DE112008001474T5

DE112008001474T5 - Verfahren und Vorrichtung zum Kalibrieren von Sensorsignalen

Info

Publication number: DE112008001474T5
Application number: DE112008001474T
Authority: DE
Inventors: Peter Seesink
Original assignee: Custom Sensors and Technologies Inc
Current assignee: Custom Sensors and Technologies Inc
Priority date: 2007-05-29
Filing date: 2008-05-28
Publication date: 2010-06-24
Also published as: US7571065B2; US20080300810A1; JP2010529433A; JP5362709B2; WO2008150813A1

Abstract

Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen in einem Sensor mit einem Messsensor und einem Referenzsensor, wobei das Verfahren Folgendes umfasst:
Empfangen eines Sensorsignals und eines Referenzsignals von dem Messsensor bzw. dem Referenzsensor,
Bereitstellen eines ersten Kompensationssignals für das Sensorsignal auf der Grundlage einer Verstärkungskennlinie,
Bereitstellen eines zweiten Kompensationssignals für das Referenzsignal auf der Grundlage der Verstärkungskennlinie und einer Versatzkennlinie,
Kombinieren des ersten Kompensationssignals und des Sensorsignals und des zweiten Kompensationssignals und des Referenzsignals zum Erzeugen eines kompensierten Sensorsignals, und
Justieren des kompensierten Signals um Temperatureffekte durch Koppeln einer Komponente mit einem hohen Wärmekoeffizienten an den Sensor.

Description

Allgemeiner Stand der Technik
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Kalibrierung von Sensoren und insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kalibrieren von Sensorsignalen.
Allgemeiner Stand der Technik
Es gibt derzeit viele verschiedene Arten von Sensoren. Oft haben die Sensoren Ausgangssignale, die justiert oder ”aufbereitet” werden müssen, um anomale oder aus sonstigen Gründen unerwünschte Effekte zu beseitigen. Um eine einheitliche Anwendung einer bestimmten Konstruktion zu gewährleisten, ist es wünschenswert, dass die Ausgangssignale dieser Sensoren von Sensor zu Sensor gleichmäßig sind. Allerdings verursachen Abweichungen, die während der Herstellung der Sensoren entstehen, Schwankungen beim Ansprechverhalten der Sensoren. Aber auch äußere Umgebungseinflüsse, wie zum Beispiel die Temperatur, beeinflussen das Ansprechverhalten.
In der Regel werden Sensormesswandlerschaltkreise verwendet, um die Ausgangssignale in linearisierte und temperaturkompensierte Signale umzuwandeln. Diese linearisierten und temperaturkompensierten Signale werden dann mit Bezug auf einen bestimmten Null-Pegel durch ein Kalibrierungsverfahren kalibriert, das als ein Versatz- oder Null-Kalibrierungsverfahren bekannt ist. Das Ausgangssignal des Versatz-Kalibrierungsverfahrens wird dann anhand eines bestimmten Vollskalenwertes durch ein Kalibrierungsverfahren kalibriert, das als ein Bereichs- oder Verstärkungs-Kalibrierungsverfahren bezeichnet wird.
Die Signalaufbereitung erfolgt in der Regel entweder durch digitale Signalprozessoren oder durch analoge Signalprozessoren. Wenn die Signalaufbereitung durch einen digitalen Signalprozessor vorgenommen wird, so werden die Sensorausgangssignale zuerst in digitale Signale umgewandelt, die digitale Darstellungen des analogen Formats der Sensorausgangssignale sind. Dann verarbeitet der digitale Signalprozessor die digitalen Signale unter Verwendung eines oder mehrerer Kalibrierungskoeffizienten. Die Kalibrierungskoeffizienten werden in einem digitalen Speicher gespeichert. Die korrigierten digitalen Signale können dann als Eingangssignale für ein digitales System (zum Beispiel einen Mikroprozessor) verwendet werden.
