DE112005003864B4

DE112005003864B4 - Radarfüllstandsmessgerät mit Schalter zum Auswählen einer Sende- oder Empfangs-Betriebsart

Info

Publication number: DE112005003864B4
Application number: DE112005003864.5T
Authority: DE
Inventors: Mikael Eriksson
Original assignee: Rosemount Tank Radar AB
Current assignee: Rosemount Tank Radar AB
Priority date: 2004-09-10
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2021-01-07
Anticipated expiration: 2025-09-10
Also published as: DE112005002125B4; CN101014875A; DE112005002125T5; US7233278B2; WO2006041364A1; CN101014875B; US20060055591A1; DE112005003864A5

Abstract

Radarfüllstandsmessgerät, das zum Messen eines Abstandes zu einer Oberfläche eines Inhalts in einem Behälter relativ zu einer Messposition, die über der Oberfläche liegt und in Bezug auf eine untere Begrenzung des Behälters geometrisch definiert ist, mit einem Nahbereichsradar vorgesehen ist, wobei das Radarfüllstandsmessgerät umfasst:eine Stromversorgungsschnittstelle zur Aufnahme von elektrischer Leistung für das Radarfüllstandsmessgerät,eine Kommunikationsschnittstelle zur bezüglich des Radarfüllstandsmessgerätes externen Wiedergabe von Information basierend auf dem Abstand,einen Sender (DC) zum Erzeugen und Senden eines elektromagnetischen Sendeimpulses mit einer Leistung von weniger als einem Watt,eine Signalmediumschnittstelle (12), die mit einem Mittel (7) zum Richten des Sendeimpulses auf die Oberfläche und zum Empfangen eines von der Oberfläche reflektierten Empfangsimpulses verbindbar ist,eine Befestigungsstruktur (8) zum Befestigen der Signalmediumschnittstelle (12) in der Messposition,einen Empfänger (23) zum Empfangen des Empfangsimpulses,einen Schalter (26'), der eine Verbindung jeweils des Senders (DC) und des Empfängers (23) mit der Signalmediumschnittstelle (12) ermöglicht, undeinen Controllerschaltkreis (27') zum Steuern des Betriebs des Schalters (26') und zum Bestimmen des Abstandes,wobei der Schalter (26') dazu geeignet ist, eine Impulserzeugung durchzuführen, indem die Signalmediumschnittstelle (12) mit dem Sender (DC) entsprechend einer Gleichspannung während einer Zeitspanne verbunden wird, die gleich einer gewünschten Impulsbreite ist, und um die Signalmediumschnittstelle (12) mit dem Empfänger zu verbinden, während der reflektierte Impuls empfangen wird,wobei der Schalter (26') eine Schaltzeit aufweist, die kürzer ist als 100 ns, um eine Erfassung eines kurzen Abstandes zu ermöglichen.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Radarfüllstandsmessgerät, das dazu vorgesehen ist, einen Abstand zu einer Oberfläche eines Inhalts in einem Behälter relativ zu einer Messposition, die über der Oberfläche liegt und in Bezug auf eine untere Begrenzung des Behälters fixiert ist, mit einem Nahbereichsradar mit niedriger Leistung zu messen.
Hintergrund
Die gepulste RLG (radar level gauging, Radarfüllstandsmessung) wird aufgrund ihrer einfachen und preisgünstigen Mikrowellen-Komponenten ein weitverbreitetes Verfahren zur industriellen Füllstandsmessung. Der Impuls einer gepulsten RLG kann durch eine Trägerfrequenz (üblicherweise 6 oder 24 GHz) moduliert sein oder kann ein unmodulierter Gleichstrom-Impuls sein. Im letzteren Fall ist es üblich, irgendeine Art von Übertragungsleitung (Koaxialleitung, Doppelleiter, etc.) zu verwenden, die manchmal als eine Sonde (probe) bezeichnet wird und die üblicherweise verwendet wird, um das elektromagnetische Signal durch das Material in dem Tank zu leiten, wo es durch eine oder mehrere Grenzflächen (wie beispielsweise Luft/Flüssigkeit) zwischen verschiedenen Bestandteilen des Tankinhalts reflektiert wird. Im ersten Fall kann auch eine Übertragungsleitung oder ein Wellenleiter verwendet werden, es wird jedoch allgemein eine Antenne verwendet, um einen vertikalen Radar-Richtstrahl zu bilden, der ggf. an Grenzflächen reflektiert wird.
