DE112009000512T5

DE112009000512T5 - Phasenregelkreis

Info

Publication number: DE112009000512T5
Application number: DE112009000512T
Authority: DE
Inventors: Pasquale Lamanna; Nicolas Sornin
Original assignee: Cambridge Silicon Radio Ltd
Current assignee: Qualcomm Technologies International Ltd
Priority date: 2008-03-07
Filing date: 2009-03-05
Publication date: 2011-03-03
Also published as: WO2009109637A2; GB0804339D0; WO2009109637A4; WO2009109637A3; US8274325B2; US20110012652A1

Abstract

Schleifenfilter zum Empfangen eines Eingangssignals, das eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator ausgegebenen Signal repräsentiert, und zum Bilden eines Steuersignals zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit von diesem,
wobei der Schleifenfilter eine Vielzahl von Filterkomponenten aufweist, die den Frequenzgang des Filters bestimmen,
wobei die Filterkomponenten so angeordnet sind, dass eine erste Menge dieser Komponenten eine oder mehrere Nullstellen des Frequenzgangs des Filters bestimmt und eine zweite Menge dieser Komponenten einen oder mehrere Pole des Frequenzgangs des Filters bestimmt,
wobei jede der ersten und zweiten Mengen von Filterkomponenten unabhängig von der anderen ist derart, dass die Nullstelle(en) und der/die Pol(e) des Frequenzgangs des Filters unabhängig gewählt werden können,
wobei eine oder mehrere der Filterkomponenten einen Ohm'schen Widerstand und/oder Blindwiderstand aufweisen, die einstellbar sind und mittels derer die Bandbreite des Schleifenfilters dynamisch abgestimmt werden kann.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Schleifenfilter für einen Phasenregelkreis. Der Schleifenfilter ist dazu ausgebildet, ein Signal entgegenzunehmen, das eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator des Phasenregelkreises ausgegebenen Signal repräsentiert, und ein Steuersignal zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit von diesem Signal zu erzeugen.
Ein Phasenregelkreis ist eine Schaltung, die ein Ausgangssignal erzeugt, das eine vorgegebene Frequenz- und/oder Phasenbeziehung zu einem Referenzsignal aufweist. Ein typischer Phasenregelkreis ist in 1 dargestellt. Der Phasenregelkreis weist einen Oszillator 101 zum Erzeugen eines Signals mit fester Frequenz auf und einen Phase-/Frequenz-Detektor (PFD) zum Vergleichen des festen Frequenzsignals (des Referenzsignals) mit einem durch eine Rückkopplungsschleife 106 erzeugten Rückkopplungssignal. Der PFD ist mit einer Ladungspumpe 103 verbunden. Der PFD gibt ein Signal an die Ladungspumpe aus, das die Phase und/oder die Frequenzdifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Referenzsignal repräsentiert. Die Ladungspumpe koppelt in Abhängigkeit von dem Signal, das sie von dem PFD empfängt, einen Strom in einen Schleifenfilter 104 ein. Üblicherweise nimmt diese Stromeinkopplung die Form von entweder eines ”Aufwärtsstroms” oder ”Abwärtsstroms” an, der durch die Stromquellen 108 beziehungsweise 109 erzeugt wird, so dass Strom entweder in das oder aus dem Schleifenfilter fließt. Mit anderen Worten, PFD und Ladungspumpe wirken zusammen, um abhängig davon, ob die Phase des Referenzsignals dem Rückkopplungssignal vorauseilt oder nacheilt, entweder positive oder negative Ladungs-”Impulse” abzugeben. Der Schleifenfilter filtert diese Ladungsimpulse, um ein Steuersignal für einen Signalgenerator 105 zu erzeugen.
Der Signalgenerator ist üblicherweise ein spannungsgesteuerter Oszillator (Voltage-Controlled Oscillator – VCO), der durch eine Abstimmspannung an seinen Steuereingängen gesteuert wird.
Der Schleifenfilter ist üblicherweise dazu ausgebildet die Stromimpulse zu integrieren, die er von der Ladungspumpe entgegennimmt, um die Abstimmspannung zu erzeugen, die zum Steuern des VCO notwendig ist. Wenn das Rückkopplungssignal dem Referenzsignal nacheilt, ist es notwendig den VCO zu beschleunigen. Wenn das Rückkopplungssignal im Gegensatz dazu dem Referenzsignal vorauseilt, ist es notwendig den VCO zu verlangsamen.
Die Frequenz der Signalausspeisung durch den Phasenregelkreis kann verändert werden, indem die Frequenz des Referenzsignals variiert wird. Häufig wird das Referenzsignal durch einen sehr stabilen Oszillator erzeugt, dessen Frequenz nicht variiert werden kann. Es kann daher dienlich sein, einen Teiler in die Rückkopplungsschleife einzubringen, so dass die Ausgangsfrequenz des Phasenregelkreises variiert werden kann, ohne dass die Frequenz des Referenzsignals geändert werden muss. In 1 ist dieser Teiler bei 107 dargestellt. Wenn das Teilungsverhältnis eine Konstante N ist, dann erzwingt die Schleife, dass das Ausgangssignal exakt N mal der Frequenz des Referenzsignals ist. Das Teilungsverhältnis N kann in ganzzahligen Schritten geändert werden, um die Frequenz des Signalgenerators zu ändern.
Eine Einschränkung bei dieser Art von Phasenregelkreis besteht darin, dass die Ausgangsfrequenz nicht in Schritten variiert werden kann, die kleiner sind als die Referenzfrequenz. Dies ist so, weil N nur ganzzahlige Werte aufweisen kann, so dass die kleinste Veränderung in der Ausgangsfrequenz, die durchgeführt werden kann, 1 × F_REF ist. Für eine feine Frequenzauflösung wird es daher bevorzugt eine kleine Referenzfrequenz zu haben. Auf Grund von Fehlanpassungen in der Ladungspumpe des Phasenregelkreises und anderen Faktoren, wie zum Beispiel dem nicht idealen Verhalten der PFDs, neigt die Ladungspumpe jedoch dazu kleine Ladungsimpulse abzugeben, die bewirken, dass Seitenbänder in dem Ausgangssignal des VCO auftreten, sogar dann, wenn der Phasenregelkreis im eingeschwungenen eingeschwungenen Zustand ist. Diese Seitenbänder treten bei Offsets gleich der Referenzfrequenz auf. Wenn die Referenzfrequenz klein ist wird daher ein Schleifenfilter engerer Bandbreite benötigt, um die Seitenbänder zu entfernen. Phasenregelkreise mit Schleifenfiltern engerer Bandbreiten benötigen länger, um von einer Frequenz zu einer anderen zu wechseln und können nicht mit der erforderlichen Geschwindigkeit arbeiten. Je enger die Bandbreite des Schleifenfilters ist, desto weniger wird auch das Phasenrauschen des VCO unterdrückt.
Ein Weg, um eine niedrigere Referenzfrequenz für einen ganzzahligen PLL zu erzielen ist es, einen 1/M Teiler zwischen das Referenzsignal und den PFD einzubringen. Eine weitere Lösung ist, einen Bruchteil-N Teiler zu verwenden. Eine Bruchteil-N Synthese bedingt das periodische Variieren des Teilungsverhältnisses zwischen zwei ganzzahligen Werten, wie in 2 gezeigt. Das gesamte Teilungsverhältnis wird dann bestimmt durch N plus einem Bruchteilwert, der zu dem Zeitpunkt bestimmt wird, zu dem ein Teilungsverhältnis von N + 1 verwendet wird, relativ zu einer gesamten Zeitspanne (das heißt, die Zeit, für die ein Teilungsverhältnis von N verwendet wird, plus die Zeit, für die ein Teilungsverhältnis von N + 1 verwendet wird).