Analoge Signalprozessoren können in zwei Hauptkategorien untergliedert werden: solche mit einer digitalen Speicherung von Kalibrierungskoeffizienten und solche ohne. Analoge Signalprozessoren ohne digitale Speicherung von Kalibrierungskoeffizienten kalibrieren Sensorsignale mit Hilfe von Stellwiderständen, wie zum Beispiel Potentiometer oder Laserabgleichswiderstände. Beim Laserabgleich wird ein Laser zum Abtragen des Widerstandsmaterials von dem Substrat verwendet, wodurch sein Widerstandswert erhöht wird.
Zu analogen Signalprozessoren mit digitaler Speicherung von Kalibrierungskoeffizienten gehören Digital-Analog-Wandler (DAWs), und sie können als digital gesteuerte Potentiometer angesehen werden. DAWs bestehen in der Regel aus einem Netzwerk von Widerständen, die digital so geroutet werden, dass der auf das Signal wirkende Gesamtwiderstand justiert wird. Somit werden DAWs allgemein als Stellwiderstände zum Kalibrieren des Signals verwendet.
Sensoren haben im Allgemeinen bei steigendem Druck proportional immer weniger Ausgangssignalverstärkung. Außerdem haben alle Sensoren, neben einem Wiederholfehler, eine gewisse Null-Verschiebung, wenn sie Temperaturschwankungen ausgesetzt sind. Des Weiteren ändert sich unter bestimmten Bedingungen das Sensorausgangssignal nicht linear mit der Temperatur, und es muss ein Korrekturterminus zweiter Ordnung eingefügt werden. Das Ergebnis ist, dass Sensoren sowohl einen linearen Fehler als auch einen Fehler zweiter Ordnung aufweisen. Verschiedene derzeitige Sensormesswandlerschaltkreise bieten separate Justierungen für Signalversatz (d. h. eine Abweichung von einem erwarteten Signalausgang), Bereich (d. h. der Bereich des Signalausgangs), Linearisierung (d. h. die Linearität des Signalausgangs), Temperaturkoeffizient(TK)-Versatz (d. h. der Versatz auf der Grundlage des TK) und TK-Bereich (d. h. der Bereich auf der Grundlage des TK). Obgleich diese Schaltkreisanordnungen einen weiten Bereich von Sensorsignalen verarbeiten können, sind sie in der Regel komplex. Die Komplexität dieser Schaltkreisanordnungen erhöht sowohl die Konstruktions- als auch die Fertigungskosten.
Es ist wünschenswert, die Schwächen der vorhandenen Herangehensweisen an die Sensorsignalkompensation in einer kostengünstigeren und einfacheren Weise zu beseitigen.
Kurzdarstellung der bevorzugten Ausführungsformen
Im vorliegenden Text wird ein Sensorsystem beschrieben, das sich der Kompensation von Sensorsignalen auf der Grundlage von Temperatur und Nichtlinearität widmet. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält das Sensorsystem einen kapazitiven Sensor, einen Referenzsensor, einen Taktgenerator und einen Integrationsschaltkreis. Der Integrationsschaltkreis ist mit dem kapazitiven Sensor und dem Referenzsensor gekoppelt und enthält mehrere Schalter, die durch den Taktgenerator gesteuert werden, um gezielt eine Verstärkungskomponente und eine Versatzkomponente zu kombinieren, die von dem kapazitiven Sensor und dem Referenzsensor ausgegeben wird, um ein integriertes Ausgangssignal zu erzeugen. Das Sensorsystem enthält außerdem einen Verstärkungsschaltkreis, der das integrierte Ausgangssignal empfängt, um mit diesem eine Verstärkungskompensation zu kombinieren, wobei der Verstärkungsschaltkreis einen Widerstand mit einer niedrigen Temperaturkoeffizient-Kennlinie aufweist, wobei der Verstärkungsschaltkreis ein Ausgangssignal, Vout, erzeugt, das der folgenden Gleichung folgt: Vout = Vdd·(1/β·(Cp – αR·Cr)/Cp)wobei:

Cp: eine gemessene Kapazitanz von dem kapazitiven Sensor ist,
Cr: eine Referenzkapazitanz von dem Referenzkondensator ist,
α_R: eine Versatzkomponente ist,
β: eine Verstärkungskomponente ist, und
Vdd: eine Versorgungsspannung ist.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung in einem Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen in einem Sensor mit einem Messsensor und einem Referenzsensor verkörpert. Das Verfahren enthält das Empfangen eines Sensorsignals und eines Referenzsignals von dem Messsensor bzw. dem Referenzsensor. Das Verfahren enthält des Weiteren das Bereitstellen eines ersten Kompensationssignals für das Sensorsignal auf der Grundlage einer Verstärkungskennlinie und das Bereitstellen eines zweiten Kompensationssignals für das Referenzsignal auf der Grundlage der Verstärkungskennlinie und einer Versatzkennlinie; das Kombinieren des ersten Kompensationssignals und des Sensorsignals und des zweiten Kompensationssignals und des Referenzsignals zum Erzeugen eines kompensierten Sensorsignals; und das Justieren des kompensierten Signals um Temperatureffekte durch Koppeln einer Komponente mit einem hohen Wärmekoeffizienten an den Sensor.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung in einem Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen verkörpert, das ein Messsensorsignal und ein Referenzsensorsignal enthält. Das Verfahren enthält: a) Empfangen eines ersten Signals, das eine Ladungsdifferenz von dem Messsensorsignal und dem Referenzsensorsignal integriert, b) Empfangen eines zweiten Signals, das eine Sequenz von Ladungsdifferenzen des Messsensorsignals und des Referenzsensorsignals auf der Grundlage des ersten Signals integriert, und c) Einspeisen eines Rückkopplungssignals in die erste Stufe, wobei das Rückkopplungssignal das zweite Signal und eine Verstärkungskennlinie enthält.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung in einem System zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen, das einen Messsensor und einen Referenzsensor enthält, verkörpert. Das System hat einen ersten Integrationsstufenschaltkreis zum Erzeugen eines ersten Signals, das eine Ladungsdifferenz von dem Messsensor und dem Referenzsensor integriert, und einen zweiten Integrationsstufenschaltkreis zum Erzeugen eines zweiten Signals, das eine Sequenz von Ladungsdifferenzen des Messsensorsignals und des Referenzsensorsignals auf der Grundlage des ersten Signals integriert, wobei der erste Integrationsstufenschaltkreis ein Rückkopplungssignal empfängt, welches das zweite Signal und eine Verstärkungskennlinie enthält.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist die vorliegende Erfindung in einem Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen verkörpert, das ein Messsensorsignal und ein Referenzsensorsignal umfasst. Das Verfahren enthält: a) Erzeugen mehrerer integrierter Ladungsdifferenzsignale, wobei jedes integrierte Ladungsdifferenzsignal eine integrierte Ladungsdifferenz zwischen dem Messsensorsignal und dem Referenzsensorsignal ist, b) Integrieren der mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale, und c) Bereitstellen eines Rückkopplungssignals, das die integrierten mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale und eine Verstärkungskennlinie umfasst.
Für den Fachmann werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile ersichtlich. Es versteht sich jedoch, dass die detaillierte Beschreibung und die konkreten Beispiele beispielhafte Ausführungsformen darstellen, die der Veranschaulichung und nicht der Einschränkung dienen. Es können viele Änderungen und Modifizierungen innerhalb des Geltungsbereichs der folgenden Beschreibung vorgenommen werden, ohne dass von ihrem Geist abgewichen wird; und die Beschreibung ist so zu verstehen, dass sie alle derartigen Varianten enthält.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung kann mit Hilfe der begleitenden Zeichnungen besser verstanden werden, in denen Folgendes dargestellt ist:
1 ist ein Schaltbild eines verallgemeinerten Sensorschaltkreises, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist;
2 ist ein Schaltbild eines Sensorschaltkreises, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist; und
3 ist ein Zeitsteuerungsdiagramm des Betriebes des Schaltkreises von 2, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist.
In den verschiedenen Ansichten der Zeichnungen bezeichnen gleiche Bezugszahlen gleiche Teile.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Viele Sensoren haben einen relativ konstanten Temperaturkoeffizient(TK)-Versatz, TK-Bereich und nichtlineare Kennlinien. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden ein fester TK-Versatz, TK-Bereich und Linearitätskorrekturen mit Versatz- und Bereichsjustierungen gekoppelt, was zu einer neuartigen Konfiguration des Sensormesswandlerschaltkreises führt, da nur zwei Variablen, Versatz und Bereich, zum Kalibrieren übrig bleiben. Dies führt letztendlich zu Kosteneinsparungen nicht nur bei der Hardware, sondern speziell auch bei den Kalibrierungskosten an den Produktionsstrecken.
1 zeigt einen verallgemeinerten Sensorkalibrierungsschaltkreis 100, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist, wobei, wie veranschaulicht, ein Sensormesswert-Ausgangssignal eines Sensor_m 108 mit einem Messwertaufbereitungssignal durch Multiplizieren mit (αM·Vref2 – β·Vout) justiert wird und einen Sensorreferenz-Ausgangssignal von einem Sensor_r 118 durch ein Referenzaufbereitungssignal durch Multiplizieren mit (αR·Vref1 – β·LIN·Vout) justiert wird, wobei:

α_M durch die Widerstände Ram1 104, Ram2 106 und einen Stellwiderstand Ram 102 definiert wird, was der Versatzkoeffizient für die Sensormessung ist;
α_R durch die Widerstände Ran1 114, Rar2 116 und einen Stellwiderstand Rar 112 definiert wird und der Versatzkoeffizient für die Sensorreferenzmessung ist,
Vref1 150 die Referenzspannung 1 ist,
Vref2 152 in der Regel gleich Vref1 150 ist,
Vref3 154 in der Regel gleich Vref1 150 oder Erde ist,
Vref4 156 in der Regel gleich Vref2 152 oder Erde ist,
β durch die Widerstände Rbeta1 122, Rbeta2 124 und Rlin 126 und die Stellwiderstände Rbeta 128 und Rlin_ex 130 definiert wird und der Verstärkungskoeffizient ist, und
LIN durch die Widerstände Rbeta2 124, Rlin 126 und einen Stellwiderstand Rlin_ex 130 definiert wird.

In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Stellwiderstand Rlin_ex 130 optional und kann verwendet werden, wenn eine präzisere Kalibrierung des Linearitäts('LIN')-Koeffizienten gewünscht wird. Des Weiteren sind der Stellwiderstand Ram 102, der Stellwiderstand Rar 112, der Stellwiderstand Rbeta 128 und der Stellwiderstand Rlin_ex 130 Laserabgleichswiderstände. Vref1 150 ist die Spannung einer Quellenspannung, und Vref2 152, Vref3 154 und Vref4 156. Vref 158 ist die Referenzspannung des Signalaufbereiters. In der in 2 gezeigten Ausführungsform, in einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, ist die äquivalente Referenzspannung von Vref 158 auf das 0,2-fache der Versorgungsspannung eingestellt (d. h. Vref 158 ist auf 1 V eingestellt, wenn Vsupply 5 V ist).
Ein Signalaufbereiter 110 empfängt sowohl die justierten Ausgangssignale des Sensor_m 108 und des Sensor_r 118 als auch eine Referenzspannung Vref 158 durch einen Stellwiderstand RT 120. Der Signalaufbereiter 110 gibt ein Ausgangssignal Vout 160 aus. In vielen Anwendungen kann α_M auf 1,0 eingestellt werden. Darum können, in einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, der Widerstand Ram1 104, der Widerstand Ram2 106 und der Stellwiderstand Ram 102 weggelassen werden, und der Versatz wird durch den α_R-Koeffizienten kalibriert. Dadurch verringern sich sowohl die Notwendigkeit, diese Widerstände in das hergestellte Produkt einzubinden, als auch die Prozessschritte, die zum Ausbilden der Widerstände und Justieren (Abgleichen) des Stellwiderstandes (d. h. des Stellwiderstandes Ram 102) benötigt werden.
Die Verstärkung des Schaltkreises wird mit dem β-Koeffizienten kalibriert. Der Stellwiderstand Rbeta 128 kann entweder geerdet oder mit der Ausgangsspannung Vout 160 gekoppelt werden. Wenn der Stellwiderstand Rbeta 128 geerdet wird, wie in der Figur veranschaulicht, so verringert ein Erhöhen des Widerstandswertes des Stellwiderstandes Rbeta 128 die Verstärkung. Wenn der Stellwiderstand Rbeta 128 mit Vout verbunden wird, so erhöht ein Erhöhen des Widerstandswertes des Stellwiderstandes Rbeta 128 die Verstärkung.
Es ist anzumerken, dass sich ”Verstärkung” im Sinne des vorliegenden Textes auf den Schaltkreis bezieht und dafür verwendet wird, den Bereich des Ausgangssignals zu justieren. In der Regel wird ”Bereich” im Zusammenhang mit dem Ausgangssignal und insbesondere zum Beschreiben der Ausgabe eines Sensorsignals verwendet. Verstärkung wird in der Regel in Schaltkreisen verwendet, um den Faktor zu beschreiben, um den das Signal justiert wird. Genauer gesagt, ist der Bereich eines Drucksensors der durch den Sensor detektierbare Druckbereich (z. B. 7 bis 105 kPa). In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der ”Null”-Wert mit der Null-Justierung des Schaltkreises (α_R) eingestellt werden (z. B. kann der Null-Wert auf 7 kPa eingestellt werden), und der Bereich kann mit der Verstärkungs-Justierung (1/β) eingestellt werden. Somit ist die Verstärkung der Schaltkreisparameter, mit dem der Bereich des Sensors eingestellt wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Linearitätskorrektur mit β multipliziert. Die erforderliche Linearitätskorrektur vieler Sensoren steht zu β·LIN in Beziehung. Für solche Sensoren kann der LIN-Koeffizient auf einen festen Wert eingestellt werden, und es gibt keinen Grund zum Kalibrieren des LIN-Koeffizienten nach dem Ändern des β-Koeffizienten während des Verstärkungskalibrierungsverfahrens. Dies vereinfacht das Kalibrierungsverfahren deutlich, weil anderenfalls der LIN-Koeffizient mit der Verstärkung in Wechselwirkung tritt.
Es wird nun der Temperaturkompensationsaspekt der vorliegenden Erfindung besprochen. Durch das Verändern der Temperatur werden zwei große Fehler hervorgerufen: eine Veränderung des Versatzes des Sensors und der zugehörigen Elektronik und eine Veränderung der Empfindlichkeit des Sensors und der zugehörigen Elektronik. Im Sinne des vorliegenden Textes ist der TKZ-Koeffizient als der Koeffizient definiert, der zum Kompensieren der Versatzänderung infolge von Temperaturänderungen verwendet wird. Gleichermaßen ist nun der Koeffizient zum Kompensieren der Empfindlichkeitsveränderung infolge von Temperaturänderungen als der TKS-Koeffizient definiert.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Stellwiderstand RT 120 in 1 ein Widerstand mit einem hohen TK-Koeffizienten. Wenn jedoch ein Widerstand den VT-Stift 162 belastet, so wird das von dort kommende Signal temperaturabhängig. Dies ermöglicht verschiedene Arten der Temperaturkompensation. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gibt es zwei Herangehensweisen an das Realisieren einer TKZ-Kompensation in dem allgemeinen Schaltkreis 100 von 1:

1) durch Auswählen einer TK-Nichtübereinstimmung zwischen Ran1 114 + Rar2 116 und dem Stellwiderstand Rar 112, oder
2) durch Anschließen eines Widerstandes zwischen dem VT-Stift 162 und einer Referenzspannung.

Des Weiteren gibt es außerdem zwei Herangehensweisen an das Realisieren einer TKS-Kompensation in dem allgemeinen Schaltkreis 100 von 1:

1) durch Auswählen einer TK-Nichtübereinstimmung zwischen Rbeta1 122 + Rbeta2 124 und Rbeta 128, oder
2) durch Anschließen eines Widerstandes zwischen dem VT-Stift 162 und Vout 160.

