen mindestens eines Wertes des Widerstandselements 110 und des kapazitiven Elements 130 möglich, die Verstärkung im Niederfrequenzband der Verstärkerschaltung 100 abzuschwächen.
Wie oben beschrieben, können bei der Verstärkerschaltung 100 dieser Ausführungsform die Obergrenze G_max der Verstärkung und die Frequenzcharakteristik der Verstärkung unabhängig voneinander eingestellt werden, wodurch der Freiheitsgrad bei der Gestaltung des Schaltungselements verbessert wird. Beispielsweise ist es möglich, die Widerstandswerte R1 und R2 kleiner zu machen, so dass das in den Widerstandselementen 121 und 122 erzeugte Rauschen kleiner wird.
Als nächstes wird die Rauschcharakteristik der in 2 dargestellten Verstärkerschaltung 100 beschrieben.
Zur Erläuterung der Rauschcharakteristik der Verstärkerschaltung 100 wird im Folgenden eine in 8 gezeigte nichtinvertierende Verstärkerschaltung 900 als Vergleichsbeispiel für die Verstärkerschaltung 100 dargestellt. Die nichtinvertierende Verstärkerschaltung 900 gemäß dem Vergleichsbeispiel ist so konfiguriert, dass sie nur eine einzige Rückkoppeleinheit aufweist und ein Paar von Widerstandselementen 91 und 92 umfasst, die zusammen mit einem Operationsverstärker 90 die Spannungsteilerschaltung bilden, sowie ein kapazitives Element 93, das zwischen dem Widerstandselement 92 und dem elektrischen Massepotential GND angeschlossen ist.
Die Frequenzcharakteristik einer thermischen Rauschkomponente in der Verstärkerschaltung 100 wird unter Bezugnahme auf 4A und 4B beschrieben.
4A ist ein Diagramm, das die Frequenzcharakteristik einer Spannungsrauschdichte zeigt, die durch eine Simulationsanalyse der Verstärkerschaltung 100 erhalten wurde. 4B ist ein Diagramm mit numerischen Werten für Schaltungselementkonstanten, die jeweils für jede in 4A gezeigte Frequenzcharakteristik eingestellt sind. 4B zeigt zusätzlich zu den Einstellbedingungen der Schaltungselemente die obere Grenze G_max der Verstärkung und die Abfallfrequenz f_fall der Verstärkung in der Verstärkerschaltung 100.
Wie in 4B gezeigt, werden in einem Zustand, in dem der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 auf 2 kΩ festgelegt ist, der Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130, der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 und der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 so geändert, dass die obere Grenze G_max der Verstärkung und die Abfallfrequenz f_fall der Verstärkung konstant gehalten werden.
Unter der oben beschriebenen Einstellungsbedingung, wie in 4A gezeigt, versteht es sich, dass die Spannungsrauschdichte der Verstärkerschaltung 100 in dieser Ausführungsform relativ niedriger ist als die Spannungsrauschdichte der nichtinvertierenden Verstärkerschaltung 900 im Verstärkungsbereich.
Als nächstes wird die Frequenzcharakteristik der äquivalenten Source-Impedanz in der in 2 gezeigten Verstärkerschaltung 100 mit Bezug auf 5A und 5B beschrieben. Der Begriff „äquivalente Source-Impedanz“ bezieht sich auf eine Impedanz, wenn die Rückkoppeleinheiten 11 und 12, die die Rückkopplungsschaltung bilden, vom Operationsverstärker 10 aus gesehen werden. Das Rauschen wird erzeugt, wenn die äquivalente Source-Impedanz auf das Stromrauschen des Operationsverstärkers 10 einwirkt (Multiplikation). Je höher also die äquivalente Impedanz ist, desto größer wird das Rauschen.
5A ist ein Diagramm, das die Frequenzcharakteristik der äquivalenten Source-Impedanz zeigt, die unter Verwendung der aus der Schaltungsgleichung der Verstärkerschaltung 100 abgeleiteten Gleichung erhalten wurde. 5B ist ein Diagramm, das numerische Werte für Schaltungselementkonstanten zeigt, die jeweils für die oben beschriebene Gleichung für jede in 5A gezeigte Frequenzcharakteristik festgelegt werden.
Wie in 5B gezeigt werden in einem Zustand, in dem der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 auf 2 kΩ festgelegt ist, der Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130, der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 und der Widerstandswert R3 des Widerstandselements 122 so geändert, dass die obere Grenze G_max der Verstärkung und die Abfallfrequenz f_fall der Verstärkung konstant gehalten werden.
Unter der oben beschriebenen Einstellungsbedingung, versteht es sich wie in 5A gezeigt, dass die äquivalente Source-Impedanz der Verstärkerschaltung 100 im Verstärkungsbereich relativ niedriger ist als die äquivalente Source-Impedanz der nicht-invertierenden Verstärkerschaltung 900. Dies liegt daran, dass im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 die Widerstandswerte R2 und R3 der Widerstandselemente 121 und 122, auf die das Stromrauschen des Operationsverstärkers 10 hauptsächlich einwirkt, jeweils auf kleinere Werte eingestellt sind als die Widerstandswerte der Widerstandselemente 91 und 92 der nichtinvertierenden Verstärkerschaltung 900.
