[go: up one dir, main page]

DE112007002621T5 - Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator - Google Patents

Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator Download PDF

Info

Publication number
DE112007002621T5
DE112007002621T5 DE112007002621T DE112007002621T DE112007002621T5 DE 112007002621 T5 DE112007002621 T5 DE 112007002621T5 DE 112007002621 T DE112007002621 T DE 112007002621T DE 112007002621 T DE112007002621 T DE 112007002621T DE 112007002621 T5 DE112007002621 T5 DE 112007002621T5
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
circuit
piezoelectric transformer
field effect
current
dead time
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE112007002621T
Other languages
English (en)
Inventor
Yuji Sakado Hayashi
Akira Sakado Mizutani
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tamura Corp
Original Assignee
Tamura Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tamura Corp filed Critical Tamura Corp
Publication of DE112007002621T5 publication Critical patent/DE112007002621T5/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2827—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N30/00—Piezoelectric or electrostrictive devices
    • H10N30/80—Constructional details
    • H10N30/802—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits
    • H10N30/804—Circuitry or processes for operating piezoelectric or electrostrictive devices not otherwise provided for, e.g. drive circuits for piezoelectric transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator, die einem piezoelektrischen Transformator ein Ausgangssignal eines Schaltkreises zuführt, der eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren enthält, die an eine Eingangsspannungsquelle angeschlossen sind und bewirken, dass eine Last mittels eines Ausgangssignal des piezoelektrischen Transformators anspricht, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Schaltkreis oder dem piezoelektrischen Transformator eine Induktivität eingesetzt ist und dass die Lastimpedanz des Schaltkreises durch diese Induktivität induktiv gemacht wird.

