DE112007001093T5

DE112007001093T5 - Teilabtastung elektrischer Energie

Info

Publication number: DE112007001093T5
Application number: DE112007001093T
Authority: DE
Inventors: Scott T. Holdsclaw
Original assignee: Elster Electricity LLC
Current assignee: Elster Solutions LLC
Priority date: 2006-05-05
Filing date: 2007-05-04
Publication date: 2009-04-09
Also published as: US20070262768A1; WO2007131175A2; GB2450463B; US7756651B2; CA2651302A1; CA2794180A1; GB2450463A; RU2008148013A; WO2007131175A3; CA2794180C; GB0820325D0; CA2651302C

Abstract

Verfahren zur Abtastung eines Netzleitungssignals, umfassend:
Wählen einer ersten Abtastung eines Netzleitungssignals;
Bestimmen eines Teils der ersten Abtastung, der zu einer ersten Netzperiode gehört; und
Wählen einer zweiten Abtastung des Netzleitungssignals;
Bestimmen eines Teils der zweiten Abtastung, der zur ersten Netzperiode gehört; und
Addieren des Teils der ersten Abtastung und des Teils der zweiten Abtastung.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die offenbarten Ausführungsformen beziehen sich auf elektronische Elektrizitätszähler.
HINTERGRUND
Ein Großteil der Übertragung und Verteilung elektrischer Energie erfolgt über Netzleitungen bei einer gewissen Nennfrequenz, typischerweise bei 50 oder 60 Hz. Historisch gesehen betrafen kleine Variationen bei der Netznennfrequenz die elektromechanische Wattstundenmessung nur wenig. Elektromechanische Zähler waren auf Grundgrößen, wie Wattstunden oder VARStunden unter Verwendung von Querreglern (shifting transformers) beschränkt, und die Genauigkeit der Ergebnisse hing im allgemeinen nicht von der Frequenz ab.
Die jetzige Deregulierung der Versorgungswirtschaft hat ein Markt für Produkte geschaffen, die die effiziente Verteilung und Überwachung elektrischer Leistung erleichtern. Ein Grund für die Überwachung der Netzfrequenz ist beispielsweise das erhöhte Interesse genauer Messungen von Oberwellen auf dem System des Energieversorgungsunternehmens. Historische Messpraktiken beschäftigen sich nur wenig mit Oberwellen. Heutzutage hat jedoch eine Zunahme der Konsumentenbelastungen eine Zunahme der Oberwellen erzeugt und somit ein größeres Interesse bei der Oberwellenanalyse auf einem Netzsystem. Dies ergibt sich zum Teil daraus, dass größere Oberwellen eine noch größere Belastung für das System bilden können. Auch kann die Verwendung von Blindleistung statt von Wirkleistung einen Elektrizitätszähler zu einer verminderten Schätzung der Leistung, die tatsächlich von einem Kunden verbraucht wird, veranlassen. Somit besteht ein großes Interesse an der Oberwellenanalyse von Netzsystemen.
Zusätzlich zur erhöhten Nachfrage der Kunden und der Deregulierung hat das Aufkommen elektronischer Elektrizitätszähler es erlaubt, dass eine solche Analyse ausgeführt und vom Zähler angezeigt werden kann. Beispielsweise können Elektrizitätszähler viele Eigenschaften der Netzleitung bestimmen, einschließlich: Phasenwinkel von einer Spannung zu einer anderen Spannung, Phasenwinkel von einem Strom zu einer Spannung, phasenbezogene Leistungsfaktoren, phasenbezogene Spannungen, phasenbezogene Ströme, phasenbezogene Spannungsoberwellen, phasenbezogene Stromoberwellen, phasen- und systembezogene Wattzahlen, phasen- und systembezogene Voltampere, phasen- und systembezogene Blindleistung und die gesamte harmonische Verzerrung für phasenbezogene Spannungen und Ströme.
Bisher haben Elektrizitätszähler gewissen Einschränkungen bezüglich der Art, in der Netzleitungswerte abgetastet wurden, aufgewiesen. Beispielsweise sind Berechnungen, die es erfordern, dass die Abtastung an eine gesetzte Zahl von Netzspannungsperioden gebunden ist, schwierig zu bestimmen. Dies ergibt sich zum Teil durch die inhärenten und variierenden Fluktuationen, die um eine Nennfrequenz, wie 60 Hz auftreten. Insbesondere beträgt, obwohl gesagt wird, dass das Netzsystem der Vereinigten Staaten mit einer Nennfrequenz von 60 Hz arbeitet, die tatsächlich übertragene Frequenz in der Praxis selten exakt 60 Hz sondern variiert stattdessen typischerweise um 60 Hz herum. Somit war es für irgendeine spezielle Abtastung sehr schwierig zu garantieren, dass sie eine Gesamtzahl von Netzspannungsperioden abgetastet hat. Stattdessen enthielten Abtastungen typischerweise einen Teil einer nachfolgenden und nicht erwünschten Netzspannungsperiode, der keinen Teil der Gesamtberechnung bildete. Somit wurde es, wenn gewisse Berechnungen ein oder mehrere ganzzahlige Netzspannungsperioden erforderten, notwendig, die erwartete Unfähig keit, zu gewährleisten, dass die Abtastung eine gesamte Netzspannungsperiode widerspiegelte, zu kompensieren.
Ein Weg, um den erwarteten Fehler zu kompensieren, umfasste die Verwendung einer größeren Anzahl von Abtastungen. Auf diese Weise wurde durch das Erhöhen des "Nenners" von Abtastungen der "Zähler" des zusätzlichen Periodenfehlers minimiert. Obwohl dieser Ansatz effektiv den inhärenten Fehler minimierte, erforderte er typischerweise sehr lange Abtastzeiten und einen erhöhten Speicherplatz.
Ein anderer Ansatz, der in Verbindung mit dem ersten Ansatz verwendet wurde, machte gewisse arithmetische Annahmen auf der Basis der erwarteten Nennfrequenz. Wenn man beispielsweise eine Nennfrequenz von 60 Hz annimmt, so liefert eine Abtastrate von 2370 Hertz 79 einzelne Abtastungen über zwei vollständige Netzspannungsperioden. Wieder besteht das Problem bei diesem Ansatz darin, dass er Variationen in der Nennfrequenz von 60 Hz nicht berücksichtigt, noch dass er andere akzeptierte Nennfrequenzen, wie 50 Hz, aufnehmen kann. Mit anderen Worten, Berechnungen, wie die von Oberwellen, die erfordern dass Abtastungen über ganzzahlige Netzperioden vorgenommen werden, erlauben keine vollständige Kompensation, nachdem die Messungen und die Zwischenberechnungen ausgeführt sind.
Somit sollte erkannt werden, dass es eine Notwendigkeit gibt, genaure Techniken für das Messen von Eigenschaften einer elektrischen Netzleitung bereit zu stellen.
ZUSAMMENFASSUNG
Es werden ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System beschrieben. Das neue Verfahren tastet ein Signal elektrischer Energie ab und bestimmt einen relevanten Teil des abgetasteten Signals elektrischer Energie. Der relevante Teil des Signals elektrischer Energie wird dann getrennt mit einer ersten und einer zweiten Referenzwellenform multipliziert. Der relevante Teil kann eine spezielle Netzperiode bei einer speziellen interessierenden Frequenz widerspiegeln. Zusätzlich können andere Abtastungen in der Netzperiode akkumuliert werden. Die Abtastungen, deren Teile bestimmt werden können, können das erste und/oder letzte Signal sein, während andere abgetastete Signale als ganzes ausgewertet werden. Die erste Referenzwellenform kann eine Quadraturkomponente der interessierenden Frequenz für die abgetastete elektrische Energie widerspiegeln, und die zweite Referenzwellenform kann eine In-Phase-Komponente einer interessierenden Frequenz der abgetasteten elektrischen Energie widerspiegeln. Die Werte können verwendet werden, um frequenzabhängige Größen für die elektrische Netzleitung zu bestimmen, wie beispielsweise eine harmonische Verzerrung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist elf Blockdiagramm eines elektronischen Messgeräts für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler;
2 stellt ein Flussdiagramm für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System dar; und
3A–3C stellen ein Flussdiagramm für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System dar.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die meisten Halbleiterelektrizitätszähler oder elektronischen Elektrizitätszähler tasten digital Spannungs- und Stromsignale auf einer bis drei unterschiedlichen Phasen ab und verarbeiten sie, um typischerweise Größen für Abrechnungszwecke zu erzeugen. Diese Messgeräte messen typischerweise Basisenergiegrößen wie Wattstunden, VAR-Stunden oder VA-Stunden. Die elektronischen Elektrizitätszähler sind auch fähig geworden, eine Vielzahl von Instrumentierungs- und/oder Netzleitungsleistungsbestimmungen auszuführen. Diese Messgeräte können beispielsweise fähig sein, die Gültigkeit der Verdrahtung außerhalb des elektronischen Messgeräts und andere Netzleitungsparameter, wie Oberwellen, zu bestimmen.