Wie oben beschrieben, ist es in der Verstärkerschaltung 100 dieser Ausführungsform möglich, im Vergleich zur nichtinvertierenden Verstärkerschaltung 900 sowohl die Spannungsrauschdichte als auch die äquivalente Source-Impedanz im Verstärkungsbereich niedriger zu gestalten.
Als nächstes wird ein Verfahren zur Verringerung der Herstellungskosten und der Größe der Verstärkerschaltung 100 beschrieben.
Weil in dieser Ausführungsform das kapazitive Element 130 aus dem temperaturkompensierenden Keramikkondensator gebildet ist, werden die Herstellungskosten und die Größe der Verstärkerschaltung 100 erhöht, wenn der Kapazitätswert C erhöht wird, verglichen mit einem Fall, in dem der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 erhöht wird.
Daher wird die in 8 gezeigte nicht-invertierende Verstärkerschaltung 900 als Vergleichsziel für die Verstärkerschaltung 100 verwendet, und es werden Bedingungen zur Verringerung der Herstellungskosten und der Größe der Verstärkerschaltung 100 bei gleichzeitiger Unterdrückung des Anstiegs des in der Verstärkerschaltung 100 erzeugten Rauschens betrachtet. Im Folgenden werden für die Verstärkerschaltung 100 und die nicht-invertierende Verstärkerschaltung 900 beide Schaltungen verglichen, indem die Widerstandswerte R2 beider Schaltungen konstant gehalten werden, ohne sie zu verändern.
Der Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 93 der nicht-invertierenden Verstärkerschaltung 900 kann wie in der folgenden Gleichung (3) ausgedrückt werden, indem die obere Grenze G_max der Verstärkung und die Abfallfrequenz f_fall verwendet werden.
Numerische Gleichung 2: $C = \frac{G_{m a x} - 1}{2 π \cdot ƒ_{f a l l} \cdot R 2}$
Andererseits kann der Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 der Verstärkerschaltung 100 wie in der folgenden Gleichung (4) ausgedrückt werden, indem die Obergrenze G_max der Verstärkung und die Abfallfrequenz f_fall verwendet werden.
Numerische Gleichung 3: $C = \frac{G_{max}}{2 π \cdot ƒ_{f a l l} \cdot R 1}$
In einem Fall, in dem die Verstärkerschaltung 100 und die nicht-invertierende Verstärkerschaltung 900 so ausgelegt sind, dass sowohl die obere Grenze G_max der Verstärkung als auch die abfallende Abfallfrequenz f_fall denselben Wert haben, ist es notwendig, die in der folgenden Gleichung (5) ausgedrückte Beziehung zu erfüllen, um den Kapazitätswert des kapazitiven Elements 130 kleiner zu machen als den Kapazitätswert des kapazitiven Elements 93.
Numerische Gleichung 4: $\frac{G_{m a x} - 1}{2 π \cdot ƒ_{f a l l} \cdot R 2} > \frac{G_{m a x}}{2 π \cdot ƒ_{f a l l} \cdot R 1}$
Mit anderen Worten,ist es durch Erfüllung der Beziehung der folgenden Gleichung (6), die durch Umstellen beider Seiten der oben beschriebenen Gleichung (5) erhalten wird, möglich, den Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 der Verstärkerschaltung 100 kleiner als den Kapazitätswert des kapazitiven Elements 93 der nicht-invertierenden Verstärkerschaltung 900 zu machen.
Numerische Gleichung 5: $\frac{G_{max} - 1}{R 2} > \frac{G_{m a x}}{R 1}$
Im Obigen ergibt sich, weil die obere Grenze G_max der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 wie in der oben beschriebenen Gleichung (1) ausgedrückt werden kann, durch Einsetzen der Gleichung (1) in die obere Grenze G_max der Verstärkung in der oben beschriebenen Gleichung (6) die folgende Gleichung (7).
Numerische Gleichung 6: $R 1 > \frac{R 1 + R 3 + \sqrt{{(R 2 + R 3)}^{2} + 4 \cdot R 2 \cdot R 3}}{2}$
Aus der in der oben beschriebenen Gleichung (7) ausgedrückten Beziehung ist ersichtlich, dass die Widerstandswerte R1, R2 und R3 der Widerstandselemente 110, 121 und 122 die in der folgenden Gleichung (8) ausgedrückte Beziehung erfüllen.
Numerische Gleichung 7: $R 1 > R 2 + R 3$
Somit ist es möglich, das kapazitive Element 130 der Verstärkerschaltung 100 kleiner zu machen als das kapazitive Element 93 der in 8 gezeigten nichtinvertierenden Verstärkerschaltung 900, indem der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 wie in der oben beschriebenen Gleichung (8) beschrieben größer gemacht wird als der kombinierte Widerstandswert (R2 + R3) des Widerstandselements 121 und des Widerstandselements 122.