Description

  • Technisches Gebiet
  • Diese Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator, die als Hintergrundlicht-Inverter in den Anzeigevorrichtungen für Personalcomputer und in LCD-Fernsehempfängern benutzt wird, und insbesondere bezieht sie sich auf eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator, in der die Schaltverluste der Vollbrückenschaltung, die den piezoelektrischen Transformator ansteuert, reduziert werden.
  • Stand der Technik
  • Piezoelektrische Inverter, die als Hintergrundlicht-Inverter in Notebook-Computern und anderen Anwendungen benutzt werden, können die Frequenzcharakteristik (Resonanzcharakteristik) von piezoelektrischen Transformatoren nutzen, um die Treiberfrequenz zu verändern und den Ausgangsstrom zu steuern. Auch wenn die Eingangsspannung sich ändert, können durch Änderungen der Treiberfrequenz Eingangsschwankungen ausgeglichen und ein konstanter Ausgangsstrom erreicht werden.
  • Der Wirkungsgrad der Umwandlung eines piezoelektrischen Transformators hat in einem spezifischen Bereich in der Nähe eines Resonanzpunktes jedoch ein Maximum, und beim Abweichen von diesem Bereich fällt der Wirkungsgrad graduell ab. Ändert sich die Eingangsspannung, so ändert sich die Frequenz dementsprechend und weicht von dem Frequenzbereich ab, in dem der maximale Wirkungsgrad des piezoelektrischen Transformators erreicht wird, so dass sich der Wirkungsgrad des Inverter erniedrigt. In einem Hintergrundlicht-Inverter mit einem piezoelektrischen Transformator müssen also Änderungen in der Eingangsspannung in einer Stufe vor dem piezoelektrischen Transformator geregelt werden, um dem piezoelektrischen Transformator eine konstante Spannung zuzuführen.
  • Dieses Erfordernis hat zu Vorschlägen für Inverschaltungen geführt, wie sie in den Druckschriften 1 und 2 aufgeführt sind. In dieser Technologie des Standes der Technik wird das Tastverhältnis einer Vollbrückenschaltung (Vollwellenbrückenschaltung) mit einem Paar von Schaltern gesteuert, um die Ausgangsspannung zu ändern, so dass auch dann, wenn sich die Eingangsspannung ändert, die dem piezoelektrischen Transformator zugeführte Spannung konstant gehalten wird.
  • Wie in 4 gezeigt, verwendet eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator mit einer solchen Vollbrückenschaltung eine Vollbrückenschaltung 1 mit vier FETs (Feldeffekttransistoren) Q1 bis Q4 (hiernach nur Q1 bis Q4 genannt); eine Treiberschaltung 2 für die Vollbrückenschaltung 1; eine Filterschaltung 3, die das Rechteckwellenausgangssignal der Vollbrückenschaltung 1 in eine Sinuswelle umwandelt; und eine oder mehrere piezoelektrischen Transformatoren 4, die an diese Filterschaltung 3 angeschlossen sind. Die Sekundäranschlüsse jedes der piezoelektrischen Transformatoren 4 sind mit einer Kaltkathodenröhre 5 verbunden, die als Hintergrundlicht dient. Die Vollbrückenschaltung 1 ist mit einer Eingangsspannungsquelle, nicht gezeigt, verbunden.
  • 5 zeigt die Beziehung zwischen den Ein/Aus-Zuständen jedes FET von Q1 bis Q4, die durch die Treiberschaltung 2 angesteuert werden, und der Wellenform der Ausgangsspannung, wenn zum Beispiel die Ausgangsspannung ±400V beträgt. Wie aus 5 hervorgeht, ist die Ausgangsspannung +400 V, wenn Q1 und Q4 eingeschaltet sind, beträgt 0 V, wenn Q3 und Q4 eingeschaltet sind, und beträgt –400 V, wenn Q2 und Q3 eingeschaltet sind.
  • Die Vollbrückenschaltung 1 ist mit einer Totzeit ausgestattet, um auch ein kurzzeitiges Einschalten beider FETs (gleichzeitiges Einschalten von Q1 und Q3, oder Q2 und Q4) zu verhindern, wobei die Zeitpunkte gemeint sind, zu denen jeder der FETs eingeschaltet und ausgeschaltet werden; die Steuerung erfolgt derart, dass alle FETs ausgeschaltet werden, außer denen, die etwa im Zeitpunkt des Schaltens eingeschaltet werden.
  • Darüber hinaus wird in der Druckschrift 2 etwas vorgeschlagen, das ähnlich zu dieser vorgesehenen Totzeit funktioniert, indem Mittel zum Verhindern gleichzeitigen Einschaltens vorgesehen sind, die aus ersten und zweiten Widerständen und einer Diode am Gate jedes FETs bestehen.
    • Druckschrift 1: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2002-233 158
    • Druckschrift 2: Japanische Offenlegungsschrift Nr. 2003-164 163
  • In der konventionellen Technologie jedoch, die eine Totzeit vorsieht, wie oben beschrieben, und in der konventionellen Technologie nach der Druckschrift 2, die Mittel zum Verhindern gleichzeitigen Einschaltens benutzen, können die in den Body-Dioden auftretenden Querströme, die in jedem FET parasitär auftreten, nicht verhindert werden, so dass als Resultat auftretende Schaltverluste nicht vermieden werden können. Nachfolgend wird das Problem der von den Body-Dioden herrührenden Querströmen im Detail beschrieben.
  • Im Allgemeinen ist aus strukturellen Gründen eine Diode parallel zu einem FET in Richtung des Stromflusses von der Source zum Drain geschaltet, wobei die Source mit der Anode und Drain mit der Kathode verbunden ist. Diese Diode wird parasitäre Diode oder Body-Diode genannt, weil das Vorhandensein dieser Diode der FET als Schaltelement benutzt wird, um Strom in Richtung vom Drain zur Source passieren zu lassen oder zu sperren.
  • Aufgrund der Charakteristik der Body-Diode fließt während der Erholungszeit Δt ein Sperrstrom, wenn die Gate-Spannung des FET bei 0 V liegt und der FET ausgeschaltet ist. Dem entsprechend fließt in für Vollbrückenschaltungen benutzten FETs beim Schalt vorgang ein Querstrom zu dem Zeitpunkt des Schaltens und führt zu erhöhten Schaltverlusten.
