DE10325855A1

DE10325855A1 - Steuerverfahren für einen bürstenlosen Motor

Info

Publication number: DE10325855A1
Application number: DE10325855A
Authority: DE
Inventors: Yoichi Shindo
Original assignee: Mitsuba Corp
Current assignee: Mitsuba Corp
Priority date: 2002-06-07
Filing date: 2003-06-06
Publication date: 2003-12-18
Also published as: US6838848B2; US20030227271A1; JP2004015925A

Abstract

Erregungsstufen sind ausgebildet mit Hilfe erster und zweiter Sensorgruppen und eine Drehmomentkonstante ist definiert für jede der Stufen. Ein Zielstromwert wird rechnerisch bestimmt, um den Motor gesteuert anzutreiben. Wenn eine Drehmomentanweisung, die ein Zieldrehmoment des Motors (1) zeigt, in den Controller (11) eingegeben wird, wird der Zielstromwert für jede Stufe entsprechend einer Drehmomentkonstanten-Zuordnungstabelle rechnerisch bestimmt, die eine Tabelle von Drehmomentkonstanten für unterschiedliche Phasen und unterschiedliche Stufen bereitstellt. Der Rotorwinkel des Motors (1) wird durch Hall-Sensoren (10) erfasst und die Stromstufe wird, basierend auf dem erfassten Rotorwinkel, rechnerisch bestimmt. Dann wird ein Zielstromwert als eine Funktion des Zieldrehmomentes für jede Stufe, basierend auf der Stromstufe, definiert und der Motor (1) wird durch den Treiber unter PID-Steuerung, basierend auf dem Zielstromwert, angetrieben.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Motors. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Technik, die effizient angewendet werden kann auf einen bürstenlosen Motor, der für eine elektrische Servolenkungs- Vorrichtung oder ein elektronisch gesteuertes Drosselventil verwendet wird.
Drehmomentwelligkeiten sind ein wichtiges Problem gewesen, das zu lösen erforderlich war. Drehmomentwelligkeiten müssen reduziert werden, um einen niedrigen Vibrationspegel zu erreichen und einen niedrigen Rauschemissionspegel für einen bürstenlosen Motor. Beispielsweise müssen Motoren, die in elektrischen Servolenkungs-Vorrichtungen verwendet werden, die Drehmomentwelligkeiten reduzieren, weil sie das Gefühl des das Fahrzeug lenkenden Fahrers in großem Umfang negativ beeinträchtigt. In ähnlicher Weise müssen Motoren, die in elektronisch gesteuerten Drosselventilen von Verbrennungsmaschinen bzw. Motoren verwendet werden, die Drehmomentwelligkeit reduzieren vom Gesichtspunkt der Maschinensteuerung betrachtet, weil sie den Öffnungs-/Schließbetrieb des Drosselventils aus der Sicht des Ansprechens beeinflusst. Dieses Problem ist insbesondere ernst, wenn das Ventil schließt. Daher wird in solchen Motoren die Drehposition des Läufers bzw. Rotors präzise erfasst mit Hilfe eines Drehmelders und der Motor wird durch Sinuswellenantrieb veranlasst, glatt zu drehen mit geringer Drehmomentwelligkeit.
Wenn jedoch ein Drehmelder als eine Einheit in einem bürstenlosen Motor verwendet wird, ist dieser teuer und ein spezieller R/D-Umsetzer (Drehmeldersignal/Digitalsignal- Umsetzer bzw. resolver signaldigital signal converter) muss als Schnittstelle mit der entsprechenden Steuereinheit installiert werden. Daher geht ein einen Drehmelder verwendender Motor einher mit einem Problem hoher Kosten des Gesamtsystems.
Demnach gibt es einen Bedarf für ein System mit reduzierter Drehmomentwelligkeit, die erhalten werden kann durch Verwenden weniger teurer magnetischer Erfassungselemente wie zum Beispiel Hall-Elemente wie in dem Fall von gewöhnlichen bürstenlosen Motoren, um die Verwendung eines Drehmelders und eines R/D-Umsetzers zu vermeiden. Jedoch in dem Fall des konventionellen Systems zum Antreiben eines bürstenlosen 3- Phasen-Motors unter Verwendung dreier magnetischer Erfassungselemente ist die Genauigkeit des Erfassens der Rotorposition schlecht und ein Rechteckantriebsmodus muss verwendet werden, so dass es folglich schwierig ist, die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
Daher wird sogenannte überlappende Erregung in einem bürstenlosen Motor verwendet, von dem gefordert wird, dass er einen niedrigen Rauschemissionspegel hat, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, wenn auf eine 120°- Rechteckwellenansteuerung angewiesen. Überlappende Erregung ist ein Modus elektrischer Erregung, in dem eine Vielzahl von Phasen, die in der Plusrichtung oder Minusrichtung erregt werden, in einer überlappenden Weise zum Kommutieren vorgesehen sind. Wenn beispielsweise die U-Phase in einem 3-Phasen-Motor zu der V-Phase geschaltet wird, ist eine Zeitperiode vorgesehen, während der die beiden Phasen gleichzeitig erregt sind mit derselben Polarität (+ oder -).
Speziell wird im obigen Beispiel die Erregung der V-Phase in +-Richtung gestartet, bevor die Erregung der U-Phase in +-Richtung gestoppt wird, so dass die benachbarten beiden Phasen in einer überlappenden Weise mit derselben Polarität erregt werden, um von der U-Phase zu der V-Phase zu kommutieren.
Bei überlappender Erregung wird der Umfang der Überlappung durch die Zeitabstimmung (timing) der Erregung der nächsten Phase bestimmt. Die Zeitabstimmung der Erregung der nächsten Phase wird im Gegenzug bestimmt durch das Annehmen der Rotorposition mit Hilfe eines Zeitgebers (timer) oder einer Software basierend auf der Information der Drehposition des Rotors, die durch die magnetischen Erfassungselemente erhalten wird. Mit dieser Anordnung werden zwei Phasen in geeigneter Weise veranlasst, einander zu überlappen und derart erregt zu sein, dass eine Phase glatt umgeschaltet wird zu der anderen und es ist möglich, Pseudo- Sinuswellenansteuerung zu realisieren. Daher ist es möglich, die Drehmomentwelligkeit mit Hilfe weniger teurer Magneterfassungselemente zu reduzieren, ohne auf einen Drehmelder und einen R/D-Umsetzer, die sehr teuer sind, angewiesen zu sein.
Jedoch wird in dem Fall einer elektrischen Servolenkungs- Vorrichtung oder eines elektronisch gesteuerten Drosselventils heftig zwischen Vorwärtsdrehungen und Rückwärtsdrehungen umgeschaltet, wenn die Lenkanordnung betrieben wird oder das Drosselventil geöffnet oder geschlossen wird und die resultierende Beschleunigung ändert sich stark. Zusätzlich können die Lenkoperation und die Beschleunigungsoperation spürbar unterschiedlich sein für Einzelpersonen und einige können das Fahrzeug in sehr abrupter Weise lenken und beschleunigen. Daher ist es schwierig, das Verhalten des Motors exakt vorherzusagen. Es ist auch schwierig, das Verhalten des Motors exakt vorherzusagen, wenn die Motorgeschwindigkeit niedrig ist und/oder der Motor beschleunigt wird. Demnach kann die mit Hilfe eines Zeitgebers oder einer Software geschätzte Drehposition des Rotors einen großen Fehler verursachen und daher kann die überlappende Erregung nicht zu geeigneten Zeitpunkten ausgeführt werden.
Mit anderen Worten, überlappende Erregung ist wirksam für Motoren, die unter konstanter Ansteuerbedingung betrieben werden, wo die Drehrichtung, die Anzahl der Umdrehungen pro Zeiteinheit und der Grad der Beschleunigung sich kaum ändern. Jedoch ist es schwierig, überlappende Erregung für elektrische Servolenkungs-Vorrichtungen und elektronisch gesteuerte Drosselventile einzusetzen. Demnach muss für solche Motoren ein sehr teurer Drehmelder verwendet werden, was die Kosten des Motors anhebt.