Vorzugsweise wird eine Kombination der oben dargelegten Herangehensweisen an eine TK-Kompensation gewählt. Für ganz spezielle Anwendungen ist es außerdem möglich, den LIN-Eingang an ein temperaturabhängiges Netzwerk (anstatt nur an den Widerstand Rlin_ex 130) anzuschließen, um eine temperaturabhängige Linearitätskorrektur zu erhalten.
2 veranschaulicht einen Sensorschaltkreis 200, der gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist und der als ein integrierter Schaltkreis mit (nicht gezeigten) Chip-externen Stellwiderständen Rar und Rbeta, wie zum Beispiel Laserabgleichswiderständen, implementiert werden kann. Der Sensorschaltkreis 200 enthält außerdem einen integrierten druckabhängigen Kondensator (Cp) 232 und einen Referenzkondensator (Cr) 234. Der integrierte druckabhängige Kondensator Cp 232 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Messsensors des Sensor_m 108 von 1, und der Referenzkondensator (Cr) 234 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Referenzsensors des Sensor_r 118 derselben Figur.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Widerstände Ran1 114, Rar2 116, Rbeta1 122, Rbeta2 124 und Rlin 126 von 1 nun als chipintegrierte Polysiliziumwiderstände Ran1 214, Rar2 216, Rbeta1 222, Rbeta2 224 und Rlin 226 in dem Sensorschaltkreis 200 realisiert, da solche Widerstände einen relativ niedrigen TK haben (ungefähr 750 ppm/K). Ein Beta-Eingang 256 und ein LIN-Eingang 258 sind ebenfalls bereitgestellt, um β bzw. LIN nach Bedarf zu justieren.
Der Schaltkreis um den ersten Operationsverstärker (OP1) 210 ist eine Schaltkondensatorverstärkungsstufe. 3 zeigt eine Zeitsequenz der Schaltsequenzlogik. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht die Zeitsequenz, dass der Sensorschaltkreis 200 das Vorzeichen sowohl der Integratorstufe (eine erste Stufe 280) als auch der Verstärkungsstufe (eine zweite Stufe 282) wechselt, um viele nicht-ideale Effekte auszulöschen, wie zum Beispiel Versatz, durch Taktdurchschleifung induzierter Versatz, Niederfrequenzrauschen, Langzeitdrift von Elektronik usw. Generell gibt es zwei (2) Taktphasen: ph1 und ph2. Während der Phase ph1 ist der Rücksetzschalter Srst 270 geschlossen. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird während der Phase ph2 eine Ladung von Cp 232 und Cr 234 zum C1 236 übertragen. Diese Ladung ist gleich: ΔQ = Cr·(β·LIN·Vout – αR·Vdd) + Cp (αp·vdd – β·Vout)
Wenn diese Ladung ungleich Null ist, so bewirkt sie einen Spannungsschritt am Ausgang von OP1 210. Die zweite Stufe 282 des Sensorschaltkreises 200 in 2 ist ein Schaltkondensatorintegrator, der die Spannungsschritte der ersten Stufe 280 integriert. Wenn diese Spannungsschritte gleich Null sind, so befindet sich der Schaltkreis in einem sogenannten ”Ladungsgleichgewichts”-Zustand (d. h. ΔQ = 0). In diesem Fall: Cr·(β·LIN·Vout – αR – Vdd) ÷ Cp(αP·vdd – β – Vout) = 0
Daher: Vout = Vdd – (αP·Cp – αR·Cr)/(β·Cp – β·LIN·Cr).
Wenn α_P = 1 und LIN = 0, dann: Vout/Vdd = 1/β·(Cp – αR·Cr)/Cpwas die üblicherweise verwendete Gleichung (Cp – Cr)/Cp mit Versatzjustierung (α_R) und Verstärkungsjustierung (1/β) ist.
Die nicht-überlappenden Schaltflanken (d. h. der Abstand zwischen den einzelnen Strichmarken im Zeitsteuerungsdiagramm) sind etwa 50 Nanosekunden (ns) breit, während die vier (4) Phasen, ph1N, ph2N, ph1P und ph2P, jeweils etwa 2,5 Mikrosekunden (μs) lang sind. Ein logisches ”HIGH” im Zeitsteuerungsdiagramm bedeutet, dass das Schaltsteuerungssignal den Schalter schließt. Zum Beispiel sind während der Phase ph1N die Schaltsignale sp2, srst und s22r ”high”, so dass die Schalter SP2 286, SR2 288, Srst 270 und S22r 294 geschlossen sind.
Die erste Stufe 280 ist eine Integratorstufe, die zurückgesetzt wird, wenn der Schalter Srst 270 während der Phasen ph1N und der Phase ph1P geschlossen wird, während denen die Spannung Vop1(ph1N) dann gleich Voff1 ist, das heißt VR10 plus die Versatzspannung von OP1 210. Die Spannung Vop1 ist während der Phase ph1P die gleiche, so dass Vop1(ph1P) gleich Vop1(ph1N) ist.