  • Dies wird im Einzelnen in 6 erläutert. 6 zeigt einen Zustand des Leitens von Q1 bis Q4 in einem Fall, in dem Fall der obigen 5, die Ausgangsspannung sich von dem Zustand 3 von 0 V zu dem Totzeitzustand 4 ändert und dann zum Zustand von –400 V. In diesem Fall wird angenommen, dass die Vollbrückenlast 6 kapazitiv ist.
  • Im Zustand 4 auf der linken Seite der 6 ist die Änderung vom Zustand 3 in den FETs wie folgt: aus → aus für Q1, aus → aus für Q2, dauernd ein für Q3 und ein → aus für Q4, weil die Body-Diode D4 von Q4 leitend ist und ein Zirkulationsstrom fließt, Body-Diode D4 → Vollbrückenlast 6 → Q3.
  • Beim Übergang von diesem Totzeitzustand 4 in den Zustand 5 von –400 V, unmittelbar vor dem Übergang (im Zustand 4) aus → ein von Q2, der im Zustand 5 eingeschaltet wird, ist die Body-Diode D4 leitend, so dass während der Erholungszeit Δt die Body-Diode D4 sich auf Grund des Sperrstroms im leitenden Zustand befindet.
  • Dies hat zu Beginn des Zustands 5, wenn Q2 eingeschaltet wird, zur Folge, dass ein Querstrom Q2 → Body-Diode D4 fließt, wie durch die gestrichelte Linie auf der rechten Seite der 6 gezeigt ist. Andererseits wird –400 V an die Vollbrückenlast 6 gelegt durch den Weg Q2 → Vollbrückenlast 6 → Q3. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Strom in der Last mit der gleichen Polarität wie die der Last zugeführte Spannung. Dies kommt daher, weil die Lastimpedanz kapazitiv ist, so dass die Stromphase der Spannungsphase voreilt.
  • Weil dieses Phänomen für die Dauer der Erholungszeit der Body-Diode D4 anhält, erfolgt während dieser Zeit kein Schalten, so dass dies zu einem Schaltverlust führt. Dieses Phänomen tritt nur nicht bei Q4 in 6 auf, tritt es jedoch bei den anderen FETs ebenso auf.
  • Für Q1 und Q2 sind die Bedingungen für das Auftreten eines Querstroms bei diesem Übergang aus → ein derart, dass ein Strom in Vorwärtsrichtung der Diode des FETs fließt, in dem ein Querstrom möglich ist. In anderen Worten, unmittelbar vor dem Einschalten, wenn der Strom in der Last ein vorwärts gerichteter Strom für den FET ist (die der Last zugeführte Spannung und die Richtung des fließenden Stroms sind in derselben positiven Richtung), d. h. wenn die Phase des in die Last fließenden Stroms der Phase der Ausgangsspannung der Vollbrücke voreilt, tritt ein Querstrom auf. Ähnliche Bemerkungen gelten ebenso für Q3 und Q4.
  • Die Beziehungen zwischen dem Auftreten dieser Querströme, Spannungs- und Stromrichtungen und das Tastverhältnis der Vollbrückenschaltung werden im Detail unter Benutzung der 7 erläutert, die den Fall von Q1 und Q2 zeigt, und 8, die den Fall von Q3 und Q4 zeigt.
  • Dies bedeutet, dass 7 und 8 die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung der Vollbrückenschaltung 1 und der Grundkomponente des in die Last fließenden Stroms zeigt, wenn das Tastverhältnis der Vollbrückenschaltung 1 gleich D = 1 – 2 ϕ/π und der Impedanzwinkel der Vollbrückenschaltung 1 gleich θ ist.
  • 7 zeigt den Fall von Q1 und Q2, wenn die Richtungen von Spannung und Strom wie (a) sind, hierbei lautet die Bedingung, unter der ein Strom nicht fließt, π/2 + ϕ ≤ π/2 + 0 (1)
  • Weil D = 1 – 2 ϕ/π und ϕ = π(1 – D)/2 ist, ergibt ein Einsetzen in die Gleichung (1) die Beziehung zwischen dem Tastverhältnis D und θ. D ≥ –2θ/π + 1
  • 9 ist eine Darstellung der Beziehung zwischen dem Tastverhältnis D und der Lastimpedanz θ. In der Figur fließen in dem mit „OK" bezeichneten Bereich keine Querströme. Wie aus 9 hervorgeht, ist das Fließen eines Stroms immer möglich, wenn der Lastimpedanzwinkel θ < 0 ist.
  • 8 zeigt den Fall von Q3 und Q4, bei dem die Bedingung, unter der kein Querstrom fließt, wenn die Spannungs- und Stromrichtungen entsprechend (b) sind, wie folgt lautet: π/2 – ϕ ≤ π/2 + 0 (2)
  • Weil D = 1 – 2 ϕ/π und ϕ = π(1 – D)/2 ist, ergibt ein Einsetzen in die Gleichung (2) die Beziehung zwischen dem Tastverhältnis D und θ. D ≤ –2θ/π + 1
  • 10 ist eine Darstellung der Beziehung zwischen dem Tastverhältnis D und der Lastimpedanz θ. In der Figur fließen in dem mit „OK” bezeichneten Bereich keine Querströme. Wie aus 10 hervorgeht, fließt unabhängig vom Tastverhältnis kein Querstrom, wenn die Lastimpedanz induktiv ist (θ ≤ 0); aber wenn die Lastimpedanz kapazitiv ist (θ < 0), existiert eine Einschränkung bezüglich des Tastverhältnisses.
  • Wenn beispielsweise das maximale Tastverhältnis D = 0,8 ist, fließt kein Querstrom, wenn der Lastimpedanzwinkel θ derart ist, dass +90° ≥ θ < –20° beträgt.
  • In 11 werden Änderungen des Ausgangsstroms der Vollbrückenschaltung 1 aufgrund des Vorhandenseins eines Querstroms gezeigt. In den Bereichen ohne Querströme, in den 9 und 10 mit OK bezeichnet, fließt ein Strom mit einer Polarität entgegengesetzt zu der der Spannung, wie in (a) der 11 gezeigt, während in den Bereichen, in denen Querströme fließen, über (b) in 11 hinaus, was die Begrenzungsbedingung für Querströme sind, ein Strom mit der gleichen Polarität wie die der Spannung fließt, wie durch (c) in 11 angezeigt ist. Diese Tatsache bedeutet, dass ein Vorwärtsstrom in der Body-Diode fließt und dementsprechend ein Querstrom, weil die Stromphase voreilt und die Last kapazitiv ist.
  • Wie vorstehend erläutert, fließt kein Querstrom in einem von Q1, Q2, Q3 oder Q4, wenn der Lastimpedanzwinkel θ ≥ 0 und die Last induktiv ist, aber wenn die Last kapazitiv ist, kann das Auftreten von Querströmen nicht vermieden werden.