Ein Problem mit Architekturen für Bruchteil-N Teilung besteht darin, dass die Modulation des Teilungsverhältnisses eine sehr große transiente Spannung an dem Eingang zu dem VCO bewirkt. Um diesen Effekt teilweise zu kompensieren, kann parallel mit der Ausspeisung der Ladungspumpe eine DAC Kompensation durchgeführt werden. Ein Beispiel für eine Schaltung unter Verwendung von DAC Kompensation ist in 3 dargestellt. 3 veranschaulicht die PFD Ladungspumpe 301, die DAC Kompensationseinheit 302 (die auch eine Ladungspumpe ist), den Schleifenfilter 303 und den VCO 304. Der deterministische Jitter, der durch die Modulation des Teilungsverhältnisses bewirkt wird, ist im Voraus bekannt. Die DAC Kompensationseinheit arbeitet durch Erzeugen eines Stroms, der invers zu dem Fehlerstrom ist, der durch die Modulation des Teilungsverhältnisses bewirkt wird. Dieser wird dann durch den Schleifenfilter mit der Stromausspeisung durch die PFD Ladungspumpe summiert.
Die PFD Ladungspumpe gibt einen konstanten Strom aus für eine Zeitdauer, die abhängig ist von der Phasendifferenz zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Referenzsignal, während die DAC Kompensationseinheit einen Strom für eine konstante Zeit aber mit einer Stärke ausgibt, die abhängig ist von dem deterministischen Jitter, der aus der Modulation des Teilungsverhältnisses resultiert. Obwohl durch das Aufsummieren dieser zwei Ströme in dem Schleifenfilter die Menge der durch deterministischen Jitter in das System eingebrachten Ladung im Mittel kompensiert wird, unterdrückt dies daher nicht die Transienten, die ein inhärenter Bestandteil der Struktur sind.
Ein üblicher Schleifenfilter für einen Phasenregelkreis ist bei 303 in 3 dargestellt und weist einen Widerstand 305 und einen Kondensator 306 auf, die beide dazu ausgebildet sind, durch eine Ladungspumpe 301 und eine DAC Kompensationseinheit eingespeiste Ströme entgegenzunehmen. Der Filter weist auch einen weiteren Kondensator 307 auf, der parallel mit den Komponenten verbunden ist, die den Strom anfangs zum Glätten der Ausspeisung des Filters und dadurch zum Entfernen jeglicher hochfrequenter Transienten empfangen. Von dem Widerstand und dem Kondensator, die anfangs die Eingangsströme entgegennehmen, stellt der Widerstand eine proportionale Komponente der Signalausspeisung durch den Filter zur Verfügung, wohingegen der Kondensator eine integrale Komponente der Signalausspeisung durch das Filter zur Verfügung stellt. Der Kondensator 306 führt daher die Erfassung der Phase des Filters durch, während der Widerstand 305 zur Stabilität des Schleifenfilters beiträgt, indem er eine Nullstelle einbringt.
Ein Problem bei dem Schleifenfilter wie in 3 gezeigt ist, dass es unmöglich ist, einen wirklich optimalen Filter zu erzeugen, weil alle der Komponenten in Wechselbeziehung zueinander stehen. So wird es zum Beispiel auf Grund von Störungen bevorzugt, die Größe des Widerstands 305 zu minimieren. Die Größe des Widerstands kann jedoch nur reduziert werden, indem in dem gleichen Verhältnis die Werte der Kondensatoren 306 und 307 erhöht werden und durch Erhöhen des durch die Ladungspumpe erzeugten Stroms. Dies führt zu einem Zielkonflikt zwischen Störungen und benötigter Siliziumfläche, da die Werte der zwei Kondensatoren nicht erhöht werden können ohne eine entsprechende Vergrößerung der Siliziumfläche, die für die Schaltung erforderlich ist.
Daher besteht die Notwendigkeit für einen flexibleren Schleifenfilter.
Gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung wird ein Schleifenfilter zur Verfügung gestellt zum Empfangen eines Eingangssignals, das bezeichnend ist für eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator ausgegebenen Signal, und zum Bilden eines Steuersignals zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit von diesem, wobei der Schleifenfilter eine Vielzahl von Filterkomponenten aufweist, die den Frequenzgang des Filters bestimmen, wobei diese Filterkomponenten so angeordnet sind, dass eine erste Menge dieser Komponenten ein oder mehrere Nullstellen des Frequenzgangs des Filters bestimmt und eine zweite Menge dieser Komponenten einen oder mehrere Pole des Frequenzgangs des Filters bestimmt, wobei jede dieser ersten und zweiten Mengen von Filterkomponenten unabhängig ist von der anderen derart, dass die Nullstelle(n) und der/die Pol(e) des Frequenzgangs des Filters unabhängig gewählt werden können.
Der Schleifenfilter kann derart angeordnet sein, dass der Verstärkungsgrad des Frequenzgangs des Filters unabhängig von dem/den Pol(en) und der/den Nullstelle(en) gewählt werden kann.
Eine oder mehrere der Filterkomponenten können einen Ohm'schen Widerstand und/oder einen Blindwiderstand aufweisen, die einstellbar sind, wodurch jedes aus Verstärkungsgrad, Pol(en) und Nullstelle(en) des Frequenzgangs des Filters unabhängig eingestellt werden kann.
Der Schleifenfilter kann angeordnet sein um ein Steuersignal zum Steuern des Signalgenerators zu bilden, wobei das Steuersignal eine proportionale Komponente und eine integrale Komponente aufweist, wobei der Schleifenfilter einen proportional Pfad aufweist, der angeordnet ist um die proportionale Komponente des Steuersignals zu erzeugen, und einen integrierenden Pfad, der angeordnet ist um die integrale Komponente des Steuersignals zu erzeugen.
Die erste Menge von Komponenten kann den proportionalen Pfad bilden. Die zweite Menge von Komponenten kann den integrierenden Pfad bilden.
Der Schleifenfilter kann einen Eingangsknoten aufweisen der angeordnet ist, um ein Signal zu empfangen das bezeichnend ist für die momentane Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal und dem Referenzsignal, wobei der proportionale Pfad mit diesem Eingangsknoten verbunden ist.
Ein Ausgang des proportionalen Pfades kann mit einem Eingang des integrierenden Pfades derart verbunden sein, dass das für die momentane Größe der Phasendifferenz kennzeichnende, durch den integrierenden Pfad entgegengenommene Signal die proportionale Komponente des durch den proportionalen Pfad ausgegebenen Steuersignals ist.
Der Schleifenfilter kann einen Ausgangsknoten aufweisen, der mit einem Steuereingang des Signalgenerators verbunden ist, wobei der integrierende Pfad mit diesem Ausgangsknoten verbunden ist.
Der integrierende Pfad kann dazu ausgebildet sein, die proportionale Komponente zu integrieren und dieses Integral mit der proportionalen Komponente derart zu summieren, dass das an den Signalgenerator ausgegebene Signal die integrale Komponente und die proportionale Komponente repräsentiert.
Der proportionale Pfad kann ein resistives Element und/oder einen Tiefpassfilter aufweisen. Das resistive Element kann zwischen dem Eingangsknoten und dem Tiefpassfilter verbunden sein.
