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Spannungsbegrenzerschaltung Die Erfindung bezieht sich auf eine Spannungsbegrenzerschaltung.
Derartige Schaltungen haben bekanntlich die Aufgabe, bei bestimmte Schwellwerte
überschreitenden Eingangsspannungen konstante Ausgangsspannungen zu liefern.
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Eine bekannte Spannungsbegrenzerschaltung zeigt die Fig. 1. Sie besteht
aus dem Serienwiderstand R und den beiden antiparallelen Richtleitern D 1 und
D2. Wird am Eingang E eine Wechselspannung angelegt, so wird bei überschreiten
der Schleusenspannung der verwendeten Richtleiter je nach Polarität der Wechselspannung
der eine oder andere Richtleiter durchlässig, und am Ausgang A erscheint eine beidseitig
auf die Höhe der Schleusenspannung begrenzte Ausgangsspannung.
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In vielen Fällen ist es nachteilig, daß derartige Begrenzerschaltungen
Eingangsspannungen benötigen, die ein Vielfaches der Schleusenspannung der verwendeten
Richtleiter betragen müssen. Dieses Problem ergibt sich beispielsweise bei der Auswertung
der Lesespannung eines Trommelspeichers für hohe Speicherdichten, bei der die Nullstellen
des Lesespannungsverlaufs aufzusuchen und an diesen Stellen möglichst steile Impulsflanken
zu erzeugen sind. Der Magnetkopf eines Trommelspeichers gibt jedoch nur eine Lesespannung
in der Größenordnung von Minivolt ab. Sie muß deshalb zunächst verstärkt werden,
bevor eine Begrenzung mit Hilfe einer Spannungsbegrenzerschaltung nach Fig. 1 stattfindet.
Durch eine Verstärkung ergeben sich jedoch um so mehr Frequenz- und Phasenverzerrungen,
je höher der Verstärkungsgrad ist.
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Es ist auch bekannt, Spannungsbegrenzerschaltungen in Verbindung mit
einem linearen Verstärker derart aufzubauen, daß der Verstärkungsgrad bei Überschreiten
einer bestimmten Eingangsamplitude unter Verwendung einer aus zwei antiparallel,
gegebenenfalls vorgespannten Richtleitern aufgebauten Gegenkopplungsschaltung begrenzt
wird, daß ein Ausgangswert mit fester Amplitude erzielt wird.
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Weiterbildung einer
derartigen Schaltungsausführung, wobei im besonderen daran gedacht ist, eine Spannungsbegrenzerschaltung
zu schaffen, die auch bei sehr kleinen Eingangsspannungen, wie sie beispielsweise
als Lesespannungen bei Magnetköpfen auftreten, verwendet werden kann. Die Schaltungsanordnung
nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang und Ausgang der Spannungsbegrenzerschaltung
über einen Tiefpaßfilter niederohmig miteinander verbunden wird. Bei der Schaltungsausführung
nach der Erfindung wird also parallel zur Begrenzerschaltung ein niederohmiges Schaltglied
in Form eines Tiefpaßfilters vorgesehen, daß den Eingang und den Ausgang des Verstärkers
auf dem gleichen Gleichstrompotential hält. Erst diese Maßnahme ermöglicht eine
definierte Arbeitspunkteinstellung des Verstärkers, was gerade bei der Auswertung
sehr kleiner Eingangsspannungen als notwendig erkannt wurde.
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Wegen der Kleinheit der Eingangsspannungen ist nämlich eine Verschiebung
des Mittelwertes der Spannung, um die herum symmetrisch begrenzt wird, sehr störend.
Diese Verschiebung kann durch verschiedene Einflüsse, wie z. B. Bauteilealterung,
Temperatureinflüsse, Netzspannungsschwankungen u. a., bedingt sein. Diese Verschiebung
wird durch das Tiefpaßfilter verhindert, das den Eingang und den Ausgang der Begrenzerschaltung
niederohmig miteinander verbindet und dadurch das Gleichstrompotential an den beiden
Verbindungspunkten gleichhält. Das Tiefpaßfilter kann dabei vorteilhaft aus einer
Induktivität bestehen.
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Einzelheiten der Erfindung werden in der Fig. 2 und 3 erläutert.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 gelangt die Eingangsspannung
über den Kondensator C 1 an die Basis des Vorverstärker-Transistors T1, der als
Emitterfolger arbeitet. Die Kollektorpannung dieses Transistors wird durch die über
den Widerstand R 5 ins Zenergebiet gesteuerte Zenerdiode DZ 1 festgelegt. Der Arbeitspunkt
dieses Transistors ist mit Hilfe der Widerstände R 1 bis R 5 eingestellt. Der Spannungsteiler
aus den Widerständen R 1, R 2 und R 3 und einem temperaturabhängigen Widerstand
R 4
dient zur groben Kompensation des Frequenzganges des Verstärkers.