Während der Phase ph2N wird der Rücksetzschalter Srst 270 geöffnet, und der Knoten ”nop” wird dann von β·Vout zu Vdd geschaltet, und der Knoten ”ncr” wird dann von α_R·Vdd zu β·LIN·Vout geschaltet. Dadurch wird die Spannung Vop1 gleich: Vop1(ph2N) = Cp/C1·(+β·Vout – Vdd) + Cr/C1·(+αR·Vdd – β·LIN·Vout) + Voff1
Während ph2P wird der Rücksetzschalter Srst 270 geöffnet, und der Knoten ”ncp” wird dann von Vdd zu β·Vout geschaltet, und der Knoten ”ncr” wird dann von β·LIN·Vout zu α_R·Vdd geschaltet. Dadurch wird die Spannung Vop1 gleich: Vop1(ph2N) = Cp/C1·(–β·Vout + Vdd) + Cr/C1·(–αR·Vdd + β·LIN·Vout) + Voff1
Am Beginn der Phase ph1N wird der Schalter S22r 294 geöffnet, woraufhin S22i 292 geschlossen wird. Dies bewirkt einen Schritt C2i/Cint2·*(VT_trim – VR10) an Vout 250. Wenn keine Last am VT_trim-Stift 252 anliegt, so ist der von VT_trim subtrahierte Wert von VR10 gleich der Versatzspannung des OP2 220. Das Anschließen eines Widerstandes zwischen VT_trim und Erde (oder Vdd) bewirkt einen TK-Effekt auf die Versatz(Null)-Justierung des Systems (TK-Versatzkompensation), während das Anschließen eines Widerstandes zwischen VT_trim und Vout einen TK-Effekt auf den Bereich des Systems bewirkt (TK-Bereichskompensation).
Unmittelbar nach dem Schließen des Schalters S22i 292, noch am Beginn der Phase ph1N, wird der Schalter Srst 270 geschlossen, und die Differenz zwischen Vop1(ph2P) und Vop1(ph1N) wird durch die zweite Stufe 282 integriert. Während der Phase ph2N wird der Schalter S22i 292 geschlossen gehalten, und nun wird die Differenz zwischen Vop1(ph1N) und Vop1(ph2N) integriert. Insgesamt [...] die Differenz, die zwischen Vop1(ph2P), was der Vop1-Wert in dem Moment ist, wo der Schalter S22i 292 geschlossen wird, und Vop1(ph2N), was der Vop1-Wert in dem Moment ist, wo der Schalter S22i 292 geöffnet wird, integriert wird, [...]. Daher ist die Spannungsänderung an Vout: ΔVout = C2i/Cint2·(Vop1(ph2N) – Vop1(ph2P)) = 2·C2i/Cint2·(Cp/C1·(+β·Vout – Vdd) + Cr/C1·(+αR·Vdd – β·LIN·Vout))
Es ist zu beachten, dass der Term Voff1 herausgelöscht ist, was bedeutet, dass der Schaltkreis für die Versatzspannung, das Niederfrequenzrauschen von OP1 210, Drift usw. unempfindlich ist. Wenn Vout gleich dem Zielwert ist, so werden die Spannungsschritte an Vop1 zu Null. Vop1 ist also genau genommen ein Fehlersignal, und wenn OP1 210 eine relativ geringe Verstärkung hat, so wird das Fehlersignal etwas zu klein. Daher besteht der einzige Effekt der begrenzten Verstärkung von OP1 210 darin, dass sich Vout etwas langsamer einschwingt. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erfüllt ein einfacher einstufiger Operationsverstärker die Anforderungen an die Implementierung von OP1 210. Wenn des Weiteren ΔVout = 0, so hat die obige Gleichung das gleiche Ergebnis wie die andere Gleichung, wenn ΔQ = 0. Wenn also der Schaltkreis ausgeschwungen hat, was der Fall ist, wenn ΔVout = 0, so kann die obige Gleichung auch umgeschrieben werden.
(Cp + Cr)/C1 und C2i/Cint2 sind Integratorkonstanten (obgleich Cp keine Konstante ist, sondern druckabhängig). In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind die Werte von Cp 232 und Cr 234 zusammen kleiner als C1 236, und der Wert von C2i 230 ist kleiner als 15% von Cint2 238. Dadurch werden zu große Spannungsschritte an Vout 250 vermieden und eine gute Mittelwertbildung von Fehlereffekten wie Rauschen erreicht.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beginnt Vout bei etwa 1 V und schwingt sich auf seinen Zielwert ein. Es ist zu beachten, dass sich der Wert der Amplitude von Vop1 verringert, wenn sich Vout dem Zielwert nähert.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird mit Hilfe eines Paares Widerstände Rref1 240, Rref2 242 eine interne Referenzspannung von 0,2·Vdd erzeugt. Diese Referenzspannung ist die Referenzspannung von Vref 158. In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird der Widerstand RT 228 mittels eines CMOS-Prozesses in einer P-Wannen(oder N-Wannen)-Schicht ausgebildet. Auf diese Weise hergestellte Widerstände haben in der Regel einen relativ hohen TK-Wert, wobei der Widerstand stark durch Temperaturänderungen beeinflusst wird. Ohne Last am VT-Stift ist dieser Widerstand ohne Wirkung. Wenn jedoch ein Chip-externer Widerstand, der einen relativ niedrigen TK aufweist, mit dem VT-Stift gekoppelt wird, so wirkt sich dies auf die TK-Kennlinien aus, wie oben mit Bezug auf 1 beschrieben wurde.