Wie oben beschrieben, ist es möglich, durch Erhöhen des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110 den Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 zu verringern, ohne den Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121 zu erhöhen. Mit anderen Worten ist es durch die Erhöhung des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110 möglich, die Kosten und die für das kapazitive Element 130 erforderliche Größe zu reduzieren, während das im Widerstandselement 121 erzeugte Rauschen verringert wird.
Nachfolgend werden die in der ersten Ausführungsform erzielten Vorteile beim Betrieb im Detail beschrieben.
Die Verstärkerschaltung 100, die in dieser Ausführungsform das in den nichtinvertierenden Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 10 einzugebende Eingangssignal verstärkt, umfasst die erste und zweite Rückkoppeleinheit 11 und 12, die das vom Operationsverstärker 10 ausgegebene Ausgangssignal zum invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 zurückführen. Des Weiteren umfasst die Verstärkerschaltung 100 die Koppeleinheit 13, die die zweite Rückkoppeleinheit 12 und den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 AC-mäßig koppelt.
Wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 erhöht wird, sorgt die erste Rückkoppeleinheit 11 zusammen mit der Koppeleinheit 13 dafür, dass das an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 anzulegende elektrische Potential niedriger ist als das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 10. Darüber hinaus erzeugt die zweite Rückkoppeleinheit 12 das untere elektrische Grenzpotential V_L als ein vorbestimmtes elektrisches Potential, das niedriger ist als das elektrische Potential Vout des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10, und legt das untere elektrische Grenzpotential V_L (ein vorbestimmtes elektrisches Potential) über die Koppeleinheit 13 an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 an.
Gemäß dieser Konfiguration reduzieren die Rückkoppeleinheit 11 und die Koppeleinheit 13 das an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 anzulegende elektrische Potential, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 erhöht wird, so dass das an der Rückkoppeleinheit 12 erzeugte untere elektrische Grenzpotential V_L als untere Grenze festgelegt wird. Dadurch wird, wenn die Frequenz des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 erhöht wird, das Rückkopplungsverhältnis der Verstärkerschaltung 100 kleiner als „1“, und somit wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 größer als „1“.
So wird es möglich, die Frequenzcharakteristik der Verstärkung in der Verstärkerschaltung 100 in Übereinstimmung mit den Konstanten der Rückkoppeleinheit 11 und der Koppeleinheit 13 einzustellen, während es möglich wird, die obere Grenze G_max der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 in Übereinstimmung mit dem Pegel des an der Rückkoppeleinheit 12 erzeugten unteren elektrische Grenzpotentials V_L einzustellen.
Daher ist es möglich, die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 und deren Frequenzcharakteristik unabhängig voneinander einzustellen. So ist es möglich, die Rauschkomponente des Ausgangssignals zu reduzieren und gleichzeitig die Obergrenze G_max der Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 um das Zehnfache oder Hundertfache zu erhöhen.
Darüber hinaus enthält die Koppeleinheit 13 in dieser Ausführungsform das kapazitive Element 130, das zwischen der Rückkoppeleinheit 12 und dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 angeschlossen ist, und die Rückkoppeleinheit 12 die die Spannungsteilerschaltung, die das untere elektrische Grenzpotential V_L durch Teilen des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 10 erzeugt.
Gemäß dieser Konfiguration ist es durch Konfigurieren der Rückkoppeleinheit 12 mit der Spannungsteilerschaltung möglich, das in das Rückkopplungssignal von der Rückkoppeleinheit 12 zu mischende Rauschen im Vergleich zu einer allgemeinen Spannungserzeugungsschaltung, die als die Rauschquelle dient, zu reduzieren. Darüber hinaus ist es durch Konfigurieren der Koppeleinheit 13 mit dem kapazitiven Element 130 möglich, die Frequenz mit einer einfachen Konfiguration angemessen auszuwählen, da das Verhältnis, mit der das untere elektrische 110wGrenzpotential V_L an den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 in dem Verstärkungsbereich einschließlich des Hochfrequenzbandes, in dem die Verstärkung die obere Grenze G_max erreicht, übertragen wird, erhöht wird.
Daher ist es mit der oben beschriebenen Konfiguration möglich, die Rauschkomponente des Rückkopplungssignals, das in den invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 einzugeben ist, zu reduzieren während die Schaltungskonfiguration der Verstärkerschaltung 100 einfach gestaltet wird.
Darüber hinaus weist die Rückkoppeleinheit 11 in dieser Ausführungsform das Widerstandselement 110 als erstes Impedanzelement auf, das zwischen dem Ausgangsanschluss und dem invertierenden Eingangsanschluss (-) des Operationsverstärkers 10 angeschlossen ist. Darüber hinaus ist die Spannungsteilerschaltung, die die Rückkoppeleinheit 12 bildet, aus dem Widerstandselement 121 und dem Widerstandselement 122 gebildet.
