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TECHNISCHES GEBIET
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Energieversorgungssteuerung
zum Bewirken eines EIN/AUS-Betriebs eines Halbleiterschaltelements durch
eine PWM-Steuerung.
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STAND DER TECHNIK
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Verschiedene
Nationen weisen Sicherheitsstandards für Fahrzeugscheinwerfer
auf, die beispielsweise verlangen, dass Scheinwerfer sogar während
der Fahrt bei Tag eingeschaltet werden, und zwar mit einer Intensität
eines vorbestimmten Verhältnisses (beispielsweise 25%)
zu derjenigen während einer Fahrt bei Nacht. Im Hinblick
dessen wurde ein Tageslichtsystem zum Beleuchten von Scheinwerfern
während des Tages durch eine PWM-Steuerung mit einer Intensität
eines vorbestimmten Verhältnisses zu derjenigen während
der Nacht vorgeschlagen. Eine Konstruktion für die PWM-Steuerung ist
beispielsweise in dem unten angegebenen Patentdokument 1 beschrieben.
In der Konstruktion wird auf der Grundlage der Zwischenanschlussspannung
bzw. Spannung zwischen den Anschlüssen eines Kondensators,
der ein Laden und Entladen wiederholt, ein Dreieckwellensignal für
einen Hysterese-Komparator bereitgestellt. Der Hysterese-Komparator
vergleicht die Größe des Pegels des Dreieckwellensignals
mit zwei darin vorgesehenen Schwellenwerten und gibt ein Ausgangssignal
als ein PWM-Signal entsprechend einer Pegelumkehr der Größenbeziehung
aus.
- Patentdokument 1: JP-A-2003-188693
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Es
gab jedoch das Problem, dass ein PWM-Signal eines gewünschten
Tastverhältnisses aufgrund der folgenden Gründe
nicht mit hoher Genauigkeit erzeugt werden konnte.
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Insbesondere
kann in einigen Fällen ein PWM-Signal eines gewünschten
Tastverhältnisses aufgrund von Herstellungsvariationen
einer Halbleitervorrichtung nicht mit hoher Genauigkeit erzeugt werden.
Vor Kurzem wurde eine hochfunktionale Halbleitervorrichtung betrachtet,
bei der eine Oszillator-Schaltung zum Ausgeben eines Dreieckwellensignals
und/oder eine Komparator-Schaltung (Hysterese-Komparator) auf einem
Halbleiterchip als einem einzigen Chip oder auf mehreren Chips,
die in einem Gehäuse untergebracht sind, konfiguriert sind.
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In
dem Fall jedoch, in dem eine Oszillator-Schaltung in einer derartigen
Halbleitervorrichtung vorgesehen ist, entsteht das Problem, dass
die Elemente der Oszillator-Schaltung eine Variation ihrer Charakteristika
aufweisen können. Das heißt, es sind ein Kondensator
und/oder ein Widerstand, die die Oszillationsfrequenz der Oszillator-Schaltung
bestimmen, in der Halbleitervorrichtung vorgesehen, und daher kann
die Oszillationsfrequenz aufgrund der Herstellungsvariationen dieser
variieren. Insbesondere können in dem Fall der oben beschriebenen Fahrzeugtagbeleuchtung
die Scheinwerfer sichtbar flackern, wenn die Oszillationsfrequenz
kleiner als ein bestimmter Wert (beispielsweise 40 Hz) ist. Daher
sollte die Oszillationsfrequenz mit hoher Genauigkeit auf eine Frequenz
eingestellt werden, die größer als der bestimmte
Wert ist.
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Außerdem
kann eine Schwellenwerteinstellschaltung (beispielsweise eine Spannungsteilerschaltung)
zum Einstellen der obigen Schwellenspannungen ebenfalls in der Halbleitervorrichtung vorgesehen
sein. In diesem Fall können die Schwellenwerte aufgrund
von Herstellungsvariationen variieren, und demzufolge kann das Tastverhältnis
nicht mit hoher Genauigkeit eingestellt werden. Somit tritt das
Problem auf, dass eine hochgenaue PWM-Steuerung nicht erzielt werden
kann.
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Außerdem
kann in einigen Fällen ein PWM-Signal eines gewünschten
Tastverhältnisses aufgrund von Spannungsschwankungen in
einer Energiequelle, die der Halb leitervorrichtung Energie zuführt,
nicht mit hoher Genauigkeit erzeugt werden. Das heißt,
die Energieversorgungsspannung kann schwanken, wenn beispielsweise
der Fahrzeugmotor gestartet wird. Dadurch schwanken die beiden Schwellenwerte
des Hysterese-Komparators, und daher schwankt das Tastverhältnis
des PWM-Signals.
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BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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(Von der Erfindung zu lösendes
Problem)
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Die
vorliegende Erfindung entstand im Hinblick auf die vorhergehenden
Umstände, und es ist ihre Aufgabe, eine Energieversorgungssteuerung
zu schaffen, die in der Lage ist, ein gewünschtes PWM-Signal
mit hoher Genauigkeit zu erzeugen.
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(Mittel zum Lösen des Problems)
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Ein
erster Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft eine Energieversorgungssteuerung,
die zwischen einer Energiequelle und einer Last angeordnet ist,
um die Energiezufuhr bzw. Energieversorgung von der Energiequelle
zu der Last zu steuern. Die Energieversorgungssteuerung enthält
ein Halbleiterschaltelement, das an einer Stromversorgungsleitung,
die zwischen die Energiequelle und die Last geschaltet ist, angeordnet
ist, und enthält außerdem einen PWM-Signalgenerator.
Der PWM-Signalgenerator enthält eine Oszillator-Schaltung
zum Ausgeben eines Oszillatorsignals und außerdem eine
Komparator-Schaltung. Die Komparator-Schaltung empfängt das
Oszillatorsignal und ein Bezugssignal und gibt ein Ausgangssignal
aus, das im Pegel entsprechend einer Größenbeziehung
zwischen einem Pegel des Oszillatorsignals und einem Pegel des Bezugssignals
umgekehrt ist. Der PWM-Signalgenerator ist ausgelegt, ein Ausgangssignal
eines Pulszuges von der Komparator-Schaltung als ein PWM-Signal
für eine Pulsbreitenmodulationssteuerung dem Halbleiterschaltelement
bereitzustellen, um einen EIN/AUS-Betrieb zu bewirken. Die Oszillator-Schaltung
enthält eine Parallelschaltung, ein erstes Schaltelement,
eine Lade/Entlade-Steuerschaltung und eine Stromänderungsschaltung.
Die Parallelschaltung enthält ein erstes Widerstandselement
und einen Kondensator, die parallel zueinander angeordnet sind.
Das erste Schaltelement ist an dem Pfad eines Ladestroms zum Laden
des Kondensators angeordnet. Die Lade/Entlade-Steuerschaltung schaltet
das erste Schaltelement von EIN nach AUS, wenn die Ladespannung
für den Kondensator eine erste Spannung erreicht, die sich
in Abhängigkeit von einer Energieversorgungsspannung der
Energiequelle ändert. Die Lade/Entlade-Steuerschaltung
schaltet das erste Schaltelement von AUS nach EIN, wenn die Ladespannung
dieselbe wie eine zweite Spannung ist, die sich in Abhängigkeit
von der Energieversorgungsspannung ändert. Die Stromänderungsschaltung ändert
den Ladestrom in Abhängigkeit von der Energieversorgungsspannung.
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Gemäß dieser
Konstruktion kann ein PWM-Signal eines vorbestimmten Tastverhältnisses erzeugt
werden, das immun gegenüber einer Schwankung der Energieversorgungsspannung
ist.
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Gemäß der
vorliegenden Erfindung ändert sich der Pegel des Bezugssignals,
das von einer Bezugssignaleinstellschaltung ausgegeben wird, vorzugsweise
in Abhängigkeit von der Energieversorgungsspannung. Dadurch
kann die Wirkung der Schwankung der Energieversorgungsspannung auf das
Bezugssignal ebenfalls unterdrückt werden.
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Außerdem
enthält die Bezugssignaleinstellschaltung vorzugsweise
ein zweites Schaltelement und eine Schalt-Schaltung, die den Pegel
des Bezugssignals zwischen einem ersten Pegel innerhalb des Amplitudenbereichs
des Oszillatorsignals und einem zweiten Pegel außerhalb
des Amplitudenbereichs des Oszillatorsignals auf der Grundlage eines EIN/AUS-Betriebs
des zweiten Schaltelements schaltet. Dadurch kann die PWM-Steuerung
auf einfache Weise durch den EIN/AUS-Betrieb des zweiten Schaltelements
zwischen EIN und AUS geschaltet werden.
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Vorzugsweise
enthält die Stromänderungsschaltung ein zweites
Widerstandselement, das mit der Energiequelle verbunden ist, und
außerdem eine Stromspiegelschaltung, zu der ein Strom,
der durch das zweite Widerstandselement fließt, fließt.