Systeme und Verfahren, die die neuen Techniken beschreiben, werden nun unter Bezug auf die Figuren beschrieben. Fachleute werden erkennen, dass die hier unter Bezug auf die Figuren gegebene Beschreibung nur beispielhaften Zwecken dient und sie den Umfang der Erfindung in keiner Weise einschränken soll. Obwohl ein beispielhaftes Messgerät verwendet werden kann, um die Erfindung zu illustrieren, sollte erkannt werden, dass dieses Messgerät nur für den Zweck einer klaren Beschreibung der Verfahren und Systeme vorgesehen ist. Diese Diskussion soll jedoch nicht die offenbarten Ausführungsformen beschränken. Tatsächlich sind die offenbarten Techniken in gleicher Weise auf andere Messgeräte und Messsysteme anwendbar.
1 ist ein Blockdiagramm, das die funktionellen Komponenten eines beispielhaften Messgeräts und ihre Schnittstellen zeigt. Wie in 1 gezeigt ist, umfasst ein Messgerät 100 für das Messen von dreiphasiger elektrischer Energie eine Anzeige 30 des LCD-Typs, eine integrierte Messgerätsschaltung (IC) 14, die A/D-Wandler und einen programmierbaren digitalen Signalprozessor (DSP) umfasst, und eine Mikrosteuerung 16. Analoge Spannungs- und Stromsignale, die sich über Netzverteilungsleitungen zwischen dem Leistungsgenerator des Elektrizitätsanbieters und den Benutzern der elektrischen Energie ausbreiten, werden durch Spannungsteiler 12A, 12B, 12C und Stromwandler oder Nebenschlusswiderstände 18A, 18B, 18C gemessen.
Die Ausgangssignale der Widerstandsteiler 12A–12C und der Stromwandler 18A–18C oder die gemessenen Spannungs- und Stromsignale, werden als Eingangssignale dem Messgerät-IC 14 geliefert. Die A/D-Wandler im Messgerät-IC 14 wandeln die gemessenen Spannungs- und Stromsignale in digitale Darstellungen der analogen Spannungs- und Stromsignale um. In einer bevorzugten Ausführungsform wird die A/D-Umwandlung so ausgeführt, wie das im US-Patent Nr. 5,544,089 vom 6. August 1996 mit dem Titel "Programmable Electric Meter Using Multiplexed Analog-To-Digital Converters", das hiermit durch Bezugnahme eingeschlossen ist, beschrieben ist. Die digitalen Spannungs- und Stromdarstellungen werden dann durch einen IIC-Bus 36 in die Mikrosteuerung 16 eingegeben.
Die Mikrosteuerung 16 bildet vorzugsweise eine Schnittstelle mit dem Messgerät-IC 14 und mit einem oder mehreren Speichervorrichtungen durch einen IIC-Bus 36. Ein Speicher, vorzugsweise ein nicht flüchtiger Speicher, wie ein EEPROM 35 ist vorgesehen, um die Nennphasenspannung und die Stromdaten und Schwellwertdaten als auch Programme und Programmdaten zu speichern. Nach einem Einschalten nach der Installation oder einem Energieausfall oder einer die Daten ändernde Kommunikation können beispielsweise ausgewählte Daten, die im EEPROM 35 gespeichert sind, in den Programm-RAM und den Daten-RAM, die mit dem Messgerät-IC 14 verknüpft sind, herabgeladen werden, wie das in 1 gezeigt ist. Der DSP verarbeitet unter der Steuerung der Mikrosteuerung 16 die digitalen Spannungs- und Stromsignale gemäß den herabgeladenen Programmen und Daten, die im jeweiligen Programm-RAM und Daten-RAM gespeichert sind.
Um Netzfrequenzmessungen und eine Kompensation auszuführen, überwacht das Messgerät-IC 14 die Netzfrequenz über beispielsweise mehrere Netzperioden. Es sollte verständlich sein, dass die Anzahl der Netzperioden vorzugsweise programmier bar ist, und dass eine unterschiedliche Anzahl von Netzperioden für bestimmte Messungen verwendet werden kann. Tatsächlich kann es unter Verwendung der beschriebenen Techniken möglich sein, Netzleitungsmessungen und Analysen unter Verwendung von weniger als einer vollen Netzperiode auszuführen.
Nach dem Einschalten bei der Installation kann eine Arbeitsprüfung ausgeführt werden, um den elektrischen Dienst zu identifizieren und/oder zu prüfen. Das Messgerät kann im Vorhinein für die Verwendung mit einem bestimmten Dienst programmiert sein, oder es kann den Dienst unter Verwendung einer Arbeitsprüfung bestimmen. Wenn die Arbeitsprüfung verwendet wird, um den elektrischen Dienst zu identifizieren, wird eine anfängliche Bestimmung der Anzahl aktiver Elemente vorgenommen. Zu diesem Zweck kann jedes Element (das sind 1, 2 oder 3 Elemente) auf Spannung geprüft werden. Wenn die Anzahl der Elemente identifiziert ist, können viele der Diensttypen aus der Liste der möglichen Diensttypen eliminiert werden. Es kann dann der Spannungsphasenwinkel relativ zur Phase A (oder irgendeiner anderen Phase) berechnet und mit jedem Phasenwinkel für a-b-c oder c-b-a-Drehungen in Bezug auf die verbleibenden möglichen Dienste verglichen werden. Wenn ein gültiger Dienst aus den Phasenwinkelvergleichsvorgängen gefunden wurde, kann die Betriebsspannung durch das Vergleichen der RMS-Spannungsmessungen für jede Phase mit den Nennphasenspannungen für den identifizierten Dienst bestimmt werden. Wenn die Nennbetriebsspannungen für den identifizierten Dienst zu den gemessenen Werten innerhalb eines akzeptablen Toleranzbereichs passen, wird ein gültiger Dienst identifiziert, und die Phasendrehung, die Betriebsspannung und der Diensttyp können angezeigt werden. Der Dienst kann verriegelt (locked) werden, das heißt die Dienstinformation wird in einem Speicher, vorzugsweise einem nicht flüchtigen Speicher, wie der EEPROM 35 manuell oder automatisch gespeichert. Es gibt eine Vielzahl von möglichen Diensttypen, die 4-Leitungssternschaltung, eine 3-Leitungssternschaltung, eine 4-Leitungs-Dreieckschaltung, eine 3-Leitungs-Dreieckschaltung oder ein Einphasenkreis, um nur einige zu nennen.
Wenn der Diensttyp im Voraus bekannt und fest eingestellt ist, kann die Arbeitsprüfung eine Prüfung ausführen, um zu gewährleisten, dass jedes Element Phasenpotential empfängt und dass die Phasenwinkel innerhalb eines vorbestimmten Prozentsatzes der Nennphasenwinkel für den bekannten Dienst liegen. Die Phasenspannungen können auch gemessen und mit den Nenndienstspannungen verglichen werden, um zu bestimmen, ob sie innerhalb eines vordefinierten Toleranzbereichs der Nennphasenspannungen liegen. Wenn die Spannungen und die Phasenwinkel innerhalb der spezifizierten Bereiche liegen, können die Phasendrehung, die Betriebsspannung und der Diensttyp auf der Anzeige des Messgeräts angezeigt werden. Wenn entweder kein gültiger Dienst gefunden wird, oder wenn die Arbeitsprüfung für einen bezeichneten Dienst misslingt, kann ein Systemfehlerkode der einen ungültigen Dienst angibt, angezeigt und auf der Anzeige fest eingestellt werden, um zu gewährleisten, dass der Fehler bemerkt und ausgewertet wird, um den Fehler zu korrigieren.
Es sollte auch erkannt werden, dass das Messgerät 100 auch eine Fernablesung des Messgeräts, eine Fernüberwachung der Energiequalität und das Neuprogrammieren durch einen optischen Anschluss 40 und/oder eine Optionsverbindungsvorrichtung 38 ermöglicht. Obwohl eine optische Kommunikation in Verbindung mit dem optischen Anschluss 40 verwendet werden kann, kann die Optionsverbindungsvorrichtung 38 beispielsweise für eine HF-Kommunikation oder eine elektronische Kommunikation über ein Modem ausgelegt werden.
Die beschriebenen Techniken können in Firmware vorliegen, wo solche Operationen durch eine korrekte Programmierung von Datentabellen ermöglicht werden. Es sollte jedoch auch erkannt werden, dass die offenbarten Techniken Software und/oder Hardware oder eine Kombination der beiden verwenden können. Die offenbarten Techniken sind in der Tat nicht auf irgendeine spezielle Implementierung begrenzt, sondern berücksichtigen eine Implementierung in jeder realen Form.
