DE1154151B - Phasenmodulations-Datenuebertragungssystem - Google Patents

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

ANMELDETAG: 8. AUGUST 1961

BEKANNTMACHUNG
DER ANMELDUNG
UNDAUSGABEDER
AUSLEGESCHRIFT: 12. SEPTEMBER 1963

Die Erfindung betrifft Datenübertragungssysteme, die mit Phasenmodulation arbeiten.

Es ist bekannt, binäre Signale mit Hilfe von Änderungen der Amplitude, der Frequenz oder der Phase zu übertragen. Amplitudenmodulations-Systeme sind insbesondere empfindlich für Rauschstörungen. Frequenzmodulationssysteme gehen im allgemeinen verschwenderisch mit der Bandbreite um. Phasenmodulationssysteme sind dagegen von diesen drei Systemen am wenigsten empfindlich für Rausch und gehen im allgemeinen sparsam mit der Bandbreite um. Wenn weiterhin die Signale als Phasenverschiebungen und nicht als absolute Phasen übertragen werden, können sie in einem mit Speicherung arbeitenden Bezugssystem durch Vergleich der Phasen aufeinanderfolgender Signale bestimmt werden. Durch diese Maßnahmen kann Bandbreite eingespart werden, weil keine absolute Phaseninformation übertragen zu werden braucht und der Synchronismus zwischen dem Sender und dem Empfänger leicht hergestellt werden kann, wenn für jedes aufeinanderfolgende Signal eine Phasenänderung hervorgebracht wird. Die Nachrichteninformation wird in der relativen Phase zwischen den aufeinanderfolgenden Signalen übertragen, während die Synchronisierungsinformation in der konstanten Phasenverschiebung bei der Übertragungsgeschwindigkeit unabhängig von der Nachrichtenform vorhanden ist. Um den Vorteil der relativen Phasenverschiebung des Trägers voll wirksam werden zu lassen, wird eine Phasenmodulation vorgenommen, bei der eine Phasenverschiebung von Vielfachen von 45° für jedes folgende Signal vorgesehen ist. Die Phasenmodulation erlaubt die Verschlüsselung aufeinanderfolgender Signale in Paaren, so daß ein digitales Signal mit der halben Erzeugungsgeschwindigkeit übertragen werden kann. Andererseits können zwei Informationskanäle auf einer Trägerschwingung übertragen werden.

Eine Aufgabe der Erfindung ist es, ein verbessertes Phasenmodulations-Datenübertragungssystem zu schaffen. Entsprechend der Erfindung wird ein Phasenmodulations-Datenübertragungssystem geschaffen, bei dem serienförmige, aus Zeichen und Zwischenräumen bestehende digitale Nachrichtenelemente gepaart und auf eine Trägerschwingung moduliert werden, gekennzeichnet durch Mittel zur Umsetzung jedes Paares aus Zeichen und Zwischenraumelementen in eine von vier quaternären Phasenverschiebungen während jedes Signalintervalls entsprechend einer vorbestimmten Anordnung und zur Überlagerung einer unveränderlichen Phasen-Phasenmodulations-Datenübertragungssystem

Anmelder:

Western Electric Company, Incorporated, New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt, Wiesbaden, Hohenlohestr. 21

Beanspruchte Priorität: V. St. v. Amerika vom 15. August 1960 (Nr. 49 544)

Paul Abner Baker, Summit, N. J. (V. St. Α.), ist als Erfinder genannt worden

Verschiebung von 45° auf jede quaternäre Phasenverschiebung, wobei die Summe der quaternären Phasenverschiebung und der unveränderlichen Phasenverschiebung von 45° zu jeder vorhandenen Phase addiert wird, ferner durch zwei Resonanzkreise, die auf die Trägerfrequenz abgestimmt sind und die abwechselnd durch die überlagerten Phasenverschiebungen erregt werden können, und schließlich durch Mittel zur Amplitudenmodulierung des Ausgangs der Resonanzkreise zur Unterdrückung von Einschwingvorgängen und zur Vereinigung des Ausgangs zur Bildung eines Leitungssignals.

Um bei einer bevorzugten Ausführung das richtige Abtastintervall zu erhalten, wird aus dem Informationssignal selbst ein Zeitsignal durch eine anderweitig vorgeschlagene neuartige Schaltung wiedergewonnen, die jedoch selbst nicht Gegenstand der Erfindung ist.

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird auf die Zeichnungen hingewiesen.

Fig. I zeigt ein vereinfachtes Blockschema eines Sendesystems entsprechend der Erfindung;

Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschema eines Empfängersystems entsprechend der Erfindung;

Fig. 3A bis 3F dienen zusammen zur Erklärung der Phasenbeziehungen im Sender der Fig. 1;

Fig. 4 zeigt ein Blockschema einer Ausführung eines Zeitkreises, der zur Steuerung des Senders der Fig. 1 dient;

309 687/2«

Fig. 5 zeigt ein Blockschema eines Serien-Parallel- siert sind. Die Fig. 3A bis 3D zeigen die Phasen-Wandlers für binäre Datensignale, der im Sender folge, die in den Resonanzkreisen 13 und 14 ab-

der Fig. 1 benutzt wird; wechselnd für eine angenommene Dibitsignalfolge

Fig. 6 zeigt ein Blockschema eines logischen 10, 11, 11, 10 auftritt. Fig. 3A zeigt die Phasenreihe

Phasenkreises, der im Sender der Fig. 1 benutzt 5 Nr. 2 des Resonanzkreises 14 und die Lage eines

wird; vorherigen Dibits 10, das in der Phasenreihe Nr. 1

Fig. 7 zeigt ein Blockschema eines Resonanz- erzeugt wurde. Je nach der Art des nächsten Dibits

kreises und eines Hüllkurvenmodulators zur Er- muß ein Zeitpunkt oder Anfangsphasenverschie-

zeugung eines Leitungssignals des Senders der Fig. 1; bungswinkel von einem ungeraden Vielfachen von

Fig. 8 zeigt ein ins einzelne gehendes Schalt- i° 45° im anderen Resonanzkreis auftreten. Bei diesem

schema des Resonanzkreises und des Hüllkurven- Beispiel ist das nächste Dibit 11. Daher tritt eine

modulators der Fig. 7; Phasenverschiebung von 135° (dreimal 45°) im Uhr-

Fig. 9 zeigt ein Impulsschema zur Erläuterung der zeigersinn auf. Die entstehende Vektorlage ist in

Arbeitsweise des Zeitkreises der Fig. 4; Fig. 3B in bezug auf die Achse der Phasenreihe

Fig. 10 zeigt ein Impulsschema der Gesamt- 15 Nr. 1 dargestellt. Das nächste Dibit ist ebenfalls

arbeitsweise des Senders der Fig. 1 für einen be- die Kombination 11, wobei eine weitere Phasen-

sonderen Datensignaleingang; verschiebung von 135° zu der in Fig. 3C darge-

Fig. 11 zeigt ein ins einzelne gehendes Block- stellten Lage eintritt. Man sieht, daß sämtliche

schema des Empfängersystems; Zeitpunktwinkelverschiebungen relativ zur Lage des

Fig. 12 zeigt ein Impulsschema zur Erläuterung 20 letzten Vektors stattfinden und auch bei Wieder-

der Arbeitsweise des Empfängers der Fig. 11. holung von Dibitkombinationen eine Phasenver-