Der Kondensator wird durch einen Spiegelstrom, der von der Stromspiegelschaltung
erzeugt wird, geladen.
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Außerdem
sind die Schaltungen des PWM-Signalgenerators mit Ausnahme der Parallelschaltung
vorzugsweise auf einem einzigen Chip oder auf mehreren Chips, die
in einem Gehäuse untergebracht sind, konfiguriert, so dass
sie eine Halbleitervorrichtung ausbilden, während die Parallelschaltung
außerhalb der Halbleitervorrichtung angeordnet und mit
den anderen Schaltungen als die Parallelschaltung über
einen ersten externen Anschluss der Halbleitervorrichtung verbunden
ist. Die Entladezeit für den Kondensator, die auf dem Ausschalten des
ersten Schaltelements basiert, wird vorzugsweise auf größer
als die Ladezeit für den Kondensator, die auf dem Einschalten
des ersten Schaltelements basiert, eingestellt.
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Ein
zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung schafft eine Energieversorgungssteuerung,
die zwischen einer Energiequelle und einer Last angeordnet ist,
um die Energiezufuhr von der Energiequelle zu der Last zu steuern.
Die Energieversorgungssteuerung enthält ein Halbleiterschaltelement,
das an einer Stromversorgungsleitung, die zwischen die Energiequelle
und die Last geschaltet ist, angeordnet ist, und außerdem
einen PWM-Signalgenerator. Der PWM-Signalgenerator enthält
eine Oszillator-Schaltung zum Ausgeben eines Oszillatorsignals und
außerdem eine Komparator-Schaltung. Die Komparator-Schaltung
empfängt das Oszillatorsignal und ein Bezugssignal und
gibt ein Ausgangssignal aus, das im Pegel entsprechend einer Größenbeziehung
zwischen einem Pegel des Oszillatorsignals und einem Pegel des Bezugssignals
umgekehrt ist. Der PWM-Signalgenerator ist ausgelegt, ein Ausgangssignal
eines Pulszuges von der Komparator-Schaltung als ein PWM-Signal
für eine Pulsbreitenmodulationssteuerung für das
Halbleiterschaltelement bereitzustellen, um einen EIN/AUS-Betrieb
zu bewirken. Die Oszillator-Schaltung enthält eine Parallelschaltung, ein
erstes Schaltelement und eine Lade/Entlade-Steuerschaltung. Die
Parallelschaltung enthält ein erstes Widerstandselement
und einen Kondensator, die parallel zueinander angeordnet sind.
Das erste Schaltelement ist an den Pfad eines Ladestroms zum Laden
des Kondensators angeordnet. Die Lade/Entlade-Steuerschaltung schaltet
das erste Schaltelement von EIN nach AUS, wenn die Ladespannung
für den Kondensator eine erste Spannung erreicht. Die Lade/Entlade-Steuerschaltung
schaltet das erste Schaltelement von AUS nach EIN, wenn die Ladespannung
dieselbe wie eine zweite Spannung ist. Die Oszillator-Schaltung
ist aus gelegt, ein Oszillatorsignal auf der Grundlage der Ladespannung
auszugeben. Die Schaltungen des PWM-Signalgenerators mit Ausnahme
der Parallelschaltung sind auf einem einzigen Chip oder auf mehreren
Chips, die in einem Gehäuse untergebracht sind, konfiguriert,
so dass sie eine Halbleitervorrichtung ausbilden, während
die Parallelschaltung außerhalb der Halbleitervorrichtung
angeordnet und mit den anderen Schaltungen als die Parallelschaltung über
einen ersten externen Anschluss der Halbleitervorrichtung verbunden
ist. Die Entladezeit für den Kondensator, die auf dem Ausschalten
des ersten Schaltelements basiert, wird auf größer
als die Ladezeit für den Kondensator, die auf dem Einschalten
des ersten Schaltelements basiert, eingestellt.
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Die
Halbleitervorrichtung kann aufgrund der Herstellung eine Variation
(d. h. eine beachtliche Variation, die zu einer Erhöhung
auf das Doppelte oder einer Verringerung auf die Hälfte
führt) in den Widerstandswerten des Widerstandselements
oder Ähnlichem, die die Halbleitervorrichtung bilden, aufweisen.
Im Hinblick dessen sind gemäß der vorliegenden
Konstruktion die Schaltungen des PWM-Signalgenerators mit Ausnahme
der Parallelschaltung als ein Frequenzbestimmungselement in der
Halbleitervorrichtung vorgesehen, während die Parallelschaltung
außerhalb der Halbleitervorrichtung vorgesehen ist. Außerdem
wird die Entladezeit, die von der Schaltungskonstanten der Parallelschaltung,
die außerhalb der Halbleitervorrichtung vorgesehen ist,
abhängt, auf größer als die Ladezeit
eingestellt, die stark von den Charakteristika der Schaltelemente
der Halbleitervorrichtung abhängt. Das heißt,
die Ladezeit, die in Abhängigkeit von den internen Schaltungen
der Halbleitervorrichtung bestimmt wird, die eine Herstellungsvariation
aufweisen können, wird so kurz wie möglich eingestellt,
so dass der Einfluss unterdrückt werden kann, während
die Entladezeit, die in Abhängigkeit von der Parallelschaltung
bestimmt wird, die derart eingestellt werden kann, dass sie eine geeignete
Schaltungskonstante aufweist, nachdem die Halbleitervorrichtung
hergestellt wurde, auf größer eingestellt wird.
Dadurch kann die Frequenz mit hoher Genauigkeit eingestellt werden,
während der Einfluss der Herstellungsvariation unterdrückt
wird, wenn eine externe Parallelschaltung derart ausgewählt
wird, dass sie geeignete Charakteristika für eine gewünschte
Frequenz aufweist, nachdem die Halbleitervorrichtung hergestellt
wurde. Außerdem kann die Oszillationsfrequenz eines PWM-Signals durch
Einstellen der Charakteristika (Schaltungskonstante) der Parallelschaltung
auf einen beliebigen Wert eingestellt werden.
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Gemäß der
vorliegenden Erfindung ist vorzugsweise eine Bezugssignaleinstellschaltung
zum Ausgeben des Bezugssignals außerhalb der Halbleitervorrichtung
vorgesehen und mit den anderen Schaltungen als die Parallelschaltung über
einen zweiten externen Anschluss der Halbleitervorrichtung verbunden.
Dadurch kann das Tastverhältnis mit hoher Genauigkeit derart
eingestellt werden, dass es immun gegenüber Herstellungsvariationen
ist, wenn die Komponenten (beispielsweise ein Widerstandselement)
der Bezugssignaleinstellschaltung derart ausgewählt werden,
dass sie geeignete Charakteristika für ein gewünschtes
Tastverhältnis aufweisen. Außerdem kann das Tastverhältnis
eines PWM-Signals durch Einstellen der Charakteristika der Komponenten
auf einen beliebigen Wert eingestellt werden.
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Außerdem
enthält die Halbleitervorrichtung vorzugsweise eine Schutzschaltung
zum Bewirken eines Ausschaltbetriebs des Halbleiterschalters auf der
Grundlage der Erfassung einer Anomalie eines Stroms, der durch den
Halbleiterschalter fließt, und ist auf einem einzigen Chip
oder auf mehreren Chips, die in einem Gehäuse untergebracht
sind, konfiguriert. Eine Konstruktion, bei der ein PWM-Signal, das auf
der Grundlage einer Software, die von einem Mikrocomputer ausgeführt
wird, erzeugt wird, an ein Halbleiterschaltelement über
eine Ladungspumpschaltung angelegt wird, um eine EIN/AUS-Steuerung
zu erzielen, ist herkömmlicherweise vorgesehen. Eine Energieversorgungssteuerung
ist jedoch nicht notwendigerweise an einer Einheit montiert, die einen
Mikrocomputer enthält. Gemäß der vorliegenden
Konstruktion ist der PWM-Signalgenerator (mit Ausnahme der Parallelschaltung
und in einigen Fällen der Bezugssignaleinstellschaltung)
in der Halbleitervorrichtung enthalten, und daher kann die PWM-Steuerung
für die Energieversorgung ohne einen Mikrocomputer erzielt
werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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[1]
ist ein schematisches Diagramm einer Energieversorgungssteuerung
gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
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[2]
ist ein schematisches Diagramm eines PWM-Signalgenerators;
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[3]
ist ein Zeitdiagramm eines Oszillatorsignals, eines Bezugssignals
und von Spannungspegeln an verschiedenen Punkten;
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[4]
ist ein Ersatzschaltbild einer Parallelschaltung während
eines Ladens; und
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[5]
ist ein Ersatzschaltbild der Parallelschaltung während
eines Entladens.