Nachdem der Diensttyp bestimmt ist, können die Phasenspannungsgrößen geprüft werden. Wenn die Phasenspannungsgrößen in die erlaubten Parameter für die Phasen fallen, dann kann eine Nennbetriebsspannung bestimmt werden. Die Bestimmung eines gültigen Typs und einer gültigen Betriebsspannung für diesen Typ definiert die Detektion eines gültigen Dienstes.
Spannungs-zu-Spannungs-Phasenwinkel können bei der Bestimmung des Diensttyps verwendet werden. Eine Phasenwinkelbestimmung kann auf einer Anzahl von verschiedenen Wegen erreicht werden, einschließlich dem Zählen von Abtastwerten zwischen ähnlichen Spannungsnulldurchgängen oder durch das Ausführen einer diskreten Fouriertransformation (DFT) zwischen einer der interessierenden Phasenspannungen und einem idealen Signal, das durch die andere interessierende Spannung ausgelöst wird. Oft sind die Techniken für das Messen der Phasenwinkel zwischen zwei sinusförmigen Signalen frequenzabhängig. Somit kann die Bestimmung des Diensttyps, mit dem das Messgerät verbunden ist, eine frequenzabhängige Bestimmung sein, obwohl die offenbarten Techniken nicht in dieser Weise beschränkt sind.
Eine DFT wird verwendet, um den Inhalt eines speziellen Frequenzsignals innerhalb eines Eingangssignals zu bestimmen. Insbesondere ist jedes abgetastete Signal aus vielen unterschiedlichen Signalen verschiedener Frequenzen und Größen zusammengesetzt. Die DFT kann arbeiten, um eine spezifische interessierende Frequenz (beispielsweise 50 oder 60 Hz oder Harmonische davon) auszuwerten. Die DFT liefert Information beispielsweise im Hinblick darauf, wie viel einer Größe eines abgetasteten Signals durch eine bestimmte interessierende Frequenz geliefert wird, oder wie große der Winkel dieses Signals in Bezug auf ein anderes Signal ist.
Die DFT wird beispielsweise durch das Multiplizieren von Abtastwerten des Signals der elektrischen Energie mit zwei Standardwellenformen, die eine im wesentlichen ähnliche Frequenz aufweisen, bestimmt. Eine Wellenform kann sich um ungefähr 90 Grad in der Phase von der anderen Wellenform unterscheiden. Eine Wel lenform kann als die In-Phase-Komponente bezeichnet werden, und die andere Wellenform kann die Quadraturkomponente sein. Diese Wellenformen werden auch als "Träger" bezeichnet. Die zwei Sinuswellen sind, obwohl sie dieselbe oder eine ähnliche Frequenz haben, nicht in Phase zueinander. Die "In-Phase"-Sinuswelle beginnt bei 0 Grad auf der Wellenform, und ihr Startpunkt kann verwendet werden, um die Ergebnisse mit einem anderen Ereignis oder einer anderen Wellenform in Bezug zu setzen. Der "Quadratur"-Träger besitzt auch dieselbe oder eine ähnliche Frequenz wie der "In-Phase"-Träger, aber er beginnt 90 Grad hinter dem "In-Phase"-Signal. Wenn der Beginn des Trägersignals als 0 Grad definiert ist, dann können die zwei Trägersignale definiert werden als: "In-Phase"-Träger = sin(ωt) und "Quadratur"-Träger = –cos(ωt), wobei ω = interessierende Frequenz, t = Zeit und ωt = θ, was der Winkel für irgendeinen Zeitpunkt ist.
Eine tatsächliche Bestimmung der Sinus- und Kosinuswerte kann so ausgeführt werden, dass sie nahezu jede Frequenz erlaubt. Dies ergibt sich durch die Tatsache, dass es notwendig sein kann, Eigenschaften verschiedener Nennfrequenzen und Toleranzen um diese Frequenzen und bei Harmonischen der Tolleranzen der verschiedenen Nennfrequenzen zu berechnen. Aus diesem Grund können die Sinus- und Kosinusträger typischerweise zur Zeit der Verwendung berechnet werden, was im Gegensatz dazu steht, dass sie aus einer vordefinierten Tabelle gelesen werden. Um die tatsächlichen Trägerwerte zu berechnen, können die folgenden Formeln verwendet werden: sin(θ + δθ) = [sin(θ)·cos(δθ)] + [cos(θ)·sin(δθ)] cos(θ + δθ) = [cos(θ)·cos(δθ)] – [sin(θ)·sin(δθ)]
Wenn man die negativen Kosinuswerte nimmt, so ergibt sich folgendes, wobei θ der Winkel des Trägersignals ist, und δθ die Änderung des Winkels des Trägersignals zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten: sin(θ + δθ) = [sin(θ)·cos(δθ)] – [–cos(θ)·sin(δθ)] –cos(θ + δθ) = [–cos(θ)·cos(δθ)] + [sin(θ)·sin(δθ)]
Diese Technik erlaubt es, dass die interessierende Frequenz (beispielsweise die Trägerfrequenz) durch die zwei festen Werte: sin(δθ) und cos(δθ) definiert wird. Sie kann auch die einfache Berechnung der Trägersignale für jede nachfolgende Abtastzeit unter Verwendung von nur den beiden festen Werten und den Trägersignalwerten für die vorherigen Abtastzeiten erlauben. Diese zwei Werte können durch einen externen Mikroprozessor berechnet und dem DSP im Format einer Anforderung geliefert werden, und/oder sie können vom DSP selbst berechnet werden.
2 ist ein Flussdiagramm für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System. Wie in 2 gezeigt ist, so wird bei 201 ein erster Abtastwert eines Netzleitungssignals abgetastet. Bei 202 wird bestimmt, ob ein Teil des ersten Abtastwerts zu einer ersten Netzperiode oder zu einer anderen Netzperiode gehört. Bei 203 wird ein zweiter Abtastwert des Netzleitungssignals ausgewählt. Bei 204 wird bestimmt, ob ein Teil des zweiten Abtastwerts zur ersten Netzperiode oder zu einer anderen Netzperiode gehört. Bei 205 werden der Teil des ersten Abtastwerts und der Teil des zweiten Abtastwerts addiert.
Die 3A, 3B und 3C stellen ein Flussdiagramm für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System dar. Es sollte erkannt werden, dass das Verfahren durch den Mikroprozessor durch eine Anzahl verschiedener Verfahren initiiert werden kann. Die 3A, 3B und 3C liefern nur ein beispielhaftes Verfahren, bei dem der Mikroprozessor feste Werte (sin(δθ) und cos(δθ)) an den DSP gibt, um die Anforderung zu initiieren. Wie in 3A gezeigt ist, fordert bei 301 der Mikroprozessor eine tatsächliche Netzfrequenz vom DSP an. Es sollte erkannt werden, dass es sein kann, dass die tatsächliche Netzfrequenz nicht zu bestimmt werden braucht, sondern dass angenommen wird, dass es eine Nennnetzfrequenz ist. Bei dieser Ausführungsform kann jedoch, wenn man diese Annahme vornimmt, dies zu einer Diskrepanz führen, wenn das gewünschte Ergebnis auf der tat sächlichen Netzfrequenz basieren soll. Die sich ergebende Diskrepanz kann eine Funktion davon sein, wie weit die tatsächliche Frequenz sich von der Nennfrequenz entfernt befindet, und sie kann in einigen Fällen akzeptabel sein.
Bei 302 werden die Werte für sin(δθ) und cos(δθ) auf der Basis der Ergebnisse der tatsächlichen Netzfrequenz, die in 301 bestimmt wurde, bestimmt. Bei 303 können die Werte für sin(δθ) und cos(δθ) an den DSP als eine Anforderung (request) gegeben werden. Alternativ sollte, wie das bei 305 angegeben ist, erkennbar sein, dass der Mikroprozessor eine Anforderung einer speziellen, interessierenden Harmonischen vornimmt, statt oder zusätzlich zur Nennfrequenz und/oder der tatsächlichen Frequenz. Die Harmonische kann aus festen Werten bestehen, die die interessierende Frequenz definieren. Solche Harmonische können die fundamentale Harmonische oder irgendeine bezifferte Harmonische sein. In diesem Fall kann der DSP die tatsächliche Netzfrequenz verfolgen und/oder fähig sein, sie zu berechnen. Mit der tatsächlichen Netzfrequenz kann der DSP dann zwei feste Werte sin(δθ) und cos(δθ) berechnen, wie das bei 306 gezeigt ist. Wenn die Anforderung an den DSP gegeben worden ist, werden die Anfangswerte der In-Phase- und der Quadratur-Träger bei 304 bestimmt.