RESÜMEE DER ERFINDUNG

Im Lichte der vorangehend identifizierten Umstände ist es demnach ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die Drehmomentwelligkeit in einem bürstenlosen Motor, dessen Antriebsrichtung ggf. regelmäßig umgeschaltet wird von Vorwärtsantrieb auf Rückwärtsantrieb und umgekehrt und dessen Beschleunigung sich ggf. in großem Umfang ändert, zu reduzieren.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird das obige Ziel durch Bereitstellen eines bürstenlosen Motors erreicht, der einen Ständer bzw. Stator umfasst mit einer Mehrphasenankerspule, einen drehbar außerhalb oder innerhalb des Stators angeordneten Läufer bzw. Rotor mit einem Permanentmagneten, eine erste Sensorgruppe einer Vielzahl magnetischer Erfassungselemente und eine zweite Sensorgruppe mit mindestens einem magnetischen Erfassungselement getrennt von den magnetischen Erfassungselementen der ersten Sensorgruppe durch einen vorgegebenen Zwischenraum, wobei das Verfahren umfasst:

Ausbilden einer Vielzahl von Erregungsstufen entsprechend jeweiliger Drehpositionen des Rotors mit Hilfe der ersten Sensorgruppe und der zweiten Sensorgruppe und Definieren einer Drehmomentkonstanten für jede der Erregungsstufen; und
rechnerisches Bestimmen eines elektrischen Zielstromwertes für jede der Erregungsstufen basierend auf der Drehmomentkonstanten und dem Zieldrehmoment jeder Stufe, und Energiezufuhr zu der Ankerwicklung basierend auf dem elektrischen Zielstromwert.

Demnach wird erfindungsgemäß, da Erregungsstufen mit Hilfe der ersten und zweiten Sensorgruppen gebildet werden, die eine Drehmomentkonstante für jede der Stufen definieren und ein Zielstromwert rechnerisch bestimmt wird für jede der Stufen, um den gesteuerten Motor anzutreiben, ein Stromwert zum Erhalten eines Zieldrehmomentes für jede der Stufen eingestellt. Durch diese Anordnung ist es möglich, die Drehmomentwelligkeit zu unterdrücken, weil die Drehmomentschwankungen zwischen Stufen minimiert sind.

In einem Steuerverfahren gemäß der Erfindung kann eingerichtet sein, dass die Erregungsphasen derselben Polarität zum Kommutieren in einer überlappenden Weise ausgebildet sind basierend auf dem Ergebnis des Erfassens der Drehpositionen des Rotors mit Hilfe der ersten und zweiten Sensorgruppen. Durch diese Anordnung kann die überlappende Erregung durchgeführt werden ohne Schätzungen einzubeziehen, während die Anzahl der Steuerstufen verdoppelt wird. Daher kann Drehmomentwelligkeit reduziert werden in einer Betriebsumgebung, in der heftig von Vorwärtsdrehbewegung zu Rückwärtsdrehbewegung hin- und hergeschaltet wird und die resultierende Beschleunigung sich stark ändert.

In einem Steuerverfahren gemäß der Erfindung kann es eingerichtet sein, dass die Drehmomentkonstante als getrennter individueller Wert für jede der Erregungsstufen definiert ist. Es ist auch möglich, eine Drehmomentkonstante als getrennten individuellen Wert für jede der Erregungsstufen zu definieren oder mit demselben Wert für einige der Erregungsstufen.