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BESTER MODUS ZUM AUSFÜHREN
DER ERFINDUNG
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1. Allgemeine Konstruktion
der Energieversorgungssteuerung
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1 ist
ein Blockdiagramm, das die allgemeinen Konstruktion einer Energieversorgungssteuerung 1 gemäß der
vorliegenden Ausführungsform zeigt. Wie es in der Figur
gezeigt ist, enthält die Energieversorgungssteuerung 1 der
vorliegenden Ausführungsform einen Leistungs-MOSFET 2 (entspricht einem
"Halbleiterschaltelement" der vorliegenden Erfindung), der an einer
Stromversorgungsleitung 82, die zwischen eine Fahrzeugenergiequelle
(im Folgenden als "eine Energiequelle 80" bezeichnet) und eine
Last 81 geschaltet ist, angeordnet ist, und außerdem
einen PWM-Signalgenerator 10. Der PWM-Signalgenerator 10 stellt
ein PWM(Pulsbreitenmodulations)-Signal S1 direkt oder indirekt für
den Steuereingangsanschluss (d. h. den Gate-Anschluss G) des Leistungs-MOSFET 2 bereit,
um die Energieversorgung bzw. Energiezufuhr von der Energiequelle 80,
die mit der Ausgangsseite des Leistungs-MOSFET 2 verbunden
ist, zu der Last 81 zu steuern. In der vorliegenden Ausführungsform
ist die Energieversorgungssteuerung 1 an einem nicht gezeigten
Fahrzeug installiert und wird für eine Ansteuerungssteuerung
der Last 81 wie z. B. eine Fahrzeuglampe, einen Kühlungslüftermotor
oder ein Entfeuchtungsheizgerät verwendet. Eine Schalt-Schaltung 12,
die unten beschrieben ist, ist mit einem Eingangsan schluss P1 der
Energieversorgungssteuerung 1 verbunden, die ein PWM-Signal
S1 für den Leistungs-MOSFET 2 bereitstellt, wenn
ein Transistor 30 der Schalt-Schaltung 12 eingeschaltet
ist.
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Wie
es in 1 gezeigt ist, wird das PWM-Signal S1 von dem
PWM-Signalgenerator 10 an den Eingang eines FET 3 angelegt.
Als Antwort auf das PWM-Signal S1 schaltet sich der FET 3 ein, so
dass eine logische Schutzschaltung 4 (d. h. ein Beispiel
einer "Schutzschaltung" der vorliegenden Erfindung) betrieben wird.
Eine Ladungspumpschaltung 5 und eine Ausschalt-Schaltung 6 sind
mit der logischen Schutzschaltung 4 verbunden. Außerdem sind
eine Überstromerfassungsschaltung 7 und eine Übertemperaturerfassungsschaltung 8 verbunden. Ein
dynamischer Begrenzer 9 ist zwischen den Drain-Anschluss
D und den Gate-Anschluss G des Leistungs-MOSFET 2 geschaltet.
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Die
Ladungspumpschaltung 5 ist mit dem Gate-Anschluss G des
Leistungs-MOSFET 2 verbunden. Eine Leitung von der Überstromerfassungsschaltung 7 (d.
h. insbesondere eine Leitung von dem Gate-Anschluss G eines Erfassungs-MOSFET,
der in der Überstromerfassungsschaltung 7 vorgesehen
ist, durch die ein Erfassungsstrom fließt, der dem Betrag eines
Stroms des Leistungs-MOSFET 2 entspricht) ist zwischen
die Ladungspumpschaltung 5 und den Gate-Anschluss G des
Leistungs-MOSFET 2 geschaltet. Die Ausschalt-Schaltung 6 ist
zwischen den Gate-Anschluss G und den Source-Anschluss S des Leistungs-MOSFET 2 geschaltet,
und die logische Schutzschaltung 4 steuert die Ausschalt-Schaltung 6.
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Die Überstromerfassungsschaltung 7 enthält den
Erfassungs-MOSFET (nicht gezeigt), durch den ein Erfassungsstrom,
der dem Betrag eines Stroms des Leistungs-MOSFET 2 entspricht,
fließt. Wenn der Erfassungsstrom einen Schwellenwert überschreitet,
der zum Erfassen einer Kurzschlussanomalie vorgesehen ist, bei der
aufgrund eines Kurzschlusses der Last 81 ein hoher Strom
durch den Leistungs-MOSFET 2 fließt, gibt die Überstromerfassungsschaltung 7 beispielsweise
ein erstes Anomaliesignal SC an die logische Schutzschaltung 4 aus. Außerdem
gibt die Überstromerfassungsschaltung 7, wenn
der Erfassungsstrom einen Schwellenwert überschreitet,
der zum Erfassen einer Überstromanomalie vorgesehen ist,
bei der auf grund irgendeiner anderen Ursache als der Kurzschlussanomalie
ein hoher Strom (kleiner als derjenige während einer Kurzschlussanomalie)
durch den Leistungs-MOSFET 2 fließt, beispielsweise
ein zweites Anomaliesignal OC an die logische Schutzschaltung 4 aus.
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Die
logische Schutzschaltung 4 wird, wenn sie ein PWM-Signal
S1 empfängt, betrieben, um die Ladungspumpschaltung 5 während
eines normalen Zustands anzusteuern. Die Ladungspumpschaltung 5 erzeugt
eine höhere Spannung, die zwischen die Gate-Anschlüsse
und Source-Anschlüsse des Leistungs-MOSFET 2 und
des Erfassungs-MOSFET angelegt wird, so dass sich der Leistungs-MOSFET 2 und
der Erfassungs-MOSFET einschalten, was zu einem leitenden Zustand
führt. Wenn andererseits ein erstes Anomaliesignal SC oder
ein zweites Anomaliesignal OC empfangen wird, das heißt,
wenn eine Stromanomalie erfasst wird, gibt die logische Schutzschaltung 4 ein
Steuersignal S7 eines hohen Pegels aus, um die Ladungspumpschaltung 5 auszuschalten und
die Ausschalt-Schaltung 6 anzusteuern. Dadurch wird die
jeweilige Ladung zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOSFET 2 und
des Erfassungs-MOSFET freigesetzt, was zu einem Ausschalten führt.
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Dieser
Ausschaltbetrieb kann ein nicht selbst wiederherstellbarer Ausschaltbetrieb
sein, von dem aus der leitende Zustand nicht wiederhergestellt wird, bis
ein PWM-Signal S1 (beispielsweise ein Last-EIN-Signal) erneut eingegeben
wird, oder er kann alternativ ein selbst wiederherstellbarer Ausschaltbetrieb
sein, von dem aus der Leistungs-MOSFET 15 und Ähnliches
wieder in den leitenden Zustand versetzt wird, wenn weder ein erstes
Anomaliesignal SC noch ein zweites Anomaliesignal OC empfangen wird.
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Ein
drittes Anomaliesignal OT, das zum Angeben einer Temperaturanomalie
von der Übertemperaturerfassungsschaltung 8 bereitgestellt
wird, wird ebenfalls in die logische Schutzschaltung 4 eingegeben.
Als Antwort darauf gibt die logische Schutzschaltung 4 ein
Steuersignal S2 aus, so dass der oben beschriebene selbst wiederherstellbare
oder selbst nicht wiederherstellbare Ausschaltbetrieb für den
Leistungs-MOSFET 15 und Ähnliches durchgeführt
wird.
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2. Konstruktion eines PWM-Signalgenerators
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Der
PWM-Signalgenerator 10 erzeugt und stellt ein PWM-Signal
S1 eines gewünschten Tastverhältnisses für
eine Halbleitervorrichtung (halbleitende Vorrichtung) 70 bereit
(beispielsweise in der vorliegenden Ausführungsform eine
Halbleitervorrichtung, die den Leistungs-MOSFET 2 und eine
dafür vorgesehene Schutzfunktion beinhaltet (beispielsweise
eine IPS: intelligente Leistungsvorrichtung)), um einen EIN/AUS-Betrieb
zu erzielen. Dadurch führt der PWM-Signalgenerator 10 eine
PWM(Pulsbreitenmodulations)-Steuerung für die Energieversorgung von
der Energiequelle 80, die mit der Ausgangsseite der Halbleitervorrichtung 70 (dem
Leistungs-MOSFET 2) verbunden ist, zu der Last 81 durch.
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Im
Folgenden wird der PWM-Signalgenerator 10 mit Bezug auf
die 2 und 3 erläutert.
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2 ist
ein schematisches Diagramm des PWM-Signalgenerators 10 gemäß der
vorliegenden Ausführungsform. Wie es in der Figur gezeigt
ist, enthält der PWM-Signalgenerator 10 hauptsächlich
eine Frequenzsteuerschaltung 11 zum Ausgeben eines Oszillatorsignals
S2, eine Schalt-Schaltung 12 zum Schalten zwischen Tagbeleuchtung
und Nachtbeleuchtung oder Ähnlichem, wie es unten beschrieben wird,
eine Leckstromunterbrechungsschaltung 13 und eine Tastverhältnissteuerschaltung 14.