Das resistive Element kann ein geschalteter Kondensator sein, der ein kapazitives Element, einen ersten Schalter verbunden mit dem Eingangsknoten und einen zweiten Schalter verbunden mit dem Tiefpassfilter aufweist, wobei das kapazitive Element derart zwischen die ersten und zweiten Schalter gekoppelt ist, dass, wenn der erste Schalter geschlossen ist, ein Strom von dem Eingangsknoten zu dem kapazitiven Element fließt, und, wenn der zweite Schalter geschlossen ist, ein Strom von dem kapazitiven Element zu dem Tiefpassfilter fließt.
Ein Ende des kapazitiven Elements kann mit den ersten und zweiten Schaltern verbunden sein und das andere Ende des kapazitiven Elements kann mit einem weiteren Schalter verbunden sein, wobei der weitere Schalter dazu in der Lage ist, das andere Ende des kapazitiven Elements entweder mit einer Referenzspannung oder mit Masse der Schaltung zu verbinden.
Die Referenzspannung kann ungleich Null sein.
Der Schleifenfilter kann dazu ausgebildet sein, einen zweistufigen Filterungsvorgang durchzuführen derart, dass während einer ersten Zeitspanne der erste Schalter das eine Ende des kapazitiven Elements mit dem Eingangsknoten verbindet, der zweite Schalter geöffnet ist, und der weitere Schalter das andere Ende des kapazitiven Elements mit der Referenzspannung verbindet, wodurch Strom von dem Eingangsknoten zu dem kapazitiven Element fließt, und während einer zweiten Zeitspanne der zweite Schalter das eine Ende des kapazitiven Elements mit dem Tiefpassfilter verbindet, der erste Schalter geöffnet ist, und der weitere Schalter das andere Ende des kapazitiven Elements mit Masse der Schaltung verbindet, wodurch Strom von dem kapazitiven Element zu dem Tiefpassfilter fließt.
Der integrierende Pfad kann mit dem Ausgang des Tiefpassfilters des proportionalen Pfades verbunden sein.
Der integrierende Pfad kann einen Differenzverstärker aufweisen, der einen ersten Eingang aufweist der dazu ausgebildet ist, die Ausspeisung des Tiefpassfilters des proportionalen Pfades entgegenzunehmen. Der Differenzverstärker kann einen Ausgang aufweisen, der mit dem Steuereingang des Signalgenerators verbunden ist. Der Differenzverstärker kann einen zweiten Eingang aufweisen, der mit einem resistiven Element verbunden ist. Das mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbundene resistive Element ist ein geschalteter Kondensator.
Der geschaltete Kondensator kann ein kapazitives Element sein und erste und zweite die Schalter aufweisen, wobei das kapazitive Element ein Ende verbunden mit den ersten und zweiten Schaltern und das andere Ende verbunden mit dem ersten Schalter und einer Referenzspannung aufweist, wobei der zweite Schalter mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist, der integrierende Pfad derart ausgebildet ist, dass, wenn der erste Schalter geschlossen ist und der zweite Schalter geöffnet ist, beide Enden des kapazitiven Elements mit der Referenzspannung verbunden sind und, wenn der erste Schalter geschlossen ist und der zweite Schalter geöffnet ist, dieses eine Ende des kapazitiven Elements mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist und das andere Ende mit der Referenzspannung verbunden ist.
Der Differenzverstärker kann derart ausgebildet sein, dass ein Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers von einer Schaltfrequenz der ersten und zweiten Schalter abhängig ist. Der Differenzverstärker kann derart angeordnet sein, dass ein Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers von einem Kondensatorverhältnis abhängig ist.
Gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung wird ein Phasenregelkreis zur Verfügung gestellt, der einen Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 1 bis 25 beansprucht aufweist.
Der Phasenregelkreis kann eine Steuereinheit aufweisen die angeordnet ist den Betrieb der Schalter zu steuern.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung wird im Zuge eines Beispiels auf die nachfolgenden Zeichnungen Bezug genommen, in denen:
1 einen üblichen Phasenregelkreis zeigt;
2 zeigt, wie eine Bruchteil-N Teilung erzielt werden kann;
3 eine Schaltung zeigt, die DAC Kompensation umfasst;
4 einen Schleifenfilter zeigt, der entkoppelte proportionale und integrierende Pfade aufweist;
5 einen proportionalen Pfad zeigt, der einen geschalteten Kondensator aufweist;
6 einen integrierenden Pfad zeigt, der einen geschalteten Kondensator aufweist;
7 eine Kernschaltung des Schleifenfilters zeigt;
8a und 8b einen proportionalen Pfad und einen integrierenden Pfad für ein Zweifach-Schleifenfilter zeigen;
9 ein Zeitdiagramm für einen Zweifach-Schleifenfilter zeigt;
10 Frequenzverläufe von Übertragungsfunktionen für die integrierenden und proportionalen Pfade zeigt;
11 eine Implementierung zeigt, bei der der proportionale Pfad das Eingangssignal für den integrierenden Pfad erzeugt;
12 eine Schaltung zum Integrieren der Ausspeisung des proportionalen Pfads zeigt;
13 einen Schleifenfilter zeigt, der die Schaltung nach 12 aufweist;
14 eine Schaltung zum Integrieren der Ausspeisung des proportionalen Pfads zeigt, die geschaltete Kondensatoren aufweist; und
15 einen Schleifenfilter zeigt, der die Schaltung nach 14 aufweist.
Ein Schleifenfilter kann angeordnet sein um ein Eingangssignal zu empfangen das bezeichnend ist für eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator ausgegebenen Signal. Der Schleifenfilter kann angeordnet sein um ein Steuersignal zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal zu bilden. Der Schleifenfilter kann eine Vielzahl von Filterkomponenten aufweisen, die den Frequenzgang des Filters bestimmen. Der Filter kann so angeordnet sein, dass die Vielzahl von Komponenten zwei getrennte Mengen von Filterkomponenten bilden, so dass jede Komponente entweder Teil der ersten Menge oder der zweiten Menge ist, aber nicht von beiden. Die erste Menge dieser Komponenten kann eine oder mehrere Nullstellen des Frequenzgangs des Filters bestimmen und eine zweite Menge dieser Komponenten kann einen oder mehrere Pole des Frequenzgangs des Filters bestimmen. Die Nullstellen, Pole und der Verstärkungsgrad des Frequenzgangs des Filters können daher unabhängig gewählt werden.
4 zeigt einen Schleifenfilter für einen Phasenregelkreis, der entkoppelte integrierende und proportionale Pfade aufweist. Der proportionale Pfad ist bei 401 dargestellt und der integrierende Pfad ist bei 402 dargestellt. Jeder der Pfade ist dazu ausgebildet, in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, das bezeichnend ist für eine Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem durch den VCO ausgegebenen Signal, eine entsprechende Komponente des Steuersignals für den VCO 403 zu erzeugen.