Fig. Tzeigt ein Funktionsblockschema eines Daten- Schiebung durchgeführt wird. Damit tritt zu Besenders der Merkmale der Erfindung verkörpert. ginn jeder Dibitperiode ein Phasenübergang auf, Binäre digitale Daten, d. h. Informationen in Form wobei die Aufgabe der Wiedergewinnung eines eines zeitlich abgestimmten Zugs von Impulsen oder 25 Synchronisiersignals im Empfänger sehr vereinfacht Nichtimpulsen, werden an der linken Seite der wird. Es braucht keine getrennte Zeitschwingung Fig. 1 mit einer bestimmten Bitgeschwindigkeit in übertragen zu werden, und es ist kein Bezugs-Rohform angeliefert. Die Reihe von Eingangs- oszillator im Empfänger erforderlich. Die letzte impulsen wird im Pufferkreis 10 gepaart und über angenommene Dibitkombination beträgt hier 10, sie den logischen Kreis 12 dem einen oder dem anderen 30 ist in Fig. 3D als Verschiebung von 225° im Uhrder Resonanzkreise 13 und 14 abwechselnd zugeführt. zeigersinn dargestellt. Es sei darauf hingewiesen, Dementsprechend werden je nach der Paarung daß auch eine wiederholte Kombination 00 für jedes der Eingangsimpulse in eine der vier möglichen Dibit eine fortlaufende Phasenverschiebung erKombinationen 00, 10, 01 oder 11 die Resonanz- fordert. Andere Phasenimpulssysteme, die allein kreise 13 oder 14 in einem geeigneten Vielfachen 35 auf der Verwendung von Vierphasenvektoren bevon 45° relativ zur zuletzt verwendeten Phase ruhen, liefern, soweit bekannt ist, im Fall von erregt. Die Logik ist derart, daß der Resonanzkreis wiederholten Kombinationen keine Phasenver-13 nur in einer von vier Phasen mit 90° Abstand in Schiebungen.

der Phasenreihe Nr. 1 erregt werden kann, während Der übrige Teil der Fig. 3 zeigt die Beziehung der Resonanzkreis 14 nur in einer zweiten, mit 40 zwischen den beiden Phasenreihen in den Resonanz-Nr. 2 bezeichneten Phasenreihe erregt werden kann, kreisen 13 und 14 der Fig. 1 sowie die Ausgangsderen Achse einen Abstand von 45° von der Achse schwingungen der zugehörigen Hüllkurvenmoduder Phasenreihe Nr. 1 aufweist. Beide Resonanz- latoren 15 und 16. Die Phasenreihe Nr. 1 im Rekreise sind auf die gewünschte Trägerfrequenz ab- sonanzkreis 13 ist in Fig. 3E (a) dargestellt. Die vier gestimmt, die z. B. im Sprachfrequenzbereich von 45 Vektoren sind darstellbar durch die Gleichung
300 bis 3000 Hz liegen kann. Die beiden getrennten

Ausgangsschwingungen werden in den Höhlkurven- Θι — ω + - ~,
modulatoren 15 und 16 durch eine angehobene

Kosinusschwingung, d. h. durch eine auf die Null- wobei oj die Trägerfrequenz ist, die im Ausachse geklemmte Kosinusschwingung mit der halben 50 führungsbeispiel mit 1750 Hz angenommen ist, Übertragungsgeschwindigkeit moduliert, so daß das und wobei η eine der ganzen Zahlen 0, 1, 2 oder 3 Intervall, in dem Phasenübergänge auftreten, bei ist.

einer minimalen Amplitude liegt. Die Ausgänge In gleicher Weise sind die vier Vektoren in der

beider Modulatoren werden im Addierkreis 17 in Phasenreihe Nr. 2 im Resonanzkreis 14 in Fig. 3E (b)

einfacher Weise kombiniert, so daß sie ein Leitungs- 55 und durch die Gleichung

signal auf der Leitung 18 bilden. Zusätzlich liefern „ _n

Zeitgeberkreise 11 sämtliche Zeitsteuersignale für <9» = ω +

den Sender einschließlich eines Synchronisierungs- 4

signals für das· Dateneingangssystem. dargestellt, wobei ω die Trägerfrequenz und η eine

Die verschiedenen Teile der Fig. 3 erläutern die 60 der ganzen Zahlen 0, 1, 2 oder 3 ist.
Phasenbeziehungen, die im Sender der Fig. 1 auf- Subtrahiert man Θ2 von Q₁, so ergibt sich, daß treten. In der vorliegenden Erläuterung werden die sich die beiden Reihen um π/4° oder 45° untergepaarten Signalkombinationen mit »dibits« be- scheiden.

zeichnet, das vom Griechischen »di« für »doppelt« Fig. 3F zeigt die Schwingungsformen, die durch

und von »bits«, das »binary digits« bedeutet, ab- 65 die Resonanzkreise entstehen, wenn sie durch die

geleitet ist. Offensichtlich kann ein Dibit auch von angehobenen Kosinushüllkurven mit halber Dibit-

zwei unabhängigen binären Signalkanälen geliefert geschwindigkeit moduliert werden. Fig. 3F(a) stellt

werden, die von derselben Zeittaktquelle synchroni- den Ausgang infolge der Phasenreihe Nr. 1 dar,

während Fig. 3F (b) den Ausgang infolge der Phasenreihe Nr. 2 zeigt. Wenn die Phasenreihe Nr. 1 ihre maximale Amplitude hat, weist die Phasenreihe Nr. 2 ihre minimale Amplitude auf. Die Resonanzkreise werden während der Augenblicke der minimalen Amplituden erregt, um die Einschwingvorgänge auf der Leitung soweit wie möglich zu reduzieren. Beide Ausgänge werden im Addierkreis 17 vereinigt, um ein fortlaufendes Leitungssignal zu erzeugen, wie nachfolgend vollständiger beschrieben wird.

Fig. 2 zeigt das Schema der Arbeitsweise eines erfindungsgemäßen Empfängers. Bei der Durchführung der Erfindung ist angenommen, daß eine Trägerfrequenz, z.B. 1750Hz, etwa in der Mitte des Sprachfrequenzbandes bei dem Ausführungsbeispiel gewählt wird, um die Verwendung dieses Datenübertragungssystems indem öffentlichen Schaltfernsprechnetzwerk zu ermöglichen. Bei Wahl einer derartigen Frequenz kann die gesamte notwendige Seitenbandinformation im Durchlaßband vorhandener Sprache-Übertragungssysteme aufgenommen werden. Das Leitungssignal auf dem Leiter 18 wird in paralleler Form unmittelbar zwei Demodulatoren 21 und 22 zugeführt, die auch mit O⁰- und 90°-Demodulator bezeichnet sind, ferner einer Verzögerungsleitung 20 von einer Millisekunde. Die Verzögerungsleitung weist zwei Ausgangspunkte auf, die in bezug auf die Trägerfrequenz 90° gegeneinander verschoben sind. Die entsprechenden Ausgänge der Verzögerungsleitung werden den Demodulatoren 21 und 22 zugeführt, um die O⁰- und 90°-Komponenten aufeinanderfolgender Dibits miteinander zu modulieren und damit die Phasendifferenzen zwischen aufeinanderfolgenden Dibits zu bestimmen, die notwendigerweise durch Vielfache von 45° getrennt sind. Die gleichzeitigen Ausgänge der Demodulatoren 21 und 22 unterscheiden sich stets in der Phase um 90° und liegen daher in benachbarten Quadranten. Um ein Ausgangssignal von ausreichender Amplitude zur Abtastung zu erhalten, folgen die Integratoren 24 und 25 den entsprechenden Demodulatoren 21 und 22. Wegen des Verhältnisses zwischen der gewählten Trägerfrequenz von 1750 Hz und der Dibitgeschwindigkeit von 1000 Hz tritt in jedem Dibitintervall bei jeder besonderen Phase 1% Periode der Trägerschwingung auf. Daher ist der Ausgang der Integratoren am Ende jedes Dibitintervalls entweder positiv oder negativ. Es bleibt nur die Polarität dieser Ausgänge festzustellen, um die einzelnen Signalbits wiederzugewinnen. Diese Funktion wird in den Polaritätsabtastern 26 und 27 durchgeführt, welche dementsprechend die Ausgänge »1« oder »0« hervorbringen. Der Ausgangspufferkreis 28 ist ein Parallel-Serien-Wandler und liefert die wiedergewonnenen Daten mit 2000 Bit je Sekunde an die Ausgangsklemme. Das Kästchen 23 deutet ein neuartiges Synchronisierungs-Wiedergewinnungssystem an, das den Gegenstand des obenerwähnten anderen Erfindungsvorschlags bildet. Sein Ausgang ist eine 1000-Hz-Zeitschwingung, welche die Abtastung des Ausgangs der Polaritätsabtaster 26 und 27 steuert und ein Unterdrückungssignal für die Integratoren zwischen den Dibitintervallen liefert.