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(1) Frequenzsteuerschaltung
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Die
Frequenzsteuerschaltung 11 (d. h. ein Beispiel einer "Oszillator-Schaltung"
der vorliegenden Erfindung) enthält einen Komparator 20 (oder
alternativ einen Operationsverstärker). Der negative Eingangsanschluss
des Komparators 20 ist mit dem Anschluss höheren
Potenzials P4 (das höhere Potenzial ist gleich Vcc und
ein Beispiel einer "Energieversorgungsspannung" der vorliegenden
Erfindung) der Energiequelle 80 über eine Parallelschaltung 27 aus
einem Kondensator 21 und einem ers ten Widerstand R1 (d.
h. ein Beispiel eines "ersten Widerstandselements" der vorliegenden
Erfindung) verbunden. Das heißt, es wird ein Spannungssignal
eines Pegels, der der Zwischenanschlussspannung des Kondensators 21 entspricht,
an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt.
Im Folgenden wird ein Spannungspegel an einem Punkt "A", der mit
dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, als "Va" bezeichnet. Man beachte, dass ein Signal, das dem
Spannungspegel Va an dem Punkt "A" entspricht, als ein Oszillatorsignal
S2 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt
wird. Die Potenzialdifferenz zwischen der Energieversorgungsspannung
Vcc und der Spannung Va entspricht der Zwischenanschlussspannung des
Kondensators 21 und ist ein Beispiel einer "Ladespannung
für einen Kondensator" der vorliegenden Erfindung.
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Andererseits
wird ein geteiltes Potenzial einer Spannungsteilerschaltung, die
Spannungsteilungswiderstände R2 und R3 enthält,
die seriell zwischen den Anschluss höheren Potenzials P4
und den Anschluss niedrigeren Potenzials (GND) P5 der Energiequelle 80 geschaltet
sind, an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt.
Außerdem wird der Ausgang B des Komparators 20 über
einen Rückführungswiderstand R4 in den positiven
Eingangsanschluss zurückgeführt. Das heißt, es
wird ein Spannungssignal eines Pegels, der von den Widerstandswerten
der Spannungsteilungswiderstände R2, R3 und des Rückführungswiderstands R4
abhängt, an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt.
Im Folgenden wird ein Spannungspegel an einem Punkt "C", der mit
dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, als "Vc" bezeichnet.
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Der
Ausgang des Komparators 20 wird in Vorwärtsrichtung
der NICHT-Schaltung 22 bereitgestellt. Andererseits ist
die Seite niedrigeren Potenzials der Parallelschaltung 27 mit
der Seite des Anschlusses niedrigeren Potenzials P5 der Energiequelle 80 über
drei seriell geschaltete n-Kanal-FETs 23, 24, 25 und
einen Widerstand R5 verbunden. Ein Spannungssignal, das dem Ausgang
D der NICHT-Schaltung 22 entspricht, wird an das Gate des
FET 23 der höheren Potenzialseite der FETs angelegt.
Der FET 23 ist ein Beispiel eines "ersten Schaltelements"
der vorliegenden Erfindung. Die Leitung 83, die zwischen
die Parallelschaltung 27 und den Anschluss niedrigeren
Potenzials P5 geschaltet ist, ist ein Beispiel eines "Pfads eines
Ladestroms" der vorliegenden Erfindung, an dem die FETs 23–25 und
der Widerstand R5 angeordnet sind. Der Komparator 20, die
Widerstände R2–R4 und die NICHT-Schaltung 22 entsprechen
einem Beispiel einer "Lade/Entlade-Steuerschaltung" der vorliegenden
Erfindung.
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Der
FET 24 bildet zusammen mit einem n-Kanal-FET 26 eine
Stromspiegelschaltung 28. Das Gate und der Drain des FET 26 sind
kurzgeschlossen, und der Drain ist mit dem Anschluss höheren Potenzials
P4 der Energiequelle 80 über einen zweiten Widerstand
R6 (entspricht einem "zweiten Widerstandselement " der vorliegenden
Erfindung) verbunden.
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(2) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
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Die
Schalt-Schaltung 12 enthält zwei PNP-Transistoren 30, 31.
Der Emitter des Transistors 30 ist mit dem Anschluss P6
der Seite höheren Potenzials der Energiequelle 80 verbunden,
während der Kollektor mit dem Anschluss P5 der Seite niedrigeren
Potenzials der Energiequelle 80 über zwei Spannungsteilungswiderstände
R7, R8 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 31 ist
mit dem Anschluss P6 der Seite höheren Potenzials der Energiequelle 80 verbunden,
während der Kollektor mit dem Verbindungspunkt E zwischen
den Spannungsteilungswiderständen R7, R8 verbunden ist.
Ein Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E
entspricht, wird als ein Bezugssignal S3 für die Tastverhältnissteuerschaltung 14 bereitgestellt. Das
Signal, das dem Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E entspricht,
wird ebenfalls für das Gate des FET 25 bereitgestellt.
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Der
Transistor 31 schaltet sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen
einer "Nachtbeleuchtung", beispielsweise die Beleuchtung der Scheinwerfer
mit einem Tastverhältnis von 100%, von einem nicht gezeigten
Betriebsabschnitt des Fahrzeugs empfangen wird. Der Transistor 30 schaltet
sich ein, wenn ein Signal zum Anweisen einer "Tagbeleuchtung (Tageslicht)",
d. h. einer Beleuchtung der Scheinwerfer mit einem Tastverhältnis
von 25% (d. h. ein Beispiel eines "gewünschten Tastverhältnisses"
der vorliegenden Erfindung) empfangen wird. Der FET 25 schaltet sich
ein, wenn einer der Transistoren 30, 31 eingeschaltet
ist, und schaltet sich aus, wenn beide Transistoren 30, 31 ausgeschaltet
sind. Das heißt, wenn sich die Scheinwerfer in einem anderen
Zustand als Nachtbeleuchtung oder Tagbeleuchtung, beispielsweise
einem AUS-Zustand, befinden, schaltet sich der FET 25 aus,
um eine Funktion zum Verhindern eines Leckstroms bereitzustellen.
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(3) Tastverhältnissteuerschaltung
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Die
Tastverhältnissteuerschaltung 14 enthält einen
Komparator 50 (d. h. ein Beispiel einer "Komparator-Schaltung"
der vorliegenden Erfindung). Der Komparator 50 enthält
einen ersten FET 51 vom p-Kanal-Typ als ein Stromsteuerelement,
das mit dessen positivem Eingangsanschluss verbunden ist und als
Antwort auf das Oszillatorsignal S2 zwischen EIN und AUS schaltet,
und außerdem einen zweiten FET 52 vom p-Kanal-Typ
als ein Stromsteuerelement, das mit dessen negativem Eingangsanschluss verbunden
ist und als Antwort auf das Bezugssignal S3 zwischen EIN und AUS
schaltet.
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Die
Source des ersten FET 51 ist mit einer Konstantstromquelle 60 verbunden,
während der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem
FET 24 und dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 53 verbunden
ist. Andererseits ist die Source des zweiten FET 52 ebenfalls
mit der Konstantstromquelle 60 verbunden, während
der Drain mit dem Verbindungspunkt zwischen dem FET 24 und
dem FET 25 über einen n-Kanal-FET 54 verbunden
ist. Der FET 53, dessen Gate und Drain kurzgeschlossen
sind, bildet zusammen mit dem FET 54 eine Stromspiegelschaltung.
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Ein
Ausgangssignal S4, das im Pegel entsprechend einer Größenbeziehung
zwischen den Pegeln des Oszillatorsignals S3 und des Bezugssignals
S3 umgekehrt ist, wird für eine NICHT-Schaltung 57 bereitgestellt.
Die NICHT-Schaltung 57 gibt ein im Pegel umgekehrtes Ausgangssignal
S4' als ein PWM-Signal S1 aus. Im Folgenden wird ein Spannungspegel
an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 als "Vf" bezeichnet,
während ein Spannungspegel an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 als
"Vh" bezeichnet wird.
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In
der vorliegenden Ausführungsform ist ein erster Kurzschluss-FET 55 vom
p-Kanal-Typ als ein Kurzschlussschaltelement parallel zu dem ersten FET 51 geschaltet.
Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn er
ein Steuersignal S5 niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt,
um eine Funktion zum Ausbilden eines Kurzschlusses zwischen der
Source und dem Drain des ersten FET 51 zu schaffen. Außerdem
ist ein zweiter Kurzschluss-FET 56 vom p-Kanal-Typ als
ein Kurzschlussschaltelement parallel zu dem zweiten FET 52 geschaltet.