Ferner kann es in einem Steuerverfahren gemäß der Erfindung so eingerichtet sein, dass jeweils unterschiedliche Zielstromwerte ausgewählt sind für Erregungsstufen mit unterschiedlichen Anzahlen von Erregungsphasen. Alternativ kann derselbe Wert als Zielstromwert für einige der Erregungsstufen oder für Erregungsstufen mit einer gleichen Anzahl von Erregungsphasen ausgewählt sein.

Zudem kann in einem Steuerverfahren gemäß der Erfindung eingerichtet sein, dass der Zielstromwert verwendet wird zur Regelung bzw. rückgekoppelten Steuerung durch Erfassen des Stromwertes jeder Phase des der Ankerwicklung zugeführten elektrischen Stroms. Alternativ kann der Zielstromwert zur Regelung verwendet werden durch rechnerisches Bestimmen des Stromwertes der elektrischen Stroms, der der Ankerwicklung zugeführt wird unter Verwendung der Anzahl von Umdrehungen pro Zeiteinheit des Rotors, der Energiezufuhrspannung, der Erregungsabgabe bzw. Erregungsleistung (energization duty) des der Ankerwicklung in jeder Phase zugeführten elektrischen Stroms und der Temperatur der Ankerwicklung.

Indessen kann in einem Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Motors gemäß der Erfindung der bürstenlose Motor ein bürstenloser 3-Phasen-Motor sein und zwölf Erregungsstufen können vorgesehen sein. Alternativ können Erregungsstufen 3-Phasen-Erregungsstufen zum Erregen einer 3-Phasen-Ankerwicklung einschließen und 2-Phasen- Erregungsstufen zum Erregen einer 2-Phasen-Ankerwicklung.