  • Offenbarung der Erfindung
  • Diese Erfindung wurde vorgeschlagen, um das vorstehend beschriebene Problem des Standes der Technik zu lösen, es hat sich zur Aufgabe gemacht, eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator vorzuschlagen, bei dem in den Body-Dioden während des Ein/Aus-Schaltens des Feldeffekttransistors (FET) keine Sperrströme fließen, wodurch eine Reduzierung von Schaltverlusten aufgrund von Querströmen möglich ist.
  • Die oben bezeichnete Aufgabe wird gelöst durch eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator gemäß der Erfindung, die einem piezoelektrischen Transformator ein Ausgangssignal eines Schaltkreises zuführt, der eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren enthält, die an eine Eingangsspannungsquelle angeschlossen sind und bewirken, dass eine Last mittels eines Ausgangssignal des piezoelektrischen Transformators anspricht. Sie ist dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Schaltkreis oder dem piezoelektrischen Transformator eine Induktivität eingesetzt ist und dass die Lastimpedanz des Schaltkreises durch diese Induktivität induktiv gemacht wird. In diesem Fall kann als Schaltkreis eine Vollbrückenschaltung verwendet werden.
  • Eine andere Ausführung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Filterschaltung, die die höheren harmonischen Komponenten eines Rechteckausgangssignals des Schaltkreises in eine im wesentlichen sinusförmige Form umformt, zwischen dem Schaltkreis und dem piezoelektrischen Transformator vorgesehen ist, und dass eine Induktivität in einen Teil dieser Filterschaltung parallel zu dem Schaltkreis oder dem piezoelektrischen Transformator eingesetzt ist.
  • In diesem Fall ist es wünschenswert, wenn die Induktivität derart in die Filterschaltung eingesetzt ist, dass zumindest in einem Frequenzband, das zum Formen der Ausgangswellenform der höheren harmonischen Komponenten des Schaltkreises benutzt wird, der Eingangsimpedanzwinkel θ größer als 0 ist.
  • In einer Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator mit einem solchen Aufbau kann durch Einsetzen einer Induktivität auf der Eingangsseite des piezoelektrischen Transformators die Lastimpedanz der Vollbrückenschaltung induktiv gemacht werden und die Phase des Laststroms der Vollbrücke kann zu einer „nacheilenden Phase” gemacht werden. Dies hat zur Folge, dass das Auftreten von Querströmen im Falle einer voreilenden Phase vermieden werden kann.
  • Gemäß der Erfindung ist es durch eine einfache Maßnahme, bei der eine Induktivität auf der Eingangsseite des piezoelektrischen Transformators eingefügt wird, möglich, das Auftreten von Querströmen aufgrund von in den Body-Dioden fließenden Sperrströmen der FETs zu vermeiden, so dass Schaltverluste der FETs reduziert werden können.
  • Kurzbeschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Blockdiagramm des Aufbaus einer ersten Ausführung der Erfindung.
  • 2 ist eine Darstellung der Charakteristika der ersten Ausführung und eines Tiefpassfilters nach dem Stand der Technik:
  • 3 ist ein Schaltbild, das die Leitungszustände von Q1 bis Q4 zeigt, wenn, bei der ersten Ausführung, eine Änderung von dem Zustand 3 einer Ausgangsspannung von 0 V in einen Totzeitzustand 4 stattfindet, und von dort in einen Zustand 5 von –400 V.
  • 4 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Treiberschaltung nach dem Stand der Technik zeigt.
  • 5 ist eine Darstellung, die die Beziehung zwischen den Ein/Aus-Zuständen jedes FETs und der Ausgangsspannung der Vollbrückenschaltung nach dem Stand der Technik zeigt.
  • 6 ist ein Schaltbild, das die Leitungszustände von Q1 bis Q4 zeigt, wenn die Ausgangsspannung sich von dem Zustand 3 einer Ausgangsspannung von 0 V in einen Totzeitzustand 4 ändert, und von dort in einen Zustand 5 von –400 V.
  • 7 ist eine Darstellung, die die Spannung und den Lastimpedanzwinkel zeigt, um die Bedingungen zu erläutern, unter denen keine Querströme in Q1 oder Q2 fließen.
  • 8 ist eine Darstellung, die die Spannung und den Lastimpedanzwinkel zeigt, um die Bedingungen zu erläutern, unter denen keine Querströme in Q3 oder Q4 fließen.
  • 9 ist eine Darstellung, die die Beziehung zwischen Tastverhältnis und Lastimpedanzwinkel zeigt, bei der keine Querströme in Q1 oder Q2 fließen.
  • 10 ist eine Darstellung, die die Beziehung zwischen Tastverhältnis und Lastimpedanzwinkel zeigt, bei der keine Querströme in Q3 oder Q4 fließen.
  • 11 ist eine Darstellung, die die Änderung des Ausgangsstroms der Vollbrückenschaltung aufgrund des Vorhandenseins von Querströmen zeigt.
  • Bestes Verfahren zur Durchführung der Erfindung
  • Erste Ausführung
  • Nachfolgend wird eine erste Ausführung der Erfindung im Detail in Verbindung mit 1 erläutert. In 1 sind Teile mit gleichem Aufbau wie in 4 mit den gleichen Bezugszeichen versehen und nicht weiter erläutert.
  • Die mit der Ausgangsseite der Vollbrückenschaltung 1 der 1 verbundene Filterschaltung 3 enthält ein Tiefpassfilter, dessen Resonanzschaltung aus einem Kondensator C und einer Induktivität L besteht, und einer Last R, wie in der Äquivalenzschaltung gezeigt. In diesem Fall enthält der Kondensator C die Primärseitenkapazität des piezoelektrischen Transformators 4, und die Induktivität ist eine extern angeordnete Induktivität.