Der zweite Kurzschluss-FET 56 schaltet sich ein, wenn er ein
Steuersignal S6 niedrigen Pegels an seinem Gate empfängt,
um eine Funktion zum Ausbilden eines Kurzschlusses zwischen der
Source und dem Drain des zweiten FET 52 bereitzustellen.
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Der
PWM-Signalgenerator 10 enthält zwei NICHT-UND-Schaltungen 58, 59.
Ein Spannungspegel Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und
ein Spannungspegel Vh an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 werden
den Eingängen der NICHT-UND-Schaltung 58 zugeführt.
Deren Ausgang wird an das Gate des ersten Kurzschluss-FET 55 angelegt.
Andererseits werden ein Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B
des Komparators 20 und ein Spannungspegel Vf an dem Eingangspunkt
F der NICHT-Schaltung 57 an die Eingänge der NICHT-UND-Schaltung 59 angelegt.
Deren Ausgang wird an das Gate des zweiten Kurzschluss-FET 56 angelegt.
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Dies
ist das Ende der Schaltungskonstruktion des PWM-Signalgenerators 10.
Man beachte, dass in der vorliegenden Ausführungsform der
Leistungs-MOSFET 2, der FET 3, die logische Schutzschaltung 4,
die Ladungspumpschaltung 5, die Ausschalt-Schaltung 6,
die Überstromerfassungsschaltung 7, die Übertemperaturerfassungsschaltung 8 und
der dynamische Begrenzer 9 auf einem einzigen Chip oder
auf mehreren Chips, die in einem Gehäuse untergebracht
sind, konfiguriert sind, der bzw. die die Halbleitervorrichtung 70 bildet.
Außerdem sind die anderen Schaltungen auf einem einzigen
Chip der Halbleitervorrichtung 70 oder auf mehreren Chips, die
in einem Gehäuse untergebracht sind, mit Ausnahme des Kondensators 21 und
des ersten Widerstands R1 (d. h. der Parallelschaltung 27),
die zum Bestimmen der Oszillationsfrequenz der Frequenzsteuerschaltung 11 vorgesehen
sind, und der Schalt- Schaltung 12 konfiguriert. Genauer
gesagt ist eine Anschlussseite der RC-Parallelschaltung 27 mit den
Seiten höheren Potenzials der Widerstände R2, R6 über
einen externen Anschluss P2 (d. h. ein Beispiel eines "ersten externen
Anschlusses" der vorliegenden Erfindung) verbunden, während
die Seite des anderen Anschlusses von dieser mit dem negativen Eingangsanschluss
des Komparators 20 über einen externen Anschluss
P3 (d. h. ein Beispiel eines "ersten externen Anschlusses" der vorliegenden
Erfindung) verbunden ist. Der Verbindungspunkt E zwischen den Spannungsteilungswiderständen
R7, R8 der Schalt-Schaltung 12 ist mit dem Gate des FET 25 der
Tastverhältnissteuerschaltung 14 über
einen externen Anschluss P1 (d. h. ein Beispiel eines "zweiten externen
Anschlusses" der vorliegenden Erfindung) verbunden.
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3. Betrieb der vorliegenden
Ausführungsform
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(1) Frequenzsteuerschaltung
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Wenn
der Energieversorgungssteuerung 1 Energie von der Energiequelle 80 zugeführt
wird und ein Nachtbeleuchtungssignal oder ein Tagbeleuchtungssignal
in die Schalt-Schaltung 12 eingegeben wird, schaltet sich
der FET 25 ein. Zu Beginn befindet sich der Punkt "A",
der mit dem negativen Eingangsanschluss des Komparators 20 verbunden
ist, auf der Seite der Anschlussspannung höheren Potenzials Vcc
der Energiequelle 80, und der Komparator 20 ist ausgeschaltet,
das heißt, die Spannung Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 liegt
auf einem niedrigen Pegel. Daher schaltet sich der FET 23 als
Antwort auf ein Spannungssignal Vd eines hohen Pegels von der NICHT-Schaltung 22 ein.
Dadurch fließt ein Ladestrom i1 (d. h. ein Beispiel eines
"Spiegelstroms" der vorliegenden Erfindung) von der Energiequelle 80 durch
die Parallelschaltung 27, die FETs 23, 24, 25 und
den Widerstand R5, und das Laden des Kondensators 21 beginnt.
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Die
FETs 24, 26 bilden eine Stromspiegelschaltung 28,
wie es oben beschrieben ist. Daher hängt der Betrag des
Ladestroms i1, der durch die FETs 23, 24 fließt,
von dem Betrag eines Stroms i2 (entspricht einem "Strom, der durch
das zweite Widerstands element fließt" gemäß der
vorliegenden Erfindung), der durch den zweiten Widerstand R6 und den
FET 26 fließt, das heißt, er hängt
von dem höheren Potenzial Vcc der Energiequelle 80 ab.
Wenn sich das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle 80 aufgrund
einer Schwankung der Energieversorgungsspannung oder Ähnlichem
verringert, verringert sich dementsprechend der Betrag des Ladestroms
i1 für den Kondensator 21. Wenn sich im Gegensatz
dazu das höhere Potenzial Vcc der Energiequelle 80 erhöht,
erhöht sich dementsprechend der Ladestrom i1 für
den Kondensator 21. Als Ergebnis kann die Ladezeit für
den Kondensator 21, d. h. die Frequenz des Oszillatorsignals
S2 an dem Punkt "A", stabil und immun gegenüber einer Schwankung
des höheren Potenzials Vcc der Energiequelle 80 sein. Dieses
wird später genauer beschrieben.
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Zu
dem Zeitpunkt ist der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des
Komparators 20 fast gleich dem niedrigeren Potenzial GND
der Energiequelle 80. In der vorliegenden Ausführungsform
sind die Widerstandswerte der Spannungsteilungswiderstände
R2, R3 einander gleich, und der Widerstandswert des Rückführungswiderstands
R4 wird beispielsweise auf die Hälfte desjenigen des Spannungsteilungswiderstands
R2 (oder R3) eingestellt. Daher ist, wie es in (dem obersten Feld
des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt ist, der Spannungspegel Vc
an dem Punkt "C" gleich 1/4 Vcc, der an den positiven Eingangsanschluss
des Komparators 20 angelegt wird. Zu diesem Zeitpunkt ist
die Ladespannung für den Kondensator 21 gleich
3/4 Vcc (= (das höhere Potenzial Vcc) – (dem obigen
1/4 Vcc)), welche ein Beispiel einer "ersten Spannung" der vorliegenden Erfindung
ist.
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Danach
verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt "A" graduell,
wenn das Laden des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn
der Spannungspegel auf unterhalb 1/4 Vcc abfällt, wird
der Spannungspegel Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 im
Pegel auf einen hohen Pegel umgekehrt (siehe die Figur (das zweite
Feld von oben in dem Zeitdiagramm)). Dieses bewirkt, dass sich der FET 23 ausschaltet,
so dass das Laden des Kondensators 21 aufhört
und das Entladen beginnt. Zu diesem Zeitpunkt ist der Spannungspegel
Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 fast gleich dem
höheren Potenzial Vcc der Energiequelle 80. Daher
ist, wie es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt
ist, der Span nungspegel Vc an dem Punkt "C" gleich 3/4 Vcc, der
an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 20 angelegt
wird. Zu diesem Zeitpunkt ist die Ladespannung für den
Kondensator 21 gleich 1/4 Vcc (= (das höhere Potenzial
Vcc) – (dem obigen 3/4 Vcc)), welche ein Beispiel einer
"zweiten Spannung" der vorliegenden Erfindung ist.
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Danach
erhöht sich der Spannungspegel Va an dem Punkt "A" graduell,
wenn das Entladen des Kondensators 21 fortschreitet. Wenn
der Spannungspegel 3/4 Vcc überschreitet, schaltet sich
der Komparator 20 wieder aus (siehe die Figur (das zweite
Feld von oben in dem Zeitdiagramm)), und dadurch wird der Spannungspegel
Vb an dem Ausgangspunkt B im Pegel auf einen niedrigen Pegel umgekehrt.
Somit wird der Spannungspegel Va an dem Punkt A im Pegel zwischen
1/4 Vcc und 3/4 Vcc umgekehrt, um sich in einem Dreieckwellenmuster
zu ändern, das als ein Oszillatorsignal S2 an den positiven
Eingangsanschluss (d. h. das Gate des ersten FET 51) des
Komparators 50 der Tastverhältnissteuerschaltung 14 angelegt
wird.