Wenden wir uns wieder 2 zu, wo Werte für typische Kennlinien des Sensors und der Elektronik gezeigt sind. Der Nullskalendruck P(0) ist 7 kPa, und der Vollskalendruck P(1) ist 110 kPa. Ein kalibriertes System muss gegen Temperaturänderungen unempfindlich sein, und Vout muss sich linear proportional zum Druck verhalten. Somit ist Vout (P = 7 kPa) = 0,24 V, und Vout (P = 110 kPa) = 4,667 V.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein eigenständiger Chip ein Schaltkreis ohne die Chip-externen Laserabgleichswiderstände Rar 112 und Rbeta 128. Die chipintegrierten Konstanten α_R, β und LIN werden so gewählt, dass, mit praktischen Werten für die Chip-externen Rar 112 und Rbeta 128, der komplette Bereich der Toleranzen von Sensorelementkennlinien kalibriert werden kann. Die Zahlen unter ”Sollwert (unabgeglichen)” in 2 zeigen einige Hauptparameter, wenn Rar 112 und Rbeta 128 unendlich sind. Unter ”Sollwert (abgeglichen)” sind die Parameter nach einer Kalibrierung von α_R und β mit den Laserabgleichswiderständen gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt.
Es ist zu beachten, dass sowohl die ”unabgeglichenen” als auch die ”abgeglichenen” Systeme eine konstante Linearität aufweisen, während der LIN-Koeffizient überhaupt keine Änderung erfährt (z. B. LIN = 0,07). Dies ist eine sehr wichtige Eigenschaft eines gemäß der vorliegenden Erfindung aufgebauten Schaltkreises.
Die Leistung des Schaltkreises nach der Kalibrierung kann ohne Weiteres mit der Leistung komplexer High-End-Drucksysteme mithalten. Nur dass die Ergebnisse mit einem einfachen und kostengünstigen System realisiert werden, das gemäß der vorliegenden Erfindung konfiguriert ist.
Die oben beschriebenen Ausführungsformen sind beispielhafte Ausführungsformen. Der Fachmann kann nun die oben beschriebenen Ausführungsformen auf vielfältige Weise nutzen und kann in vielfältiger Weise von diesen Ausführungsformen abweichen, ohne die im vorliegenden Text offenbarten erfindungsgemäßen Konzepte zu verlassen. Dem Fachmann fallen sofort verschiedene Modifikationen an diesen Ausführungsformen ein, und die im vorliegenden Text definierten generischen Prinzipien können auf andere Ausführungsformen angewendet werden, ohne vom Geist oder Geltungsbereich der im vorliegenden Text beschriebenen neuartigen Aspekte abzuweichen. Der Geltungsbereich der Erfindung soll darum nicht auf die im vorliegenden Text gezeigten Ausführungsformen beschränkt sein, sondern ist entsprechend den im vorliegenden Text offenbarten Prinzipien und neuartigen Merkmalen im weitesten Sinne zu interpretieren. Das Wort ”beispielhaft” wird im vorliegenden Text ausschließlich im Sinne von ”als Beispiel, konkreter Fall oder Veranschaulichung dienend” verwendet. Ausführungsformen, die im vorliegenden Text als ”beispielhaft” beschrieben sind, sind nicht unbedingt als die bevorzugtesten oder vorteilhaftesten im Vergleich zu anderen Ausführungsformen anzusehen. Dementsprechend ist die vorliegende Erfindung ausschließlich anhand des Geltungsbereichs der folgenden Ansprüche zu definieren.
ZUSAMMENFASSUNG
Es wird ein Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen in einem Sensor mit einem Messsensor und einem Referenzsensor offenbart. Das Verfahren enthält das Empfangen eines Sensorsignals und eines Referenzsignals von dem Messsensor bzw. dem Referenzsensor. Das Verfahren enthält des Weiteren das Bereitstellen eines ersten Kompensationssignals für das Sensorsignal auf der Grundlage einer Verstärkungskennlinie und das Bereitstellen eines zweiten Kompensationssignals für das Referenzsignal auf der Grundlage der Verstärkungskennlinie und einer Versatzkennlinie; das Kombinieren des ersten Kompensationssignals und des Sensorsignals und des zweiten Kompensationssignals und des Referenzsignals zum Erzeugen eines kompensierten Sensorsignals; und das Justieren des kompensierten Signals um Temperatureffekte durch Koppeln einer Komponente mit einem hohen Wärmekoeffizienten an den Sensor. Eine Vorrichtung wird in diesem Dokument ebenfalls beschrieben.