Das oben Beschriebene und andere Ziele und neue Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus den Darlegungen der folgenden Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen klarer ersichtlich.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Es zeigt:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform des bürstenlosen Motors gemäß der Erfindung, seine Konfiguration zeigend;
Fig. 2 eine schematische Darstellung der Positionsanordnung der Hall-Sensoren;
Fig. 3 ein Zeitdiagramm des Antriebssteuermodus des bürstenlosen Motors der Fig. 1, wenn der Winkel zwischen jeder der Sensorgruppen H1 und der entsprechenden der Sensorgruppe H2 definiert ist als gleich 30°, wobei in Fig. 3 die obere Hälfte die Signalausgangsgrößen der Hall-Sensoren angibt und die untere Hälfte die Wellenformen der an die Ankerwicklung angelegten Spannungen, Fig. 3A einen Steuermodus zum Vorwärtsdrehen und Fig. 3B einen Steuermodus zum Rückwärtsdrehen angibt;
Fig. 4 ein schematisches Blockdiagramm eines Motorsteuermodus des Controllers der Fig. 1;
Fig. 5 ein schematisches Blockdiagramm eines alternativen Motorsteuermodus des Controllers der Fig. 1;
Fig. 6 eine schematische Darstellung der Änderungen der induzierten Spannungen in den unterschiedlichen Phasen des bürstenlosen Motors der Fig. 1 und der induzierten Spannungen gemittelt für jede Stufe;
Fig. 7 eine schematische Darstellung eines Beispiels einer Drehmomentkonstanten-Zuordnungstabelle, den Zusammenhang zwischen der Drehmomentkonstanten und dem Stromwert für jede Phase und jede Stufe zeigend;
Fig. 8 eine schematische Darstellung einer Drehmomentkonstanten-Zuordnungstabelle, erhalten durch Vereinfachung der Zuordnungstabelle der Fig. 7;
Fig. 9 eine schematische Darstellung einer Drehmomentkonstanten-Zuordnungstabelle, erhalten durch Vereinfachung der Zuordnungstabelle der Fig. 8;
Fig. 10 eine schematische Darstellung einer Drehmomentkonstanten-Zuordnungstabelle, erhalten durch Vereinfachung der Zuordnungstabelle der Fig. 9.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Nun wird die vorliegende Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, die eine Ausführungsform der Erfindung darstellen. Fig. 1 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines bürstenlosen Motors 1 (auf den nachstehend als Motor 1 Bezug genommen wird) gemäß der Erfindung, seinen Aufbau zeigend. Der Motor 1 wird als Antriebsquelle einer elektrischen Servolenkungs-Vorrichtung verwendet. Wie in Fig. 1 gezeigt, hat der Motor 1 eine Konfiguration eines Motors mit Innenrotor, bei dem ein Ständer bzw. Stator 4 um einen Läufer bzw. Rotor 3 mit einem Rotormagnet 2 (Permanentmagnet, auf den nachstehend als Magnet 2 Bezug genommen wird) angeordnet ist. Wenn ein Fahrer ein Lenkrad betätigt, wird der Motor 1 gesteuert in Übereinstimmung mit einem Lenkwinkel, einer Fahrgeschwindigkeit eines Fahrzeugs und anderer Faktoren angetrieben und die Lenkhilfskraft wird mit Hilfe einer nicht dargestellten Reduktionsanordnung einer Lenksäule zugeführt.
Der Rotor 3 hat einen Rotorkern 6 an einer Metallwelle 5 befestigt und einen Bipolar-Magneten 2, starr an dem Außenbereich des Rotorkerns 6 befestigt. Der Magnet 2 ist aufgeteilt in zwei Abschnitte, von denen jeder 180° einnimmt und aus einem Ferritmagneten erstellt. Andererseits hat der Stator 4 ein Gehäuse 7, einen Statorkern 8 starr am inneren Außenbereich des Gehäuses 7 befestigt, und eine Ankerwicklung 9, um die Zähne des Statorkerns 8 gewickelt. Die Ankerwicklung 9 bildet eine Spule mit drei Phasen U, V und W.
Hall-Sensoren (Magneterfassungselemente) 10 zum Erfassen der Drehposition des Rotors 3 durch Erfassen der Änderung der Magnetpole des Magneten 2 sind im Gehäuse 7 angeordnet. Fig. 2 ist eine schematische Darstellung der positionalen Anordnung der Hall-Sensoren 10. Wie in Fig. 2 gezeigt, sind zwei Sensorgruppen (Sensorgruppen H1 und H2) vorgesehen, von denen jede drei Hall-Sensoren 10 hat. Die Hall-Sensoren 10 jeder Gruppe sind in regelmäßigen Winkelintervallen von 120° angeordnet und die Sensorgruppe H1 (erste Sensorgruppe) schließt Hall-Sensoren H1a, H1b und H1c ein, wohingegen die Sensorgruppe H2 (die zweite Sensorgruppe) Hall-Sensoren H2a, H2b und H2c einschließt. Die Hall-Sensoren H2a, H2b und H2c der zweiten Sensorgruppe H2 (der zweiten Sensorgruppe) sind getrennt von den entsprechenden jeweiligen Hall-Sensoren H1a, H1b und H1c der ersten Sensorgruppe H1 (der ersten Sensorgruppe) durch einen vorbestimmten Winkelzwischenraum von X, wobei der Abweichungswinkel X definiert ist innerhalb eines Bereichs eines elektrischen Winkels zwischen 0 und 120°. Die Erfassungssignale der Hall-Sensoren 10 werden zu dem Controller (Erregungssteuervorrichtung) 11 übertragen und der elektrische Strom zu der Ankerwicklung 9 wird in geeigneter Weise geschaltet gemäß den übertragenen Erfassungssignalen zum bilden eines drehenden Magnetfeldes zum Antreiben des Rotors 3 zum Drehen.
Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm und stellt den Antriebssteuermodus des Motors 1 dar, wenn der Abweichungswinkel von jedem der Sensorgruppe H1 zum entsprechenden der Sensorgruppe H2 definiert ist zu 30°. In Fig. 3 zeigt die obere Hälfte die Signalausgangsgrößen der Hall-Sensoren 10 und die untere Hälfte zeigt die Wellenformen der an die Ankerwicklung 9 angelegten Spannungen. In Fig. 3A ist ein Steuermodus zur Vorwärtsdrehung gezeigt und Fig. 3B ist ein Steuermodus zur Rückwärtsdrehung. In Fig. 3 stellen die oben in der oberen Hälfte der Fig. 3A gezeigten Halbmondabbildungen schematisch die Positionen des Rotors 3 dar.