Das Widerstandselement 121 funktioniert als zweites Impedanzelement, das über die Koppeleinheit 13 parallel zum Widerstandselement 110 angeschlossen ist. Darüber hinaus funktioniert das Widerstandselement 122 als drittes Impedanzelement, das zwischen dem elektrischen Massepotential GND und dem Verbindungspunkt N3 zwischen dem Widerstandselement 121 und der Koppeleinheit 13 angeschlossen ist, und das elektrische Massepotential GND wird als das elektrische Referenzpotential verwendet, das als Referenz für das Eingangssignal dient, das in den nicht-invertierenden Eingangsanschluss (+) des Operationsverstärkers 10 einzugeben ist.
Gemäß dieser Konfiguration ist es durch Konfigurieren der Rückkoppeleinheit 11 mit dem Widerstandselement 110, das ein passives Element ist, möglich, die an der Rückkoppeleinheit 11 erzeugte Rauschkomponente im Vergleich zu einem aktiven Element zu reduzieren während die Schaltungskonfiguration der Verstärkerschaltung 100 vereinfacht wird. In ähnlicher Weise ist es möglich, durch Konfigurieren der Spannungsteilungsschaltung der Rückkoppeleinheit 12 mit zwei Widerstandselementen 121 und 122 sowohl die Vereinfachung der Schaltungskonfiguration als auch die Reduzierung der Rauschkomponente zu erreichen.
Das Widerstandselement 110, das in dieser Ausführungsform als erstes Impedanzelement funktioniert, hat einen höheren Widerstandswert, mit anderen Worten einen höheren Impedanzwert als das Widerstandselement 121.
Im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 ist es möglich, den Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 bevorzugt gegenüber dem Kapazitätswert C des kapazitiven Elements 130 zu erhöhen, weil ein Einflussgrad des am Widerstandselement 110 erzeugten Rauschens auf den Ausgang der Verstärkerschaltung 100 verringert wird. Indem der Widerstandswert R1 des Widerstandselements 110 so erhöht wird, dass er höher ist als der Widerstandswert R2 des Widerstandselements 121, ist es somit möglich, die Kosten und die Größe des kapazitiven Elements 130 zu reduzieren während der Anstieg des Rauschens im Verstärkungsbereich zu unterdrückt wird.
In dieser Ausführungsform wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 entsprechend dem Verhältnis (R2/R3) des Widerstandselements 121 zu dem Widerstandselement 122 eingestellt, und in dem Frequenzband, in dem die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 gedämpft wird, wird die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 entsprechend dem Multiplikationswert (R1 C) des Widerstandselements 110 und des kapazitiven Elements 130 eingestellt.
Wie oben beschrieben, ist es gemäß der Konfiguration in dieser Ausführungsform möglich, die Verstärkung der Verstärkerschaltung 100 und die Frequenzcharakteristik der Verstärkung separat einzustellen. Dadurch ist es möglich, den Freiheitsgrad bei der Einstellung der Konstanten der Schaltungselemente der Verstärkerschaltung 100 zu erhöhen.
Darüber hinaus hat das Widerstandselement 110 in dieser Ausführungsform eine Widerstandskomponente (R1), die größer ist als der Wert (R2 + R3), der sich aus der Addition der Widerstandskomponente des Widerstandselements 121 und der Widerstandskomponente des Widerstandselements 122 ergibt, die die Spannungsteilungsschaltung bilden.
Gemäß dieser Konfiguration kann die Unterdrückung der an der Rückkoppeleinheit 12 im Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 erzeugten thermischen Rauschkomponente im Verhältnis zur Unterdrückung der an der Rückkoppeleinheit 11 im Dämpfungsbereich erzeugten thermischen Rauschkomponente in hohem Maße erreicht werden.
Darüber hinaus ist es möglich, durch Erhöhen des Widerstandswerts R1 des Widerstandselements 110, so dass er größer ist als der Additionswert (R2 + R3), den Kapazitätswert C relativ zu der in 8 gezeigten nicht-invertierenden Verstärkerschaltung 900 zu reduzieren. Daher ist es möglich, die Verstärkung des Frequenzbandes mit einer niedrigeren Frequenz als die Signalkomponente des Eingangssignals in der Verstärkerschaltung 100 abzuschwächen, während die Herstellungskosten und die Größe der Verstärkerschaltung 100 verringert werden.
Darüber hinaus ist die Koppeleinheit 13 in dieser Ausführungsform aus einem Keramikkondensator gebildet. Mit einer solchen Konfiguration ist die Variation des Kapazitätswertes C aufgrund der Temperaturänderung und der Alterungsverschlechterung der Koppeleinheit 13 relativ zu der eines allgemeinen Kondensators reduziert, und so ist es möglich, die Variation der Charakteristik der Verstärkerschaltung 100 zu unterdrücken.
Insbesondere durch Einstellen der Komponentenkonstante der Verstärkerschaltung 100, um die in der oben beschriebenen Gleichung (8) ausgedrückte Beziehung zu erfüllen, kann der Kapazitätswert C im Vergleich zu der nicht-invertierenden Verstärkerschaltung 900 kleiner gemacht werden, und so ist es möglich, die Größe und die Kosten des Keramikkondensators zu verringern. Daher ist es möglich, den Anstieg der Herstellungskosten und die Größe der Verstärkerschaltung 100 effektiv zu reduzieren.