Der proportionale Pfad ist dazu ausgebildet, einen Eingangsstrom von einer Ladungspumpe 404 entgegenzunehmen (die, wie oben beschrieben, eine Kombination aus einer PFD Ladungspumpe und einer DAC Kompensationseinheit sein kann). Der proportionale Pfad weist einen Widerstand 406 und einen aus einer Kombination von Widerstand 407 und Kondensator 408 gebildeten Tiefpassfilter auf. Der proportionale Pfad weist auch einen Kondensator 405 zum Summieren der von der Ladungspumpe entgegengenommenen Ströme auf (zum Beispiel der getrennten, für PFD und DAC Kompensation empfangenen Ströme). Dies unterstützt dabei, Transienten zu reduzieren, die durch den Versatz zwischen den durch die PFD und DAC Kompensationseinheiten erzeugten Ladungsimpulsen bewirkt werden. Weil der proportionale Pfad eine Ausgangsspannung von null Volt aufweisen würde, wenn er auf Masse bezogen wäre, wird der proportionale Pfad auf ein von Null unterschiedliche Referenzspannung bezogen, um den Mittelwert der Ladungspumpe korrekt einzustellen.
Der integrierende Pfad weist eine Ladungspumpe 409 auf, die geeigneter Weise identisch zu der Ladungspumpe 404 des proportionalen Pfades ist, so dass beide Pfade die gleichen Ladungsimpulse von ihren entsprechenden Ladungspumpen empfangen. Der integrierende Pfad weist auch einen Kondensator 410 zum Integrieren der Eingangsströme auf und einen durch einen Widerstand 411 und einen Kondensator 412 gebildeten Tiefpassfilter, um jegliche Hochfrequenzstörungen zu entfernen.
Die in 4 gezeigte Schaltung kann vorteilhaft sein, weil die proportionalen und integrierenden Pfade entkoppelt worden sind, so dass beide eine Übertragungsfunktion aufweisen, die den Eingangsstrom, den sie entgegennehmen, mit der entsprechenden Komponente des VCO Steuersignals verbindet, für das sie dazu ausgebildet sind, um es zu bilden und das unabhängig von dem anderen Pfad ist. Dieses Entkoppeln der integrierenden und proportionalen Pfade bedeutet, dass der Schleifenfilter flexibler ist als davor existierende Schaltungen, weil beide Pfade optimiert werden können um ihre entsprechende Funktion durchzuführen, ohne den anderen Pfad zu beeinflussen. Daher sind weniger Kompromisse erforderlich, wenn Komponentenwerte ausgewählt werden.
Die in 4 gezeigte Schaltung ist auch vorteilhaft, weil die Pole, Nullstellen und der Verstärkungsgrad unabhängig voneinander eingestellt werden können. Dies verleiht der Schaltung Flexibilität und bedeutet auch, dass die Pole, Nullstellen und der Verstärkungsgrad der Schaltung während des Betriebs dynamisch angepasst werden können (zum Beispiel unter Verwendung von digital einstellbaren Kondensatoren). Daher kann die Schaltung für schnelles Einschwingen optimiert werden, wenn die Schleife sich bei der Referenzfrequenz nicht stabilisiert hat, und für normalen Betrieb, wenn sich die Schleife stabilisiert hat. Die Schleife kann auch auf die unterschiedlichen Anforderungen von Sende- und Empfangsabläufen hin optimiert werden.
Der in 4 gezeigte proportionale Pfad weist noch den Widerstand 404 auf, der Störungen einbringt. 5 zeigt eine verbesserte Version des proportionalen Pfades, in der dieser Widerstand durch eine geschaltete Kondensatoranordnung 501 ersetzt worden ist, die weniger Störungen verursacht. Der geschaltete Kondensator 507 ist über einen ersten Schalter 502 mit der Ladungspumpe und über einen zweiten Schalter 503 mit dem Tiefpassfilter verbunden. Der Schleifenfilter ist daher dazu ausgebildet, über zwei Zeitspannen zu arbeiten. Während der ersten Zeitspanne ist der erste Schalter geschlossen und der zweite Schalter ist geöffnet derart, dass der Kondensator einen Stromfluss von der Ladungspumpe entgegennimmt. Während der zweiten Zeitspanne ist der erste Schalter geöffnet und der zweite Schalter geschlossen, derart dass sich der Kondensator in den Tiefpassfilter entlädt. Ein dritter Schalter 504 kann ebenfalls zur Verfügung gestellt werden, um sicherzustellen, dass der Kondensator vollständig entladen wird, bevor erneut ein Strom von der Ladungspumpe empfangen wird. Die ”Widerstand” des geschalteten Kondensators wird durch den Wert des Kondensators und die Schaltfrequenz der Schalter 502 und 503 bestimmt.
In einer weiteren Fortbildung kann eine andere Schaltanordnung zur Verfügung gestellt werden, um die Basisplatte des Kondensators 507 zwischen der nicht Null betragenden Referenzspannung und Masse zu schalten. In 5 wird diese Schaltanordnung durch die Schalter 505 und 506 zur Verfügung gestellt, die dazu ausgebildet sind, während der ersten Zeitspanne die Basisplatte des Kondensators mit der nicht Null betragenden Referenzspannung zu verbinden und während der zweiten Zeitspanne auf Masse zu legen. Deshalb wird der Vorspannungspunkt der Ladungspumpe während der ersten Zeitspanne immer noch korrekt eingestellt, aber für die zweite Zeitspanne wird nicht länger die störungsbehaftete Referenzspannung verwendet, die anstatt dessen auf Masse bezogen wird.
Eine ähnliche geschaltete Kondensatoranordnung kann in dem integrierenden Pfad verwendet werden, wie in 6 gezeigt. Wie zuvor, weist die geschaltete Kondensatoranordnung 601 einen Kondensator 602 auf, der über einen ersten Schalter 603 mit der Ladungspumpe und über einen zweiten Schalter 604 mit dem Tiefpassfilter verbunden ist. Die ersten und zweiten Schalter ermöglichen auf diese Weise, dass ein Anteil der durch die Ladungspumpe abgegebenen Ladung auf den Rest des Schleifenfilters übertragen wird. Der integrierende Pfad führt daher einen ähnlichen zweistufigen Erfassungs- und Haltevorgang durch wie der in 5 gezeigte proportionale Pfad.
Einer der Faktoren, die eine Auswirkung auf das Rauschen des Filters haben, ist der Strom der Ladungspumpe. Üblicherweise gilt, je höher der Strom der Ladungspumpe ist, desto geringer ist das Rauschen. Der Strom der Ladungspumpe hat jedoch auch eine Auswirkung auf die Werte der Kondensatoren, die in dem Rest der Schaltung erforderlich sind. Es wäre deshalb vorteilhaft den Strom der Ladungspumpe von dem Rest der Schaltung zu entkoppeln. Ein Beispiel für einen proportionalen Pfad, der diese Entkopplung erzielt, wird in 7 gezeigt. In 7 wurde der geschaltete Kondensator in zwei parallele Kondensatoren 701 und 702 aufgeteilt. Beide Kondensatoren sind während der ersten Zeitspanne mit der Ladungspumpe verbunden, aber nur der zweite Kondensator ist während der zweiten Zeitspanne mit dem Tiefpassfilter verbunden. Daher kann der Wert des Kondensators 701 eingestellt werden, um den Strom der Ladungspumpe zu optimieren, während der Wert des Kondensators 702 eingestellt werden kann, um den Rest der Schaltung zu optimieren. Eine ähnliche Modifikation kann für den integrierenden Pfad durchgeführt werden.
Der Phasenregelkreis kann ein geeignetes Steuermittel zum Öffnen und Schließen der Schalter aufweisen. Das Steuermittel kann zum Beispiel rein in Hardware implementiert werden oder kann ein Prozessor sein, der unter Softwaresteuerung betrieben wird.
Der Schleifenfilter wird jetzt in größerem Detail unter Bezugnahme auf die geeigneten Entwurfsgleichungen beschrieben. Die Entwurfsgleichungen werden zuerst nur für den Kern der Schleifenfilterschaltung bereitgestellt und werden dann für die vollständige Schaltung erweitert. Zeitbezüge für die Schalter werden auf T_REF abgeglichen.