Im Zusammenhang mit der Beziehung zwischen der Dibitgeschwindigkeit und der Trägerfrequenz sei bemerkt, daß es notwendig ist, ein solches Verhältnis zwischen Träger und Dibitgeschwindigkeit zu wählen, daß eine ganze Anzahl von Viertelperioden der Trägerschwingung während jedes Dibitintervalls erzeugt wird. Wenn ein derartiges Verhältnis nicht gewählt wird, können gewisse aufeinanderfolgende Signalkombinationen keine Übergangsphasenverschiebung der Trägerschwingung zwischen dem Ende eines Dibitintervalls und dem Beginn des nächsten bewirken, auch wenn die Zeitpunktwinkel gegeneinander verschoben sind. Somit muß für eine Dibitgeschwindigkeit von 1000 Hz, wie sie hier verwendet wird, die Trägerfrequenz 1500, 1750, 2000 Hz usw. betragen. Diese Frequenzen liegen in den Verhältnissen von 6:4, 7:4 und 8 : 4 zur Dibitgeschwindigkeit und erzeugen 1¹^, I³14 und 2 Perioden der Trägerschwingung je Dibitintervall. Eine ganze Anzahl von Achtelperioden der Trägerfrequenz je Dibitintervall würde z. B. einen glatten Übergang am Ende eines Dibits bei einer Phasenverschiebung von 45° zwischen den Anfängen des Dibitintervalls hervorbringen.

Die übrigen Figuren der Zeichnungen zeigen ein Ausführungsbeispiel des Datenübertragungssystems im einzelnen zusammen mit einem Impulsschema, das die Arbeitsweise des Systems erläutert.

Fig. 4 zeigt ein Blockschema einer Zeitquelle, die zur Koordinierung der Funktionen des erfindungsgemäßen Datenübertragungssystems dient und die dem Kästchen 11 in Fig. 1 entspricht. Durchweg werden herkömmliche Schaltelemente verwendet, so daß diese Figur nur eine von mehreren verschiedenen Lösungen des Problems der zeitlichen Steuerung zeigt. Ein Mutter-Oszillator 40, der quarzgesteuert sein kann, dient als Grundzeitquelle, wobei eine Frequenz von 28000 Hz als geringstes gemeinsames Vielfaches der verschiedenen im System verwendeten Frequenzen gewählt ist. Diese Frequenzen umfassen einen Träger von 1750 Hz, eine Übertragungsgeschwindigkeit von 1000 Hz, eine Serien - Bitgeschwindigkeit von 2000 Hz und eine Amplitudenmodulationsgeschwindigkeit von 500 Hz.

Der Oszillator 40 ist ein sinusförmiger Oszillator irgendeiner bekannten, stabilen Art. Der Ausgang geht zu einem Nulldurchgangsdetektor 42, der aus einem Gegentaktkreis mit getrennten Ausgängen bestehen kann. Ein Ausgang entsteht durch die ins Positive gehenden Nulldurchgänge, während der andere Ausgang in gleicher Weise durch die ins Negative gehenden Nulldurchgänge entsteht. Diese Ausgänge sind in Fig. 9 auf den Zeilen (a) und (b) dargestellt. Es werden zwei um 180° phasenverschobene 28-kHz-Impulszüge erzeugt. Die in Klammern gesetzten kleinen Buchstaben in Fig. 4 weisen auf die Signalformen in Fig. 9 mit den entsprechenden Buchstaben hin.

Um die vom Oszillator 40 abgeleiteten Impulszüge zu erhalten, werden bistabile Multivibratoren, die gewöhnlich als Binärkreise bezeichnet werden und die z. B. im Kapitel 5 des Buches von Millman und Taub, »Pulse an Digital Circuits« (McGraw-Hill Book Company, Inc., 1956) definiert sind, als Teiler von 28 kHz bis 500 Hz verwendet. Wenn auch bei den von Millman und Taub beschriebenen Binärkreisen Elektronenröhren verwendet sind, so hat man doch festgestellt, daß eine zufriedenstellende Arbeitsweise mit guter Wirtschaftlichkeit bei gleichwertigen, direkt gekoppelten Transistorkreisen möglich ist, wobei diese vorzusehen sind.

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Die Binärkreise haben, wie aus Fig. 4 hervorgeht, lauf und der 3500-Hz-Vorlauf, werden in klar einen Ausgang »1« (Zeichen) und einen Ausgang »0« erkenntlicher Weise erhalten.

(Zwischenraum). Die Ausgänge haben stets ent- Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines prakgegengesetzten Sinn. Wenn der Ausgang »1« geerdet tischen Serien-Parallel-Pufferkreises, wie er in Fig. 1 ist, ist der Ausgang »0« positiv. In diesem System ⁵ als Kästchen 10 dargestellt ist. Der Pufferkreis

wird Erde willkürlich zur Anzeige des Ausgangs »1« besteht aus zwei Binärkreisen, die mit Register^

benutzt. und Register B bezeichnet sind, und aus einem

Die Signalform (α) des Detektors 42 wird dem Übertragungsgatter TG. Das letztere ist eine Ein-

16-kHz-Binärkreis 41 zugeführt, der seinen Aus- richtung, die normalerweise geerdet ist, die jedoch

gangszustand bei jedem Eingangsimpuls ändert. i° in einen offenen Kreis verwandelt werden kann,

Es wird nur der Ausgang »1« des Binärkreises 41 nachdem ein geeigneter Eingangsimpuls zugeführt

benutzt, dieser treibt einen 8-kHz-Binärkreis 44. ist. In diesem Kreis steuert das Übertragungsgatter

Der Binärkreis 44 treibt seinerseits den 4-kHz- den Eingang der Datenimpulse zum Register B.

Binärkreis 45. Der 4-kHz-Ausgang wird weiter durch Hier wird das Übertragungsgatter durch die 2000-Hz-

den 2-kHz-Binärkreis 46 und den 1-kHz-Binär- 15 SCr-Rechteckwelle des Zeitkreises der Fig. 4 ge-

kreis 47 geteilt. Normalerweise wäre der Ausgang steuert. Die DCT- und SCr-Signale werden differen-

des Binärkreises 41 14 kHz, jedoch findet wegen ziert, wie es durch die in Reihe mit ihren Quellen

der Rückkopplung vom Ausgang »0« des Binär- liegenden Kondensatoren angedeutet ist, um bei

kreises 45 zum Eingang des Binärkreises 41 vor ihren ins Positive gehenden Übergängen Eingangs-

jedem siebenten Impuls des Nulldurchgangsdetek- 20 impulse zu liefern.

tors 42 eine zusätzliche Änderung des Zustandes Die Funktion des Kreises der Fig. 5 besteht darin, im Binärkreis 41 statt. Tatsächlich ändert der Binär- die serienförmigen Eingangsdaten in die Parallelkreis 41 seinen Zustand sechzehnmal bei vierzehn form mit zwei Bits umzuwandeln. Hier ist anImpulsen des Detektors 42. Damit ergibt sich in genommen, daß die Daten in Serienform ohne Fig. 9, daß die Signalform (c) nicht durchweg eine 25 Rückkehr zur Null auftreten. Eine willkürliche symmetrische Rechteckwelle darstellt. Ebenso sind Datenfolge ist in Zeile (a) der Fig. 10 als Folge die Ausgangssignalformen (d) und (e) der Binär- 11001010 für die vorliegende Erläuterung darkreise 44 und 45 keine symmetrischen Rechteck- gestellt. Die Datenregister haben, wie sich aus der wellen. Jedoch sieht man, daß die Ausgangssignal- Zeichnung ergibt, zwei Eingänge, die mit »Einformen (J) und (g) der Binärkreise 46 und 47 sym- 30 stell« (S) und »Rückstell« (R) bezeichnet sind, ferner metrisch sind. Die Arbeitsweise von binären Typen zwei Ausgänge, die mit »1« und »0« bezeichnet sind, mit Rückkopplung ist in dem obenerwähnten Buch Sie sind identisch mit den Binärkreisen im Zeitkreis, von Millman und Taub auf den Seiten 329 und abgesehen davon, daß beim letzteren die beiden 330 beschrieben. Eingänge parallel angeschlossen waren und daher