Abtastwerte der elektrischen Netzleitung können dann bei 307 gewonnen werden. Das elektrische Netzsignal wird typischerweise als ein analoges Signal dargestellt. Das Abtasten eines solchen analogen Signals unterteilt typischerweise das analoge Signal in diskrete digitale Abtastwerte, die diskrete Amplituden aufweisen. Jeder Abtastwert ist typischerweise viel kürzer als eine Periode. Beispielsweise kann es sein, dass eine Abtasttechnik jede Periode in ungefähr 40 Abtastwerte unterteilt (das heißt die Abtastzeit beträgt ungefähr 1/40 einer Netzperiode). Es ist jedoch oft schwer, zu gewährleisten, dass der 40. Abtastwert (oder die gesamte Zahl der Abtastwerte) gerade eine ganze Netzperiode erfasst. Natürlich kann es sein, dass wenn es keine gewisse Zahl von Abtastwerten in einer Netzperiode gibt, die sich ergebende Berechnungen, die über eine ganzzahlige Anzahl von Abtastwerten für eine Netzperiode gemacht werden, in unerwünschter Weise ungenau sind.
Bei 308 wird bestimmt, ob die DFT-Verarbeitung gestartet werden soll. Wenn die DFT nicht bereit ist, zu starten, so geht das Verfahren zu 307 zurück, um den nächsten Netzleitungsabtastwert zu erhalten. Dieses Verfahren wiederholt sich, bis die DFT bereit ist, die Verarbeitung zu beginnen. Die Bestimmung, ob die DFT-Verarbeitung bereit für einen Beginn ist, kann mit einer Vielzahl von Verfahren bestimmt werden. Diese können in nicht einschränkender Weise die folgenden umfassen: Wenn das analoge Netzsignal (beispielsweise auf irgend einer der Phasen) einen vorbestimmten Punkt erreicht (beispielsweise Nulldurchgang) und/oder die Verwendung eines beliebigen Startpunkts.
Im Kontext der Verwendung eines Nulldurchgangs kann ein beispielhaftes Verfahren, um zu bestimmen, ob die Länge der Testzeit eine ganzzahlige Anzahl von Netzperioden darstellt, beginnen mit einem positiven Spannungsnulldurchgang der Phase A und enden nach einer gewissen Anzahl positiver Spannungsdurchgänge der Phase A. Auch das Verwenden eines anderen und möglicherweise beliebigen Startpunkts kann ein anderes Verfahren für die Bestimmung der Berechnungslänge erforderlich machen. Dies kann unter Verwendung eines Zählers erreicht werden, um eine Anzahl von Abtastberechnungen zu bestimmen. Beispielsweise kann es sein, dass es eine gewisse Anzahl von Abtastwerten P gibt, die erforderlich sind, um N volle Perioden zu verarbeiten.
Wie früher angegeben wurde, besteht bei DFT-Berechnungen oft das Problem, dass sie über eine ganzzahlige Anzahl von Netzperioden erfolgen müssen, und dass wenn die Frequenz des gemessenen Signals sich nicht gleichmäßig in die Abtastrate teilt, dann die Messung nicht für eine ganzzahlige Anzahl von Abtastwerten ausgeführt werden kann, was zu einer gewissen Diskrepanz führt. Ein Verfahren, um diese Diskrepanz zu minimieren, besteht darin, Bruchteile eines Abtastwerts zu handhaben. Mit anderen Worten, es kann notwendig sein, dass beispielsweise Bruchteile einer Abtas tung entweder in der ersten Abtastung, der letzten Abtastung oder sowohl in der ersten als auch der letzten Abtastung gehandhabt werden.
Um die relevanten Bruchteile der Abtastung zu bestimmen, kann es notwendig sein, bei 309 zu bestimmen, welcher Teil der Abtastung in die DFT-Berechnung eingefügt werden sollte. Wenn der relevante Bruchteil oder Teil der Abtastung bestimmt ist, wird das interessierende Signal sowohl mit dem In-Phase-Trägersignal als auch dem relevanten Bruchteil bei 310 multipliziert. Das sich ergebende Produkt kann bei 311 in einen Akkumulator geladen werden, der beispielsweise als In-Phase-Akkumulator bezeichnet wird. Das interessierende elektrische Signal kann dann sowohl mit dem Quadraturträger als auch dem relevanten Bruchteil bei 312 multipliziert werden. Wie in 3B gezeigt ist, kann bei 313 das sich ergebende Produkt in einen Akkumulator geladen werden, der beispielsweise als Quadraturakkumulator bezeichnet wird. Der Bruchteil der Abtastung, der den Teil der Abtastung darstellt, der in die DFT-Berechnung einzuschließen ist, kann dann bei 314 in einen Zähler, genannt Abtastungszähler, geladen werden. Der Abtastungszähler kann die Gesamtzahl der Abtastungen, für die die Akkumulation während der gesamten DFT-Berechnung ausgeführt wird, akkumulieren.
Es kann eine nächste Abtastung des interessierenden elektrischen Netzleitungssignals bei 315 erworben werden. Bei 316 wird bestimmt, ob die DFT-Verarbeitung vollendet ist. Diese Bestimmung kann auf dem Verfahren basieren, das verwendet wurde, um die Berechnung zu initiieren (beispielsweise Nulldurchgang) und sollte die Abtastung des interessierenden elektrischen Signals für eine gewisse ganzzahlige Anzahl von Perioden oder so dicht wie möglich an einer ganzen Zahl liegend, bewirken. Wenn bei 316 bestimmt wird, dass die DFT-Verarbeitung nicht geendet hat, geht das Verfahren zu 317 weiter, wo die In-Phasen- und Quadratur-Trägerwerte für die aktuelle Abtastzeit berechnet werden. Bei 318 wird die aktuelle Abtastung des interessierenden elektrischen Signals mit dem In-Phase-Träger multipliziert, und bei 319 wird das sich ergebende Produkt zum In-Phase-Akkumulator hinzugefügt. Bei 320 wird die aktuelle Abtastung des interessierenden elektrischen Signals mit dem Quadraturträger multipliziert. Wie in 3C bei 331 gezeigt ist, wird das Ergebnis dem Quadraturakkumulator hinzugefügt. Bei 332 kann der Abtastzähler inkrementiert werden (beispielsweise um 1). Nach 332 kehrt das Verfahren zu 315 zurück, um die Gesamtzahl der Abtastungen, für die die Akkumulation während der DFT-Berechnung ausgeführt wird, zu akkumulieren. Das Verfahren erwirbt eine nächste Abtastung des interessierenden elektrischen Signals und das Verfahren setzt sich fort, bis das Ende der DFT-Verarbeitung bei 316 bestimmt wird.
Wenn man zu 3B zurückkehrt, so kann es, wenn bei 316 bestimmt wird, dass die DFT-Verarbeitung vollendet ist, notwendig sein, bei 321 zu bestimmen, welcher Teil der aktuellen Abtastung (oder der vorherigen oder nachfolgenden Abtastung) in die DFT-Berechnung eingefügt werden soll. Als nächstes können bei 322 die In-Phase- und Quadratur-Trägerwerte für die aktuelle Abtastzeit berechnet werden. Bei 323 wird das interessierende elektrische Signal sowohl mit dem In-Phase-Trägersignal als auch dem Bruchteil des Signals, der in die DFT eingeschlossen werden soll, multipliziert. Das Produkt wird dann zum In-Phase-Akkumulator bei 324 addiert. Bei 325 wird das interessierende elektrische Signal sowohl mit dem Quadratur-Trägersignal als auch dem Bruchteil des Signals, der in die DFT eingeschlossen werden soll, multipliziert. Bei 326 wird das Produkt zum Quadraturakkumulator addiert. Der Bruchteil, der für den Teil der Abtastung, der in die DFT-Berechnung eingeschlossen werden soll, repräsentativ ist, wird dann bei 327 zum Abtastungszäher addiert. An diesem Punkt hat der Abtastungszähler nun die Gesamtzahl der Abtastungen, für die eine Akkumulation während der gesamten DFT-Berechnung ausgeführt wird, akkumuliert.
Bei 328 wird der In-Phase-Akkumulator durch den Abtastungszählerwert geteilt, um ein mittleres In-Phase-Ergebnis zu ergeben. In ähnlicher Weise wird bei 329 der Quadratur-Akkumulator durch den Abtastungszählerwert geteilt, um ein mittleres Quadratur-Ergebnis zu ergeben. Bei 330 werden die In-Phase- und die Quadratur-Ergebnisse für ein Lesen durch die Anforderungsroutine verfügbar gemacht.