Gepulste Radarsysteme verwenden üblicherweise unterschiedliche Arten von Richtungskopplung. Ein Beispiel eines Richtungskopplers, der Hochgeschwindigkeits-Abtastfähigkeiten aufweist, ist in der US 5 517 198 A beschrieben. Ein Richtungskoppler teilt die zur Verfügung stehende Leistung zwischen einer Sendeleitung und einer Empfangsleitung, wobei dementsprechend eine signifikante Dämpfung sowohl von gesendeten als auch von empfangenen Signalen eingeführt wird, wobei die Empfindlichkeit des Systems herabgesetzt wird. Dies ist insbesondere ein Problem für Systeme, die einen Gleichspannungs-Impuls verwenden, da die Wahl des Richtungskopplers durch die extreme Bandbreite solcher Impulse, die auch lange Wellenlängen aufweisen, begrenzt ist.
Aus diesem und anderen Gründen weisen gepulste Systeme daher üblicherweise eine geringere Empfindlichkeit im Vergleich mit einem frequenzmodulierten Dauerstrich-(frequency modulated continous wave, FMCW)-Radar auf. Die Empfindlichkeit (Fähigkeit, schwache Reflektionen zu erfassen) ist eine wichtige Fähigkeit für jedes RLG, da eine hohe Empfindlichkeit die Verwendung einer kleineren Antenne oder einer längeren Übertragungsleitung ermöglicht, wobei alle anderen Parameter gleich bleiben.
Eine Möglichkeit, eine Richtungskopplung ohne Empfindlichkeitsverluste herzustellen, ist, einen Zirkulator, wie beispielsweise einen Ferrit-Zirkulator, zu verwenden. Solche Lösungen sind jedoch teuer und ihre Leistung ist üblicherweise temperaturabhängig, was sie zur Verwendung in Radarfüllstandsmeßsystemen ungeeignet macht.
US 5,734,346 A offenbart ein Füllstandradar mit frei abgestrahlten Wellen, wobei mittels eines Schalters zwischen Sendebetrieb und Empfangsbetrieb umgeschaltet wird.
US 3,922,914 A und DE 101 36 754 A1 betreffen TDR-Wellenleitersonden, in welche stufenförmige Gleichstromimpulse eingespeist werden. Entsprechendes gilt für US 6,452,467 B1 .
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Empfindlichkeit von gepulsten Radarfüllstandsmeßsystemen kostengünstig zu verbessern.
Diese Aufgabe wird durch ein RLG-System gemäß Anspruch 1 gelöst.
Gemäß der Erfindung wurde der Richtungskoppler, der zuvor zwischen dem Sender und der Signalmediumschnittstelle angeordnet war, durch einen Schalter ersetzt. Durch Steuern des Schalters wird die Signalmediumschnittstelle während des Sendens des Impulses nur mit dem Sender verbunden und während des Empfangs des reflektierten Impulses wird nur der Empfänger verbunden. Auf diese Weise können Signalverluste im Vergleich zu herkömmlichen Lösungen, bei denen die Signalmediumschnittstelle immer sowohl mit dem Sender als auch mit dem Empfänger verbunden ist, signifikant reduziert werden. Üblicherweise wurden Verbesserungen von 10 dB festgestellt, wobei dies bei Hardware-Lösungen in der Praxis einem 2 bis 3 Mal längerem maximalen Messabstand für ein Antennensystem oder möglicherweise einem 20 Meter längerem maximalen Messabstand für ein Übertragungsleitungs-System entspricht.
Mit dieser Konstruktion wird die gesamte Leistung des gesendeten Impulses zu dem Tank geleitet, wobei zugleich die gesamte Leistung des reflektierten Impulses zu dem Empfänger geleitet wird. Wie beschrieben verwenden herkömmliche Übertragungsleitungssysteme irgendeine Art von Leistungs-Teiler, der die Amplitude um 50% in jede Richtung reduziert, wobei dies üblicherweise zu einer Dämpfung von 6 + 6 dB im Vergleich mit der Erfindung führt.
Die Schaltzeit des Schalters ist kurz genug, um eine Erfassung eines kurzen Abstandes zu ermöglichen. Ein Radarfüllstandsmessgerät misst üblicherweise Abstände im Bereich bis zu mehreren zig Metern bis hinunter zu Bruchteilen eines Meters, manchmal lediglich wenige Zentimeter.