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(2) Tastverhältnissteuerschaltung
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In
der Tastverhältnissteuerschaltung 14 wird das
Oszillatorsignal S2 von der Frequenzsteuerschaltung 11 in
den positiven Eingangsanschluss des Komparators 50 eingegeben,
während der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt E
von der Schalt-Schaltung 12 für dessen negativen
Eingangsanschluss bereitgestellt wird. In der vorliegenden Ausführungsform
werden die Widerstandswerte der Widerstände R7, R8 derart
eingestellt, dass der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt
E, wenn die Schalt-Schaltung 12 ein Tagbeleuchtungssignal
empfängt, auf einen Pegel (zwischen 1/4 Vcc und 3/4 Vcc,
aber näher bei 1/4 Vcc) eingestellt wird, wie es in (dem
obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt
ist. (Der Spannungspegel Ve zu diesem Zeitpunkt ist ein Beispiel
eines "ersten Pegels" der vorliegenden Erfindung.) Genauer gesagt
wird dieser derart eingestellt, dass das Tastverhältnis
des PWM-Signals S1 beispielsweise 25% beträgt.
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Wenn
der Pegel des Oszillatorsignals S2 den Spannungspegel Ve des Verbindungspunkts
E überschreitet, wird der erste FET 51 des Komparators 50 ausgeschaltet,
und der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 liegt
auf einem hohen Pegel. Wenn andererseits der Pegel des Oszillatorsignals
S2 auf unterhalb des Spannungspegels Ve des Verbindungspunkts E
fällt, schaltet sich der erste FET 51 ein, und
der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 wird
im Pegel auf einen niedrigen Pegel umgekehrt. Dadurch pulsiert der
Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 in
einem Rechteckwellenmuster, wie es in 3 (d. h.
in dem vierten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist.
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Der
Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel Ve an dem Verbindungspunkt
E) von der Schalt-Schaltung 12 kann jedoch aufgrund von
Rauschen oder Ähnlichem während beispielsweise
der Beschleunigung oder Verzögerung des Fahrzeugs schwanken.
In diesem Fall wird ein Zittern zu dem Zeitpunkt der Pegelumkehr
zwischen dem Pegel des Oszillatorsignals S2 und dem Pegel des Bezugssignals
S3 auftreten (siehe 3 (die vierten und fünften
Felder von oben in dem Zeitdiagramm)). Dadurch wird das Tastverhältnis
des PWM-Signals S1 schwanken, und es kann keine stabile PWM-Steuerung
für die Tagbeleuchtung bereitgestellt werden.
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Aus
diesem Grund sind gemäß der vorliegenden Ausführungsform
die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56 in
dem Komparator 50 vorgesehen, wie es oben beschrieben ist.
Der erste Kurzschluss-FET 55 schaltet sich ein, wenn ein
Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel
Vd an dem Ausgang D der NICHT-Schaltung 22 und der Spannungspegel Vh
an dem Ausgangspunkt H der NICHT-Schaltung 57 beide auf
einem hohen Pegel liegen, von der NICHT-UND-Schaltung 58 empfangen
wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und
daher ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet. Das
heißt, der erste Kurzschluss-FET 55 ist eingeschaltet
(d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis sich
der Änderungstrend des Oszillatorsignals S2 umkehrt (d.
h. sich von einem Abwärtstrend zu einem Aufwärtstrend
umkehrt), nachdem der Pegel des Oszillatorsignals S2 auf unterhalb
des Pegels des Bezugssignals S3 fällt, wie es in 3 (d.
h. in dem sechsten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist.
Ansonsten ist der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet
(d. h. in einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
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Gemäß dieser
Konstruktion erstellt der erste Kurzschluss-FET 55 einen
Kurzschluss zwischen dem Drain und der Source des ersten FET 51,
der an der Seite des positiven Eingangsanschlusses angeordnet ist,
wenn der Pegel des Oszillatorsignals S2 auf unterhalb des Pegels
des Bezugssignals S3 fällt. Dadurch fließt ein
höherer Strom durch den FET 54, der zusammen mit
dem FET 53, der mit dem ersten FET 51 verbunden
ist, eine Stromspiegelschaltung ausbildet. Daher wird in diesem
Fall der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F des Komparators 50 erzwungenermaßen
sogar dann auf einem niedrigen Pegel gehalten, wenn der Pegel des
Bezugssignals S3 schwankt. Somit kann eine Pegelumkehr verhindert
werden. Der Kondensator 21 wird zu diesem Zeitpunkt geladen.
Daher verringert sich der Spannungspegel Va an dem Punkt "A", und
es erhöht sich ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt.
Der Strom, der durch den ersten FET 51 fließt
(d. h. ein Strom, der dem Pegel des Oszillatorsignals S2 entspricht),
fließt ebenfalls durch die FETs 53, 54.
Wenn der erste Kurzschluss-FET 55 eingeschaltet wird, fließt
ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch
den ersten FET 51 fließt, wenn der erste Kurzschluss-FET 55 ausgeschaltet
ist, durch die FETs 53, 54. Dieses bedeutet, dass
ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel des
Bezugssignals S3 zu vergleichen ist, unabhängig von dem
Pegel des Oszillatorsignals S2 geändert wird, so dass der Spannungspegel
Vf an dem Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt wird.
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Andererseits
schaltet sich der zweite Kurzschluss-FET 56 ein, wenn ein
Signal eines niedrigen Pegels, das ausgegeben wird, wenn der Spannungspegel
Vb an dem Ausgangspunkt B des Komparators 20 und der Spannungspegel
Vf an dem Eingangspunkt F der NICHT-Schaltung 57 beide
auf einem hohen Pegel liegen, von der NICHT-UND-Schaltung 59 empfangen
wird. Ansonsten wird ein Signal eines hohen Pegels empfangen, und
daher ist der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet.
Das heißt, der zweite Kurzschluss-FET 56 ist eingeschaltet
(d. h. führt einen Kurzschlussbetrieb durch), bis sich
der Änderungstrend des Oszillatorsignals S2 umkehrt (d. h. sich
von einem Aufwärtstrend in einen Abwärtstrend
umkehrt), nachdem der Pegel des Oszillatorsignals S2 den Pegel des
Bezugssignals S3 überschreitet, wie es 3 (d.
h. dem siebten Feld von oben in dem Zeitdiagramm) gezeigt ist. Ansonsten
ist der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet (d. h. in
einem Nicht-Kurzschluss-Zustand).
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Somit
erstellt der zweite Kurzschluss-FET 56 einen Kurzschluss
zwischen dem Drain und der Source des zweiten FET 52, der
an der Seite des negativen Eingangsanschlusses angeordnet ist, wenn der
Pegel des Oszillatorsignals S2 den Pegel des Bezugssignals S3 überschreitet.
Daher wird in diesem Fall der Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F
des Komparators 50 erzwungenermaßen sogar dann
auf einem hohen Pegel gehalten, wenn der Pegel des Bezugssignals
S3 schwankt. Somit wird eine Pegelumkehr verhindert. Der Kondensator 21 wird
zu diesem Zeitpunkt entladen. Daher erhöht sich der Spannungspegel
Va an dem Punkt "A", und ein Strom, der durch den ersten FET 51 fließt,
verringert sich. Andererseits fließt ein Strom, der dem
Pegel des Bezugssignals S3 entspricht, durch den zweiten FET 52.
Wenn sich der zweite Kurzschluss-FET 56 einschaltet, fließt
ein Strom, der größer als der Strom ist, der durch
den zweiten FET 52 fließt, wenn der zweite Kurzschluss-FET 56 ausgeschaltet
ist, durch den zweiten Kurzschluss-FET 56. Dieses bedeutet, dass
ein Pegel, der durch den Komparator 50 mit dem Pegel des
Oszillatorsignals S2 zu vergleichen ist, unabhängig von
dem Pegel des Bezugssignals S3 geändert wird, so dass der
Spannungspegel Vf an dem Ausgangspunkt F im Pegel nicht umgekehrt wird.
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(3) Schalt-Schaltung und Leckstromunterbrechungsschaltung
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Der
Betrieb während der Tagbeleuchtung wurde oben erläutert.
In dem Fall des Schaltens zur Nachtbeleuchtung wird ein Nachtbeleuchtungssignal für
die Schalt-Schaltung 12 bereitgestellt. Dadurch schaltet
sich der Transistor 30 aus, und der Transistor 31 schaltet
sich ein. Dann wird der Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. der Spannungspegel
Ve an der Verbindung E) fast gleich dem höheren Potenzial
Vcc der Energiequelle 80, wie es an der rechten Seite der (dem
obersten Feld des Zeitdia gramms der) 3 gezeigt
ist. (Der Spannungspegel Ve zu diesem Zeitpunkt ist ein Beispiel
eines "zweiten Pegels" der vorliegenden Erfindung.) Daher überschreitet
der Pegel des Bezugssignals S3 kontinuierlich den Pegel des Oszillatorsignals
S2. Dadurch wird eine Nachtbeleuchtung mit einem Tastverhältnis
von 100% durchgeführt.
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In
dem Fall, in dem die Beleuchtung der Scheinwerfer nicht benötigt
wird, sind beide Transistoren 30, 31 der Schalt-Schaltung 12 ausgeschaltet. Dann
schaltet sich der FET 25 ebenfalls aus, und dadurch kann
ein Leckstrom von der Energiequelle 80 während
eines AUS-Zustands unterbrochen werden.