In dem Motor 1 wird, wenn der Rotor 3 eine volle Umdrehung ausführt, der Steuermodus aufgeteilt in zwölf Erregungsstufen (auf die nachstehend einfach als Stufen Bezug genommen wird), wie in Fig. 3 unter Bezugnahme auf die steigende Flanke (die nachstehend als EIN bezeichnet wird) oder die fallende Flanke (die nachstehend als AUS bezeichnet wird) irgendwelcher der Signale von den sechs Hall-Sensoren H1a, H1b, H1c, H2a, H2b und H2c gezeigt. In dem Beispiel der Fig. 3 wird zu der Zeit, wenn der Rotor 3 um 30° gedreht hat, nachdem der Hall-Sensor H1a (auf den einfach als H1a Bezug genommen wird und in gleicher Weise auf alle anderen Hall-Sensoren) EIN wird, H2a EIN. Dann wird H1c EIN, wenn der Rotor 3 um zusätzliche 30° gedreht hat. Auf diese Weise wird, wenn X = 30° gilt, einer der Hall-Sensoren EIN/AUS mit einem Winkelintervall von 30°, wenn der Rotor 3 sich dreht, so dass zwölf gleiche Stufen ausgebildet werden. Da der Motor 1 sich vorwärts oder rückwärts drehen kann, wird das Zentrum der Stufe (3) als Referenz verwendet und eingerichtet in der Mitte des U-Phasen-Magnetpols, wie in Fig. 3 schattiert.
Wenn der bürstenlose Motor mit Hilfe von drei Hall-Sensoren gesteuert wird ohne die Verwendung der Technik der überlappenden Erregung, wird ein Zyklus von 120°-Vorwärtserregung → 60°, keine Erregung → 20°, Rückwärtserregung → 60° keine Erregung für die Spule in jeder Phase wiederholt. Andererseits wird in dem Fall des Motors 1 ein Zyklus von 150° Vorwärtserregung → 30°, keine Erregung → 150°, Rückwärtserregung → 30° keine Erregung für die Ankerspule 9 in jeder Phase wiederholt, so dass eine Erregungsperiode in einer Phase die Erregungsperiode in der anderen Phase an Anfangs- und End-Zeitzonen überlappt, wie in Fig. 3 gezeigt. Mit anderen Worten, für den Motor 1 wird überlappende Erregung durchgeführt in einem Umfang der Überlappung R1. Dieser Modus des Steuerns des Motors 1 wird nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 detaillierter beschrieben.
Zuerst, wenn der N-Pol des Rotors 3 H1a erreicht und daher H1a EIN wird für Vorwärtsdrehungen, wird die U-Phase einer Erregung unterzogen. Zu diesem Zeitpunkt setzt sich die +-Erregung (Plus-Erregung) in der W-Phase fort, weil H1c EIN ist, wie in Fig. 3A gezeigt, so dass überlappende Erregung für das Schalten von der W-Phase zu der U-Phase stattfindet. Der Zustand der überlappenden Erregung derselben Polarität setzt sich fort, bis der N-Pol des Rotors 3 um 30° dreht und H2a EIN wird (Stufe 1). Mit anderen Worten, für die Vorwärtsdrehung wird die Überlappungszeit gesteuert durch H2a, H2b und H2c, während die Drehposition des Rotors 3 durch H1a, H1b und H1c erfasst wird. Andererseits wird in den Stufen (1) und (2) nur die V-Phase einer --Erregung (Minus- Erregung) unterzogen. Demnach werden die U- und W-Phasen der +-Erregung unterzogen und die V-Phase wird der --Erregung unterzogen in der Stufe (1), wohingegen die U-Phase der +-Erregung unterzogen wird und die V-Phase der --Erregung in der Stufe (2).
Wenn der Rotor 3 weiter dreht, um sich in die Stufe (3) zu bewegen, wird H1c AUS und die W-Phase wird der --Erregung unterzogen. Zu diesem Zeitpunkt wird die --Erregung der V-Phase fortgesetzt, so dass negative überlappende Erregung fortgesetzt wird, bis H2c AUS wird. Dann wird H2c AUS und die V-Phase kommt in einen erregungsfreien bzw. nicht-erregten Zustand, um in die Stufe (4) bewegt zu werden. Die U-Phase wird einer +-Erregung unterzogen und die W-Phase wird einer --Erregung unterzogen. Wenn H1b EIN wird, um in die Stufe (5) zu bewegen, wird die W-Phase der +-Erregung unterzogen. Zu dieser Zeit setzt sich die +-Erregung der U-Phase fort, so dass die positiv überlappende Erregung fortgesetzt wird, bis H2b EIN wird. Danach, wenn H2b EIN wird, kommt die U-Phase in einen nicht-erregten bzw. erregungsfreien Zustand, während die V-Phase einer +-Erregung unterzogen wird und die W-Phase einer --Erregung (Stufe (6)), so dass die Phase der +-Erregung umgeschaltet wird von der U-Phase zu der W-Phase. Danach wird der Zustand der Erregung jeder Phase umgeschaltet ansprechend auf EIN/AUS jedes der Hall-Sensoren H1a bis H2c zum Ansteuern des Rotors 3 zum Vorwärtsdrehen.
Andererseits wird, wenn der Rotor zum Rückwärtsdrehen angetrieben wird, die Steueroperation ausgeführt mit invertierten Polaritäten der angelegten Spannungen, wie in Fig. 3b gezeigt. Spezieller wird zur Rückwärtsdrehung die Überlappungszeit gesteuert durch H1a, H1b und H1c, während die Drehposition des Rotors 3 durch H2a, H2b und H2c erfasst wird. Wenn H1a EIN wird in der Stufe (6), wird die U-Phase in einen erregungsfreien Zustand versetzt und zu dieser Zeit werden die W-Phase und die V-Phase jeweils einer +-Erregung und --Erregung unterzogen. Dann, wenn der Rotor 3 dreht, um in die Stufe (5) zu kommen, wird H2b AUS und die U-Phase wird der --Erregung unterzogen. Zu dieser Zeit wird die --Erregung in der V-Phase fortgesetzt (die Stufe (9)) als ein Ergebnis davon, dass H2c AUS wird, so dass negativ überlappende Erregung stattfindet. Dieser Zustand wird beibehalten, bis der Rotor 3 weiter zurückdreht um 30° und H1b AUS wird.
In der Stufe (4) kommt die V-Phase in einen erregungsfreien Zustand und die W-Phase wird der +-Erregung unterzogen, wohingegen die U-Phase der --Erregung unterzogen wird. In der Stufe (3) wird die V-Phase der +-Erregung unterzogen, wenn H2c EIN wird. Zu dieser Zeit wird die +-Erregung der W-Phase fortgesetzt und die positiv überlappende Erregung wird fortgesetzt, bis H1c EIN wird. Wenn die Stufe (2) beginnt, kommt die W-Phase in einen erregungsfreien Zustand und die V-Phase wird der +-Erregung unterzogen, wohingegen die U-Phase der --Erregung unterzogen wird, so dass die Phase der +-Erregung umgeschaltet wird von der W-Phase zu der V-Phase. In der Stufe (1) wird die W-Phase der --Erregung unterzogen, wenn H2a AUS wird. Zu dieser Zeit wird die --Erregung der U-Phase fortgesetzt und die negativ überlappende Erregung wird fortgesetzt, bis H1b AUS wird. Danach wird der Zustand der Erregung jeder Phase umgeschaltet auf EIN/AUS jedes der Hall-Sensoren H1a bis H2c zum Ansteuern des Rotors 3 zum Rückwärtsdrehen.