Eine konzeptionell verschiedene Lösung, die mit einem Schalter anstelle beispielsweise einem Richtungskoppler ausgerüstet ist, ist von herkömmlicheren Impuls-Radarsystemen, beispielsweise einem Überwachungsradar zur See, bekannt. Hier wird der Schalter verwendet, um zwischen dem Senden von Signalen mit relativ hoher Leistung (kW oder MW) und dem Empfang der sehr viel schwächeren Radarreflektionen umzuschalten. Diese Signale mit hoher Leistung machen es notwendig, sogar eine weitere Dämpfung zwischen dem Schalter und einem Empfängerschaltkreis vorzusehen, um nicht ein Beschädigen des Empfängerschaltkreises zu riskieren. Weiterhin, da der Schalter konstruiert sein muss, um die relativ hohen Leistungsniveaus zu verarbeiten, wird er daher relativ langsam. Die Schaltzeit eines solchen Schalters bewirkt eine spürbare tote Zone (bei welcher der zu messende Abstand zu kurz ist, um durch das Radar aufgenommen zu werden), d.i. der durch das Signal während der Zeit überstrichene Abstand, der benötigt wird, um den Schalter umzuschalten, wobei dieser Abstand üblicherweise in der Größenordnung von 10 Metern liegt. Da solche toten Zonen im Bereich der Radarfüllstandsmessung völlig inakzeptabel sind, wurden solche Lösungen auf diesem Gebiet als unrealistisch betrachtet. In Übereinstimmung mit der Erfindung wurde jedoch ein System mit einer annehmbaren toten Zone realisiert.
Um eine ausreichend kurze tote Zone zu erhalten, sollte der Schalter eine sehr kurze Schaltzeit aufweisen, in der Größenordnung von ns. Vorzugsweise ist die Schaltzeit kleiner als 20 ns. Eine solche kurze Schaltzeit kann lediglich durch einen Schalter ohne sich bewegende Teile realisiert werden, der Komponenten eines sehr kleinen Maßstabs umfasst, entweder diskrete Komponenten oder in der Form von integrierten Schaltkreisen, und diese begrenzte Größe des Schalters führt dazu, dass er Leistungen mit mehr als wenigen Watt nicht verarbeiten kann. Bei einem üblichen RLG-System ist die übertragene Leistung wesentlich kleiner als ein Watt, vorzugsweise weniger als 20 mW und üblicherweise begrenzt auf wenige mW oder sogar µW. Dementsprechend ist der begrenzte Leistungsbereich des Schalters kein Problem.
Bei dem erfindungsgemäßen RLG ist es vorteilhaft, eine kleine Signaldämpfung zwischen dem Schalter und dem Empfänger vorzusehen, um eine höhere Signaleingangsstärke an dem Empfänger zur Verbesserung der Messeigenschaften bereitzustellen. Dieses RLG sollte vorzugsweise keine signifikante weitere Dämpfung/Isolation zwischen dem Sender und dem Empfänger außer der durch den Schalter selbst eingeführten aufweisen.
Der Controllerschaltkreis kann dazu eingerichtet sein, zu erfassen, wenn ein Impuls von dem Sender gesendet wurde und in Reaktion auf diese Erfassung den Schalter zu betätigen, um die Signalmediumschnittstelle mit dem Empfänger zu verbinden.
Vorzugsweise ist der Controllerschaltkreis weiterhin angeordnet, um den Schalter zu betreiben, um wiederum die Schnittstelle mit dem Sender nach einer vorbestimmten Zeitspanne zu verbinden. Üblicherweise sollte diese Zeitspanne kürzer als die Zeit zwischen dem Aussenden von aufeinanderfolgenden Impulsen von dem Signalgenerator sein.
Der Controllerschaltkreis ist vorzugsweise dazu eingerichtet, den Betrieb des Schalters zu steuern, um zu ermöglichen, dass ein Wert des Abstandes von weniger als einem halben Meter bestimmt wird.
Um sicherzustellen, dass kein Reflektions-Impuls den Schalter erreicht, bevor er zu dem Empfänger umgeschaltet hat, kann das Radarfüllstandsmessgerät weiterhin eine Verzögerungszuführleitung zwischen dem Schalter und der Signalmediumschnittstelle umfassen. Eine solche Verzögerungszuführleitung kann beispielsweise durch ein Koaxialkabel einer bestimmten Länge oder durch leitende Muster auf einer Platine (PCB) ausgeführt sein. Die Signalzeitverzögerung zwischen dem Mikrowellenschalter und der Signalmediumschnittstelle ermöglicht vorzugsweise ein Bestimmen eines Wertes des Abstandes von weniger als einem Meter oder weniger als einem halben Meter. Die Signalzeitverzögerung kann gleich oder größer als die Hälfte der Schaltzeit des Schalters sein.