(Zweite Ausführungsform)
6 ist ein Schaltbild, das eine Konfiguration einer Differenzverstärkerschaltung 200 in einer zweiten Ausführungsform zeigt.
In der Differenzverstärkerschaltung 200 wird die in 1 gezeigte Verstärkerschaltung 100 auf eine Differenzverstärkerschaltung angewendet. Die Differenzverstärkerschaltung 200 ist mit einem positivseitigen Operationsverstärker 10A, einer positivseitigen Rückkoppeleinheit 11A, einer positivseitigen Rückkoppeleinheit 12A, einer positivseitigen Koppeleinheit 13A, einem negativseitigen Operationsverstärker 10B, einer negativseitigen Rückkoppeleinheit 11B, einer negativseitigen Rückkoppeleinheit 12B und einer negativseitigen Koppeleinheit 13B versehen.
Die positivseitige Rückkoppeleinheit 11A und die negativseitige Rückkoppeleinheit 11B entsprechen der in 1 gezeigten Rückkoppeleinheit 11. Die positivseitige Rückkoppeleinheit 11A und die negativseitige Rückkoppeleinheit 11B haben in dieser Ausführungsform Impedanzelemente, die jeweils aus einem Widerstandselement 20A und einem Widerstandselement 20B gebildet sind.
Die positive Rückkoppeleinheit 12A und die negative Rückkoppeleinheit 12B entsprechen der in 1 dargestellten Rückkoppeleinheit 12. Die positivseitige Rückkoppeleinheit 12A und die negativseitige Rückkoppeleinheit 12B sind in dieser Ausführungsform jeweils als Spannungsteilerschaltungen gebildet.
Ähnlich wie bei der in 1 dargestellten Rückkoppeleinheit 12 weist die Spannungsteilerschaltung, die die positivseitige Rückkoppeleinheit 12A bildet, ein Widerstandselement 31A und ein Widerstandselement 32 als eine Mehrzahl von Impedanzelementen auf. Die Spannungsteilerschaltung, die die negativseitige Rückkoppeleinheit 12B bildet, hat ein Widerstandselement 31B und das Widerstandselement 32 als eine Mehrzahl von Impedanzelementen. Wie in 6 gezeigt, ist das Widerstandselement 32 ein gemeinsamer Spannungsteilerwiderstand zwischen den Spannungsteilerschaltungen, die jeweils die positivseitige Rückkoppeleinheit 12A und die negativseitige Rückkoppeleinheit 12B bilden.
Die positivseitige Koppeleinheit 13A und die negativseitige Koppeleinheit 13B entsprechen der in 1 dargestellten Koppeleinheit 13. Die positivseitige Koppeleinheit 13A und die negativseitige Koppeleinheit 13B sind in dieser Ausführungsform jeweils aus einem kapazitiven Element 40A und einem kapazitiven Element 40B gebildet.
Ähnlich wie bei der ersten Ausführungsform wird in der Differenzverstärkerschaltung 200 die obere Grenze der Verstärkung des an dem Ausgangsanschluss 2A erzeugten Ausgangssignals, das dem an einen Eingangsanschluss 1A angelegten Eingangssignal entspricht, in Übereinstimmung mit den Konstanten (den Widerstandswerten) der Widerstandselemente 31A und 32 eingestellt. Die Frequenzcharakteristik der Verstärkung wird in Abhängigkeit von den Konstanten des Widerstandselements 20A und des kapazitiven Elements 40A eingestellt.
In ähnlicher Weise wird die obere Grenze der Verstärkung des Ausgangssignals des Ausgangsanschlusses 2B, das dem Eingangssignal eines Eingangsanschlusses 1B entspricht, in Übereinstimmung mit den Konstanten der Widerstandselemente 31A und 32 eingestellt, und die Frequenzcharakteristik der Verstärkung wird in Übereinstimmung mit den Konstanten des Widerstandselements 20B und des kapazitiven Elements 40B eingestellt.
Wie oben beschrieben, ist es auch in der Differenzverstärkerschaltung 200 möglich, die obere Grenze der Verstärkung und die Frequenzcharakteristik der Verstärkung beide unabhängig voneinander einzustellen.
(Dritte Ausführungsform)
7 ist ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration einer Messvorrichtung 300 in einer dritten Ausführungsform zeigt.
In der Messvorrichtung 300 wird die in 1 gezeigte Verstärkerschaltung 100 auf eine Messvorrichtung zur Messung der Impedanz einer zu testenden Vorrichtung DUT (Device Under Test) angewendet. In dieser Ausführungsform ist die zu prüfende Vorrichtung DUT eine Energiespeichervorrichtung, die aus einer Sekundärbatterie, einer elektrischen Doppelschicht oder ähnlichem aufgebaut ist, und die Messvorrichtung 300 ist zum Beispiel ein Batterietestgerät.