Die Ausgangssignalform (b) des Detektors 42, die ₃₅ nicht getrennt dargestellt waren. Das Register B

zur Signalform (a) um 180° phasenverschoben ist, erhält ein Dateneingangsbit, wenn immer das SCT-

geht zu einem weiteren 14-kHz-Binärkreis 43, um Signal auf Erdpotential liegt. Gleichzeitig stellt das

eine Ausgangssignalform (A:) zu erzeugen, von der SCr-Signal das Register B bei den ins Positive

die Trägerfrequenzphasen später abgeleitet werden. gehenden Übergängen zurück. Der Ausgang »1«

In Fig. 4 sind ferner logische UND-Gatter dar- ₄₀ des Registers B geht dann zum Eingang S des gestellt, die durch Halbkreise, wie 48, 49 und 50, Registers A, wobei das letztere durch das DCT-angedeutet sind. Ein Ausgang tritt nur auf, wenn Signal mit 1000 Hz rückgestellt wird. Die vier sämtliche Eingänge gleichzeitig geerdet sind. Die Ausgänge der beiden Register, die mit A, A', B und B' Eingänge sind auf der geraden Seite des Symbols bezeichnet sind, werden später gemeinsam benutzt, angegeben, während der einzige Ausgang die ge- 45 um die der Trägerschwingung zu verleihende Phasenbogene Seite verläßt. Irgendwelche bekannten verschiebung zu bestimmen. Die gestrichelten Aus-Diodenkreise, direkt gekoppelte Transistorkreise gänge sind die Umkehrung der ungestrichelten oder andere derartige Kreise können auf diese Weise Ausgänge.

dargestellt werden. Transistoren werden bevorzugt, Die Arbeitsweise des Pufferkreises der Fig. 5 obwohl die anderen Kreise ebensogut verwendet ₅₀ ergibt sich aus den ersten fünf Zeilen des Impulswerden könnten. Die Dreiecke, wie 51, 52 und 53, Schemas der Fig. 10. Bei den Daten der Zeile (a) stellen Umkehrkreise dar, d. h. Einrichtungen, in ist »1« willkürlich als Erdpotential dargestellt, denen ein positiver Eingang einen geerdeten Ausgang Ebenso stellt in den Zeilen (d) und (e) das Erderzeugt, und umgekehrt. potential den eingestellten Zustand der Register

Die Ausgänge »0« der Binärkreise 44, 45, 46 und ₅₅ dar, wobei ein geerdeter Ausgang den Ausgang »1« 47 gehen zum Eingang des UND-Gatters 48, um in und ein positiver Ausgang den Ausgang »0« bejeder Millisekunde zu einem später zu beschreibenden deutet. Es sei angenommen, daß sich beide Register Zweck den Austastausgang (0 zu erzeugen. Der ent- anfangs im rückgestellten Zustand befinden. Dann sprechende Nichtaustastausgang (/) entsteht gleich- ist ein Datenbit »1« vorhanden. Wenn das derzeitig am Ausgang des Umkehr kreises 51. In gleicher 60 Signal negativ wird, geht das Datenbit »1« zum Weise entstehen über die UND-Gatter 49 und 50 Eingang S des Registers B, und es erscheint eine von den Ausgängen des Binärkreises 43, des Detek- Eins an dessen Ausgang B (B' wird somit positiv), tors 42 und des UND-Gatters 48 ein Resonanz- und Der nächste positive Übergang des SCr-Signals ein Zählausgang. Diese Ausgänge sind Reihen von stellt das Register B zurück. Der folgende negative 14-kHz-Impulsen, deren Funktion später erklärt _Ö5 Übergang des SCT-Signals öffnet das Übertragungswird. Die übrigen Ausgänge des Zeitkreises der gatter, wobei das Register B wieder eingestellt wird, Fig. 4, nämlich die Serien-Zeitbestimmung (SCT), da das Datenbit noch eine Eins ist. Der Vorgang die Daten-Zeitbestimmung (DCT), der 1750-Hz-Vor- setzt sich in gleicher Weise während der Daten-

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nachricht fort. Wenn das Datenbit eine Null ist, Die Eingangslogik wird durch die drei Überbleibt das Register B rückgestellt, wie es für das tragungsgatter 60, 61 und 62 derart bestimmt, daß dritte Datenbit dargestellt ist. Da der Ausgang »1« für die vier möglichen Dibitkombinationen die des Registers B mit dem Eingangs des Registers A folgenden Phasenverschiebungen entstehen: Für die verbunden ist und dieses Register sich unter dem 5 Kombination 00 erlaubt das Übertragungsgatter 60, Rückst lleinfluß der £>Cr-Schwingung befindet, er- daß ein Impuls zum Binärkreis 65 geht, so daß eine klärt eine gleiche Untersuchung die Arbeitsweise 135'-Phasenverschiebung der Trägerschwingung bedes Registers A. Wenn immer das Signal DCT einen wirkt wird (45^J gegen die unveränderliche Verpositiven Übergang macht, wird das Register A Schiebung des Binärkreises 64 und 90° gegen die rückgestellt. Das Register A kann durch einen im io Verschiebung des Binärkreises 65). Die Kombi-Register B vorhandenen Ausgang »1« eingestellt wer- nation 01 öffnet nur das Übertragungsgatter 66 und den, wenn das Register B beim positiven Übergang erlaubt, daß eine 180°-Phasenverschiebung des Binärdes SCr-Signals rückgestellt wird. So entsteht die kreises 66 der regulären Phasenverschiebung des Signalform der Zeile (d) der Fig. 10. Binär kreises 64 zu einer Gesamtverschiebung von Das Schema der Fig. 6 zeigt die logische Phasen- 15 225° überlagert wird. Die Kombination 11 öffnet schaltung zur Bestimmung der Phase, die der Träger die Gatter 61 und 62 gleichzeitig, um die Binärerhalten soll, und zur Erinnerung, welche Phase kreise 65 und 66 zu verschieben. Die gesamte Phasenvorher verwendet wurde. Die Schaltung besteht aus verschiebung ist dann 315°. Schließlich beeinflußt drei Binärkreisen 64, 65 und 66 und den zugehörigen die Kombination 10 keines der Übertragungsgatter, Eingangs- und Ausgangs-Übertragungsgattern 60, 61, 20 so daß nur die 45°-Phasenverschiebung des Binär-62, 67 und 68. Der 7000-Hz-Binärkreis 64 wird durch kreises 64 auftritt.

den Zählausgang des Zeitkreises der Fig. 4 getrieben. Es sei festgestellt, daß die oben angegebenen Der Zählausgang ist ein 14-kHz-Signal, wie es auf Phasenverschiebungswinkel nicht absolut sind, son-Zeile (g) der Fig. 10 dargestellt ist. Es entsteht dem relativ zur vorher erzeugten Phase gelten, weil durch den 14-kHz-Binärkreis 42 in Fig. 4. Es kehrt 25 die unveränderliche Verschiebung von 45° des regelmäßig wieder, mit Ausnahme während des 7000-Hz-Binärkreises tatsächlich die letzte Phasen-Vorhandenseins des Ausgangsimpulses. Der Binär- verschiebung im Gedächtnis behält. Die anderen kreis 64 erzeugt mit einer Teilung von zwei hieraus beiden Binärkreise werden durch den 7000-Hzein 7000-Hz-Rechtecksignal, das nach Auftritt des Binärkreis getrieben. Offensichtlich gibt es insgesamt Ausgangsimpulses seine Phase umkehrt. Der Aus- ₃₀ acht Phasenlagen, welche die Trägerfrequenz angang»!« des Binärkreises 64 treibt den 3500-Hz- nehmen kann. Es sei bemerkt, daß bei einer anderen Binärkreis 65, der seinerseits den 1750-Hz-Binär- Trägerfrequenz die Kodierung geändert würde, um kreis 66 treibt. Die Binärkreise 65 und 66 weisen die Möglichkeit glatter Übergänge zu vermeiden, die zusätzliche Eingänge des Zeitkreises auf, die durch durch gewisse Kodekombinationen verursacht die Übertragungsgatter 60, 61 und 62 gesteuert ₃₅ werden.