Der Kern der Schleifenfilterschaltung ist in 7 dargestellt. Die Schaltung weist eine Ladungspumpe 701, einen Erfassungskondensator 702, einen Haltekondensator 703 und eine Schaltanordnung auf, die durch die Schalter 704 und 705 zur Verfügung gestellt wird. Während einer Hälfte der Referenzperiode befindet sich die Schaltung im Erfassungsmodus, das heißt, Schalter S₃ ist OFF und die durch die Ladungspumpe erzeugte Fehlerladung Q_E(t) wird in C_S gespeichert. In der zweiten Hälfte der Referenzperiode ist die Ladungspumpe nicht aktiv und der Schalter S₃ ist ON. Daher wird eine Ladung zwischen C_S und C_H ausgetauscht.
Die Übertragungsfunktion des Filters ist:
Wie die Gleichung 1.1b zeigt, bringt der zeitdiskrete Schleifenfilter einen Pol ein, der durch ein bestimmtes Kapazitätsverhältnis exakt ausgewählt werden kann und der von T_REF abhängt.
Bevor in der (n + 1) T_REF Zeitspanne ein neuer Erfassungsprozess begonnen wird, wird der Schalter S'₂ für ein kurze Periode Δt geschlossen, um jegliche verbleibende Ladungen in C_S zu entfernen, auf Grund der Tatsache, dass keine aktiven Komponenten verwendet werden, um eine vollständige Übertragung von Ladung von C_S zu C_H sicherzustellen.
Diese Analyse wird jetzt auf den in den 8a und 8b gezeigten Zweifach-Schleifenfilter erweitert. 8a zeigt den proportionalen Pfad des Schleifenfilters und 8b zeigt den integrierenden Pfad.
Der proportionale Pfad trägt zur Schleifenstabilität bei, indem ein zweiter Pol eingebracht wird (dies ist das Gegenstück zur Nullstellenstabilisierung von zeitkontinuierlichen Filtern). Der integrierende Pfad ergibt die Phasenerfassung des Phasenregelkreises. Aus diesem Grund erfordert der integrierende Pfad einen Pufferspeicher 801 zur Verminderung von Streuung, wohingegen in dem Pol-Pfad ein Pufferspeicher entbehrlich ist, weil die Ausgangsspannung 0 V sein wird. Rauschen in V_REF ist nicht notwendigerweise problematisch, weil C'_S im Strommodus Eingabeinformation trägt, Daher ist eine sehr saubere Referenzspannung nicht erforderlich.
Ein Zeitdiagramm für den in den 8a und 8b gezeigten Zweifach-Schleifenfilter wird in 9 dargestellt. Es ist zu verstehen, dass alle der Schalter aktiv HIGH sind. In der Figur gilt:
und T_settling < T₁.
Zuerst wird der Schalter S'₂ ON (Ein) geschaltet, um den Abtastkondensator zu entladen. Irgendwelche in dem Abtastkondensator verbleibende Ladungen würden einen Fehler-Offset in der ausgegebenen Spannung bewirken. Der Schalter S2 verbindet die Kondensatoren C'_S und C_S auf Grund von Beschränkungen im dynamischen Ausgabebereich für die Ladungspumpe für die Dauer der Periode ACQUISITION (Erfassungsperiode) mit V_REF. Der Schalter S₁ wird während der Periode ACQUISITION auf ON geschaltet, so dass Strom zwischen der Ladungspumpe und den Kondensatoren C'_S und C_S fließen kann. Alle anderen Schalter sind während der Periode ACQUISITION auf OFF (Aus).
Der Schalter S'₃ wird zu Beginn der HOLD Periode (Halteperiode) ON geschaltet, um die Basisplatten der Kondensatoren C'_S und C_S mit Masse zu verbinden. Der Schalter S₁ wird zum Eliminieren der Auswirkung von hoch nichtlinearen kapazitiven Effekten verwendet, die während der HOLD Periode durch die Ladungspumpe bewirkt werden und ist daher während der HOLD Periode OFF geschaltet. S1 schaltet OFF kurz bevor S₃ ON schaltet. Der Schalter S₃ wird ON geschaltet für die Dauer der Beruhigungszeit die erforderlich ist, um die Ladungsumverteilung zwischen C_S und C_H während der HOLD Periode zu vervollständigen.
Der Abtastkondensator kann als eine parallele Kombination aus vier kapazitiven Elementen implementiert werden. Diese kapazitiven Elemente können zum Beispiel jedes einen Wert von 1 pF aufweisen. Während der Erfassungs- oder Abtastphase sind alle dieser einzelnen kapazitiven Elemente mit der Ladungspumpe verbunden, wohingegen während der Haltephase eine ausgewählte Anzahl (die eine Funktion der T_REF Eingangsfrequenz sein kann) mittels Schalter S₄ mit dem Haltekondensator C_H verbunden ist. Der Schalter S₄ definiert daher die Anzahl der geladenen Kondensatoren (C'_S + C_S), die während des Betriebs zur Übertragung von Ladung mit dem Haltekondensator C_H verbunden sind. Ein Grund dafür ist, dass wir dem proportionalen Pfad zur Stabilität einen ”niedrigen Pol” zur Verfügung stellen wollen, der einen niedrigen Wert für C_S erfordern würde. Bei Verwendung von einem niedrigen Wert für C_S würde jedoch ein Konflikt mit der Anforderung für den Phasenregelkreis bewirkt, der eine schnelle Einschwingzeit aufweisen soll. Ein C'_S + C_S Wert von 4 pF ist ein guter Kompromiss. Der Kondensator C_H kann geeigneter Weise in dem Bereich von 10 pF bis 40 pF sein, als eine Funktion der Eingangsfrequenz für eine gegebene Bandbreite.
Die Übertragungsfunktion für die Schaltung wird jetzt unter Bezugnahme auf 10 angegeben, die den Frequenzgang des Systems für einen VCO zeigt, der eine Spannungssteuerung über zwei Eingänge aufweist.
Die Übertragungsfunktion für den Phasenregelkreis im Leerlauf ist:
Die Übergangsfrequenz ist:
Und unter der Annahme, dass die Nullstelle ein Vielfaches von α mal der Übergangsfrequenz unterhalb dieser Frequenz und die Polstelle ein Vielfaches von β mal der Übergangsfrequenz oberhalb dieser Frequenz ist, erhält man die nachfolgenden Gleichungen:
Bei der obigen Analyse wurde davon ausgegangen, dass der Beitrag der zweiten Polstelle des Filters korrekt angeordnet ist und daher eine vernachlässigbare Wirkung auf die Stabilität des Systems aufweist.
Wie Gleichung 1.4 zeigt, ist die Übergangsfrequenz eine Funktion von T_REF und N_nom. Diese zwei Parameter weisen daher das Potential auf, das Verhalten des Systems zu verändern. Die Kapazitätswerte können digital gesteuert werden, um zu helfen diesen Effekt zu kompensieren.
Teilen der Gleichung 1.5 durch Gleichung 1.6 führt zu:
Aus Gleichung 1.4 kann C_S als eine Funktion der Schleifenparameter entnommen werden:
Der Wert für den Haltekondensator C_H kann errechnet werden, indem die Gleichungen 1.7 und 1.4 in Gleichung 1.5 eingesetzt werden:
Der integrierte Kondensatorwert C_I wird unter Verwendung von Gleichung 1.5 und Gleichung 1.7 erzielt
Wohlgemerkt, in den obigen Gleichungen ist der VCO Verstärkungsgrad in rad/Vsec angegeben.
Unter Verwendung dieser Verfahren beim Entwurf eines Schleifenfilters für einen Phasenregelkreis kann eine Anzahl von Vorteilen erreicht werden. Als Erstes unterliegt der Signalgenerator nicht länger den transienten Wirkungen der Ladungseinkopplung von Phasenrauschen und Ladungskompensationstransienten an seinem V_CTRL Knoten. Es ist auch möglich, eine Reduktion der Schleifenfilterkapazität zu erreichen, wodurch der Siliziumflächenbereich reduziert wird, der auf einem Chip erforderlich ist, um den Schleifenfilter zu implementieren.
Mit den nachfolgenden Schleifenparameterkomponenten:

Icharge_pump 200 μA

Ref Clock (T_REF) 10 MHz

BW 100 kHz

Phase margin 60° α = β = 4

K_I 20 MHz/V

K_F 200 MHz/V

F_out 4488 MHz

N_nom 448.8

Tabelle 2.1 sind erforderliche Werte für die Schleifenkomponenten:

Komponente Wert Einheit

C_S 14 pF

C_H 66 pF

C_I 89 pF

Tabelle 2.2
Einige Vorteile der Verwendung eines Zweifach-Schleifenfilters, wie zum Beispiel dem in den 8a und 8b gezeigten (zusätzlich zu der Flexibilität durch die Entkopplung der Pfade), sind wie folgt.
Als Erstes gibt es keinen transienten Spannungsfehler auf Grund des zeitlichen Versatzes im Verlauf der durch die Ladungspumpe der PFD Kompensation und der Ladungspumpe der DAC Kompensation abgegebenen Ströme. Nur die Differenz zwischen den zwei integrierten Strömen wird während der HOLD Periode an die Hauptschaltung des Schleifenfilters übertragen. Diese Differenz kann beliebig klein gebildet werden, indem die Präzision des DAC erhöht wird.
Zum Zweiten wurde der Beitrag der Störungen des Widerstandes R_z entfernt und durch den Beitrag der Störungen des Abtastkondensators ersetzt, der durch kT/C gegeben ist und üblicherweise zumindest 60 dB unterhalb des Störungsbeitrags des R_z Widerstandes liegt.
Zum Dritten werden die Polstellenfrequenz und die Nullstellenfrequenz nur durch ein Verhältnis von Kondensatoren eingestellt und sind daher nicht prozess- oder temperaturabhängig. Die Bandbreite der PLL Schleife kann durch Schalten der Größe der Kapazität und des Stroms der Ladungspumpe dynamisch abgestimmt werden (um ein schnelles Einschwingen zur Verfügung zu stellen oder einen Phasenregelkreis, der eine digital programmierbare Bandbreite aufweist).
Viertens kann der Strom der Ladungspumpe von der Kapazität der Schleifenfilter entkoppelt werden, indem nicht die gesamte in den Abtastkondensatoren während der ACQUISITION Phase gespeicherte Ladung während der HOLD Phase zu dem Tiefpassfilter übertragen wird. Dies ergibt auf eine wirksame Weise eine störungsfreie kapazitive Teilung des Stroms der Ladungspumpe. Daher kann der Strom der Ladungspumpe unter Berücksichtigung von Störungen eingestellt werden und der Tiefpassfilter kann unabhängig davon für den Flächenbedarf auf dem Chip optimiert werden.
Fünftens kann die Übertragungsphase (entsprechend Schalter S₃) sehr kurz eingestellt werden (zum Beispiel einige wenige nsec) und daher kann jeglicher durch Ladungseinkopplung, Gate-Kapazität usw. erzeugte Störimpuls durch den nachfolgenden Tiefpassfilter wirksam ausgefiltert werden.
Zuletzt erfordert diese Architektur keinen Operationsverstärker, um Ladungsübertragung durchzuführen oder eine Referenzspannung zu erzeugen (da während der HOLD Phase jeder Kondensator auf Masse bezogen ist), und bietet daher eine überlegene Störfestigkeit.
Obwohl der in den 8a und 8b gezeigte Zweifach-Schleifenfilter sehr reizvoll ist, weist er doch einige Nachteile auf. Im Besonderen erfordert er zwei PFD Ladungspumpen und zwei DAC Ladungspumpen: von jeder Art eine für den Integrationspfad und eine andere von jeder Art für den Polstellenpfad. Wenn das durch den Integrationspfad entgegengenommene und verarbeitet Signal aus dem Polstellenpfad extrahiert werden könnte, anstatt durch zwei Ladungspumpen erzeugt zu werden, könnte die Komplexität analog reduziert werden. Ein Beispiel für eine derartige Schaltung ist in 11 gezeigt.
Eine Art der Implementierung der in 11 gezeigten Schaltung ist durch Verwendung eines rauscharmen Operationsverstärkers, der als Kombination aus einer Folgetopologie und einer Integratortopologie ausgebildet ist, so dass der Operationsverstärker effektiv die Ausspeisung des proportionalen Pfades mit einer integrierten Version dieser Ausspeisung aufsummiert. Ein Beispiel einer derartigen Schaltung ist in 12 dargestellt. Die Ausspeisung der Schaltung wird beschrieben durch: out = in + 1 / RC∫in.dt 2.1
Wenn daher der Ausgang des Tiefpassfilters des proportionalen Pfades mit dem Eingang der in 12 gezeigten Schaltung verbunden ist, wird dieses Signal sowohl integriert als auch unverändert durch die Schaltung gemäß 12 geleitet derart, dass die Ausspeisung des Operationsverstärker sowohl die proportionalen als auch die integrierten Komponenten des Steuersignals aufweist.
Eine Version des Schleifenfilters, der den proportionalen Pfad von vorherigen Versionen mit der Schaltung nach 12 kombiniert, ist in 13 dargestellt. Dieser Filter weist nur eine PFD Ladungspumpe und eine DAC Kompensationsladungspumpe 1301, einen proportionalen Pfad 1302 und einen integrierenden Pfad 1303 auf. Bei dieser Schaltung empfangen sowohl der proportionale Pfad als auch der integrierende Pfad ein Eingangssignal das kennzeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem Ausgangssignal des Signalgenerators. Dies verhält sich wie zuvor, außer dass in dieser Version des Schleifenfilters das durch den integrierenden Pfad empfangene Signal durch den proportionalen Pfad ausgegeben wird anstatt durch eine Ladungspumpe. Der proportionale Pfad wurde effektiv auch so erweitert, dass er den Operationsverstärker des integrierenden Pfades umfasst, da die proportionale Komponente des Steuersignals von dem Operationsverstärker ausgegeben wird. Obwohl jedoch die Entkopplung der integrierenden und proportionalen Pfade in der Schaltung nach 13 weniger offensichtlich sein kann als in anderen Versionen des Filters, bedeutet die Fähigkeit des integrierenden Pfades, die Ausspeisung des proportionalen Pfades unverändert durchzuleiten, dass jeder Pfad immer noch eine Übertragungsfunktion aufweist, die sein entgegengenommenes Signal mit seiner entsprechenden Komponente des Steuersignals verbindet, die unabhängig ist von dem anderen Pfad. Daher ist der Filter immer noch vollständig abstimmbar, so dass seine Pole, Nullstellen und Verstärkungsgrade unabhängig eingestellt werden können.