Die sich ergebenden In-Phase- und Quadraturgrößen (beispielsweise Mittelwerte) sind proportional den In-Phase- und Quadraturkomponenten des interessierenden Signals. Die Größe des DFT-Ergebnisses kann durch eine Quadratwurzel der Summe der Quadrate der In-Phase- und Quadraturgrößen bestimmt werden. Die Größe kann äquivalent dem Produkt des RMS-Werts der interessierenden Frequenz im abgetasteten Signal und dem RMS-Wert einer der Standardwellenformen sein (das heißt, es kann angenommen werden, dass die RMS-Werte der In-Phase- und Quadraturwellenformen im wesentlichen gleich sind). Typischerweise ist der Spitzenwert der Standardwellenformen 1, was zu einem RMS-Wert von 1/42 führt. So kann durch das Teilen der sich ergebenden Größe durch den RMS-Wert von einer der Standardwellenformen die Größe des Signals der gewünschten Frequenz innerhalb des elektrischen Netzleitungssignals bestimmt werden.

Der Winkel des interessierenden Signals kann auch durch die Verwendung der In-Phase- und Quadraturterme bestimmt werden. Der sich ergebende Phasenwinkel wird durch die folgende Tabelle bestimmt:

Vorzeichen der In-Phasen-Größe	Vorzeichen der Quadratur-Größe	Winkelberechnung (in Grad)
+	+	arctan(Quadratur/In-Phase) + 0°
-	+	arctan(Quadratur/In-Phase) + 180°
-	-	arctan(Quadratur/In-Phase) + 180°
-	-	arctan(Quadratur/In-Phase) + 360°

Obwohl die In-Phase- und Quadraturausdrücke eine Funktion der RMS-Werte der zwei Standardwellenformen sind, kann es sein dass die RMS-Werte der zwei Standardwellenformen nicht entfernt werden müssen, wie bei der Größenbestimmung. Da sie ähnliche und/oder identische Werte in beiden In-Phase- und Quadratur-Termen haben, und die Arkustangensfunktion mit dem Quotient der Quadratur- und In-Phase-Werte ausgeführt wird, kann es sein, dass die RMS-Werte von den zwei Standardwellenformen einander auslöschen.
Für die Bestimmung des Spannungs-zu-Spannungs-Phasenwinkels der interessierenden Frequenz kann die DFT wieder für diese Bestimmung verwendet werden, um es zu ermöglichen, dass eine gemeinsame Funktion für mehrere Zwecke verwendet wird. Zusätzlich zur Detektion der Nennphasenwinkel erlaubt diese Funktion die Detektion einzelner harmonischer Werte höherer Frequenzen. Die Verfügbarkeit dieser Funktion zusammen mit der Fähigkeit RMS-Größen zu berechnen, erlaubt beispielsweise die Berechnung der gesamten harmonischen Störungsgrößen.
Obwohl die offenbarten Ausführungsformen hier unter Bezug auf gewisse spezifische Ausführungsformen beschrieben wurden, sollen sie die Diskussion nicht beschränken. Stattdessen können verschiedene Modifikationen in den Details innerhalb des Umfangs und Bereichs der Äquivalente der Ansprüche und ohne von der Erfindung abzuweichen gemacht werden. Beispielsweise können verschiedene Techniken verwendet werden, um den Teil des abgetasteten Signals, der der Messperiode für die erste Abtastung oder für die letzte Abtastung zugeschrieben werden kann, zu bestimmen.
Wenn ein beliebiger Startpunkt und eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen verwendet wird, kann jeder Bruchteil der ersten Abtastung eingeschlossen werden, und was auch immer für ein verbleibender Bruchteil einer Abtastzeit übrig bleibt, so kann dieser für die letzte Abtastung verwendet werden. Obwohl die Einfachheit vorschlagen würde, entweder eine gesamte Abtastung für die erste oder die letzte Abtastungsberechnung zu verwenden, so würde der nicht ganzzahlige Bruchteil der Abtastzeit nur einmal berechnet werden müssen, so dass jedes Verfahren verwendet werden könnte.
Für Verfahren, die die tatsächlichen Signale der elektrischen Energie verwenden, werden Nulldurchgänge oder Punkte, die von Nulldurchgängen abgeleitet sind (beispielsweise konsistente Winkelpunkte auf einer Wellenform) typischerweise als Referenzpunkte für die Trägerinitialisierung verwendet. Eine Technik für das Bestimmen des Orts des tatsächlichen Nulldurchgangs zwischen zwei Abtastungen (und somit die Bruchteilsteilung zwischen vorherige Periode und nachfolgender Periode) ist die lineare Näherung. Beispielsweise teilt, wie das Fachleuten wohl bekannt ist, das digitalen Abtasten eines analogen Signals elektrischer Energie einer Netzleitung das analoge Signal in diskrete digitale Abtastungen, die diskrete Amplituden aufweisen, beispielsweise –1, 1, 2, und –2. Somit kann, wenn beispielsweise ein Nulldurchgang in einer Abtastung gemessen wurde, bemerkt werden, dass die Abtastung einen positiven Nulldurchgang darstellt, wenn sie sich von einem Wert von –2 (das ist unter dem Nulldurchgang) zu einem Wert von positiv 1 (das ist über dem Nulldurchgang) um einen gesamten Bewegungswert von 3 bewegt. Die lineare Näherung bedeutet, dass 1/3 des abgetasteten Signals den Teil über dem Nulldurchgang widerspiegelt, und dass die verbleibenden 2/3 des abgetasteten Signals den Teil unter dem Nulldurchgang (oder der vorherigen Periode) widerspiegeln. Die Bestimmung welcher Bruchteil der Abtastung zu verwenden ist, basiert darauf, ob die erste oder die letzte Abtastung der Berechnung ausgeführt wird.
Wieder ist die lineare Näherung nur eine Technik der Bestimmung der Bruchteile einer Abtastzeit, die zur vorherigen Periode und der nachfolgenden Periode auf einem tatsächlichen Signal elektrischer Energie gehören. Da jedoch Signale elektrischer Energie typischerweise nicht linear sind, insbesondere beim Vorhandensein einer harmonischen Verzerrung, so können andere Techniken verwendet werden, um zu interpolieren, wo der tatsächliche Nulldurchgang zwischen zwei Abtastungen aufgetre ten ist. Die lineare Näherung verwendet typischerweise zwei Abtastungsgrößen, wobei aber andere Kurvenanpassungstechniken, die mehr als zwei Abtastungen verwenden (beispielsweise eine parabolische 3-Punkt Anpassung) in einigen Fällen bessere Ergebnisse ergeben.
Die betrachtete Ausführungsform kann auch Zähler verwenden, um die Zahl der Abtastungen über einer Netzperiode des Signals elektrischer Energie zu zählen, und Register, um die kompletten Zählerwerte von der letzten Periode jedes Signals zu speichern. Beispielsweise können die Zähler T0, T1 und T2 Abtastungen von einem positiven Spannungsnulldurchgang zu positiven Nulldurchgängen auf den Phasen A, B beziehungsweise C zählen. Diese Zähler können verwendet werden, um die Netzfrequenz folgendermaßen zu bestimmen: Frequenz = 1/(Zahl der Abtastungen pro Periode·Zeit pro Abtastung).
Die betrachteten Techniken können Zähler einschließen, die die Zahl der Abtastungen von einem positiven Spannungsnulldurchgang zum positiven Nulldurchgang auf den Phasen A, B beziehungsweise C zählen. In dieser Technik kann eine Periode auf den einzelnen Phasen unter Verwendung dieser Zähler definiert werden. Beispielsweise kann eine Periodenlänge durch das Zählen der Anzahl von Abtastungen, die es braucht, um von einem ersten positiven Nulldurchgang zu einem nachfolgenden positiven Nulldurchgang zu gelangen, bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen kann es wünschenswert sein, die Periodenlänge jeder Phase zu verfolgen (beispielsweise statt nur der von einer Phase), insbesondere in solchen Zählern, bei denen es nicht mehr notwendig ist, dass die Phase A für den Betrieb vorhanden ist. Auf diese Weise kann es wünschenswert sein, die Periodenlänge durch das Gehen zu einer anderen Phase (beispielsweise B oder C) zu bestimmen, beispielsweise wenn eine Phase nicht verfügbar ist.
Da es sein kann, dass die tatsächlichen Nulldurchgänge zwischen einzelnen Abtastungen auftreten, kann, um die Abtastungszähler genauer zu machen, der Ort des Nulldurchgangs geschätzt werden, um einen gewissen Bruchteil der Abtastzeit der vorherigen Periode zuzuschreiben, und den verbleibenden Bruchteil der Abtastzeit der nachfolgenden Periode. Wenn beispielsweise die letzte negative Abtastung den Wert –X aufweist, und die folgende Abtastung positiv ist und den Wert Y besitzt, dann ist der Bruchteil –(–X)/(Y – (–X)) der Teil des Bruchteils, der zur vorherigen Periode gehört. Der Bruchteil Y/(Y – (–X)) ist der Teil des Bruchteils, der zur nächsten Periode gehört. Es sollt erkannt werden, dass während diese Technik mit eine linearen Näherung demonstriert ist, andere Mittel der Näherung in Betracht gezogen wurden und verwendet werden können.