werden, so daß die Phase entsprechend dem Ein- Die Tast- oder Steuerausgänge Pi und Pi kommen gangs-Informationssignal eingestellt werden kann. über die Übertragungsgatter 67 und 68 von der Die Eingänge des Zeitkreises, die mit 1750-Hz- und logischen Phasenschaltung der Fig. 6. Der Resonanz-3 500-Hz-Vorlauf bezeichnet sind, sind 14-kHz-Recht- eingang von dem Zeitkreis tritt mit 14 kHz auf und eckwellen, die um 180° phasenverschoben sind. ₄₀ beträgt somit das Achtfache der angenommenen Die Signalform (k) der Fig. 9 und ihre Umkehrung Trägerfrequenz von 1750 Hz. Daher ist jedes Resozeigen diese Signale. Wegen der Übertragungsgatter nanzimpulsintervall einem 45°-Phasenintervall der können diese Signalzüge die Binärkreise 65 und 66 Trägerfrequenz gleichwertig. Mit Hilfe der Gatter 67 nur während des Vorhandenseins des Nichtaustast- und 68 werden einige dieser 14-kHz-Impulse in impulses beeinflussen, wenn der Zustand der ₄₅ jedem Dibitintervall zu den Resonanzkreisen überRegister A und B der Fig. 5 geprüft wird. Aus der tragen, um entsprechend den Einstellungen der numerischen Beziehung zwischen den Bezeichnungen logischen Phasen-Binärkreise die Trägerschwingung der Binärkreise 64, 65 und 66 wird ersichtlich, daß zu erzeugen. Das Übertragungsgatter 67 öffnet sich eine Umkehr der Phase des 7000-Hz-Binärkreises einmal bei jeder Periode »1« des 1750-Hz-Binäreiner 45^Phasenverschiebung des Ausgangs des ₅₀ kreises, wenn sich die 7000-Hz- und 3500-Hz-Binär-1750-Hz-Binärkreises gleichwertig ist. Ebenso ist kreise 64 und 65 gleichzeitig im Zustand »0« befinden, eine Umkehr der Phase des 3500-Hz-Binärkreises 65 um einen Ausgang Pi zu erzeugen. In gleicher einer 90°-Phasenverschiebung des Ausgangs des Weise öffnet sich das Übertragungsgatter 68 180° 1750-Hz-Binärkreises gleichwertig. Schließlich kehrt später in bezug auf die Trägerfrequenz, jedesmal eine Umkehr der Phase des Binärkreises 66 die ₅₅ wenn die Perioden »0« aller drei Binärkreise gleich-Phase der Trägerschwingung um. Da das Zähl- zeitig auftreten, um einen Ausgang P2 zu erzeugen, signal bei jedem Austastintervall einen fehlenden Somit treten die Ausgänge Pi und Pz 180° gegen die Impuls aufweist, wird die Phase des 7000-Hz-Binär- Trägerfrequenz verschoben auf und liefern geeignete kreises bei jedem Dibitintervall umgekehrt, und Erregungsimpulse für die Resonanzkreise. Die Umzwar ohne Rücksicht auf die Art des Nachrichten- _6o kehrkreise 69 und 70 wandeln die Ausgangsimpulse signals. Somit tritt im Trägersignal eine Phasen- in die richtige Polarität für die Resonanzkreise um. verschiebung von wenigstens 45° zwischen jedem Fig. 10 zeigt die in der logischen Schaltung der Dibit auf, um die Übertragung der Synchroni- Fig. 6 entstehenden Signalformen für den als Beispiel sierungsinformation stets sicherzustellen. Die Tat- gewählten Dateneingang, der vorher mit 11001010 sache, daß der 7000-Hz-Binärkreis unabhängig vom g₅ angenommen wurde. Die Zeile (k) zeigt z. B., daß Nachrichtensignal vom Zähleingang gesteuert wird, der 7000-Hz-Ausgang des Binärkreises 64 seine macht diesen Binärkreis zu einer Gedächtniszelle für relative Phase bei jedem Ausgangsintervall umkehrt die zuletzt übertragene Phase. [Zeile (J)]. Die Zeile (z) zeigt, daß ein 3500-Hz-Vor-

laufimpuls während des Austastintervalls erzeugt wird, wenn die Dibitkombination entweder 11 oder 00 ist. Die Zeile (j) zeigt, daß der 1750-Hz-Vorlaufimpuls eintritt, wenn die Dibitkombination während des Austastintervalls 11 ist. Wie oben erklärt wurde, tritt der 1750-Hz-Vorlaufimpuls auch auf, wenn die Dibitkombination 01 ist. Die Zeilen (I) und (m) zeigen die unter den vereinten Einfluß des Ausgangs des Binärkreises 64 und der Vorlaufimpulse entstehenden Ausgänge der Binärkreise 65 und 66. Die Zeilen (o) und (p) zeigen die als Folge der angenommenen Datennachricht gebildeten Impulse Pi und Pz-

Die durch die logische Schaltung der Fig. 6 gelieferten Tastimpulse P\ und P% gehen zu den Resonanzkreisen der Fig. 7, welche die in den Kästchen 13 bis 17 der Fig. 1 dargestellten Funktionen durchführen. Die Resonanzkreisanordnung der Fig. 7 besteht aus zwei getrennten Resonanzkreisen, einem Paar von Modulatoren, einer Eingangs- und Ausgangslogik und einem 500-Hz-Binärkreis. Ein Resonanzkreis, der aus den Spulen 707 und 708 und dem Kondensator 713 besteht, erzeugt ein Trägerausgangssignal in der Phasenreihe Nr. 1.

Der andere Resonanzkreis, der aus den Spulen 709 und 710 sowie dem Kondensator 716 besteht, erzeugt ein Trägerausgangssignal in der Phasenreihe Nr. 2. Beide Reihen sind in ihrer Arbeitsweise identisch und arbeiten abwechselnd, wenn die Eingänge P\ und Pz durch den Ausgang des 500-Hz-Binärkreises 700 zu der einen oder der anderen Reihe geleitet werden. Der Eingang zum ersten Resonanzkreis enthält die UND-Gatter 701, 702 und 703. Diese Gatter werden betätigt, wenn der Binärkreis 700, der durch das 1000-Hz-Rechtecksignal des Zeitkreises der Fig. 4 gesteuert wird, einen Ausgang »1« aufweist. Die Gatter 702 und 703 haben zusätzlich zu dem 500-Hz-Eingang einen - Eingang Ρχ oder Pz, während das Gatter 701 sowohl Px als auch Pi als Eingang hat. Die Ausgänge der Gatter 702 und 703 gehen zu den Spulen 707 bzw. 708. Diese Spulen liegen in Reihe mit dem Kondensator 713. Bei einem Eingang Px fließt Strom in die Spule 707, während bei einem Eingang Pz Strom in die Spule 708 fließt.

Der Ausgang des Gatters 701 steuert ferner zwei Übertragungsgatter 711 und 712. Bei Nichtvorhandensein eines Pi- oder iVImpulses sind die Gatter 711 und 712 offen, wenn jedoch ein Px- oder iVImpuls auftritt, schließen sich die Gatter, und der Kondensator wird faktisch kurzgeschlossen. Daher erhält die Spule bei Auftreten eines der Tastimpulse einen Ladestrom, wobei am Ende des Impulses der Ladestrom in den Kondensator fließt, so daß eine Schwingung beginnt. Die nächsten Tastimpulse treten zur richtigen Zeit auf, so daß eine geregelte 1750-Hz-Ausgangsschwingung unter dem Einfluß des Mutter-Zeitkreises der Fig. 4 entsteht.

Der andere Resonanzkreis, der aus den UND-Gattern 704, 705 und 706, den Spulen 709 und 710, dem Kondensator 716 und den Übertragungsgattern 714 und 715 besteht, arbeitet in genau der gleichen Weise bei der anderen Halbperiode der 500-Hz-Schwingung.

Die Zeilen (g) und (r) der Fig. 10 zeigen in klarer Weise die Erzeugung der Trägerschwingungen durch die Schaltung der Fig. 7. Die kleinen Pfeile zeigen die Impulse, die den Px- und P2-Impulsen entsprechen, welche an den entsprechenden Resonanzkreisen ankommen. Die nach oben gerichteten Pfeile entsprechen den Impulsen Pi und die nach unten gerichteten Pfeile den Impulsen P2. Offensichtlich wird die Frequenz der Trägerschwingung durch das Intervall zwischen den logischen Impulsen stark beeinflußt. Nach dem dritten Impuls (manchmal treten vier Impulse auf) läuft der Resonanzkreis frei, jedoch wird er innerhalb weniger weiterer Perioden gedämpft.