Auf diese Weise findet für den Motor 1 eine überlappende Erregung statt und Phasen werden in den ungeraden Stufen geschaltet. Mit anderen Worten, die Kommutierung findet in ungeradzahligen Stufen statt. Demnach findet keine heftige Kommutierung statt, wie in dem Falle des Erregungsverfahrens, bei dem Erregungsphasen ohne Überlappung umgeschaltet werden, sondern glatt, so dass es möglich ist, die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren. Zusätzlich kann der Steuermodus, der normalerweise nur sechs Stufen hat, zwölfstufig ausgeführt werden ohne Einbeziehen irgendwelcher Schätzung, so dass die Genauigkeit des Erfassens der Position des Rotors verbessert wird. Demnach kann erfindungsgemäß die überlappende Erregung verwendet werden in einer Umgebung, in der Vorwärtsdrehungen und Rückwärtsdrehungen heftig von der einen zur anderen umgeschaltet werden und die resultierende Beschleunigung sich stark ändert, wie in dem Fall der elektrischen Servolenkungs-Vorrichtungen. Als ein Ergebnis ist es möglich, einen gesteuerten bürstenlosen Motor mit Hilfe von weniger teuren Hall-Sensoren anzutreiben, ohne auf einen Drehmelder und einen R/D-Umsetzer angewiesen zu sein, die teuer sind.
Andererseits wird ein Zielstromwert für jede Stufe ansprechend auf eine Drehmomentanweisung definiert, um den Rotor 3 des Motors 1 zu drehen, anzutreiben. Fig. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Motorsteuermodus des Controllers 11. Bezugnehmend auf Fig. 4 wird zuerst, wenn eine Drehmomentanweisung, die ein Zieldrehmoment des Motors 1 zeigt, in den Controller 11 eingegeben wird, der Zielstromwert rechnerisch bestimmt für jede Stufe gemäß einer Drehmomentkonstanten-Abbildung bzw. Zuordnungstabelle. Wie nachstehend beschrieben wird, wird in der Drehmomentkonstanten-Abbildung bzw. Drehmomentkonstanten- Zuordnungstabelle eine Tabelle von Drehmomentkonstanten bereitgestellt für unterschiedliche Phasen und unterschiedliche Stufen.
Wie zuvor erwähnt, wird der Rotorwinkel des Motors 1 durch Hall-Sensoren 10 erfasst und die Stromstufe wird rechnerisch bestimmt basierend auf dem erfassten Rotorwinkel. Dann wird ein Zielstromwert für die rechnerisch bestimmte Stufe definiert und der Motor 1 wird angetrieben durch den Treiber unter PID-Steuerung. Der dem Motor 1 zugeführte elektrische Strom wird durch eine Stromerfassungsschaltung beobachtet und bei PID-Steuerung werden der P-Term (proportional), der I-Term (integral) und der D-Term (differentiell) basierend auf dem erfassten Stromwert definiert. Die Terme werden durch vorbestimmte jeweilige Verstärkungskonstanten multipliziert zum Bestimmen der Erregungseinschaltzeit bzw. des Erregungszustandes des Motors, der zurückgespeist wird zum Steuern des elektrischen Stroms, welcher dem Motor 1 zugeführt wird.
Der Wert des elektrischen Stroms, der dem Motor zugeführt wird, kann für die PID-Steuerung rechnerisch bestimmt werden unter Verwendung der Drehzahl pro Zeiteinheit des Motors, dem Leistungs- oder Lastzustand (duty) des Motors, der Versorgungsspannung und der Motortemperatur anstelle der Stromerfassungsschaltung. Fig. 5 ist ein schematisches Blockdiagramm eines alternativen modifizierten Motorsteuermodus des Controllers. Bezugnehmend auf Fig. 5 arbeitet der Motor 1 als elektrischer Generator, wenn der Rotor 3 sich dreht. Die Spannung der generierten Elektrizität wird ausgedrückt durch E = KT × ω, wobei KT die induzierte Spannungskonstante ist und ω die Anzahl der Drehzahlen pro Zeiteinheit des Rotors. Andererseits wird die an den Motor 1 angelegte Spannung V ausgedrückt durch V = VB × Leistungszustand (duty), wobei VB die Stromspannung ist. I = (V-E)/R = (VB ×-KT × Leistungszustand × ω/R, wobei R der elektrische Widerstand der Ankerwicklung 9 ist. Der elektrische Widerstand der Ankerwicklung 9 variiert als eine Funktion der Temperatur. Wenn die Änderungsrate des Widerstands pro 1°C angenommen wird als ΔR und der Widerstand bei 0°C angenommen wird als R₀, wird der Widerstand R der Temperatur von Temp°C ausgedrückt durch R = R₀ + ΔR × Temp. Daher wird der elektrische Strom I ausgedrückt durch I = (VB × Leistungszustand ×-KT × ω)/(R + ΔR × Temp). Demnach kann der dem Motor zugeführte elektrische Strom geschätzt werden durch Beobachten der Drehzahl pro Zeiteinheit des Motors, des Leistungszustandes (oder Lastzustandes) (Duty) des Motors, der Versorgungsspannung und der Temperatur des Motors derart, dass in dem Fall der Fig. 4 der elektrische Strom, der dem Motor 1 zugeführt wird, gesteuert werden kann basierend auf dem Zielstromwert, der für jede Stufe definiert ist und durch Rückmelden des rechnerisch bestimmten Stromwertes.
Wie oben beschrieben, bestimmt der Controller 11 rechnerisch den Zielstromwert, der dem Motor zuzuführen ist für jede Stufe basierend auf dem Zieldrehmoment. Das Motordrehmoment T_M kann ausgedrückt werden durch die Formel von (Drehmomentkonstante × elektrischer Stromwert). In dem Fall des 3-Phasen-Motors 1 wird, wenn die Drehmomentkonstanten für die jeweiligen Phasen K_TU, K_TV und K_TW sind und die elektrischen Stromwerte für die jeweiligen Phasen I_U, I_V und I_W sind, das Motordrehmoment T_M ausgedrückt durch die nachstehende Formel (Formel (1)).