Die am Widerstand R 5 abgegriffene Ausgangsspannung des Transistors T 1 gelangt
über den Widerstand R 7 an die Basis des Transistors T 2.
Der Kondensator
C 3 dient ebenfalls zur Frequenzgangkorrektur. Zur Sicherung eines linearen Frequenzganges
besteht der Außenwiderstand dieses Transistors aus dem Widerstand R 9 und
der Induktivität Dr2. Die Basis des folgenden Transistors T 3
ist über die
Zenerdiode DZ2 mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden (Gleichstromkopplung).
Die Kollektorspannung des Transistors T 3 ist ebenfalls mit Hilfe einer Zenerdiode
DZ3 stabilisiert. Die den Zenerdioden DZ 1 bis DZ 3 parallel geschalteten Kondensatoren
C 2, C 4 und C 5 unterdrücken die manchmal im Zenerpunkt der Zenerdioden
auftretenden Störspannungen. Am Emitterwiderstand R 11
des Transistors T 3
kann das verstärkte Ausgangssignal abgenommen werden. Die Gleichheit der Gleichstrompotentiale
an den Punkten A und B wird durch einen Tiefpaß sichergestellt, der
diese beiden Punkte miteinander verbindet und im vorliegenden Fall aus der Induktivität
Dr 1 besteht.
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Der Widerstand R 8 erzwingt, daß die Basiselektroden der Transistoren
T 1 und T 2 etwa dasselbe Gleichstrompotential haben.
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Die amplitudenabhängige, nichtlineare Gegenkopplung zwischen dem Ausgang
und dem Eingang des Begrenzers besteht aus den beiden antiparallelen Richtleitern
D 1 und D 2, die den Emitter des Transistors T 3 mit der Basis
des Transistors T 2 ver-
binden. Sobald infolge der am Punkt B abgegriffenen
steigenden Ausgangsspannung einer der beiden Richtleiter D 1 und
D 2 durchlässig wird, fällt am Widerstand R 7 ein Teil der vom Transistors
T 1 gelieferten Eingangsspannung ab, und es entsteht eine starke Spannungsgegenkopplung
auf den Eingang des Transistors T2. Dadurch wird ein weiteres Ansteigen der Ausgangsspannung
verhindert.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 gelangt die Eingangsspannung
über den Übertrager UT 1 an
die Basis des Transistors T4, dessen Basisstrom
mit Hilfe der Widerstände R 18 und R 13 eingestellt ist. Die verstärkte und begrenzte
Ausgangsspannung wird an der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers UT
2 abgenommen. Die amplitudenabhängige Gegenkopplung ist in diesem Falle eine
reine Wechselstromgegenkopptung und erfolgt vom Kollektor des Transistors T4 auf
die Basis des Transistors. Sie besteht aus zwei antiparallel geschalteten Richtleitern
D 3 und D4, die in Sperrichtung vorgespannt sind. Bei fehlender Eingangsspannung
am Eingang E ist der Richtleiter D 3 mit einer Spannung gesperrt, die ungefähr dem
Spannungsabfall am Widerstand R 17 entspricht. Die Sperrspannung am Richtleiter
D 4 ist ungefähr der Spannung am Widerstand R 15 gleich. Die Vorspannungen
der Richtleiter lassen sich also durch entsprechende Wahl der Widerstände R
17, R 15 und R 12 einstellen. Sobald nun am Eingang E Eingangsspannungen
anliegen, treten auch an der Primärwicklung des Ausgangsübertragers UT
2 Wechselspannungen auf. Wenn diese Spannungen die eingestellten Sperrspannungen
und die Schleusenspannungen der Richtleiter D 3 bzw. D
4 überschreiten, so setzt über die Kondensatoren C 10 bzw. C 11 eine
starke Gegenkopplung von dem Kollektor auf den Emitter des Transistors T
4 ein, die ein weiteres Ansteigen der Spannungen an der Primärwicklung des
Ausgangsübertragers UT 2 und damit der Ausgangsspannung verhindert.
Der Wechselstromwiderstand der Kondensatoren C 7, C 8 und C
9 ist vernachlässigbar.
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Durch die amplitudenabhängige Gegenkopplung wird auch erreicht, daß
die verwendeten Transistoren nicht übersteuert werden. Dies ist besonders bei höheren
Frequenzen wichtig, da ein Transistor bei übersteuerung infolge des Ladungsträgerspeichereffektes
auch nach Abschalten der Steuerspannung noch kurzzeitig leitend ist.