Die Messvorrichtung 300 ist neben der Verstärkerschaltung 100 mit einer Betriebsempfangseinheit 310, einer Verarbeitungseinheit 320, einer Anzeigeeinheit 330, einer Steuerschaltung 410, einer AC-Anlegeschaltung 42, einer Synchrondetektionsschaltung 430, einem DC-Verstärker 440, einem Schalter 450 und einem AD-Wandler 460 versehen.
Die Betriebsempfangseinheit 310 besteht aus einer Tastatur, einer Maus, einem Touchpanel usw. Die Betriebsempfangseinheit 310 empfängt ein Betriebssignal, das durch eine von einem Messenden durchgeführte Eingabeaktion erzeugt wird, und das Betriebssignal wird an die Verarbeitungseinheit 320 ausgegeben. Die Betriebsempfangseinheit 310 empfängt zum Beispiel das Betriebssignal, das die Messung einer DC-Spannung oder die Messung einer Impedanz anweist.
Die Verarbeitungseinheit 320 ist als Computer mit einem Prozessor konfiguriert. Wenn die Verarbeitungseinheit 320 das Betriebssignal, das die Messung der Impedanz anweist, von der Betriebsempfangseinheit 310 erhält, liefert die Verarbeitungseinheit 320 der Steuerschaltung 410 ein Steuersignal zum Anlegen des AC-Signals an die zu testende Vorrichtung DUT.
Wenn die Verarbeitungseinheit 320 darüber hinaus Messdaten, die ein in der zu prüfenden Vorrichtung DUT erzeugtes Antwortsignal anzeigen, von dem AD-Wandler 460 erfasst, berechnet die Verarbeitungseinheit 320 die Impedanz der zu prüfenden Vorrichtung DUT auf der Grundlage des durch die Messdaten angezeigten Antwortsignals. Die Verarbeitungseinheit 320 gibt dann ein Berechnungsergebnis für die Impedanz an die Anzeigeeinheit 330 aus.
Die Anzeigeeinheit 330 ist aus einer Flüssigkristallanzeige, einer organischen EL-Anzeige oder ähnlichem gebildet. Die Anzeigeeinheit 330 zeigt z.B. ein Messergebnis der Impedanz an.
Die Steuerschaltung 410 steuert die jeweiligen Operationen der AC-Anlegeschaltung 420 und des Schalters 450 in Übereinstimmung mit den Steuersignalen von der Verarbeitungseinheit 320. Wenn die Verarbeitungseinheit 320 beispielsweise einen Messvorgang für die DC-Spannung ausführt, gibt die Steuerschaltung 410 einen Stoppbefehl für das AC-Signal an die AC-Anlegeschaltung 420 aus und schaltet den Verbindungszustand des Schalters 450 so um, dass der DC-Verstärker 440 und der AD-Wandler 460 verbunden sind.
Wenn die Verarbeitungseinheit 320 den Messvorgang für die Impedanz ausführt, gibt die Steuerschaltung 410 außerdem einen Anlegebefehl für das AC-Signal an die AC-Anlegeschaltung 420 aus und schaltet den Verbindungszustand des Schalters 450 so um, dass die Synchrondetektionsschaltung 430 und der AD-Wandler 460 verbunden sind.
Wenn die AC-Anlegeschaltung 420 den Anlegebefehl für das AC-Signal von der Steuerschaltung 410 empfängt, legt die AC-Anlegeschaltung 420 das AC-Signal mit einer vorgegebenen Frequenz an die zu prüfende Vorrichtung DUT an. Zu diesem Zeitpunkt versorgt die AC-Anlegeschaltung 420 die Synchrondetektionsschaltung 430 mit einem Synchronisationssignal, das die gleiche Phase hat wie das AC-Signal, das an die zu prüfende Vorrichtung DUT angelegt werden soll.
Beispielsweise legt die AC-Anlegeschaltung 420 einen AC-Strom von 1 kHz zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode einer Energiespeichervorrichtung an, die die zu prüfende Vorrichtung DUT bildet. In diesem Zustand wird die zwischen den Elektroden der zu prüfenden Vorrichtung DUT erzeugte AC-Spannung von einem Sondenpaar als Antwortsignal erfasst.
Die Verstärkerschaltung 100 ist ein AC-Verstärker, der das von der zu prüfenden Vorrichtung DUT ausgegebene Antwortsignal verstärkt. In dieser Ausführungsform ist ein Verbindungsanschluss 303 der positivseitigen Sonde an den Eingangsanschluss 1 der Verstärkerschaltung 100 angeschlossen, und ein elektrisches Potential eines Verbindungsanschlusses 304 der negativseitigen Sonde wird als elektrisches Referenzpotential der Verstärkerschaltung 100 verwendet. Beispielsweise ist der Verbindungsanschluss 304 der negativen Sonde anstelle des in 2 gezeigten Massepotentials GND an das eine Ende des Widerstandselements 122 angeschlossen.