Falls eine zufriedenstellende Schaltzeit erreicht werden kann, kann der Schalter dazu eingerichtet sein, eine ImpulsErzeugung durch Verbinden der Signalmediumschnittstelle mit einer Gleichspannung für eine Zeitspanne gleich der gewünschten Impulsbreite und anschließendem Trennen zu realisieren. Ein solcher Betrieb des Schalters erübrigt die Notwendigkeit eines getrennten Signalgenerators, wobei dementsprechend das System vereinfacht wird.
Falls der Schalter eine angemessene Schaltzeit aufweist, kann er auch verwendet werden, um ein Abtasten (sampling) oder zumindest ein Vorabtasten (presampling) des reflektierten Signals zu realisieren.
Figurenliste
Diese und andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen genauer beschrieben, die momentan bevorzugte Ausführungsbeispiele zeigen.

1 zeigt schematisch ein Radarfüllstandsmesssystem.
2 zeigt eine Schnittansicht eines anderen Radarfüllstandsmesssystems.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Sende-Empfängers, der zum Teil (aber nicht vollständig) der Erfindung entspricht.
4 zeigt ein Blockdiagramm eines Sende-Empfängers in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
1 zeigt schematisch ein Radarfüllstandsmesssystem (radar level gauge, RLG) 1, bei dem ein Verfahren in Übereinstimmung mit der Erfindung vorteilhafterweise verwendet werden kann. Das System 1 ist angeordnet, um Messungen einer Prozessvariable in einem Tank durchzuführen, wie beispielsweise dem Füllstand einer Grenzfläche 2 zwischen zwei (oder mehreren) Materialien 3, 4 in dem Tank 5. Üblicherweise ist das erste Material 3 ein in dem Tank aufbewahrter Inhalt, beispielsweise eine Flüssigkeit wie Benzin, das zweite Material 4 Luft oder irgendeine andere Atmosphäre ist. In diesem Fall wird das RLG eine Erfassung des Füllstandes der Oberfläche des Inhalts in dem Tank ermöglichen. Es sollte bemerkt werden, dass verschiedene Tankinhalte eine verschiedene Impedanz aufweisen und dass die elektromagnetischen Wellen sich nicht durch jedes beliebige Material in dem Tank ausbreiten. Üblicherweise wird daher lediglich der Füllstand einer ersten Flüssigkeitsoberfläche oder einer zweiten Flüssigkeitsoberfläche, falls die erste Flüssigkeit ausreichend transparent ist, gemessen.
Das System 1 umfasst einen Sende-Empfänger 10, der durch einen Prozessor 11 gesteuert wird, um elektromagnetische Signale zu einer Signalmediumschnittstelle 12 in dem Tank 5 zu senden. Die Signale können Gleichstrom-Impulse mit einer Länge von etwa 2 ns oder weniger sein, mit einer Frequenz in der Größenordnung von MHz bei durchschnittlichen Leistungsniveaus im Bereich mW oder µW. Alternativ können die Impulse auf einer Trägerwelle mit einer GHz-Frequenz moduliert sein. In dem in der 1 gezeigten Fall, bei dem die Signale Gleichstrom-Impulse sind und auch bei einigen Fällen, wenn modulierte Impulse verwendet werden, ist die Signalmediumschnittstelle 12 mit einer wellenleitenden Struktur 6 verbunden, die sich in den Inhalt des Tanks erstreckt. Die wellenleitende Struktur kann ein hohler Wellenleiter oder eine Art von Sonde sein, wie beispielsweise eine Koaxialkabelsonde, eine Doppelleitungssonde oder eine Einzelleitungssonde (die auch als ein Oberflächenwellenleiter bezeichnet wird). Die entlang der Struktur 6 übertragenen elektromagnetischen Wellen werden durch eine beliebige Grenzfläche 2 zwischen Materialien in dem Tank reflektiert und die Reflektion wird zurück zu der Signalmediumschnittstelle 12 übertragen.