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Gemäß der
vorliegenden Ausführungsform werden somit ein Schalten
zwischen Nachtbeleuchtung und Tagbeleuchtung der Scheinwerfer und
ein Unterbrechen eines Leckstroms während eines AUS-Zustands
der Scheinwerfer durch eine Schaltsteuerung unter Verwendung der
Schalt-Schaltung 12 erzielt.
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4. Wirkungen der vorliegenden
Ausführungsform
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(1) Wirkung auf die Schwankung der Energieversorgungsspannung
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4 zeigt
ein Ersatzschaltbild für den Fall, in dem der Komparator 20 ausgeschaltet
ist und daher der Kondensator 21 geladen wird. 5 zeigt
ein Ersatzschaltbild für den Fall, in dem der Komparator 20 eingeschaltet
ist und daher der Kondensator 21 entladen wird.
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Wie
es in
4 zu sehen ist, kann die Beziehung des Spannungspegels
Va an dem Punkt "A" zu dem Zeitpunkt t während des Ladens
des Kondensators
21 durch die folgende mathematische Formel
1 ausgedrückt werden: (Formel
1)
wobei R der Widerstandswert des ersten Widerstands
R1 ist, C die Kapazität des Kondensators
21 ist
und k ein Koeffizient ist, der auf der Grundlage der Formel 1 bestimmt
wird, wenn t = 0 und Va = 3/4 Vcc gilt.
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Die
Ladezeit t1 (in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt)
für den Kondensator 21 kann durch Ersetzen des
Spannungspegels Va in der Formel 1 durch "1/4 Vcc" bestimmt werden.
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Außerdem
ist der Ladestrom i1 ein Spiegelstrom des Stroms i2, der durch den
zweiten Widerstand R6 fließt. Daher kann die folgende Formel
2 bereitgestellt werden: (Formel
2)
wenn Vcc sehr viel größer als
Vt ist;
wobei i1 ein Wert des Ladestroms
ist, Vt eine Gate-Source-Spannung des FET
26 ist und R'
der Widerstandswert des zweiten Widerstands R6 ist.
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Wie
es zu sehen ist, ist die Ladezeit t1 unabhängig von der
Schwankung der Energieversorgungsspannung Vcc.
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Wie
es in
5 zu sehen ist, kann die Beziehung des Spannungspegels
Va an dem Punkt "A" zu dem Zeitpunkt t während des Entladens
des Kondensators
21 durch die folgende Formel 3 ausgedrückt werden: (Formel
3)
wobei R der Widerstandswert des ersten Widerstands
R1 ist und C die Kapazität des Kondensators
21 ist.
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Die
Entladezeit t2 (in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt)
für den Kondensator 21 kann durch Ersetzen des
Spannungspegels Va in der Formel 2 durch "3/4 Vcc" bestimmt werden.
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Insbesondere
kann die Entladezeit t2 durch die folgende Formel 4 ausgedrückt
werden: (Formel
4)
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Wie
es zu sehen ist, ist die Entladezeit t2 ebenso wie die Ladezeit
t1 unabhängig von einer Schwankung der Energieversorgungsspannung
Vcc. Das heißt, es kann gemäß der vorliegenden
Ausführungsform ein Oszillatorsignal S2 erzeugt werden, das
immun gegenüber einer Schwankung der Energieversorgungsspannung
Vcc ist, so dass das Verhältnis zwischen der Ladezeit und
der Entladezeit konstant gehalten wird. Außerdem ändert
sich das Bezugssignal S3 in Abhängigkeit von der Energieversorgungsspannung
Vcc, und demzufolge kann ein PWM-Signal S1 eines vorbestimmten Tastverhältnisses
erzeugt werden, das immun gegenüber einer Schwankung der
Energieversorgungsspannung Vcc ist.
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(2) Wirkung auf Herstellungsvariationen
der Halbleitervorrichtung
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Die
Variation der Halbleitervorrichtung 70 aufgrund der Herstellung
kann nicht verhindert werden, und daher sollten die Schaltungselemente
der Halbleitervorrichtung 70 eine Variation ihrer Charakteristika
aufweisen. Wie es anhand der obigen Formeln zu sehen ist, hängt
die Ladezeit t1 stark von der Charakteristika der Elemente wie z.
B. dem zweiten Widerstand R6 ab, während die Entladezeit
t2 stark von der Parallelschaltung 27 (d. h. dem ersten
Widerstand R1 und dem Kondensator 21) abhängt.
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Aus
diesem Grund ist in der vorliegenden Ausführungsform die
Parallelschaltung 27 als eine externe Schaltung im Gegensatz
zu den anderen Abschnitten der Frequenzsteuerschaltung 11 vorgesehen.
Gemäß dieser Konstruktion hängt die Ladezeit t1
von den Charakteristika der Schaltelemente ab, die in der Packung
der Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen sind und daher
den Herstellungsvariationen der Halbleitervorrichtung 70 unterliegen.
Andererseits ist die Entladezeit t2 fast unabhängig von
den Schaltelementen in der Halbleitervorrichtung 70, hängt
aber von der Parallelschaltung 27 (d. h. dem ersten Widerstand
R1 und dem Kondensator 21) ab, die außerhalb der
Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen ist und daher derart
ausgewählt werden kann, dass sie geeignete Charakteristika
aufweist, nachdem die Halbleitervorrichtung 70 hergestellt
wurde. Wie es in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt
ist, werden die Schaltungskonstanten der Schaltungen derart eingestellt,
dass die Entladezeit t2, die von den Vorrichtungscharakteristika
der externen Parallelschaltung 27 abhängt, größer als
die Ladezeit t1 ist, die von den Vorrichtungscharakteristika der
internen Schaltungen der Halbleitervorrichtung 70 abhängt.
Gemäß dieser Konstruktion können die
Auswirkungen der Herstellungsvariation der Halbleitervorrichtung 70 auf
das Tastverhältnis eines PWM-Signals S1 auf das Minimum
unterdrückt werden, und es kann ein sehr genaues PWM-Signal S1
erzeugt werden, wenn die Parallelschaltung 27, die geeignete
Vorrichtungscharakteristika für ein gewünschtes
Tastverhältnis aufweist, ausgewählt wird, nachdem
die Halbleitervorrichtung 70 hergestellt wurde.
- (3) Außerdem kann gemäß dieser
Konstruktion die Oszillationsfrequenz "f" und Ähnliches
mit hoher Genauigkeit wie folgt eingestellt werden. Die Oszillationsfrequenz
"f" eines PWM-Signals S1 kann durch die folgende Formel 5 ausgedrückt werden: (Formel
5) Die Formel 5 hängt von dem Widerstandswert des
ersten Widerstands R1 und der Kapazität des Kondensators 21 ab.
Der erste Widerstand R1 und der Kondensator 21 sind außerhalb
der Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen. Daher kann die Frequenz
mit hoher Genauigkeit derart eingestellt werden, dass sie immun
gegenüber Herstellungsvariationen ist. Außerdem
kann die Oszillationsfrequenz "f" des PWM-Signals S1 durch Einstellen
der Charakteristika des ersten Widerstands R1 und des Kondensators 21 auf
einen beliebigen Wert eingestellt werden.
- (4) Die Zeit td1 (in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt)
bis das Laden des Kondensators 21 aufhört, nachdem
der Spannungspegel Va während des Ladens des Kondensators 21 auf
unterhalb des Pegels des Bezugssignals S3 gefallen ist (d. h. der
Spannungspegel Ve1 an der Verbindung E), kann durch Subtrahieren
der Zeit, die durch Ersetzen des Spannungspegels Va in der Formel
1 durch "Ve1" bestimmt wird, von der Ladezeit t1 berechnet werden.
-
Andererseits
kann die Zeit td2 (in (dem obersten Feld des Zeitdiagramms der) 3 gezeigt),
bis der Spannungspegel Va nach dem Start des Entladens des Kondensators 21 den
Pegel des Bezugssignals S3 (d. h. den Spannungspegel Ve1 an der
Verbindung E) überschreitet, durch Ersetzen des Spannungspegels
Va in der Formel durch "Ve1" berechnet werden.
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Das
Tastverhältnis "Duty" eines PWM-Signals S1 kann durch die
folgende Formel 6 ausgedrückt werden: (Formel
6)
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In
der vorliegenden Ausführungsform ist die Schalt-Schaltung 12 zum
Einstellen des Pegels des Bezugssignals S3 außerhalb der
Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen. Dadurch kann das Tastverhältnis
mit hoher Genauigkeit eingestellt werden, so dass es immun gegenüber
Herstellungsvariationen ist, wenn die Spannungsteilungswiderstände
R7, R8 und Ähnliches der Schalt-Schaltung 12 derart
ausgewählt werden, dass sie geeignete Charakteristika für
ein gewünschtes Tastverhältnis aufweisen. Außerdem kann
das Tastverhältnis des PWM-Signals S1 durch Einstellen
der Charakteristika der Spannungsteilungswiderstände R7,
R8 und Ähnlichem auf einen beliebigen Wert eingestellt
werden.