Claims

Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen in einem Sensor mit einem Messsensor und einem Referenzsensor, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Empfangen eines Sensorsignals und eines Referenzsignals von dem Messsensor bzw. dem Referenzsensor, Bereitstellen eines ersten Kompensationssignals für das Sensorsignal auf der Grundlage einer Verstärkungskennlinie, Bereitstellen eines zweiten Kompensationssignals für das Referenzsignal auf der Grundlage der Verstärkungskennlinie und einer Versatzkennlinie, Kombinieren des ersten Kompensationssignals und des Sensorsignals und des zweiten Kompensationssignals und des Referenzsignals zum Erzeugen eines kompensierten Sensorsignals, und Justieren des kompensierten Signals um Temperatureffekte durch Koppeln einer Komponente mit einem hohen Wärmekoeffizienten an den Sensor.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bereitstellen des zweiten Kompensationssignals für das Referenzsignal des Weiteren auf einer Linearitätskennlinie basiert.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Kombinieren des ersten Kompensationssignals und des Sensorsignals und des zweiten Kompensationssignals und des Referenzsignals zum Erzeugen des kompensierten Sensorsignals des Weiteren das Kombinieren einer Temperaturkennlinie mit dem kompensierten Sensorsignal umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren das Justieren der Verstärkungskennlinie auf der Grundlage des kompensierten Sensorsignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, das des Weiteren die Verwendung des kompensierten Signals als ein Rückkopplungssignal zum Kompensieren von Temperatureffekten umfasst.
Sensorsystem, das Folgendes umfasst: einen kapazitiven Sensor, einen Referenzsensor, einen Taktgenerator, einen Integrationsschaltkreis, wobei der Integrationsschaltkreis mit dem kapazitiven Sensor und dem Referenzsensor gekoppelt ist, wobei der Integrationsschaltkreis mehrere Schalter umfasst, die durch den Taktgenerator gesteuert werden, um gezielt eine Verstärkungskomponente und eine Versatzkomponente mit Ausgangssignalen von dem kapazitiven Sensor und dem Referenzsensor zu kombinieren, um ein integriertes Ausgangssignal zu erzeugen, einen Verstärkungsschaltkreis, wobei der Verstärkungsschaltkreis das integrierte Ausgangssignal empfängt, um eine Verstärkungskompensation mit ihm zu kombinieren, wobei der Verstärkungsschaltkreis einen Widerstand mit einer niedrigen Temperaturkoeffizient-Kennlinie enthält, wobei der Verstärkungsschaltkreis ein Ausgangssignal, Vout, ausgibt, das der folgenden Gleichung folgt: Vout = Vdd·(1/β·(Cp – αR·Cr)/Cp)wobei: Cp eine gemessene Kapazitanz von dem kapazitiven Sensor ist, Cr eine Referenzkapazitanz von dem Referenzkondensator ist, α_R eine Versatzkomponente ist, β eine Verstärkungskomponente ist, und Vdd eine Versorgungsspannung ist.
Sensorsystem nach Anspruch 6, wobei der Verstärkungsschaltkreis des Weiteren eine an ihn gekoppelte Komponente mit einem niedrigen Temperaturkoeffizienten enthält.
Sensorsystem nach Anspruch 6, das des Weiteren einen Kondensator umfasst, der zwischen dem Integrationsschaltkreis und dem Verstärkungsschaltkreis angeschlossen ist.
Sensorsystem nach Anspruch 6, wobei der Integrationsschaltkreis des Weiteren eine Linearitätskomponente mit Ausgangssignalen von dem kapazitiven Sensor und dem Referenzsensor kombiniert.
Sensorsystem nach Anspruch 6, wobei der Integrationsschaltkreis gezielt die Verstärkungskomponente und die Versatzkomponente von der Versorgungsspannung Vdd subtrahiert, um das integrierte Ausgangssignal zu erzeugen.
Sensorsystem nach Anspruch 6, wobei der Verstärkungsschaltkreis des Weiteren einen Eingang zum Kompensieren der Temperatur enthält.
Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen, das ein Messsensorsignal und ein Referenzsensorsignal umfasst, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: a) Empfangen eines ersten Signals, das eine Ladungsdifferenz von dem Messsensorsignal und dem Referenzsensorsignal integriert, b) Empfangen eines zweiten Signals, das eine Sequenz von Ladungsdifferenzen des Messsensorsignals und des Referenzsensorsignals auf der Grundlage des ersten Signals integriert, und c) Einspeisen eines Rückkopplungssignals in die erste Stufe, wobei das Rückkopplungssignal das zweite Signal und eine Verstärkungskennlinie enthält.
Verfahren nach Anspruch 12, das des Weiteren das Einspeisen einer Versatzkennlinie in die erste Stufe umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Rückkopplungssignal des Weiteren eine Linearitätskennlinie umfasst.
Verfahren nach Anspruch 12, das des Weiteren das Einspeisen einer Temperaturkompensation in die zweite Stufe umfasst.
System zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen, das einen Messsensor und einen Referenzsensor umfasst, wobei das System Folgendes umfasst: einen ersten Integrationsstufenschaltkreis zum Erzeugen eines ersten Signals, das eine Ladungsdifferenz von dem Messsensor und dem Referenzsensor integriert, und einen zweiten Integrationsstufenschaltkreis zum Erzeugen eines zweiten Signals, das eine Sequenz von Ladungsdifferenzen des Messsensorsignals und des Referenzsensorsignals auf der Grundlage des ersten Signals integriert, wobei der erste Integrationsstufenschaltkreis ein Rückkopplungssignal empfängt, welches das zweite Signal und eine Verstärkungskennlinie umfasst.
System nach Anspruch 16, wobei der erste Integrationsstufenschaltkreis eine Versatzkennlinie umfasst.
System nach Anspruch 16, wobei das Rückkopplungssignal des Weiteren eine Linearitätskennlinie umfasst.
System nach Anspruch 16, wobei der zweite Integrationsstufenschaltkreis des Weiteren ein temperaturabhängiges Element umfasst.
System nach Anspruch 19, wobei das temperaturabhängige Element eine Komponente mit hohem Wärmekoeffizienten ist.
Verfahren zum Durchführen einer Kalibrierung von Sensorsignalen, das ein Messsensorsignal und ein Referenzsensorsignal umfasst, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: a) Erzeugen mehrerer integrierter Ladungsdifferenzsignale, wobei jedes integrierte Ladungsdifferenzsignal eine integrierte Ladungsdifferenz zwischen dem Messsensorsignal und dem Referenzsensorsignal ist, b) Integrieren der mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale, und c) Bereitstellen eines Rückkopplungssignals, das die integrierten mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale und eine Verstärkungskennlinie umfasst.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei die mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale eine Versatzkennlinie umfassen.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei das Rückkopplungssignal des Weiteren eine Linearitätskennlinie umfasst.
Verfahren nach Anspruch 21, wobei das Integrieren der mehreren integrierten Ladungsdifferenzsignale das Integrieren eines Temperaturkompensationssignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 24, wobei das Integrieren des Temperaturkompensationssignals das Detektieren von Temperatureffekten an dem Messsensorsignal umfasst.