Der Verstärkungsbereich der Verstärkerschaltung 100 ist so ausgelegt, dass er die Signalkomponente von 1 [kHz] enthält. Daher verstärkt die Verstärkerschaltung 100 das Antwortsignal von der zu prüfenden Vorrichtung DUT mit einer vorbestimmten Verstärkung, zum Beispiel um das Zehnfache, und begrenzt die Verstärkung der DC-Spannung der zu prüfenden Vorrichtung DUT. Wie oben beschrieben, lässt sich durch die Begrenzung der Verstärkung der DC-Spannung eine Ausgangssättigung der Verstärkerschaltung 100 vermeiden. Die Verstärkerschaltung 100 gibt das verstärkte Antwortsignal an die Synchrondetektionsschaltung 430 aus.
Die Synchrondetektionsschaltung 430 detektiert die Frequenzkomponente, die die gleiche Phase wie das Synchronisationssignal des verstärkten Antwortsignals hat, auf der Grundlage des Synchronisationssignals, das von der AC-Anlegeschaltung 420 geliefert wird. Insbesondere multipliziert die Synchrondetektionsschaltung 430 das von der Verstärkerschaltung 100 verstärkte Antwortsignal mit dem Synchronisationssignal und extrahiert aus dem verstärkten Antwortsignal die AC-Spannung, die die gleiche Phase wie der an die zu prüfende Vorrichtung DUT angelegte AC-Strom hat. Die Synchrondetektionsschaltung 430 gibt dann das Antwortsignal, das die so extrahierte AC-Spannung anzeigt, an einen ersten Eingangsanschluss des Schalters 450 aus.
Der DC-Verstärker 440 verstärkt die DC-Spannung der zu prüfenden Vorrichtung DUT. Der DC-Verstärker 440 gibt dann das DC-Signal, das die so verstärkte DC-Spannung anzeigt, an einen zweiten Eingangsanschluss des Schalters 450 aus.
Der Schalter 450 schaltet entsprechend dem Befehl der Steuerschaltung 410 die an den AD-Wandler 460 anzuschließende Schaltung auf die Synchrondetektionsschaltung 430 oder den DC-Verstärker 440. Wenn zum Beispiel die Impedanzmessung durchgeführt werden soll, gibt der Schalter 450 das Antwortsignal von der Synchrondetektionsschaltung 430 an den AD-Wandler 460 aus. Wenn andererseits die Messung der DC-Spannung durchgeführt werden soll, gibt der Schalter 450 das DC-Signal vom DC-Verstärker 440 an den AD-Wandler 460 aus.
Der AD-Wandler 460 wandelt das vom Schalter 450 ausgegebene Signal von einem Analogsignal in ein Digitalsignal um. Der AD-Wandler 460 gibt das so umgewandelte digitale Signal als Messdaten an die Verarbeitungseinheit 320 aus.
Auf diese Weise erfasst die Verarbeitungseinheit 320 das durch die Messdaten angezeigte Antwortsignal. Darüber hinaus berechnet die Verarbeitungseinheit 320 die Impedanz der zu prüfenden Vorrichtung DUT unter Verwendung des erfassten Antwortsignals und des angelegten AC-Signals. Wie oben beschrieben, bildet die Verarbeitungseinheit 320 eine Messeinheit, die eine physikalische Größe der zu testenden Vorrichtung DUT auf der Grundlage des Ausgangssignals der Verstärkerschaltung 100 misst.
In dieser Ausführungsform ist es durch Anwendung der Verstärkerschaltung 100 auf die Messvorrichtung 300 möglich, das Rauschen zu reduzieren, das durch den auf das Schaltungselement wirkenden Strom erzeugt wird, während das Antwortsignal in der Verstärkerschaltung 100 verstärkt wird. Außerdem kann die Verstärkerschaltung 100 das Antwortsignal angemessen verstärken, weil die Ausgangssättigung der Verstärkerschaltung 100 durch Unterdrückung der Verstärkung des DC-Signals während der Verstärkung des Antwortsignals unterdrückt wird.
Darüber hinaus ist durch Konfigurieren der Verstärkerschaltung 100 mit den nicht-invertierenden Verstärkerschaltungen im Vergleich zu einer Konfiguration mit den invertierenden Verstärkerschaltungen die Eingangsimpedanz hoch, so dass es möglich ist, den Strom zu reduzieren, der von der zu prüfenden Vorrichtung DUT in die Verstärkerschaltung 100 fließt. Mit einer solchen Konfiguration wird eine Abnahme der Ansprechspannung aufgrund des Zuflussstroms unterdrückt, so dass es möglich ist, die Impedanz der zu prüfenden Vorrichtung DUT mit hoher Genauigkeit zu messen.
Als nächstes werden die in der dritten Ausführungsform erzielten Betriebsvorteile beschrieben.
Die Messvorrichtung 300 in dieser Ausführungsform umfasst die Verstärkerschaltung 100, die das von der zu prüfenden Vorrichtung DUT eingegebene Eingangssignal verstärkt, und die Verarbeitungseinheit 320, die als Messeinheit fungiert, die die physikalische Größe der zu prüfenden Vorrichtung DUT auf der Grundlage des Ausgangssignals der Verstärkerschaltung 100 misst.