Der Ausgang des 500-Hz-Binärkreises 700 dient ferner einer weiteren Funktion. Die 500-Hz-Rechteckschwingung geht durch den Tiefpaß 724, wobei sie in eine sinusförmige Schwingung geglättet wird. Diese Schwingung wird dann durch einen Differentialverstärker 725 in zwei Phasen einer geglätteten 500-Hz-Schwingung verstärkt. Jede Phase wird nunmehr einem Gleichstrom-Wiedergewinnungsnetzwerk 726 oder 727 zugeführt, um angehobene Kosinusschwingungsformen zu erzeugen. Diese Spannungsschwingungsformen sind stets positiv gegenüber der Erde. Die angehobenen Kosinusschwingungen werden den Übertragungsgattern 717, 718, 720 und 721 zugeführt. Diese Gatter liegen parallel zu den Klemmen der Kondensatoren 713 und 716, wie sich aus Fig. 7 ergibt, so daß die am Kondensator entstehenden Schwingungsformen amplitudenmoduliert werden. Die unmodulierten Schwingungsformen des Kondensators sind auf den Zeilen (q) und (r) der Fig. 10 dargestellt. Nach Kombination mit der 500-Hz-Schwingung und miteinander in den Transformatoren 719 und 722 und im Tiefpaß 723 entsteht eine Übertragungsleitungschwingung, wie sie durch die Zeile (s) der Fig. 10 dargestellt ist. Man kann erkennen, daß etwa 1% Perioden jeder besonderen Trägerphase entstehen. Diese überlagerte 500-Hz-Schwingung dämpft wirksam die Übergänge zwischen den Phasen, wie es vorher geschildert und wie es graphisch in Fig. 3 F dargestellt wurde.

Fig. 8 zeigt ein ins einzelne gehendes Schaltschema einer praktischen Ausführung eines der Resonanzkreise der Fig. 7. In dieser besonderen Ausführung sind zur Erläuterung Flächentransistoren dargestellt. Es sind neun Transistoren verwendet. Die Eingangstransistoren 801 und 802 kehren die Tastimpulse Pi und Pz um. Bei Nichtvorhandensein von Eingangsimpulsen sind diese Transistoren normalerweise nicht gesättigt, so daß die Kollektorklemmen im wesentlichen auf dem Kollektorversorgungspotential liegen. Bei Auftreten eines Impulses fallt das Kollektorpotential schnell gegen Erde ab, da der Transistor gesättigt wird. Die Transistoren 803 und 804 wirken als Gatter für den Resonanzkreis. Ihre Basen sind über Trennwiderstände mit den Kollektoren der Eingangstransistoren wie auch mit dem 500-Hz-Eingang verbunden. Sie befinden sich in Sättigung, wenn das 500-Hz-Signal positiv ist. Wenn somit ein Tastimpuls und der positive 500-Hz-Eingang zusammen auftreten, bleiben die Gattertransistoren unbeeinflußt. Wenn der 500-Hz-Eingang Erdpotential hat, steuern die Tastimpulse die Gattertransistoren. Diese Transistoren arbeiten als UND-Gatter. Mit ihren Kollektoren sind die Resonanzspulen 707 und 708 verbunden, während mit den anderen Klemmen der Spulen der Resonanzkondensator 713 verbunden ist.
Ferner ist ein Unterdrückungskreis vorgesehen,

13 14

der aus dem Gattertransistor 809 und den Unter- von einer 500-Hz-Kosinusschwingung herrührt, drückungstransistoren 805 und 806 besteht. Der modulieren die Schwingung des Kondensators 713 in Gattertransistor 809 ist normalerweise gesättigt. Die der Amplitude, um den gesamten Ausgang während Basiselektrode ist mit der 500-Hz-Quelle und mit der Übergangsperioden zu unterdrücken,
den Kollektoren der Transistoren 801 und 802 ver- 5 Bei der anderen Hälfte der 500-Hz-Rechteckbunden. Wenn somit das 500-Hz-Signal auf Erd- schwingung wird ein entsprechender Resonanzkreis potential liegt, wird der Transistor 809 in den in Tätigkeit gesetzt, der dem Resonanzkreis der gesperrten Zustand umgeschaltet, wenn entweder Fig. 8 gleicht. Die Ausgänge der beiden Resonanzein Pi- oder ein Pa-Impuls zur Erde an den Kollek- kreise werden in additiver Form vereinigt, um ein toren des Transistors 801 oder 802 auftritt. Der io Leitungssignal zu erzeugen, wie es in Zeile (s) der Transistor 809 ist wegen der negativen Vorspannung Fig. 10 dargestellt ist.

an seiner Basiselektrode praktisch ein ODER-Gatter. Fig. 11 zeigt ein ins einzelne gehendes Block-

Der Transistor kann somit gesperrt werden, auch schema eines Empfängers, der für die Durchführung

wenn einer seiner drei Eingänge noch positiv ist. der Erfindung verwendet werden kann. Das Leitungs-

Im Kollektorkreis des Gattertransistors 809 liegt 15 signal kommt in gedämpfter Form an und wird im

die Primärwicklung eines Impulstransformators 810. Vorverstärker 110 auf einen brauchbaren Pegel ver-

Die Sekundärwicklung des Transformators 810 ist stärkt. Der Ausgang des Vorverstärkers geht parallel

zwischen den Emitter und die Basis der Unter- zu einem Synchronisierungs - Wiedergewinnungs-

drückungstransistoren 805 und 806 geschaltet. Die kreis 112, zu den Phasenaufspaltern 113 und 116

Kollektoren der Transistoren 805 und 806 liegen an 20 und zu einer 1 - Millisekunden - Verzögerungs-

den Klemmen des Resonanzkondensators 713. Da leitung 111. Die Verzögerungszeit von einer MiIIi-

die Emitter und die Basen dieser Transistoren Sekunde entspricht einem Dibitintervall. Der Syn-

zusammen an der Sekundärwicklung des Trans- chronisierungskreis arbeitet bei den 1000-Hz-Über-

formators 810 liegen, schließt der an beiden Tran- gangen im Leitungssignal, um eine 1000-Hz- und

sistoren gleichzeitig auftretende Sättigungszustand 25 eine 2000 - Hz - Rechteckschwingung zu erzeugen,

die Kondensatorklemmen kurz und unterdrückt jede Durch herkömmliche Mittel wird ferner die 1000-Hz-

an ihnen erscheinende Spannung. Rechteckschwingung in 2000-Hz-Impulszüge um-

Die Ausgangstransistoren 807 und 808 sind an gewandelt, die um 180° gegen die positiven und

ihren Basen mit den Resonanzkondensator und an negativen Übergänge der lOOO-Hz-Rechteckschwin-

ihren Kollektoren mit der die geglättete 500-Hz- 30 gung verschoben sind, wie es in den Zeilen (c) und

Kosinusschwingung führenden Leitung verbunden. (</) der Fig. 12 dargestellt ist. Die Zeilen (a) und (b)

Die Kollektoren sind ferner mit einem Transfor- der Fig. 12 zeigen die wiedergewonnenen Daten-

mator verbunden, der den Gegentaktausgang der Zeitempfänger(DCR) - und Serien - Zeitempfänger

Transistoren 807 und 808 vereinigt. Die Basen dieser (SCftj-Rechteckschwingungen, die den DCT- und

Transistoren sind etwas positiv vorgespannt, damit 35 SCr-Schwingungen der Fig. 10 entsprechen. Einer

sie linear arbeiten. Der Ausgang des Transformators der 1000-Hz-Impulszüge treibt einen Ein-Impuls-

geht zum Addierkreis 17 der Fig. 1. geber oder monostabilen Multivibrator 117, um in

Die Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 8 ist bekannter Weise eine unregelmäßige Rechteckderart, daß die Koinzidenz der geerdeten Hälfte der schwingung zu erzeugen, wie sie in Zeile (<?) der 500 - Hz - Rechteckschwingung und eines Tast- ₄₀ Fig. 12 dargestellt ist. Im Ausgang des Ein-Impulsimpulses Pi oder Pz es erlaubt, daß der eine oder gebers befindet sich ein Differentiator, um einen der andere der Transistoren 803 oder 804 gesperrt Unterdrückungsimpulszug zu erzeugen, wie er in wird. Die Kollektorspannung des beeinflußten Gatter- Zeile (J) der Fig. 12 dargestellt ist, um auf der Leitung transistors steigt schnell auf die Versorgungsspan- während der Zwischendibitintervalle etwa erzeugte nung an, so daß ein Ladestrom durch die zugehörigen ₄₅ Störsignale zu unterdrücken.