TM = K_TUI_U + K_TVI_V + K_TWI_W (1)
Wenn indessen die induzierte Spannung der jeweiligen Phasen für eine gegebene Anzahl von Umdrehungen pro Zeiteinheit ω jeweils E_U, E_V und E_W sind, werden die induzierten Spannungskonstanten K_EU, K_EV und K_EW der jeweiligen Phasen ausgedrückt durch die folgenden Formeln (Formeln (2)).

K_EU = E_U/ω
K_EV = E_V/ω (2)
K_EW = E_W/ω
Fig. 6 ist eine schematische Darstellung der Änderung der induzierten Spannungen in den unterschiedlichen Phasen des bürstenlosen Motors und der induzierten Spannungen gemittelt für jede Stufe des Ansteuerbetriebs des Motors. Da die induzierte Spannungskonstante und die Drehmomentkonstante für den Motor identisch sind, ist die Drehmomentkonstanten- Wellenform dieselbe wie die der induzierten Spannung in jeder Phase. Mit anderen Worten, die Drehmomentkonstante ändert sich in jeder Phase in einer Weise, wie in Fig. 6 gezeigt. Da die induzierte Spannung messbar ist, ist es möglich, den Zusammenhang zwischen dem elektrischen Winkel und der Drehmomentkonstanten in jeder Phase durch Beobachten der induzierten Spannung im Voraus zu kennen. Der Controller 11 des Motors 1 bestimmt den Zusammenhang für jede Stufe im Voraus durch die Verwendung des entsprechenden Mittelwertes, wie in Fig. 6 gezeigt und bewahrt ihn in einer Zuordnungstabelle bzw. Abbildungstabelle auf.
Fig. 7 ist eine schematische Darstellung eines Beispiels der Drehmomentkonstanten-Abbildungstabelle, die den Zusammenhang zwischen der Drehmomentkonstanten und dem Stromwert jeder Phase zeigt und jeder Stufe. Im Motor 1 sind die ungeradzahligen Stufen 3-Phasen-Erregungsstufen zur Erregung aller drei Phasen der Ankerwicklung 9, wohingegen die geradzahligen Stufen 2-Phasen-Erregungsstufen sind zur Erregung zweier Phasen der Ankerwicklung 9. Die Summe aller elektrischer Ströme für die 3-Phasen ist in jeder Erregungsstufe gleich 0. Demnach sind die elektrischen Stromwerte I(1), I(2), . . ., I(12) der Stufen derart, wie die in Fig. 7 gezeigten. Wenn die Drehmomentkonstanten der Phasen für jede der Stufen (1) bis (12) KTU(n), KTV(n) und KTW(n) sind, wird die Drehmomentgleichung (1) ausgedrückt durch die nachstehende Formel für die Stufe (1). Wenn die Gleichung nach I aufgelöst wird, drückt sie die nächste Formel darunter aus. Beachte, dass die Anzahl der Stufen in den jeweiligen Figuren und Formeln eingekreist ist.
In ähnlicher Weise werden die Stromwerte I(3), I(5), I(7), I(9), I(11) für die ungeradzahligen Stufen ausgedrückt durch die Formeln (3) und die Stromwerte I(2), I(4), I(6), I(8), I(10), I(12) für die geradzahligen Stufen werden ausgedrückt durch die Formeln (4) unten.
Auf diese Weise bestimmt der Controller 11 rechnerisch den Zielstromwert für jede Stufe ansprechend auf die Drehmomentanweisung (Zieldrehmoment T) unter Verwendung der Formeln zum Steuern des Betriebs des Antreibens des Motors 1 mit einer Zuordnungstabelle von Drehmomentkonstanten vorbereitet für jede Stufe. Mit anderen Worten, in dem Motor 1 wird der für das Erhalten des Zieldrehmomentes erforderliche elektrische Stromwert für jede Stufe auf Echtzeitbasis berechnet. Wenn demnach die Anzahl der Phasen, die zu erregen sind, von Stufe zu Stufe abweicht, wird der Motor 1 angesteuert, um mit minimaler Drehmomentwelligkeit zu arbeiten.
Indessen, wie aus der Graphik der induzierten Spannungen, die in Fig. 6 gezeigt ist, gesehen werden kann, erscheinen periodisch symmetrische Wellenformen für die Drehmomentkonstanten KTU, KTV und KTW in einer idealen Bedingung. Demnach ist es nicht erforderlich, zwölf Drehmomentkonstanten für jede Phase in jeder Stufe zu definieren. Mit anderen Worten, es ist möglich, dies mit einer reduzierten Anzahl Drehmomentkonstanten unter Verwendung der Wellenform zu tun. Die Abbildungstabelle der Fig. 8 wird durch Vereinfachung der Abbildungstabelle der Fig. 7 erhalten, die Tatsache berücksichtigend, dass Drehmomentkonstanten punktsymmetrisch bezogen auf den 0-Pegel sind. In Fig. 7 sind die Absolutwerte von KTU(1) bis (5) in der U-Phase dieselben wie die von KTU(7) bis (12), obwohl die Vorzeichen relativ zueinander entgegengesetzt sind. Dieser Zusammenhang gilt auch in den V- und W-Phasen. Zudem ist der elektrische Stromwert in den Stufen (6) und (12) gleich 0 und dadurch wird die Drehmomentkonstante auch gleich 0. Daher ist es unter Berücksichtigung dieses Zusammenhangs möglich, die Anzahl der Drehmomentkonstanten KTU, KTV und KTW auf sechs für jede Phase zu beschränken einschließlich KTU(1) bis (5) und 0, wie in Fig. 8 gezeigt. Demgemäß sind die Zielstromwerte für die Stufen (1) bis (6) dieselben wie die für die Stufen (7) bis (12) (mit umgekehrten Vorzeichen).