  • Im vorliegenden Fall wird bei der Filterschaltung 3 eine Induktivität L1 zum Einstellen der Stromphase der Vollbrückenlast parallel zu der Vollbrückenschaltung 1 oder zum piezoelektrischen Transformator 4 angeschlossen, wie in (a) oder (b) der Äquivalenzschaltung gezeigt.
  • Die Wirkung der Filterschaltung 3 mit einem solchen Aufbau ist wie folgt. Die Äquivalenzschaltung eines konventionellen Tiefpassfilters ohne Induktivität L1 für die Einstellung der Stromphase ist in (c) gezeigt und dessen Übertragungscharakteristik und Frequenzcharakteristik sind in (a) der 2 gezeigt.
  • In diesem konventionellen Tiefpassfilter ist in dem Frequenzband, das als Abschwächungsband für dem piezoelektrischen Transformator 4 zugeführte höhere harmonische Komponenten benutzt wird, der Eingangsimpedanzwinkel nahe an –90°, und die Lastimpedanz der Vollbrückenschaltung 1 kann als kapazitiv betrachtet werden. Wenn die Lastimpedanz einer Vollbrückenschaltung 1 nach dem Stand der Technik kapazitiv ist, ist die Phase des Ausgangsstroms der Vollbrückenschaltung 1 eine „voreilende Phase”.
  • Andererseits ist in (b) der 2 gezeigt, dass die Charakteristik eines Tiefpassfilters, dem eine Induktivität L1 parallel zum Vollbrückenausgang oder zum piezoelektrischen Transformator 4 geschaltet ist, wie in der vorliegenden Ausführung derart, dass der Eingangsimpedanzwinkel nahe an +90° liegt, so dass die Lastimpedanz der Vollbrückenschaltung 1 induktiv ist, und die Phase des Ausgangsstroms der Vollbrückenschaltung 1 eine „nacheilende Phase” ist.
  • Strompfade in einem Zustand, in dem in einem FET, der während der Totzeit abgeschaltet wird, kein Strom fließt, werden unter Bezug auf 3 beschrieben. 3 entspricht den Zuständen 4 und 5 der 6, in denen Querstrom fließt.
  • In 3 ist die Body-Diode D4 nicht leitend in Vorwärtsrichtung, wenn Q4 einen Übergang vom Zustand 3 mit 0 V zum Zustand 4 während der Totzeit durchführt, weil der Ausgangsstrom eine nacheilende Phase hat. Dies hat zur Folge, dass Strom in folgender Reihenfolge fließt: Q3 → Vollbrückenlast 6 → Body-Diode D2 von Q2 im Aus-Zustand (vorwärts gerichteter Strom).
  • Wenn die Totzeit abgelaufen ist und ein Übergang zum Zustand 5 erfolgt ist, werden die Anschlüsse der Body-Diode D2, die nicht leitend war, durch Q2 eingeschaltet und ein Strom fließt in der Reihenfolge Q3 → Vollbrückenlast 6 → Q2 in dem Ein-Zustand ohne Änderung im Strompfad, und ein Strom mit einer Polarität entgegengesetzt zu der Spannung fließ in der Vollbrückenlast 6. In dieser Weise erfolgt bei dieser Ausführung ohne unnötige Schwierigkeit ein Schalten, so dass Schaltverluste reduziert werden können.
  • Andere Aspekte
  • Die Erfindung ist nicht beschränkt auf den Aufbau der ersten Ausführung, und ein anderer Aufbau kann vorgenommen werden, solange der Stromfluss in der Body-Diode eines FETs, der von einem Ein-Zustand in einen Aus-Zustand übergeht, während der Totzeit begrenzt ist.
  • Dies bedeutet bei der ersten Ausführung durch Einsetzen der Induktivität L1 in der Filterschaltung, die hinter der Vollbrückenschaltung 1 angeordnet ist, dass die Last induktiv gemacht wird; aber eine Induktivität kann an der Ausgangsseite der Vollbrückenschaltung völlig getrennt von der Filterschaltung 3 vorgesehen werden.
  • Darüber hinaus bezieht sich die erste Ausführung auf eine Vollbrückenschaltung, aber die Erfindung kann auch auf Fällen angewandt werden, in denen Querströme auftreten aufgrund der Body-Dioden von FETs in Treiberschaltungen piezoelektrischer Inverter, die Halbbrückenschaltungen oder andere Schaltkreise einsetzen.
    • **Fußnote: „Eine Diode ist angeschlossen” klingt als wenn eine diskrete Diodenkomponente absichtlich mit dem FET verbunden wird; besser wird davon gesprochen, dass „eine Diode erscheint” oder „eine Diode wird gebildet, um einen stabilen Betrieb zu gewährleisten”. (siehe hierzu http://en.wikipedia.org/wiki/Power_MOSFET#Body_diode)
  • Zusammenfassung
  • Es wird eine Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator geschaffen, die Schaltverluste in einer Vollbrückenschaltung reduziert, die einen piezoelektrischen Transformator ansteuert.
  • Die Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator weist eine Vollbrückenschaltung 1 mit vier FETs (Feldeffekttransistoren) Q1 bis Q4, eine Treiberschaltung 2 dafür, eine Filterschaltung 3, die ein Rechteckausgangssignal von der Vollbrückenschaltung 1 in eine Sinuswelle umwandelt, und einen oder mehrere piezoelektrische Transformatoren 4 auf, die mit der Filterschaltung 3 verbunden sind. Eine Kaltkathodenröhre 5, als Hintergrundlicht dient, ist mit den Sekundäranschlüssen jedes der piezoelektrischen Transformatoren 4 verbunden. In der Filterschaltung 3 ist eine Induktivität L1 zum Einstellen der Stromphase der Vollbrückenlast parallel zum Ausgang der Vollbrücke 1 oder den piezoelektrischen Transformator 4 geschaltet. Die Lastimpedanz der Vollbrückenschaltung 1 wird induktiv und die Phase des Ausgangsstroms der Vollbrückenschaltung 1 wird zu einer nacheilenden Phase, so dass keine Querströme fließen.
    • 1
    Vollbrückenschaltung
    2
    Treiberschaltung
    3
    Filterschaltung
    4
    piezoelektrischer Transformator
    5
    Kaltkathodenröhre
    6
    Vollbrückenlast
    L1
    Induktivität
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • - JP 2002-233158 [0008]
    • - JP 2003-164163 [0008]
  • Zitierte Nicht-Patentliteratur
    • - http://en.wikipedia.org/wiki/Power_MOSFET#Body_diode [0057]