Alternativ ist wie in der 2 gezeigt und wie dies normalerweise der Fall ist, falls die Impulse auf einer hochfrequenten Trägerwelle moduliert werden, die Signalmediumschnittstelle 12 mit einer Radarantenne 7 verbunden, die angeordnet ist, um die übertragenen Wellen zu emittieren, so dass sie sich frei in den Tank ausbreiten, und um Wellen zu empfangen, die durch eine beliebige Grenzfläche 2 zwischen Materialien in dem Tank reflektiert wurden.
Wie in der 2 gezeigt, kann der Tank mit einer Befestigungsstruktur 8 versehen sein, welche die Signalmediumschnittstelle 12 in einer Messposition befestigt, die relativ zu dem Boden des Tanks 5 fixiert ist. Die Befestigungsstruktur ist vorzugsweise mit einer Durchführungsstruktur 9 in der oberen Begrenzung des Tanks 5 verbunden. Wie in der 2 gezeigt kann diese Durchführungsstruktur 9 ein Wellenleiter sein, der mit einer gasdichten Dichtung 14 ausgerüstet ist, welche dazu geeignet ist, Temperatur, Druck und jedweden in dem Tank enthaltenen Chemikalien zu widerstehen.
Ein durch die Signalmediumschnittstelle empfangener Reflektionsimpuls wird zu dem Sende-Empfänger 10 zurückgeführt, wo er in einem durch den Prozessor 11 gesteuerten Prozess abgetastet und digitalisiert wird. Ein digitalisiertes abgetastetes Time Domain Reflectometry (TDR)-Signal 15 basierend auf dem reflektierten Signal wird zurück zu dem Prozessor 11 übertragen. Das Signal 15 kann zeitlich gedehnt sein, wobei dies eine Verwendung von herkömmlicher Hardware zum Bearbeiten und Verarbeiten ermöglicht.
Der Prozessor 11 ist mit einer Software zum Analysieren des TDR-Signals ausgerüstet, um eine Prozessvariable in dem Tank, üblicherweise die Höhe der Oberfläche 2, zu bestimmen. Der Prozessor 11 ist weiterhin mit einem Speicher 16 verbunden, der üblicherweise ein ROM (beispielsweise ein EEPROM) zum Speichern von vorprogrammierten Parametern und ein RAM zum Speichern von zusätzlichem durch den Mikroprozessor 11 ausführbaren Softwarecode umfasst. Der Prozessor kann auch mit einer Benutzerschnittstelle 17 verbunden sein.
Die 3 zeigt den Sende-Empfänger 10 der 1 genauer. Die Signale werden hier durch einen Sender in der Form eines Impulsgenerators 21 ausgesendet und durch den Abtast- und Halte-Schaltkreis 22 eines Empfängers 23 empfangen. Der Empfänger 23 umfasst weiterhin einen Verstärker 24 und einen A/D-Wandler 25. Ein Mikrowellenschalter 26 ist vorgesehen, um die Signalmediumschnittstelle 12 in dem Tank mit entweder dem Sender 21 (Zustand A) oder dem Empfänger 23 (Zustand B) zu verbinden.
In dem dargestellten Beispiel ist der Schalter eine integrierte monolithische Mikrowellenschaltung (microwave monolithic IC, MMIC), in diesem Fall ein einpoliger Umschalter (SPDT-Switch), der eine Schaltzeit von etwa 10 ns aufweist. Ein Beispiel eines solchen Schalters ist der HMC 197 der Hittite Microwave Corporation. Andere Arten von Schaltern, sowohl als IC ausgebildete als auch diskrete Komponenten umfassende, können verwendet werden.
Der Schalter 26 wird durch den Controllerschaltkreis gesteuert, der als ein separater Controller, wie in der 2 gezeigt, ausgeführt sein kann oder direkt in dem Prozessor 11 implementiert sein kann. Der Impulsgenerator 21, der Abtast- und Halte-Schaltkreis 22 und der Controller 27 werden alle mit Schwingungssignalen 28, 30 von dem Prozessor 11 versorgt. Der Ausgang 15 des A/D-Wandlers wird zu dem Prozessor 11 zurückgeführt.
Der Betrieb des Sende-Empfängers 10 wird im Folgenden beschrieben.