Die Arbeitszählerwerte T0, T1 und T2 können sowohl einen ganzzahligen Teil als auch einen Bruchteil einschließen. Am Beginn einer Periode wird der Bruchteil der Abtastzeit, der der neuen Periode zugeschrieben ist (nach dem Nulldurchgang) als Anfangswert des Arbeitszählers geladen. Jede nachfolgende Abtastzeit inkrementiert den Arbeitszähler um 1, bis eine Abtastung erhalten wird, die einen ähnlichen Nulldurchgang zeigt, wie er verwendet wurde, um den Beginn einer nachfolgenden Periode zu definieren. Der Bruchteil dieser letzten Abtastung, die der gerade vollendeten Periode zugeschrieben wurde (vor dem Nulldurchgang) wird zum Arbeitszähler addiert. Dieser Endwert des Arbeitszählers (beispielsweise T0, T1 oder T2) kann dann in einem anderen Register (beispielsweise LastT0, LastT1 beziehungsweise LastT2) gespeichert werden. Die gespeicherten Register werden nun die Frequenz der letzten vollen Periode der Phasen A, B beziehungsweise C darstellen.
Es sollte erkannt werden, dass wenn die Phasen vorhanden und verfügbar sind, es sein kann, dass die Werte im Wesentlichen dieselben sein sollten, wenn man annimmt, dass sie dieselbe Frequenz überwachen. Als ein Ergebnis kann es sein, dass beim Bestimmen der aktuellen Netzfrequenz des Zählersystems jeder Wert (beispielsweise LastT0, LastT1 oder LastT2) für die Verwendung gültige Werte darstellen, ob wohl es in einigen Ausführungsformen wünschenswert sein kann, einen auszuwählen, um die Frequenz des Zählersystems zu definieren. Nichtsdestotrotz sollte erkannt werden, dass andere Verfahren für das Definieren der Frequenz des Zählersystems betrachtet werden, wie beispielsweise das Mitteln der Werte, das weitere Filter der Werte LastT0, LastT1 oder LastT2 mit vorherigen Werten, um stabilere Ergebnisse zu erhalten, etc.
Eine genaue aktuelle Netzfrequenz des Zählersystems (und die Anzahl der Abtastungen pro Netzperiode) ist wichtig, wenn man DFT-Berechnungen ausführt, um zu wissen, über wie viele Abtastungen die DFT-Berechnungen erfolgen. Sie sind wichtig, damit sie an ein Steuersystem, wie den Mikroprozessor 16 in 1, zurück berichtet werden können, damit die spezifische Frequenz extern bestimmt werden kann, oder damit man die spezifische Frequenz kennt, wenn nur eine spezifische Harmonische angefordert wird.
Als ein Ergebnis der Möglichkeit, dass man keine ganzzahlige Anzahl von Abtastungen in einer Periode hat, definieren die offenbarten Techniken ein Verfahren zum Erhalten von Ergebnissen, die im Vergleich zu Berechnungen, die für eine ganzzahlige Anzahl von Abtastungen für dieselbe Periode vorgenommen werden, eine verbesserte Genauigkeit aufweisen. Das Verfahren umfasst die Verarbeitung von Bruchteilen einer Abtastung in der DFT-Berechnung selbst. Diese Bruchteilsakkumulationen sind für die ersten und letzten Abtastungen in der Abtastfrequenz geeignet, da diese Abtastungen sich mit größerer Wahrscheinlichkeit mit vorherigen oder nachfolgenden Perioden überlappen.
Beispielsweise können die tatsächlichen Spannungswerte für die Spannungsnulldurchgänge der ersten positiven Phase A durch Abtastwerte –A und B dargestellt werden, und die Spannungsnulldurchgänge der letzten Phase A können durch die Abtastwerte –X und Y dargestellt werden. Auch der Wert der ersten Abtastung des interessierenden Signals (das, so sollte man erkennen, ein Spannungs- oder Stromsig nal von Phase A, B oder C sein kann) kann als J bezeichnet werden, und kann von selben Zeitpunkt wie der B Nulldurchgangspunkt stammen. Somit kann der Anfangswert von T0 in diesem Beispiel sein: B/(B – (–A)).
Die ersten Akkumulationen können als "bruchteilsmäßig (fractional)" bezeichnet werden, um jeden Teil des Werts J auszuschließen, der einer vorherigen Periode entspricht, und sie können folgendermaßen berechnet werden: "In-Phase"-Komponente = [B/(B – (–A))]·0·j "Quadratur"-Komponente = [B/(B – (–A))]·–1·J Akkumulationsabtastungszähler = [B/(B – (–A))](wobei die 0 und –1 sin(θ) und –cos(θ) für θ = 0 Grad).
Wenn K der Wert der zweiten Abtastung des interessierenden Signals ist, dann können die nächsten Akkumulationen als ganzzahlige Akkumulationen bezeichnet werden (das heißt, sie schließen keinen Bruchteil einer vorherigen oder nachfolgenden Periode ein) und sie können folgendermaßen definiert werden: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase"-Komponente + [sin(θ)·K] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur"-Komponente + [–cos(θ)·K] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + 1(wobei θ der Winkelwert der Abtastzeit ist).
Diese ganzzahligen Akkumulationen können sich für nachfolgende Abtastungen, die dieselbe Periode darstellen, fortsetzen, bis der letzte positive Nulldurchgang der Phase A detektiert wird, der eine neuen Periode anzeigt. Es sollte auch erkannt werden, dass dies auch über mehrere Perioden auftreten kann, wo ganzzahlige Akkumulationen für nachfolgende Abtastungen stattfinden, bis der letzte positive Nulldurchgang der Phase A der letzten Periode detektiert ist. Der letzte Nulldurchgang der Phase A kann Abtastwerte von –X (letzte Abtastung der vorherigen Periode) und Y (erste Abtastung der nachfolgenden Periode) aufweisen. Die Abtastwerte des interessierenden Signals, die den Werten –X und Y der Phase A entsprechen, können als S beziehungsweise T bezeichnet werden. Somit kann die letzte ganzzahlige (das ist nicht-bruchteilsmäßig) Akkumulation folgendermaßen definiert werden: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase"-Komponente + [sin(θ)·S] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur" + [–cos(θ)·S] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + 1(wobei θ der Winkelwert, der für diesen Zeitpunkt passend ist, ist)
Die letzte Akkumulation der interessierenden Periode, bei der es sich um eine Bruchteilsabtastung handeln kann, wenn man annimmt, dass sich ein Teil des abgetasteten Signals mit einer nachfolgenden Periode überlappt, kann folgendermaßen definiert werden: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase" + [–(–X)/(Y – (–X))]·[sind(θ)·T] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur" + [–(–X)/(Y – (–X))]·[–cos(θ)·T] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + [–(–X)/(Y – (–X))](wobei θ der Winkelwert ist, der für diesen Zeitpunkt passend ist).
Die letzten "In-Phase"- und "Quadratur"-Ergebnisse können durch das Teilen der Summationen durch die Zahl der akkumulierten Abtastungen erworben werden, wobei beachtet werden sollte, dass die Zahl der akkumulierten Abtastungen auch bruchteilsmäßig sein kann: "In-Phase" = "In-Phase"/Akkumulationsabtastungszähler "Quadratur" = "Quadratur"/Akkumulationsabtastungszähler
Es sollt erkannt werden, dass in einigen Fällen die interessierende Periode durch eine exakte ganzzahlige Zahl von Abtastungen dargestellt werden kann. Es sollte jedoch auch erkannt werden, dass dies ein relativ unwahrscheinlicher Fall ist, da die Basisfrequenz des gemessenen Signals zusammen mit anderen Toleranzen variabel ist, und sie typischerweise nicht eine exakte Zahl von Abtastungen darstellt. Auch wenn das interessierende Signal dieselben oder ähnliche Nulldurchgänge wie das Triggersignal hat (typischerweise die Spannung der Phase A), kann die Menge der Akkumulation während den ersten und letzten Abtastzeiten relativ klein sein. Es sollte jedoch auch erkannt werden, dass dort, wo das interessierende Signal eine relativ große Phasenverschiebung mit dem Triggersignal aufweist, signifikante Mengen der Akkumulation in der ersten und letzten Abtastzeit auftreten können, und die bruchteilsmäßige Akkumulation die Ergebnisse stark verbessert.