Spulen 707 und 708 in der einen Richtung fließt. Der an die Verzögerungsleitung 111 angelegte

Zu gleicher Zeit erlaubt das Auftreten eines Im- Vorverstärkerausgang wird um eine Dibitperiode

pulses Pi oder P2, daß der Transistor 809 gesperrt oder in diesem besonderen Beispiel um 1 Milli-

wird und daß der Strom in der Primärwicklung des Sekunde verzögert. Die Verzögerungsleitung kann

Impulstransformators 810 zusammenbricht. Hier- ₅₀ einen bekannten mehrteiligen Spulenkondensator-

durch wird ein Strom in der Sekundärwicklung des aufbau haben, oder sie kann eine akustische Ver-

Impulstransformators induziert, der in solcher Rieh- zögerungsleitung sein. Es sind zwei Ausgänge vor-

tung gepolt ist, daß die Transistoren 805 und 806 gesehen, von denen einer um 90 elektrische Grade

gesättigt werden. Die Kondensatorspannung wird gegen den anderen bei der 1750-Hz-Trägerfrequenz

unterdrückt, und der induktive Strom durch die ₅₅ verschoben ist. Die Eingänge der Phasenaufspalter

Spulen 707 und 708 füeßt in Reihe durch den nicht 113 bis 116, die entweder unmittelbar vom Ausgang

beeinflußten der beiden Transistoren 803 oder 804 des Vorverstärkers 110 oder mittelbar von den

zur Erde, wobei dieser Transistor gesättigt geblieben Ausgängen der Verzögerungsleitung 111 kommen,

ist. Nach Aufhören des Impulses Pi oder Pz be- werden entsprechend ihren positiven und negativen

ginnen die Kondensatoren sich aus den Spulen in 60 Halbperioden in 0°- und 180°-Ausgänge aufge-

einer Richtung zu laden. Der nächste Tastimpuls spalten. Die Phasenaufspalter können aus Dioden-

sperrt den anderen der Transistoren 803 oder 804, oder Triodengleichrichtern bestehen. Transistoren

und die Spulen werden in der entgegengesetzten werden bei einer erfolgreich arbeitenden Ausführung

Richtung geladen. Der Kondensator wird wie vorher mit gleichen Widerständen in den Emitter- und

kurzgeschlossen. Bei der anderen Halbperiode der 65 Kollektorkreisen benutzt. In den Demodulatoren

500-Hz-Rechteckschwingung können die Impulse Pi 118 bis 121 werden die in der Phase aufgespalteten

und Pt keinen Einfluß auf den Resonanzkreis haben. 0°- und 180°-Hälften der derzeitigen und der vor-

Die Ausgangstransistoren, deren Kollektorspannung herigen (verzögerten) Schwingungen miteinander

moduliert, indem die entgegengesetzten O°-Schwingungen als Schaltspannungen benutzt werden. Somit werden die Summen der derzeitigen und vorherigen 180°-Schwingungen und der derzeitigen und der vorherigen O°-Schwingungen gebildet. Die Differenz zwischen den entsprechenden Summen ergibt unsymmetrische Schwingungen, bei denen die eine oder die andere Polarität vorherrscht. Die Demodulationstransistoren sind in Gegentaktform angeordnet, wobei die Basisspannungen durch die Ausgänge der Phasenaufspalter entweder der derzeitigen oder der vorherigen Signale und die Kollektorenergie von der O°-Phase des entgegengesetzten Phasenaufspalters geliefert werden.

Die durch den Demodulationsprozeß entstehenden unsymmetrischen Schwingungen gehen zu den Integratoren 122 und 123, die in bekannter Weise aus Kondensatoren bestehen. Die Integratoren erhalten ein Unterdrückungssignal vom Ein-Impulsgeber 117 in der an Hand der Fig. 8 beschriebenen Weise. Der Ausgang der Integratoren hat im wesentlichen die Form von Sägezahnschwingungen, wie sie in den Zeilen (g) und (h) der Fig. 12 dargestellt sind. Die zweite Unterdrückung, die in Fig. 12 dargestellt ist, geschieht im folgenden Gatterkreis durch die Phasenimpulse Nr. 1 der Zeile (c). Die Integratorausgänge gehen zu den Gatterkreisen 124 und 125, denen außerdem die Phasenimpulse Nr. 1 vom Synchronisierungs-Wiedergewinnungskreis zugeführt werden. Die Ausgänge der Gatterkreise sind dementsprechend positive oder negative Impulse, wie sie in den Zeilen (z) und (J) der Fig. 12 dargestellt sind und die dem Zustand der Integratorkreise zur Abtastzeit entsprechen.

Der Ausgang des Gatters 124 treibt das Ausgangsregister oder den Binärkreis A, während der Ausgang des Gatters 125 das Ausgangsregister oder den Binärkreis B treibt. Der Ausgang des Binärkreises B treibt ferner den Binärkreis Λ während der endgültige Serienausgang dem Binärkreis A entnommen wird. Der Binärkreis A erhält ferner einen Rückstellimpuls vom Phasenausgang Nr. 2 des Synchronisierungs-Wiedergewinnungskreises 112. Der Binärkreis B wird durch den Ausgang des Gatterkreises 125 gesteuert, wie es durch Zeile (J) der Fig. 12 dargestellt ist. Jeder positive Impuls des Gatterkreises stellt, den Binärkreis B ein, wie es auf Zeile (k) der Fig. 12 dargestellt ist, während jeder negative Impuls ihn unbeeinflußt läßt. Das Register A wird durch positive Ausgangsimpulse des Gatters 124 eingestellt und durch die Synchronisierungsimpulse der Phase 2 des Wiedergewinnungskreises 112 oder durch negative Impulse des Gatters 124 rückgestellt, vorausgesetzt, daß der Binärkreis B sich zu dieser Zeit nicht im eingestellten Zustand befindet. Der entstehende Ausgang des Binärkreises A ist auf Zeile (J) der Fig. 12 dargestellt. Wenn ein 2000-Hz-Abtastgatter (nicht dargestellt) mit richtiger Phase mit dem Ausgang des Binärkreises A verbunden ist, kann das Nachrichtensignal in Serienform wiedergewonnen werden, das dem ursprünglichen, dem Sender zugeführten Signal entspricht. Ein Vergleich der Zeile (/) der Fig. 12 mit der Zeile (d) der Fig. 10 zeigt in klarer Weise die Entsprechung zwischen dem gesendeten und dem e₅ empfangenen Signal. Die ersten beiden Signale »0« der Zeile (/) der Fig. 12 sind wegen der im Empfänger vorhandenen Verzögerungen nicht zu beachten.

Wenn auch das erfindungsgemäße System an Hand eines speziellen Ausführungsbeispiels beschrieben wurde, so wird es doch dem mit dem Stand der Technik vertrauten Fachmann klar sein, daß es verschiedene andere Wege zurr Aufbau des Systems gibt. Das erfindungsgemäße System kann auf ein Datensystem mit dualen Kanälen durch einfaches Weglassen der Eingangs- und Ausgangs-Pufferkreise angewendet werden. In diesem Fall sind die Datengeschwindigkeit und die Übertragungsgeschwindigkeiten gleich. Es ist ferner möglich, mehrere solcher Systeme zur Multiplexübertragung durch Erzeugung verschiedener Trägerfrequenzen zu verwenden. Da der Ausgang der Resonanzkreise durch die Kosinus-Amplitudenmodulation abgeschnitten wird, würde es außerdem möglich sein, die Sinus-Resonanzkreise durch Kreise zur Erzeugung von Rechteckschwingungen zu ersetzen.