Der Impulsgenerator 21 erzeugt Impulse mit einer Dauer in der Größenordnung von ns, hier 1 ns, mit einer Frequenz in der Größenordnung von MHz, hier 2 MHz. Zu diesem Zweck wird der Sender mit einem hochfrequenten (beispielsweise 2 MHz) Taktsignal 28 versorgt. Jeder Impuls wird zu der Signalmediumschnittstelle 12 über den Schalter 26, der in dem Zustand A ist, übertragen. Wie erwähnt, wird das Taktsignal 28 auch zu dem Controller 27 geführt, der getriggert wird, um ein Schaltsignal 29 für den Schalter 26 zur gleichen Zeit bereitzustellen, zu der ein Impuls durch den Impulsgenerator erzeugt wird. Nach einer Zeitspanne entsprechend der Schaltzeit des Schalters 26, üblicherweise wesentlich länger als der Impuls selbst, wird der Schalter 26 dementsprechend zum Zustand B geschaltet, wobei die Signalmediumschnittstelle 12 mit dem Empfänger 23 verbunden wird.
Während der Zeit, nachdem der Impuls erzeugt wurde, jedoch bevor der Schalter 26 in den Zustand B umgeschaltet wurde, wird der Empfänger nicht fähig sein, irgendwelche Signale zu empfangen (wobei dies zu einer blinden Zone oder einer toten Zone führt). Für einen zuverlässigen Betrieb des Systems ist es wünschenswert, dass kein reflektiertes Signal den Schalter 26 während dieser blinden Zone erreicht und die Schaltzeit ist vorzugsweise so kurz wie möglich ausgeführt. Mit zur Zeit der Erfindung erhältlichen Komponenten wurde eine Schaltzeit von 10 ns als ausreichend kurz und vernünftigerweise preisgünstig erachtet.
Der Sendeimpuls wird zu der Signalmediumschnittstelle 12 in dem Tank geführt und wird dann durch eine Wellenleiterstruktur (wie in der 1 gezeigt) oder durch eine Antenne (wie in der 2 gezeigt) auf die Oberfläche 2 gerichtet. Die elektromagnetischen Wellen werden an der Oberfläche 2 reflektiert und ein Empfangsimpuls wird zu der Signalmediumschnittstelle zurückgegeben und über den Schalter 26 mit dem Empfänger 23 verbunden. Der Abtast- und Halte-Schaltkreis 22 tastet das Signal unter Verwendung eines Schwingungssignals 30 (beispielsweise in der Größenordnung von 2 MHz), das von dem Prozessor 11 empfangen wird, ab. Das Signal wird dann durch einen Verstärker 24 verstärkt und durch einen A/D-Wandler 25 digitalisiert. Das Ergebnis, ein Time-Domain-Reflectometry(TDR)-Signal 15 wird dem Prozessor 11 zugeführt, wo es durch geeignete Verfahren analysiert wird, um eine Prozessvariable, wie beispielsweise die Höhe der Oberfläche 2 in dem Tank, zu bestimmen.
In einem Fall, bei dem die Schaltzeit des Schalters 26 als zu lang in Bezug auf die erwartete Ankunftszeit des Empfangsimpulses eingeschätzt wird, kann eine Verzögerungszuführleitung 13 zwischen dem Schalter 26 und der Signalmediumschnittstelle 12 in dem Tank vorgesehen werden. Diese Verzögerungszuführleitung kann dazu eingerichtet sein, den Empfangsimpuls von dem Tank zu verzögern, wobei dadurch ein langsamerer Schalter möglich wird. Die Verzögerungszuführleitung 13 kann durch beispielsweise ein Koaxialkabel oder ein Muster auf einer Platine ausgeführt sein. Üblicherweise ist die durch eine solche Verzögerungszuführleitung hergestellte Zusatzverzögerung in der Größenordnung der Schaltzeit des Schalters 26 und als ein Beispiel würde ein 2 bis 3 Meter langer Abschnitt eines Koaxialkabels eine Schaltzeit von etwa 20 ns ermöglichen.
Der Controller 27 ist dazu eingerichtet, den Schalter 26 nach einer vorbestimmten Zeitspanne, die nicht die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen überschreitet, zu dem Zustand A zurückzuführen (wobei wieder die Signalmediumschnittstelle 12 mit dem Impulsgenerator 21 verbunden wird). Hier, wo die Pulsfrequenz 2 MHz ist (Zeit zwischen den Impulsen 500 ns) wird der Controller dementsprechend eingestellt, um den Schalter nach weniger als 500 ns zurück zum Zustand A zu schalten. Abhängig von der Anwendung kann es vorteilhaft sein, den Schalter in dem Zustand B solange wie möglich zu halten, wobei in diesem Fall die Zeitspanne nahe der Zeit zwischen den Impulsen ist (hier 500 ns). Alternativ wird die Zeitspanne wesentlich kürzer gesetzt und kann beispielsweise lediglich etwa die Hälfte der Zeit zwischen den Impulsen sein. Der Controller 27 kann einen internen Taktgeber verwenden, um zu bestimmen, wann zu dem Zustand A zurückzuschalten ist, oder er kann das Taktsignal 28 verwenden.