Es sollte auch erkannt werden, dass die obigen Beispiele nicht als ausschließlich angegeben sind, sondern dass sie nur Beispiele vieler möglicher zu betrachtender Implementierungen sind. Beispielsweise kann es möglich sein, Netzperioden auf eine andere Weise zu definieren. Insbesondere kann eine Länge einer Netzperiode durch einen Zähler definiert werden, dessen Länge durch eine Anzahl von Abtastungen definiert werden kann. Ein Wert kann die Zahl der Abtastungen, die für eine Netzperiode erforderlich sind, definieren und kann als TestMasterTx bezeichnet werden. TestMasterTx kann durch die Werte LastT0 oder LastT1 oder LastT2 konstant aktualisiert werden, wobei die Werte T0, T1 und T2 die Abtastungszähler für die Phasen A, B beziehungsweise C sind. Gültige Werte von diesen drei Registern können direkt in TestMasterTx geladen oder beispielsweise in einem Filteralgorithmus verwendet werden, um einen anderen neuen Wert zu erzeugen, der in TestMasterTx geladen werden soll. Die Verwendung von TestMasterTx als die definierende Länge einer Periode kann das Ignorieren der tatsächlichen Nulldurchgänge, die verwendet werden, um DFT-Berechnungen zu starten und zu stoppen, erlauben, und sie kann die Verwendung beliebiger Startpunkte ermöglichen. Es sollte erkannt werden, dass obwohl sich die Diskussion auf Signale elektrischer Energie, die direkt gemessen werden, wie die Spannungen und die Ströme für die Phasen A, B und C, konzentriert hat, diese Technik die Verwendung anderer Signale, die nicht notwendigerweise direkt gemessen werden, in Betracht zieht. Solche Werte können Werte wie den Erdstrom (beispielsweise aus der Summe der Phasenströme) oder die Spannungen von Leitung zu Leitung (beispielsweise berechnet aus der Differenz zwischen zwei Signalen Leitung zu Neutral), umfassen oder Spannungen, die existieren aber nicht zum Zähler geführt werden (beispielsweise Spannung der Phase B in einer 3-Element 4-Draht-Sternschaltung, wo die Spannung der Phase B als negierte Vektorsumme der Spannungen der Phase A und Phase C berechnet wird).
Wo die letzte bruchteilsmäßige Akkumulation gemacht wird, um die Länge einer kompletten Periode zu bestimmen, können die letzten Werte von T0, T1 und T2 in anderen Registern gespeichert werden, die als LastT0, LastT1 und LastT2 bezeichnet werden. Ein einziger Abtastungszähler kann für interne Zwecke verwendet werden, um Prozesse zu steuern, die auf Perioden-basierten Intervallen auftreten sollen, und er kann als MasterTx bezeichnet werden. MasterTx kann anfänglich mit einem Wert von 0 geladen werden. Jede Abtastzeit kann MasterTx um 1 inkrementieren, bis er TestMasterTx erreicht oder übersteigt. Wenn MasterTx TestMasterTx erreicht oder übersteigt, kann die Größe, um die TestMasterTx überstiegen wurde, als Anfangswert von MasterTx für die nachfolgenden Periode verwendet werden, wobei an diesem Punkt der Wert von TestMasterTx mit LastT0 oder LastT2 oder LastT1 oder einem anderen abgeleiteten Wert, der die Zahl der Abtastungen in einer Periode bei der aktuellen tatsächlichen Netzfrequenz darstellt, erneut geladen werden. In diesem Beispiel kann das Triggersignal für die DFT MasterTx sein. Da es sein kann, dass MasterTx mit den gemessenen Signalen synchronisiert oder nicht synchronisiert ist, können bruchteilsmäßige Akkumulationen bei den ersten und letzten Akkumulationen verwendet werden. Wenn man beispielsweise dieselben Werte, wie sie oben diskutiert wurden, verwendet, würden die Akkumulationen beginnen, wenn der Wert von MasterTx kleiner oder gleich 1 ist, und die erste Akkumulation kann folgendermaßen bruchteilsmäßig sein: "In-Phase"-Komponente = [MasterTx]·0·J "Quadratur"-Komponente = [MasterTx]·–1·J Akkumulationsabtastungszähler = [MasterTx] (wobei 0 und –1 sin(θ) und –cos(θ) für θ = 0 Grad sind).
Die folgenden Akkumulationen können ganzzahlige oder nicht-bruchteilsmäßige Akkumulationen sein, die beispielsweise folgendermaßen definiert sind: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase" + [sin(θ)·K] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur" + [–cos(θ)·K] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + 1(wobei θ der Winkelwert einer Abtastzeit ist).
Die letzte ganzzahlige Akkumulation kann folgendermaßen definiert werden: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase" + [sin(θ)·S] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur" + [–cos(θ)·S] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + 1(wobei θ der Winkelwert ist, der für diesen Zeitpunkt passend ist).
Die letzte Akkumulation, die bruchteilsmäßig sein kann, kann kommen, wenn MasterTx wieder kleiner oder gleich 1 ist und würde sein: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase" + [1 – MasterTx]·[sin(θ)·T] "Quadratur"-Komponente = "Quadratur" + [1 – MasterTx]·[–cos(θ)·T] Akkumulationsabtastungszähler = Akkumulationsabtastungszähler + [1 – MasterTx](wobei θ der Winkelwert ist, der für diesen Zeitpunkt passend ist).
Die letzten "In-Phase"- und "Quadratur"-Ergebnisse können durch das Teilen der Summationen durch die Anzahl der akkumulierten Abtastungen folgendermaßen erworben werden: "In-Phase"-Komponente = "In-Phase"/Akkumulationsabtastungszähler "Quadratur"-Komponente = "Quadratur"/Akkumulationsabtastungszähler
Diese Technik kann weiter gewisse Annahmen einschließen, um eine schnellere Verarbeitung zu erleichtern. Beispielsweise kann sie schätzen, wie viele Abtastungen die vorherige Periode aufgewiesen hat, und annehmen, dass die nächste Periode ungefähr dieselbe Zahl aufweist. Diese Annahme kann akzeptabel sein, da Variationen über eine große Zeitdauer groß sein können, während Variationen zwischen benachbarten Perioden dieses typischerweise nicht sind.
Die oben beschriebenen Berechnungen sollten nicht als Einschränkung auf ein einzelnes interessierendes Signal betrachtet werden. Ein oder mehrere Signale können im wesentlichen zur selben Zeit durch die Verwendung derselben In-Phase- und Quadratur-Trägerwerte analysiert werden. Die einzige Bedingung besteht in zusätzlichen unabhängigen In-Phase- und Quadraturakkumulatoren für jeden Satz von zu analysierenden Eingangssignalen.
Es können auch mehrere Sätze von DFTs mit unterschiedlichen In-Phase- und Quadratur-Trägersignalfrequenzen zum Ablauf gebracht werden. Diese zusätzlichen Sätze müssen natürlich In-Phase- und Quadraturträger der interessierenden Frequenz haben, die sich vom ersten Satz der DFT-Berechnungen unterscheiden. Auch müssen unabhängige In-Phase- und Quadraturakkumulatoren für jedes Signal, das in den zusätzlichen DFT-Sätzen analysiert wird, verfügbar sein. Es kann sein, dass in einigen Ausführungsformen, so lang wie die zusätzlichen Sätze der DFTs an denselben Zeitpunkten starten und stoppen (und vielleicht über dieselben Perioden akkumulieren) Ergebnisse verfügbar sind, um eine schnellere Berechnung der verschiedenen Harmonischen zu erlauben, als auch um eine Berechnung des Phasenwinkels der Harmonischen in Bezug auf andere Harmonische zu ermöglichen.
Es sollte auch erkannt werden, dass während die Verwendung einer festen Tabelle von Trägersignalwerten beim Vorhandensein einer variablen Netzfrequenz prob lematisch ist, die Verwendung einer dynamisch geladenen Tabelle von In-Phase- und Quadratur-Trägerwerten, basierend auf der aktuellen Netzfrequenz, einige Vorteile bieten würde. Diese würden eine möglicherweise erhöhte Genauigkeit für Trägersignalwerte (gegenüber dem oben erwähnten Berechnungsverfahren) und verminderte Verarbeitungsanforderungen für den DSP einschließen. Aber mögliche Nachteile können eine längere Verzögerung von der Zeit, zu der die tatsächliche Netzfrequenz gemessen wurde, zur Initiierung der DFT-Berechnung (durch die Berechnungszeit für die Trägersignalwerte als auch die Zeit für das Herabladen), und erhöhte Kommunikationsanforderungen (durch das Herabladen der Tabelle) einschließen.