Die Übertragungsfunktion für den in 13 gezeigten Filter bei offener Schleife ist:
Die Übergangsfrequenz ist:
Und unter der Annahme, dass die Nullstelle ein Vielfaches von α mal der Übergangsfrequenz unterhalb dieser Frequenz ist:
Da Widerstände dazu neigen Rauschen aufzuweisen, kann es vorteilhaft sein, den Widerstand R_Z durch einen geschalteten Kondensator zu ersetzen, wie in 14 gezeigt. Das Ausgangssignal ist dann gegeben durch:
wobei F_REF die Schaltfrequenz des geschalteten Kondensators ist. Deshalb kann der Verstärkungsgrad des Integrationspfads durch Variieren der Schaltfrequenz des geschalteten Kondensators programmiert werden.
15 zeigt den integrierenden Pfad mit geschaltetem Kondensator nach 14, eingebracht in einen vollständigen Schleifenfilter.
Wie oben erwähnt, sind die hierin beschrieben Filter voll abstimmbar, da die Pole, Nullstellen und der Verstärkungsgrad unabhängig eingestellt werden können. Die Pole, Nullstellen und der Verstärkungsgrad der Schaltung können während des Betriebs dynamisch angepasst werden (zum Beispiel durch Verwendung von digital einstellbaren Kondensatoren). Die Schaltung kann daher für schnelles Einschwingen optimiert werden, zum Beispiel durch Verwendung von einem großen Ladungspumpenstrom und Kondensatoren mit geringem Wert in dem integrierenden Pfad. Die Schaltung könnte auch für einen Betrieb mit geringem Energieverbrauch optimiert werden, zum Beispiel unter Verwendung von einem niedrigen Ladungspumpenstrom und von Kondensatoren mit niedrigem Wert. Die Schleife kann auch für die unterschiedlichen Anforderungen von Sende- und Empfangsabläufen optimiert werden.
Als ein Beispiel kann der Phasenregelkreis für eine breitere Bandbreite während der Sendeoperationen konfiguriert sein. Dies ist der Fall, weil während der Sendevorgänge Beeinflussungen des lokalen Oszillators zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers und dem spannungsgesteuerten Oszillator auftreten können. Während Empfangsvorgängen kann der Phasenregelkreis konfiguriert sein um Phasenrauschen zu minimieren, um den Beitrag von Phasenrauschen des lokalen Oszillators zur gesamten Empfängerempfindlichkeit zu minimieren. Das Minimieren vom Phasenrauschen erfordert eine kleinere Bandbreite und einen höheren Ladungspumpenstrom (wodurch der Störungsbeitrag der Ladungspumpe minimiert wird).
Ein Nachteil der Verwendung von geschalteten Kondensatoren an Stelle von Widerständen ist, dass der zweistufigen Prozess, der erforderlich ist, um die Abgabe der Ladungsimpulse durch die Ladungspumpen zu erfassen und dann zu übertragen Zeitabschnitte zur Folge hat, während derer der Phasenregelkreis nicht auf das Eingangssignal ”hört”. Dies kann der Fall sein, weil der Schleifenfilter eine DAC Kompensation durchführt oder weil der Schleifenfilter eine Ladungsübertragung durchführt. Dies kann ein Problem darstellen, wenn der Phasenregelkreis nicht ”eingeschwungen” ist, wodurch eine Fangstelle erzeugt wird, aus der es unmöglich ist zu entkommen, und dadurch verhindert wird, dass der Phasenregelkreis in einen stabilen Zustand gelangt. Eine Lösung ist, während der Signalerfassung keine DAC Kompensation zu implementieren. Eine andere Lösung ist, zwei PFDs zu verwenden, so dass ein PFD kontinuierlich die Phasendifferenz überwacht und die Zustandsmaschine entsprechend aktualisiert, sogar dann, wenn diese Information während der DAC Kompensation nicht an die PFD Ladungspumpe weitergeleitet wird.
Es ist zu verstehen, dass die veranschaulichten und beschriebenen spezifischen Schaltungen nur zum Zweck eines Beispiels angegeben wurden. Die Erfindung umfasst jede Schaltung, die die beschriebenen Entwurfsprinzipien umsetzt.
Der Antragsteller offenbart hiermit getrennt jedes einzelne hierin beschriebene Merkmal und jede Kombination von zwei oder mehr derartiger Merkmale in dem Umfang, dass derartige Merkmale oder Kombinationen dazu in der Lage sind, basierend auf der vorliegende Beschreibung in Anbetracht der üblichen allgemeinen Kenntnis einer in der Technik bewanderten Person als Ganzes ausgeführt zu werden, unabhängig davon, ob derartige Merkmale oder Kombination von Merkmalen irgendein hierin offenbartes Problem lösen, und ohne Einschränkung des Schutzumfangs der Ansprüche. Der Antragsteller weist darauf hin, dass Aspekte der vorliegenden Erfindung aus jedem derartigen individuellen Merkmal oder einer Kombination von Merkmalen bestehen können. In Anbetracht der vorangehenden Beschreibung wird es für eine in der Technik bewanderte Person offensichtlich sein, dass verschiedenartige Modifikationen innerhalb des Schutzumfangs der Erfindung durchgeführt werden können.
Zusammenfassung
Schleifenfilter zum Empfangen eines Eingangssignals, das bezeichnend ist für eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator ausgegebenen Signal, und zum Bilden eines Steuersignals zum Steuern des Signalgenerator in Abhängigkeit von diesem, wobei der Schleifenfilter eine Vielzahl von Filterkomponenten aufweist die den Frequenzgang des Filters bestimmen, wobei die Filterkomponenten so angeordnet sind, dass eine erste Menge dieser Komponenten eine oder mehrere Nullstellen des Frequenzgangs des Filters bestimmt und eine zweite Menge dieser Komponenten einen oder mehrere Pole des Frequenzgangs des Filters bestimmt, wobei jede dieser ersten und zweiten Mengen von Filterkomponenten unabhängig von der anderen ist derart, dass die Nullstelle(n) und der/die Pol(e) des Frequenzgangs des Filters unabhängig gewählt werden können.