Claims (8)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Phasenmodulation- Datenübertragungssystem, bei dem sendeseitig serienförmige, aus Zeichen und Zwischenräumen bestehende digitale Nachrichtenelemente gepaart und auf eine Trägerschwingung aufmoduliert werden, gekenn zeichnet durch logische Schaltmittel (12) zum Umsetzen jedes Paares von Zeichen und Zwischenraumelementen in eine von vier quaternären Phasenverschiebungen während jedes Signalintervalls entsprechend einer vorbestimmten Anordnung und zur Überlagerung einer unveränderlichen Phasenverschiebung von 45° auf jede quaternäre Phasenverschiebung, wobei die Summe der quaternären Phasenverschiebung und der unveränderlichen Phasenverschiebung von 45° zu jeder vorhandenen Phase addiert wird, ferner durch zwei Resonanzkreise (13, 14), die auf die Trägerfrequenz abgestimmt sind und abwechselnd durch die überlagerten Phasenverschiebungen erregt werden können, und schließlich durch Schaltmittel (15,16,17) zur Amplitudenmodulierung des Ausgangs der Resonanzkreise, zur Unterdrückung von Einschwingvorgängen und zur Vereinigung des Ausgangs zur Bildung eines auf die Übertragungsleitung zu gebenden Signals.

2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Steuerung des Senders ein Zeitkreis (Fig. 4) mit Frequenzquellen (40, 43) vorgesehen ist, der so eingerichtet ist, daß er Impulse für jede Halbperiode einer Frequenz erzeugt, die das Achtfache der Trägerfrequenz beträgt, und daß die logischen Schaltmittel (Fig. 6) derart angeordnet sind, daß sie gewisse Impulse auswählen, um die Trägerfrequenz bei den überlagerten Phasenverschiebungen zu tasten.

3. Übertragungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltmittel zur Modulation den Ausgang der Resonanzkreise durch eine Kosinusschwingung mit einer Geschwindigkeit zu modulieren vermag, die gleich der Geschwindigkeit der abwechselnden Erregungen der Resonanzkreise ist, so daß Phasenübergänge bei einer minimalen Amplitude auftreten, um Einschwingvorgänge zu unterdrücken.

4. Übertragungssystem nach Anspruch 2, oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die logi-

sehen Schaltmittel aus einem ersten (64), einem zweiten (65) und einem dritten Frequenzteilungskreis (66) bestehen, der jeweils von den Frequenzquellen getrieben wird, um Rechteckschwingungen zu erzeugen, die das Vier-, Zwei- und Einfache der Trägerfrequenz betragen, ferner aus Schaltmitteln (69, 70), um die Phase des ersten Frequenzteilers regelmäßig bei der Synchronisierungsgeschwindigkeit umzukehren, wobei die Phasenumkehr gleichwertig einer 45°- Phasenverschiebung der Trägerfrequenz ist, ferner aus Schaltmitteln (60, 61), um die Phase des zweiten Frequenzteilers um 180° vorwärts zu verschieben, wenn immer das Dibitpaar aus gleichen Elementen besteht, wobei dieser 180°- Phasenvorlauf einer 90 "-Phasenverschiebung der Trägerfrequenz gleichwertig ist, ferner aus Schaltmitteln (62), um die Phase des dritten Frequenzteilers um 180° vorwärts zu verschieben, wenn immer das zweite Element eines Dibitpaares ein Zeichenelement ist, wobei dieser 180°- Phasenvorlauf einer Umkehr der Phase der Trägerfrequenz gleichwertig ist, und schließlich aus einem Paar von Übertragungsgattern (67, 68), die abwechselnd durch den Ausgang des dritten Frequenzteilers in Tätigkeit gesetzt werden, um einen Impuls oder ein Testsignal von den Frequenzquellen durchzulassen, wenn immer der erste und der zweite Frequenzteiler gleiche zusammenfallende Ausgänge aufweisen, wobei aufeinanderfolgende Tastsignale mit der doppelten Frequenz der Trägerschwingung bei den Nulldurchgängen dieser Schwingung auftreten.

5. Übertragungssystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Resonanzkreis wenigstens aus einer Spule (707) und einem in Reihe liegenden Kondensator (713) besteht, ferner aus einem Schaltmittel (702) zum Leiten des Tastsignalzugs zu der Spule, wobei das Tastsignal eines Kreises einen Strom in einer Richtung in der Spule verursacht, während das Tastsignal des anderen Kreises einen Strom in der entgegengesetzten Richtung in der Spule verursacht, und schließlich aus einem Schaltmittel (711), um den Kondensator während des Vorhandenseins von Tastsignalen kurzzuschließen bzw. unwirksam zu machen und um zu bewirken, daß der Spulenstrom den Kondensator (713) in den Intervallen zwischen den Tastsignalen auflädt, derart, daß eine Trägerschwingung mit genauer Phase an dem Kondensator entsteht.

6. Übertragungssystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder trägerfrequenzerzeugende Kreis aus zwei Spulen (707, 708) besteht, ferner aus dem Kondensator (713), wobei die Spulen und der Kondensator in Reihe geschaltet sind und solche Werte aufweisen, daß sie bei der Frequenz der Trägerschwingung in Resonanz kommen, ferner aus einem ersten Gatterkreis (702) zum Leiten eines der Tastsignale (Pi) derart, daß eine der Spulen (707) in einer Richtung von Strom durchflossen wird, ferner aus einem zweiten Gatterkreis (703) zum Leiten des anderen Tastsignals (P2) derart, daß die andere der Spulen (708) in der entgegengesetzten Richtung von Strom durchflossen wird, und schließlich aus einem dritten Gatterkreis (701) der auf beide Tastsignale anspricht, um die Klemmen des Kondensators während des Vorhandenseins beider Tastsignale zu erden, wobei der Kondensator in den Intervallen zwischen den Tastsignalen von den Strömen in den Spulen aufgeladen wird und die entstehenden Spannungsschwingungen am Kondensator die Trägerschwingung mit richtiger Phase bilden.

7. Übertragungssystem nach einem der vorherigen Ansprüche, ausgebildet zum Empfang der phasenmodulierten Trägerschwingung, gekennzeichnet durch einen Laufzeitkreis (20), um das empfangene Signal um ein Signalintervall zu verzögern, ferner durch Schaltmittel (21 bis 28), um die unmittelbaren und verzögerten Signale so zu vergleichen, daß die relative Phase zwischen aufeinanderfolgenden Signalelementen festgestellt wird, und um die relativen Phasendifferenzen in Zeichen- und Zwischenraumsignale entsprechend der sendeseitig vorbestimmten Anordnung umzusetzen.

8. Übertragungssystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungsanordnung (20) zwei Ausgangspunkte enthält, und zwar einen zur Abgabe eines Signals, das um 90 elektrische Grade bei der Trägerfrequenz in bezug auf das Signal verschoben ist, das vom anderen Ausgangspunkt der Verzögerungsanordnung abgegeben wird, daß das Schaltmittel zum Vergleichen und Umsetzen einen ersten Demodulator (22) enthält, um beim Demodulationsprozeß das direkt empfangene Signal mit dem Signal des einen Ausgangspunkts der Verzögerungsanordnung zu modulieren, ferner einen zweiten Demodulator (21), um beim Demodulationsprozeß das direkt empfangene Signal mit dem Signal des anderen Ausgangspunkts der Verzögerungsanordnung zu modulieren, ferner gekennzeichnet durch einen ersten und einen zweiten Integrator (25, 24), um die Ausgänge des ersten und des zweiten Demodulators in jedem Signalintervall zu addieren, ferner durch Schaltmittel (27, 26) zum Abtasten der Polarität der Ausgänge der Integratoren in solcher Anordnung, daß die Art der gepaarten empfangenen digitalen Signalkombination bestimmbar ist, und schließlich durch Schaltmittel (23), um ein Synchronisierungssignal aus den Phasenübergängen in jedem Signalintervall wiederzugewinnen, sowie durch Schaltmittel (117), um unter dem Einfluß des Synchronisierungssignals den Ausgang der Integratoren am Ende jedes Signalintervalls zu unterdrücken.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

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