- (5) Gemäß der vorliegenden
Ausführungsform wird, nachdem das Ausgangssignal S4 (und
außerdem das Ausgangssignal S4') im Pegel umgekehrt ist,
dessen umgekehrter Zustand durch die ersten und zweiten Kurzschluss-FETs 55, 56,
die als eine Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung vorgesehen sind,
aufrechterhalten. Danach wird die Verhinderung der Pegelumkehr automatisch
beendet, wenn sich der Änderungstrend des Oszillatorsignals
S3 umkehrt. Dadurch kann ein Zittern verhindert werden, und zwar
sogar dann, wenn der Pegel des Bezugssignals S3 aufgrund von Rauschen
oder Ähnlichem während beispielsweise einer Fahrzeugbeschleunigung schwankt.
Außerdem wird im Gegensatz zu einer herkömmlichen
Konstruktion, die einen Hysterese-Komparator verwendet, gemäß der
vorliegenden Ausführungsform der Pegel des Bezugssignals
S3 hauptsächlich in Abhängigkeit von den Spannungsteilungswiderständen
R7, R8, die in der Schalt-Schaltung 12 vorgesehen sind,
bestimmt, das heißt, im Wesentlichen unbeeinflusst von
den Widerstandskomponenten in dem Komparator 50. Die Spannungsteilungswiderstände R7,
R8 sind als externe Widerstände vorgesehen, und daher können
diejenigen, die geeignete Widerstandswerte aufweisen, sogar ausgewählt werden,
nachdem der PWM-Signalgenerator 10 hergestellt wurde. Demzufolge
kann ein PWM-Signal S1, das ein stabiles Tastverhältnis
aufweist, sogar dann erzeugt werden, wenn Schaltungskon stanten aufgrund
der Herstellung Variationen aufweisen (siehe 3 (das oberste
Feld des Zeitdiagramms)).
- (6) Die NICHT-UND-Schaltung 58 erfasst, wenn sich der Änderungstrend
des Oszillatorsignals S2 umkehrt, nachdem der Pegel des Oszillatorsignals
S2 auf unterhalb des Pegels des Bezugssignals S3 fällt,
und gibt den Kurzschlussbetrieb des ersten Kurzschluss-FET 55 zu
dem Zeitpunkt der Erfassung frei. Das heißt, das Verhindern
der Pegelumkehr wird dann beendet. Andererseits erfasst die NICHT-UND-Schaltung 59,
wenn sich der Änderungstrend des Oszillatorsignals S2 umkehrt,
nachdem der Pegel des Oszillatorsignals S2 den Pegel des Bezugssignals
S3 überschreitet, und gibt den Kurzschlussbetrieb des zweiten Kurzschluss-FET 56 zu
dem Zeitpunkt der Erfassung frei. Das heißt, das Verhindern
der Pegelumkehr wird dann beendet. Somit kann eine Beendigung der
Verhinderung der Pegelumkehr ohne Verwendung eines Zeitgebers oder Ähnlichem
erzielt werden.
-
<Weitere
Ausführungsformen>
-
Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die Ausführungsform
beschränkt, die in der obigen Beschreibung mit Bezug auf
die Zeichnungen erläutert wurde. Die folgenden Ausführungsformen
können beispielsweise in dem technischen Bereich der vorliegenden
Erfindung enthalten sein, und außerdem kann die vorliegende
Erfindung in verschiedenen Formen ausgeführt sein, ohne
von dem Bereich der Erfindung abzuweichen.
- (1)
In der obigen Ausführungsform können das Schaltelement
und das Halbleiterschaltelement, die mit der Energiequelle und der
Last verbunden sind, in der Halbleitervorrichtung 70 oder
alternativ außerhalb von dieser vorgesehen sein
- (2) Die obigen FETs 23–26, 51–56 können
Bipolartransistoren sein.
- (3) Die Transistoren 30, 31 können
Unipolartransistoren wie z. B. FETs sein.
- (4) Die Pegelumkehrungsverhinderungsschaltung kann anstelle
der Konstruktion gemäß der obigen Ausführungsform
beispielsweise eine Konstruktion aufweisen, bei der der Pegel des
Bezugssignals S3 oder der Pegel des Oszillatorsignals S2, der an
den Komparator 50 angelegt wird, erzwungenermaßen
heraufgezogen oder herabgezogen wird.
- (5) In der obigen Ausführungsform wird der Komparator 50 als
eine Komparator-Schaltung verwendet. Die vorliegende Erfindung ist
jedoch nicht auf diese Konstruktion beschränkt. Es kann
stattdessen ein Operationsverstärker verwendet werden.
In diesem Fall können die jeweiligen Kurzschlussschaltelemente
parallel zu zwei Schaltelementen geschaltet sein, die eine Push-Pull-Schaltung
des Operationsverstärkers bilden.
- (6) In der obigen Ausführungsform wird eine Oszillator-Schaltung
vom Herunterziehtyp (Pull-down-Typ) (die ein Oszillatorsignal auf
der Grundlage des Potenzials des Anschlusses des niedrigeren Potenzials
des Kondensators 21 ausgibt) verwendet. Es kann jedoch
stattdessen eine Oszillator-Schaltung vom Heraufziehtyp (Pull-up-Typ)
(die ein Oszillatorsignal auf der Grundlage des Potenzials des Anschlusses
des höheren Potenzials des Kondensators 21 ausgibt) verwendet
werden. In dem Fall des Herunterziehtyps wie bei der obigen Ausführungsform,
bei der ein Bezugssignal auf der Grundlage der Seite des niedrigeren
Potenzials des Oszillationsbereiches erzeugt wird, besteht ein Vorteil
einer kürzeren Zeitdauer für die Möglichkeit
des Zitterns, da die Wellenform des Oszillatorsignals an dieser
Seite steil ist.
-
Zusammenfassung
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Eine
Parallelschaltung 27 einer Frequenzsteuerschaltung 11 ist
als eine externe Schaltung vorgesehen. Dadurch hängt die
Ladezeit t1 von den Charakteristika der Schaltungselemente ab, die
in dem Gehäuse einer Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen
sind und daher Herstellungsvariationen der Halbleitervorrichtung 70 ausgesetzt
sind. Die Entladezeit t2 hängt von der Parallelschaltung 27 ab,
die außerhalb der Halbleitervorrichtung 70 vorgesehen ist
und daher derart ausgewählt werden kann, dass sie geeignete
Charakteristika aufweist, nachdem die Halbleitervorrichtung 70 hergestellt
wurde. Die Schaltungskonstanten der Schaltungen werden derart eingestellt,
dass die Entladezeit t2, die von den Vorrichtungscharakteristika
der externen Parallelschaltung 27 abhängt, größer
als die Ladezeit t1 ist, die von den Vorrichtungscharakteristika
der internen Schaltungen der Halbleitervorrichtung 70 abhängt.
-
- 1
- Energieversorgungssteuerung
- 2
- Leistungs-MOSFET
(Halbleiterschaltelement)
- 4
- Logische
Schutzschaltung (Schutzschaltung)
- 10
- PWM-Signalgenerator
- 11
- Frequenzsteuerschaltung
(Oszillator-Schaltung)
- 12
- Schalt-Schaltung
(Bezugssignaleinstellschaltung)
- 20
- Komparator
(Lade/Entlade-Steuerschaltung)
- 21
- Kondensator
- 22
- NICHT-Schaltung
(Lade/Entlade-Steuerschaltung)
- 28
- Stromspiegelschaltung
- 27
- Parallelschaltung
- 30,
31
- Transistor
(zweites Schaltelement)
- 50
- Komparator
(Komparator-Schaltung)
- 70
- Halbleitervorrichtung
- 80
- Energiequelle
- 81
- Last
- 82
- Stromversorgungsleitung
- 83
- Leitung
(Pfad des Ladestroms)
-
- Ein
FET 23 entspricht einem "ersten Schaltelement" der vorliegenden
Erfindung.
- P1
- Externer
Anschluss (erster externer Anschluss)
- P2,
P3
- Externer
Anschluss (zweiter externer Anschluss)
- R1
- Erster
Widerstand (erstes Widerstandselement)
- R2–R4
- Widerstand
(Lade/Entlade-Steuerschaltung)
- R6
- Zweiter
Widerstand (zweites Widerstandselement)
- S1
- PWM-Signal
- S2
- Oszillatorsignal
- S3
- Bezugssignal
- S4,
S4'
- Ausgangssignal
- Vcc
- Hoheres
Potenzial (Energieversorgungsspannung)
-
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
-
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Zitierte Patentliteratur
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- - JP 2003-188693
A [0002]