Claims (6)

  1. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator, die einem piezoelektrischen Transformator ein Ausgangssignal eines Schaltkreises zuführt, der eine Mehrzahl von Feldeffekttransistoren enthält, die an eine Eingangsspannungsquelle angeschlossen sind und bewirken, dass eine Last mittels eines Ausgangssignal des piezoelektrischen Transformators anspricht, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Schaltkreis oder dem piezoelektrischen Transformator eine Induktivität eingesetzt ist und dass die Lastimpedanz des Schaltkreises durch diese Induktivität induktiv gemacht wird.
  2. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis eine Vollbrückenschaltung ist.
  3. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Filterschaltung, die die höheren harmonischen Komponenten eines Rechteckausgangssignals des Schaltkreises in eine im wesentlichen sinusförmige Form umformt, zwischen dem Schaltkreis und dem piezoelektrischen Transformator vorgesehen ist, und dass eine Induktivität in einen Teil dieser Filterschaltung parallel zu dem Schaltkreis oder dem piezoelektrischen Transformator eingesetzt ist.
  4. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität derart in die Filterschaltung eingesetzt ist, dass zumindest in einem Frequenzband, das zum Formen der Ausgangswellenform der höheren harmonischen Komponenten des Schaltkreises benutzt wird, der Eingangsimpedanzwinkel θ größer als 0 ist.
  5. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltkreis zum Zeitpunkt des Schaltens der Mehrzahl von Feldeffekttransistoren eine Totzeit hat und einen Feldeffekttransistor, der sich vor der Totzeit in einem Einzustand befindet, unter Berücksichtigung der Totzeit in den Auszustand schaltet, und dass während der Totzeit kein Strom in Vorwärtsrichtung durch eine Body-Diode des Feldeffekttransistors im Auszustand fließt.
  6. Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass unter der Mehrzahl von Feldeffekttransistoren Strom durch einen Pfad geleitet wird, der die Feldeffekttransistoren vermeidet, die sich vor der Totzeit in einem Einzustand und nach der Totzeit in einem Auszustand befinden, indem Strom durch Body-Dioden anderer Feldeffekttransistoren geführt wird, die während der Totzeit ausgeschaltet sind.
DE112007002621T 2006-11-07 2007-10-24 Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator Withdrawn DE112007002621T5 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006-301635 2006-11-07
JP2006301635 2006-11-07
PCT/JP2007/001157 WO2008056435A1 (en) 2006-11-07 2007-10-24 Piezoelectric transformer drive circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112007002621T5 true DE112007002621T5 (de) 2009-09-17