ZUSAMMENFASSUNG
Es werden ein neues Verfahren und eine neue Vorrichtung für das Messen elektrischer Parameter in einem Elektrizitätszähler in einem elektrischen System beschrieben. Das neue Verfahren tastet ein Signal elektrischer Energie ab und bestimmt einen relevanten Teil des abgetasteten Signals elektrischer Energie. Der relevante Teil des Signals elektrischer Energie wird dann getrennt mit einer ersten und einer zweiten Referenzwellenform multipliziert. Der relevante Teil kann eine speziellen Netzperiode bei einer speziellen interessierenden Frequenz widerspiegeln. Zusätzlich können andere Abtastungen in der Netzperiode akkumuliert werden. Die Abtastungen, deren Teile bestimmt werden können, können das erste und/oder letzte Signal sein, während andere abgetastete Signale als ganzes ausgewertet werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

- US 5544089 [0016]

Claims

Verfahren zur Abtastung eines Netzleitungssignals, umfassend: Wählen einer ersten Abtastung eines Netzleitungssignals; Bestimmen eines Teils der ersten Abtastung, der zu einer ersten Netzperiode gehört; und Wählen einer zweiten Abtastung des Netzleitungssignals; Bestimmen eines Teils der zweiten Abtastung, der zur ersten Netzperiode gehört; und Addieren des Teils der ersten Abtastung und des Teils der zweiten Abtastung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Bestimmen eines Teils der ersten Abtastung, der zu einer zweiten Netzperiode gehört, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Bestimmen eines Teils der zweiten Abtastung, der zu einer zweiten Netzperiode gehört, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Multiplizieren des Teils der ersten Abtastung und des Teils der zweiten Abtastung mit einer ersten Referenzwellenform umfasst.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei die erste Referenzwellenform eine Quadraturkomponente ist.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei die erste Referenzwellenform eine ideale Frequenz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Multiplizieren des Teils der ersten Abtastung und des Teils der zweiten mit einer zweiten Referenzwellenform umfasst.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die zweite Referenzwellenform eine In-Phase-Komponente ist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Referenzwellenform eine ideale Frequenz aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Akkumulieren mehrerer Abtastungen des Signals der elektrischen Energie umfasst.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei es weiter das Bestimmen eines Teils eines ersten Signals und/oder eines letzten Signals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Berechnen von frequenzabhängigen Größen für die elektrische Netzleitung umfasst, die mindestens eine der folgenden einschließen: gesamte harmonische Verzerrung, Größen der Komponenten in einem Signal einer speziellen Frequenz, Winkel eines Frequenzsignals in Bezug auf ein anderes Signal, gesamte harmonische Verzerrung und Energie der Harmonischen.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Zählen einer Zahl von Abtastungen zwischen Nulldurchgängen des Netzleitungssignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei es weiter das Bestimmen eines Werts für das abgetastete Signal umfasst.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei es weiter das Bestimmen eines Werts für jedes abgetastete Signal in einer Periode und das Mitteln des Werts über die Zahl der Abtastungen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Teil des abgetasteten elektrischen Signals als eine Funktion einer Eigenschaft des Signals elektrischer Energie bestimmt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein Nulldurchgang ist.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein sich wiederholender beliebiger Punkt ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Abtastung die Bestimmung eines Zeitintervalls zwischen einer Vielzahl von Abtastungen einer Signalwellenform und das Zählen einer Anzahl von Abtastungen zwischen einer Vielzahl von Nulldurchgängen der Signalwellenform umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei es weiter das Bestimmen eines Winkels des Signals der idealen Frequenz in der Eingangssignalwellenform in Bezug auf die Referenzwellenform umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Netzperiodenlänge durch eine Anzahl von Abtastungen bestimmt wird.
Elektrizitätszähler für das Messen von frequenzabhängigen elektrischen Parametern in einem elektrischen System, das ein Signal elektrischer Energie liefert, das eine variierende Frequenz aufweist, umfassend: einen digitalen Signalprozessor, der das Signal elektrischer Energie abtastet; einen Mikroprozessor, wobei der Mikroprozessor eine Netzfrequenz vom digitalen Signalprozessor anfordert, und wobei der Mikroprozessor dem digitalen Signalprozessor einen Sinuswert und einen Kosinuswert für eine interessierende Frequenz des Signals elektrischer Energie liefert; wobei der digitale Signalprozessor einen Teil des abgetasteten Signals elektrischer Energie, der zu einer ersten Netzperiode gehört, durch das Multiplizieren des Teils des abgetasteten Signals elektrischer Energie mit einer ersten Refe renzwellenform, und durch das Multiplizieren des Teil des abgetasteten Signals elektrischer Energie mit einer zweiten Referenzwellenform bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der Mikroprozessor vom digitalen Signalprozessor eine spezifische Harmonische der Netzfrequenz anfordert, und der digitale Signalprozessor die Netzfrequenz, den Sinuswert und den Kosinuswert für die interessierende Frequenz des Signals elektrischer Energie bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei die erste Referenzwellenform eine In-Phase-Komponente und die zweite Referenzwellenform eine Quadraturkomponente ist.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der Prozessor das abgetastete elektrische Signal mit einer idealen In-Phase-Wellenform multipliziert, um ein In-Phase-Produkt für jede Abtastung zu erzeugen, und wobei der Prozessor das In-Phase-Produkt für jede Abtastung zu einem In-Phase-Aufsummierungsakkumulator addiert, um einen In-Phase-Summierungswert zu erzeugen, und wobei der Prozessor das abgetastete elektrische Signal mit der idealen Quadraturwellenform multipliziert, um ein Quadraturprodukt zu erzeugen, und wobei der Prozessor das Quadraturprodukt für jede Abtastung zu einem Quadratursummierungsakkumulator addiert, um einen Quadratursummierungswert zu erzeugen.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der digitale Signalprozessor einen Teil der ersten Abtastung, der zu einer zweiten Netzperiode gehört, bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei er weiter das Bestimmen eines Teils der ersten Abtastung, der zu einer zweiten Netzperiode gehört, umfasst.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der digitale Signalprozessor mehrere Abtastungen des Signals elektrischer Energie akkumuliert.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der digitale Signalprozessor eine Zahl von Abtastungen zwischen Nulldurchgängen des Netzleitungssignals zählt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der digitale Signalprozessor einen Wert für das abgetastete Signal bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 22, wobei der digitale Signalprozessor den Teil des abgetasteten elektrischen Signals als eine Funktion einer Eigenschaft des Signals elektrischer Energie bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 31, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein Nulldurchgang ist.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 31, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein sich wiederholender beliebiger Punkt ist.
Elektrizitätszähler für das Messen frequenzabhängiger elektrischer Parameter in einem elektrischen System, das ein Signal elektrischer Energie, das eine variierende Frequenz aufweist, liefert, umfassend: einen digitalen Signalprozessor, der das Signal elektrischer Energie abtastet; und einen Mikroprozessor, wobei der Mikroprozessor eine Netzfrequenz vom digitalen Signalprozessor anfordert, und wobei der Mikroprozessor dem digitalen Signalprozessor eine Tabelle von Sinuswerten und Kosinuswerten für eine interessierende Frequenz des Signals elektrischer Energie liefert; wobei der digitale Signalprozessor einen Teil des abgetasteten Signals elektrischer Energie bestimmt, der zu einer ersten Netzperiode gehört, durch das Multiplizieren des Teils des abgetasteten Signals elektrischer Energie mit einer ersten Referenzwellenform und das Multiplizieren des Teils des abgetasteten Signals elektrischer E nergie mit einer zweiten Referenzwellenform, wobei die ersten und die zweiten Referenzwellenformen auf der Tabelle der Sinuswerte und Kosinuswerte basieren.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei die erste Referenzwellenform eine In-Phase-Komponente (die herabgeladene Tabelle der Sinuswerte) ist, und wobei die zweite Referenzwellenform eine Quadraturkomponente (die herabgeladene Tabelle der Kosinuswerte) ist.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der Prozessor das abgetastete elektrische Signal mit einer idealen In-Phase-Wellenform multipliziert, um ein In-Phase-Produkt für jede Abtastung zu erzeugen, und wobei der Prozessor das In-Phase-Produkt für jede Abtastung zu einem In-Phase-Summierungsakkumulator addiert, um einen In-Phase-Summierungswert zu erzeugen, und wobei der Prozessor das abgetastete elektrische Signal mit einer idealen Quadraturwellenform multipliziert, um ein Quadraturprodukt zu erzeugen, und wobei der Prozessor das Quadraturprodukt für jede Abtastung zu einem Quadratursummierungsakkumulator addiert, um einen Quadratursummierungswert zu erzeugen.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der digitale Signalprozessor einen Teil der ersten Abtastung bestimmt, der zu einer zweiten Netzperiode gehört.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der digitale Signalprozessor mehrere Abtastungen des Signals elektrischer Energie akkumuliert.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der digitale Signalprozessor eine Anzahl von Abtastungen zwischen Nulldurchgängen des Netzleitungssignals zählt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der digitale Signalprozessor einen Wert für das abgetastete Signal bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 34, wobei der digitale Signalprozessor den Teil des abgetasteten elektrischen Signals als eine Funktion einer Eigenschaft des Signals elektrischer Energie bestimmt.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 41, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein Nulldurchgang ist.
Elektrizitätszähler nach Anspruch 41, wobei die Eigenschaft des Signals elektrischer Energie ein sich wiederholender beliebiger Punkt ist.