In der 4 ist eine alternative Ausführungsform gezeigt, wobei zu den Elementen in der 3 identische Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen wurden. Der Impulsgenerator 21 wurde hier weggelassen und das Taktsignal 28 ist lediglich mit dem Controller 27' verbunden, der den Schalter 26' steuert, um als ein Übertrager zu wirken. Der Anschluss A des Schalters ist mit einer Gleichspannung verbunden.
Während des Betriebs wird der Schalter 26' für die meiste Zeit im Zustand B gehalten. Bei der Ankunft eines Taktimpulses aus der Leitung 28 wird der Schalter in den Zustand A geschaltet, wobei die Gleichspannung auf die Signalmediumschnittstelle 12 aufgeschaltet wird. Der Controller ist dann dazu eingerichtet, sofort den Schalter zurück zum Zustand B zu schalten, wobei dies zu einem zu der Signalmediumschnittstelle 12 übertragenen Gleichspannungs-Impuls führt, wobei dieser Impuls eine Impulsbreite gleich der Schaltzeit des Schalters aufweist.
Um diese Ausführungsform realistisch zu gestalten, sollte der Schalter schneller sein als die oben erwähnten 10 ns und sollte üblicherweise in der Größenordnung von 1 ns sein, um Impulse mit der gewünschten Pulsbreite bereitzustellen.
Als ein zusätzlicher Aspekt dieses erfinderischen Konzepts kann der Schalter 26 verwendet werden, um ein Abtasten des reflektierten Signals durchzuführen. In Abhängigkeit von der Schaltzeit des Schalters 26 kann ein solches Abtasten mit dem des Abtast- und Halte-Schaltkreises 22 kombiniert werden oder kann mit einem ausreichend schnellen Schalter 26 den Schaltkreis 22 in der Konstruktion vollständig überflüssig machen. Eine solche Abtastfunktion des Schalters 26 würde auch durch den Controller 27 gesteuert, der dazu eingerichtet sein sollte, den Empfänger 23 mit der Signalmediumschnittstelle 12 intermittierend zu verbinden, so dass jedes Verbindungsereignis einem Abtastereignis (Sample) entspricht.
Es sollte bemerkt werden, dass eine Anzahl von Variationen der oben beschriebenen Ausführungsform innerhalb des Umfangs der beigefügten Ansprüche möglich sind. Beispielsweise sind alle Komponenten des oben beschriebenen Radarfüllstandsmesssystems nicht wesentlich, sondern können ausgeschlossen oder ersetzt werden. Auch können zusätzliche Komponenten hinzugefügt werden, falls und wenn sie als vorteilhaft erscheinen. Andere Arten von Schaltern als die oben beschriebenen können verwendet werden, um die Erfindung auszuführen, solange sie eine zufriedenstellende Schaltcharakteristik aufweisen.

Claims

Radarfüllstandsmessgerät, das zum Messen eines Abstandes zu einer Oberfläche eines Inhalts in einem Behälter relativ zu einer Messposition, die über der Oberfläche liegt und in Bezug auf eine untere Begrenzung des Behälters geometrisch definiert ist, mit einem Nahbereichsradar vorgesehen ist, wobei das Radarfüllstandsmessgerät umfasst: eine Stromversorgungsschnittstelle zur Aufnahme von elektrischer Leistung für das Radarfüllstandsmessgerät, eine Kommunikationsschnittstelle zur bezüglich des Radarfüllstandsmessgerätes externen Wiedergabe von Information basierend auf dem Abstand, einen Sender (DC) zum Erzeugen und Senden eines elektromagnetischen Sendeimpulses mit einer Leistung von weniger als einem Watt, eine Signalmediumschnittstelle (12), die mit einem Mittel (7) zum Richten des Sendeimpulses auf die Oberfläche und zum Empfangen eines von der Oberfläche reflektierten Empfangsimpulses verbindbar ist, eine Befestigungsstruktur (8) zum Befestigen der Signalmediumschnittstelle (12) in der Messposition, einen Empfänger (23) zum Empfangen des Empfangsimpulses, einen Schalter (26'), der eine Verbindung jeweils des Senders (DC) und des Empfängers (23) mit der Signalmediumschnittstelle (12) ermöglicht, und einen Controllerschaltkreis (27') zum Steuern des Betriebs des Schalters (26') und zum Bestimmen des Abstandes, wobei der Schalter (26') dazu geeignet ist, eine Impulserzeugung durchzuführen, indem die Signalmediumschnittstelle (12) mit dem Sender (DC) entsprechend einer Gleichspannung während einer Zeitspanne verbunden wird, die gleich einer gewünschten Impulsbreite ist, und um die Signalmediumschnittstelle (12) mit dem Empfänger zu verbinden, während der reflektierte Impuls empfangen wird, wobei der Schalter (26') eine Schaltzeit aufweist, die kürzer ist als 100 ns, um eine Erfassung eines kurzen Abstandes zu ermöglichen.