Family

ID=39364264

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112007002621T Withdrawn DE112007002621T5 (de) 2006-11-07 2007-10-24 Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20100066204A1 (de)
JP (1) JPWO2008056435A1 (de)
DE (1) DE112007002621T5 (de)
WO (1) WO2008056435A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010015660A1 (de) * 2010-04-20 2011-10-20 Austriamicrosystems Ag Verfahren zum Schalten einer elektrischen Last in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung und Brückenschaltung

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI586216B (zh) * 2008-10-08 2017-06-01 Holdip Ltd 照明系統之改良
CN107970506B (zh) 2012-04-10 2020-06-16 艾诺维亚股份有限公司 具有可控制的微滴电荷的定向微滴流在制备药物中的用途
EP2849949A4 (de) 2012-05-15 2017-07-26 Eyenovia, Inc. Auswerfervorrichtungen, verfahren, treiber und schaltungen dafür
JP6153595B2 (ja) * 2013-02-22 2017-06-28 富士機械製造株式会社 交流電源装置
GB201309340D0 (en) 2013-05-23 2013-07-10 Led Lighting Consultants Ltd Improvements relating to power adaptors
GB201322022D0 (en) 2013-12-12 2014-01-29 Led Lighting Consultants Ltd Improvements relating to power adaptors
DE102014110003A1 (de) * 2014-07-16 2016-01-21 Vermes Microdispensing GmbH Phasenabschnittsteuerung von Piezoaktoren
JP6522962B2 (ja) * 2015-01-23 2019-05-29 株式会社沖データ ヒータ制御装置及び画像形成装置
KR102283082B1 (ko) * 2015-11-09 2021-07-30 삼성전기주식회사 전원 공급 장치
CN110401375B (zh) * 2019-07-29 2020-11-24 西南科技大学 一种高压压电陶瓷驱动电源及控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002233158A (ja) 1999-11-09 2002-08-16 O2 Micro Internatl Ltd 高効率適応型ｄｃ／ａｃコンバータ
JP2003164163A (ja) 2001-11-20 2003-06-06 Hitachi Metals Ltd 圧電トランス駆動回路