Gemäß dieser Konfiguration ist es möglich, die Verstärkung der niederfrequenten Komponente zu unterdrücken, während die hochfrequente Komponente des der Verstärkerschaltung 100 eingegebenen Eingangssignals verstärkt wird. Auf diese Weise wird die Ausgangssättigung der Verstärkerschaltung 100 unterdrückt, und so ist es möglich, das Eingangssignal in geeigneter Weise zu verstärken.
Obwohl die jeweiligen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung oben beschrieben wurden, veranschaulichen die oben erwähnten Ausführungsformen lediglich einen Teil der Anwendungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, und der technische Umfang der vorliegenden Erfindung soll nicht auf die spezifischen Konfigurationen der oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt werden.
Die vorliegende Anmeldung beansprucht Prioritäten basierend auf der japanischen Patentanmeldung 2020-206343 , die am 11. Dezember 2020 beim japanischen Patentamt eingereicht wurde und deren gesamter Inhalt durch Bezugnahme in diese Spezifikation aufgenommen wird.
Bezugszeichenliste

10, 10A, 10B: Operationsverstärker
11, 11A, 11B: Rückkoppeleinheit (erste Rückkoppeleinheit)
12, 12A, 12B: Rückkoppeleinheit (zweite Rückkoppeleinheit)
13: Koppeleinheit
100: Verstärkerschaltung
110: Widerstandselement (Impedanzelement)
121, 122: Widerstandselement (Impedanzelement, Spannungsteilerschaltung)
130: kapazitives Element
200: Differenzverstärkerschaltung (Verstärkerschaltung)
300: Messvorrichtung

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2020014302 A [0002]
JP 2020206343 [0147]

Claims

Eine Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, ein Eingangssignal zu verstärken, das in einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers eingegeben wird, wobei die Verstärkerschaltung enthält: eine erste und eine zweite Rückkoppeleinheit, die konfiguriert sind, ein von dem Operationsverstärker ausgegebenes Ausgangssignal zu einem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers zurückführen; und eine Koppeleinheit, die konfiguriert ist, die zweite Rückkoppeleinheit und den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers AC-mäßig zu koppeln, wobei die erste Rückkoppeleinheit konfiguriert ist, wenn eine Frequenz des Ausgangssignals erhöht wird, zusammen mit der Koppeleinheit ein an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegendes elektrisches Potential in Bezug auf das Ausgangssignal zu reduzieren, und die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert ist, ein vorbestimmtes elektrisches Potential zu erzeugen, das niedriger als ein elektrisches Potential des Ausgangssignals ist, wobei die zweite Rückkoppeleinheit konfiguriert ist, das vorbestimmte elektrische Potential über die Koppeleinheit an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers anzulegen.
Die Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 1, wobei die Koppeleinheit ein kapazitives Element ist, das zwischen der zweiten Rückkoppeleinheit und dem invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen ist, und die zweite Rückkoppeleinheit eine Spannungsteilerschaltung enthält, wobei die Spannungsteilerschaltung konfiguriert ist, das vorbestimmte elektrische Potential durch Teilen des Ausgangssignals zu erzeugen.
Die Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 2, wobei die erste Rückkoppeleinheit ein erstes Impedanzelement aufweist, das zwischen einem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers und dem invertierenden Eingangsanschluss angeschlossen ist, und die Spannungsteilerschaltung enthält: ein zweites Impedanzelement, das über die Koppeleinheit parallel zu dem ersten Impedanzelement angeschlossen ist; und ein drittes Impedanzelement, das zwischen einem elektrischen Referenzpotential, das als Referenz des Eingangssignals dient, und einem Verbindungspunkt zwischen dem zweiten Impedanzelement und der Koppeleinheit angeschlossen ist.
Die Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 3, wobei das erste Impedanzelement einen höheren Impedanzwert hat als das zweite Impedanzelement.
Die Verstärkerschaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, wobei eine Verstärkung der Verstärkerschaltung in Abhängigkeit von einem Verhältnis des zweiten Impedanzelements zu dem dritten Impedanzelement eingestellt wird, und ein Frequenzband, in dem die Verstärkung der Verstärkerschaltung gedämpft wird, in Übereinstimmung mit einem Wert eingestellt wird, der durch Multiplikation des ersten Impedanzelements mit dem kapazitiven Element erhalten wird.
Die Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei das erste Impedanzelement eine Widerstandskomponente aufweist, die größer ist als ein Wert, der sich aus der Addition einer Widerstandskomponente des zweiten Impedanzelements und einer Widerstandskomponente des dritten Impedanzelements ergibt.
Die Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Koppeleinheit ein Keramikkondensator ist.
Eine Messvorrichtung enthaltend: die Verstärkerschaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7; und eine Messeinheit, die konfiguriert ist, eine physikalische Größe eines Messobjekts auf der Grundlage des Ausgangssignals von der Verstärkerschaltung messen, wobei das Messobjekt konfiguriert ist, das Eingangssignal in die Verstärkerschaltung einzugeben.