Claims

Schleifenfilter zum Empfangen eines Eingangssignals, das eine Phasendifferenz zwischen einem Referenzsignal und einem durch einen Signalgenerator ausgegebenen Signal repräsentiert, und zum Bilden eines Steuersignals zum Steuern des Signalgenerators in Abhängigkeit von diesem, wobei der Schleifenfilter eine Vielzahl von Filterkomponenten aufweist, die den Frequenzgang des Filters bestimmen, wobei die Filterkomponenten so angeordnet sind, dass eine erste Menge dieser Komponenten eine oder mehrere Nullstellen des Frequenzgangs des Filters bestimmt und eine zweite Menge dieser Komponenten einen oder mehrere Pole des Frequenzgangs des Filters bestimmt, wobei jede der ersten und zweiten Mengen von Filterkomponenten unabhängig von der anderen ist derart, dass die Nullstelle(en) und der/die Pol(e) des Frequenzgangs des Filters unabhängig gewählt werden können, wobei eine oder mehrere der Filterkomponenten einen Ohm'schen Widerstand und/oder Blindwiderstand aufweisen, die einstellbar sind und mittels derer die Bandbreite des Schleifenfilters dynamisch abgestimmt werden kann.
Schleifenfilter wie in Anspruch 1 beansprucht, wobei der Schleifenfilter derart angeordnet ist, dass jedes aus Verstärkungsgrad, Pol(en) und Nullstelle(n) des Frequenzgangs des Filters mittels des einstellbaren Ohm'schen Widerstands und/oder des Blindwiderstands unabhängig eingestellt werden kann.
Schleifenfilter wie in Anspruch 1 beansprucht, wobei der Schleifenfilter angeordnet ist um ein Steuersignal zum Steuern des Signalgenerators zu bilden, wobei das Steuersignal eine proportionale Komponente und eine integrale Komponente aufweist, wobei der Schleifenfilter einen proportionalen Pfad aufweist der angeordnet ist um die proportionale Komponente des Steuersignals zu erzeugen, und einen integrierenden Pfad, der angeordnet ist die integrale Komponente des Steuersignals zu erzeugen.
Schleifenfilter wie in Anspruch 3 beansprucht, wobei die erste Menge von Komponenten den proportionalen Pfad bildet.
Schleifenfilter wie in Anspruch 3 oder 4 beansprucht, wobei die zweite Menge von Komponenten den integrierenden Pfad bildet.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 3 bis 5 beansprucht, wobei der Schleifenfilter einen Eingangsknoten aufweist der angeordnet ist, um ein Signal entgegenzunehmen das bezeichnend ist für die momentanen Phasendifferenz zwischen dem Ausgangssignal und dem Referenzsignal, wobei der proportionale Pfad mit diesem Eingangsknoten verbunden ist.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 3 bis 6 beansprucht, wobei ein Ausgang des proportionalen Pfads mit einem Eingang des integrierenden Pfads verbunden ist derart, dass das Signal, das kennzeichnend ist für den momentanen Betrag der durch den integrierenden Pfad empfangenen Phasendifferenz, die proportionale Komponente des durch den proportionalen Pfad ausgegebenen Steuersignals ist.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 3 bis 7 beansprucht, wobei der Schleifenfilter einen Ausgangsknoten aufweist, der mit einem Steuereingang des Signalgenerators verbindbar ist, wobei der integrierende Pfad mit diesem Ausgangsknoten verbunden ist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 8 beansprucht, wobei der integrierende Pfad angeordnet ist um die proportionale Komponente zu integrieren und dieses Integral mit der proportionale Komponente derart zu summieren, dass das an den Signalgenerator ausgegebene Signal die integrale Komponente und die proportionale Komponente repräsentiert.
Schleifenfilter wie in einem der vorherigen Ansprüche beansprucht, wobei der proportionale Pfad ein resistives Element aufweist.
Schleifenfilter wie in einem der vorherigen Ansprüche beansprucht, wobei der proportionale Pfad einen Tiefpassfilter aufweist.
Schleifenfilter wie beansprucht in den Ansprüchen 10 und 11 wie direkt oder indirekt abhängig von Anspruch 6, wobei das resistive Element zwischen dem Eingangsknoten und dem Tiefpassfilter verbunden ist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 12 beansprucht, wobei das resistive Element ein geschalteter Kondensator ist der ein kapazitives Element, einen ersten Schalter verbunden mit dem Eingangsknoten und einen zweite Schalter verbunden mit dem Tiefpassfilter aufweist, wobei das kapazitive Element zwischen den ersten und zweiten Schaltern derart gekoppelt ist, dass, wenn der erste Schalter geschlossen ist, ein Strom von dem Eingangsknoten zu dem kapazitiven Element fließt, und wenn der zweite Schalter geschlossen ist, ein Strom von dem kapazitiven Element zu dem Tiefpassfilter fließt.
Schleifenfilter wie in Anspruch 13 beansprucht, wobei ein Ende des kapazitiven Elements mit den ersten und zweiten Schaltern verbunden ist und das andere Ende des kapazitiven Elements mit einem weiteren Schalter verbunden ist, wobei dieser weitere Schalter fähig ist das andere Ende des kapazitiven Elements entweder mit einer Referenzspannung oder mit Masse der Schaltung zu verbinden.
Schleifenfilter wie in Anspruch 14 beansprucht, wobei die Referenzspannung nicht Null ist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 14 oder 15 beansprucht, wobei der Schleifenfilter angeordnet ist einen zweiteiligen Filterungsvorgang derart durchzuführen, dass während einer erste Zeitspanne der erste Schalter das eine Ende des kapazitiven Elements mit dem Eingangsknoten verbindet, der zweite Schalter geöffnet ist, und der weitere Schalter das andere Ende des kapazitiven Elements mit der Referenzspannung verbindet, wodurch Strom von dem Eingangsknoten zu dem kapazitiven Element fließt, und während einer zweite Zeitspanne der zweite Schalter das eine Ende des kapazitiven Elements mit dem Tiefpassfilter verbindet, der erste Schalter geöffnet ist, und der weitere Schalter das andere Ende des kapazitiven Elements mit Masse der Schaltung verbindet, wodurch Strom von dem kapazitiven Element zu dem Tiefpassfilter fließt.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 11 bis 16 beansprucht, wobei der integrierende Pfad mit dem des Tiefpassfilters des proportionalen Pfads verbunden ist.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 11 bis 17 beansprucht, wobei der integrierende Pfad einen Differenzverstärker aufweist, der einen ersten Eingang aufweist der angeordnet ist, um die Ausspeisung des Tiefpassfilters des proportionalen Pfads entgegenzunehmen.
Schleifenfilter wie in Anspruch 18 beansprucht, wobei der Differenzverstärker einen mit dem Steuereingang des Signalgenerators verbundenen Ausgang aufweist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 18 oder 19 beansprucht, wobei der Differenzverstärker einen zweiten mit einem resistiven Element verbundenen Eingang aufweist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 20 beansprucht, wobei das mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbundene resistive Element ein geschalteter Kondensator ist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 21 beansprucht, wobei der geschaltete Kondensator ein kapazitiven Element und erste und zweite Schalter aufweist, wobei das kapazitive Element ein mit den ersten und zweiten Schaltern verbundenes Ende aufweist und das andere Ende mit dem ersten Schalter und einer Referenzspannung verbunden ist, wobei der zweite Schalter mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist, wobei der integrierende Pfad derart angeordnet ist, dass: wenn der erste Schalter geschlossen ist und der zweite Schalter geöffnet ist, beide Enden des kapazitiven Elements mit der Referenzspannung verbunden sind; und wenn der zweite Schalter geschlossen ist und der erste Schalter geöffnet ist, das eine Ende des kapazitiven Elements mit dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers verbunden ist und das andere Ende mit der Referenzspannung verbunden ist.
Schleifenfilter wie in Anspruch 22 beansprucht, wobei der Differenzverstärker derart angeordnet ist, dass ein Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers von einer Schaltfrequenz der ersten und zweiten Schalter abhängig ist.
Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 18 bis 23 beansprucht, wobei der Differenzverstärker derart angeordnet ist, dass ein Verstärkungsgrad des Differenzverstärkers von einem Kondensatorverhältnis abhängig ist.
Phasenregelkreis, der einen Schleifenfilter wie in einem der Ansprüche 1 bis 24 beansprucht aufweist.
Phasenregelkreis wie beansprucht in Anspruch 25 wie abhängig von einem der Ansprüche 13 bis 16, 23 oder 24, wobei der Phasenregelkreis eine Steuereinheit aufweist die angeordnet ist, den Betrieb der Schalter zu steuern.
Schleifenfilter, im Wesentlichen wie hierin unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Phasenregelkreis, im Wesentlichen wie hierin unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.