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0758159B1 (de) * 1995-08-07 2002-04-10 Nec Corporation Umwandler wobei ein piezoelektrisches Transformatoreingangssignal durch ein pulsbreitenmoduliertes Signal frequenzmoduliert wird
JP4338820B2 (ja) * 1999-04-23 2009-10-07 パナソニック株式会社 電源装置
JP4341059B2 (ja) * 2000-11-21 2009-10-07 Ｔｄｋラムダ株式会社 共振型スイッチング電源装置
JP2006280120A (ja) * 2005-03-30 2006-10-12 Daihen Corp インバータ電源装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002233158A (ja) 1999-11-09 2002-08-16 O2 Micro Internatl Ltd 高効率適応型ｄｃ／ａｃコンバータ
JP2003164163A (ja) 2001-11-20 2003-06-06 Hitachi Metals Ltd 圧電トランス駆動回路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
http://en.wikipedia.org/wiki/Power_MOSFET#Body_diode

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102010015660A1 (de) * 2010-04-20 2011-10-20 Austriamicrosystems Ag Verfahren zum Schalten einer elektrischen Last in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung und Brückenschaltung
US9735336B2 (en) 2010-04-20 2017-08-15 Ams Ag Method for switching an electrical load in a bridge branch of a bridge circuit, and bridge circuit
DE102010015660B4 (de) 2010-04-20 2023-02-09 Austriamicrosystems Ag Verfahren zum Schalten einer elektrischen Last in einem Brückenzweig einer Brückenschaltung und Brückenschaltung

Also Published As

Publication number Publication date
US20100066204A1 (en) 2010-03-18
JPWO2008056435A1 (ja) 2010-02-25
WO2008056435A1 (en) 2008-05-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112007002621T5 (de) Treiberschaltung für einen piezoelektrischen Transformator
EP2297842B1 (de) Verfahren, schaltungsanordnung und brückenschaltung
DE69400102T2 (de) Verlustlose aktive Entlastungsschaltung für den Ausgang eines Gleichrichters in Halbbrückenanordnung
DE102012208396A1 (de) Resonanzwandler
EP2852044B1 (de) Bidirektionaler wandler mit vorzugsrichtung und blindleistungsfähige wechselrichter mit diesem wandler
DE102009052461A1 (de) Wechselrichter-Schaltungsanordnung
DE102017110927A1 (de) Sperrwandlersteuerung, Sperrwandler und Verfahren zum Betreiben des Sperrwandlers
EP2180586B1 (de) Umrichterschaltung sowie Einheit und System mit einer solchen Umrichterschaltung
EP3332481B1 (de) Asymmetrische bipolare spannungsversorgung
DE112009004627T5 (de) Leistungsumwandlungsvorrichtung
DE102011119355A1 (de) Bidirektionaler resonanter Wandler
DE102018118080A1 (de) Aktiver Sperrwandler mit variabler Resonanzfrequenz
EP2961054B1 (de) Regelung eines Resonanzwandlers
DE102022207036B4 (de) Verfahren zum Ansteuern eines mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichters sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter
EP2961049B1 (de) Ansteuerschaltung eines Resonanzwandlers
EP2193005B1 (de) Verfahren zum betrieb einer widerstandsschweissvorrichtung
EP2599207B1 (de) Zwei-schalter-umrichter
EP3120447A1 (de) Elektrische schaltung umfassend eine halbbrücke
DE60105712T2 (de) Universales Schaltnetzteil
DE102017208111B4 (de) Oszillatorschaltung zur induktiven Energieübertragung
DE102011089679A1 (de) Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
DE102023109053A1 (de) Aktive Dämpfungsschaltung und Abwärtswandler
EP4525289A1 (de) Resonanzwandler mit parallelen eingangs-halbbrücken und verfahren zur ansteuerung eines resonanzwandlers
DE102015113071B4 (de) Potentialverschiebende Halbbrücke, Polwender und blindleistungsfähiger Wechselrichter sowie Polwendeverfahren
DE202015009475U1 (de) Gleichstromwandlersystem

Legal Events

Date Code Title Description
8139 Disposal/non-payment of the annual fee