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Schalter eine Schaltzeit aufweist, die kürzer ist als 20 ns.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Schalter als ein integrierter Schaltkreis ausgeführt ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Schalter ein Halbleiterschalter ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei die Leistung des gesendeten elektromagnetischen Impulses kleiner als 100 mW ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Controllerschaltkreis dazu geeignet ist, den Betrieb des Schalters zu steuern, so dass eine Bestimmung eines Werts des Abstandes von weniger als einem halben Meter ermöglicht wird.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Controllerschaltkreis Schließen und Öffnen-Steuersignale für das Schalten des Schalters bereitstellt.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei das Radarfüllstandsmessgerät weiterhin eine Verzögerungszuführleitung zwischen dem Schalter und der Signalmediumschnittstelle umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 8, wobei die Verzögerungszuführleitung eine Signalzeitverzögerung zwischen dem Schalter und der Signalmediumschnittstelle bereitstellt, die gleich oder größer als die Hälfte der Schaltzeit des Schalters ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 8, wobei die Verzögerungszuführleitung eine Signalzeitverzögerung zwischen dem Schalter und der Signalmediumschnittstelle bereitstellt, so dass eine Bestimmung eines Werts des Abstandes von weniger als einem Meter ermöglicht wird.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 8, wobei die Verzögerungszuführleitung eine Signalzeitverzögerung zwischen dem Schalter und der Signalmediumschnittstelle bereitstellt, so dass eine Bestimmung eines Werts des Abstandes von weniger als einem halben Meter ermöglicht wird.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 8, wobei die Verzögerungszuführleitung als leitendes Muster auf einer Platine angeordnet ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, das weiterhin eine Zweidrahtverbindung zur Bereitstellung der Kommunikationsschnittstelle und der Stromversorgungsschnittstelle umfasst.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei die Befestigungsstruktur angepasst ist, um mit einer in einer oberen Begrenzung des Behälters angeordneten Durchführungsstruktur verbunden zu werden.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 14, wobei die Befestigungsstruktur dazu geeignet ist, eine räumliche Orientierung der Signalmediumschnittstelle zu ermöglichen, so dass die Richtung des Sendeimpulses im Wesentlichen vertikal ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Controllerschaltkreis dazu geeignet ist, den Betrieb des Schalters zu steuern, so dass eine Bestimmung eines Werts des Abstandes von weniger als einem Meter ermöglicht wird.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Sendeimpuls ein modulierter Impuls ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei die Signalmediumschnittstelle mit einer Antenne verbindbar ist, die dazu geeignet ist, elektromagnetische Wellen in dem Behälter zu emittieren und zu empfangen.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei die Signalmediumschnittstelle mit einer Sonde verbindbar ist, die sich in den Behälterinhalt hinein erstreckt.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei der Schalter dazu angeordnet ist, eine Abtastung des reflektierten Signals bereitzustellen.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei eine Signaldämpfung zwischen dem Schalter und dem Empfänger konstant kleiner als 10 dB ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei eine Signaldämpfung zwischen dem Schalter und dem Empfänger konstant kleiner als 3 dB ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei eine Signaldämpfung zwischen dem Schalter und dem Empfänger konstant kleiner als 1 dB ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei eine maximale Ausgangssignalstärke des Senders nach Dämpfung zwischen einer Sendeverbindung und einer Empfangsverbindung des Schalters kleiner oder gleich einem Durchschlagslimit der Eingangssignalstärke des Empfängers ist.
Radarfüllstandsmessgerät nach Anspruch 1, wobei eine maximale Ausgangssignalstärke eines Verstärkers kleiner oder gleich einem Durchschlagslimit der Eingangssignalstärke des Empfängers ist.