Berücksichtigend, dass die Drehmomentkonstanten punktsymmetrisch sind in Bezug auf jeden Wendepunkt, kann die in Fig. 8 gezeigte Abbildungstabelle weiter vereinfacht werden. Fig. 9 zeigt schematisch eine solche weiter vereinfachte Abbildungstabelle. Wie von Fig. 6 entnommen werden kann, haben KTU(4) und (5) dieselben Werte wie KTU(1) und (2). Dieselbe Aussage kann auch getroffen werden für die V-Phase und die W-Phase. Daher werden die Drehmomentkonstanten KTU, KTV und KTW vereinfacht und reduziert auf KTU(1) bis (3) und 0, wie in Fig. 9 gezeigt.
Zudem, wie in Fig. 6 gezeigt, sind die Drehmomentkonstanten unterschiedlicher Phasen versetzt zueinander. Speziell ist eine Drehmomentkonstante in einer Phase die gleiche wie die Drehmomentkonstante für die um 120° versetze Position in einer anderen Phase. Beispielsweise zeigen KTU(1) und KTV(5) denselben Wert. Daher wird die in Fig. 10 gezeigte Abbildungstabelle erhalten durch Vereinfachung der Abbildungstabelle der Fig. 9. Die Drehmomentkonstanten KTU, KTV und KTW sind vereinfacht und reduziert auf KTU(1) bis (3) und 0, wie in Fig. 10 gezeigt, als ein Ergebnis der Berücksichtigung der Differenzen zwischen den Phasen. Zusätzlich wird beispielsweise in der Stufe (3) die Formel für das Drehmoment ausgedrückt durch T = KTU(1)/2.I(3) + KTU(3).I(3) + KTU(1)/2.I(3) = (KTU(1) + KTU(3)).I(3). Wenn die Gleichung aufgelöst wird für I(3), wird I(3) = T/(KTU(1) + KTU(3)) erhalten. Die rechte Seite dieser Gleichung ist identisch mit der rechten Seite der Gleichung (5) unten und demnach sind alle anderen Ströme I(3), I(5), I(7), I(9) und I(11) der anderen ungeradzahligen Stufen gleich I(1). Durch einfaches Auflösen der Gleichung für die geradzahligen Stufen wird I(2) = I(4) = . . . = I(12) erhalten. Daher wird die vereinfachte Abbildungstabelle der Fig. 10 für den Controller 11 erhalten und das Drehmoment wird ausgedrückt durch die nachstehende Formel für die ungeradzahligen Stufen.
Durch Auflösen der obigen Gleichung nach I(1) wird die nachstehende Formel (5) erhalten. Auf ähnliche Weise wird die nachstehende Formel (6) erhalten durch Auflösung der obigen Gleichung nach I(2) für die geradzahligen Stufen.
Demnach ist in dem Fall der Fig. 10 der Wert des elektrischen Stroms, der jeder Phase zum Ausgeben des Drehmoments T zugeführt wird, gleich ± I(1) oder ± I(1)/2 in den ungeradzahligen Stufen, wobei die Ankerwicklung (1) in all diesen Phasen erregt wird, und gleich ± I(2) oder ± I(2)/2 in den geradzahligen Stufen, wobei die Ankerwicklung 1 in zwei Phasen erregt wird. Daher kann die Drehmomentwelligkeit des Motors reduziert werden, wenn die PID-Steuerung derart durchgeführt wird, dass der der Ankerwicklung 9 zugeführte Strom solche Werte annimmt. Beachte, dass die elektrischen Stromwerte I(1) und I(2) rechnerisch erhalten sind aus T und KTU(1) bis (3) unter Verwendung der Gleichungen (5) und (6). Daher kann die Drehmomentwelligkeit reduziert werden und gesteuert einfach durch drei Konstanten von KTU(1) bis (3) für den Motor 1 und demnach kann der Speicher des Controllers 11 ökonomisch verwendet werden.
Als ein Ergebnis gewisser, durch den Erfinder der vorliegenden Erfindung durchgeführter Experimente wurde herausgefunden, dass eine bemerkenswerte Wirkung des Reduzierens der Drehmomentwelligkeit erreicht wird, wenn eine Wellenform, die durch Addieren hoher Harmonischer der 11-ten Ordnung zu einer reinen Sinuswelle bei 0,015 als induzierte Spannungswellenform verwendet wird. Insbesondere in dem Fall eines Motors mit einem Versatzwinkel von 30° war die Drehmomentwelligkeitsreduktionswirkung maximiert und die Drehmomentwelligkeit konnte auf etwa 2% gedrückt werden, wenn das Verhältnis des elektrischen Stroms in der Periode der 2-Phasen-Erregung (geradzahlige Stufe) zum elektrischen Strom in der Periode der 3-Phasen-Erregung (ungeradzahlige Stufe) bei 100 : 86 gehalten worden ist. Mit anderen Worten, die Drehmomentwelligkeitsreduzierwirkung wird maximiert, wenn I(1) als 86% von I(2) definiert ist. Dies im Gedächtnis behaltend, kann I(1) definiert werden durch die Verwendung einer Formel der Gleichung (6) × 0,86 und es ist ausreichend, die Drehmomentkonstante von KTU(2) zu verwenden.
Zusätzlich wurde auch bestätigt, dass der Motor 1 unter Verwendung einer Wellenform angesteuert werden könnte, die erhalten wird durch Addieren hoher Harmonischer zu einer Sinuswelle als ein Ergebnis des obigen Experimentes. Demnach ist es auch möglich, den Motor mit Hilfe einer Kombination der Verwendung einer Sinuswelle in Bereichen, in denen die Rotorposition mit geringer Sorgfalt zu schätzen ist, wenn der Rotor sich mit hoher Geschwindigkeit dreht und der Verwendung einer Zuordnungstabelle wie der oben beschriebenen in Bereichen, in denen die Rotorposition kaum oder nur schwerlich geschätzt werden kann.
Vorstehend ist eine detaillierte Beschreibung der durch den Erfinder erzielten Erfindung wiedergegeben worden unter Bezugnahme auf die Ausführungsform. Jedoch sollte die vorliegende Erfindung nicht als auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt angesehen werden und kann verschiedenartig modifiziert werden innerhalb des Schutzbereiches ohne von dem Gedanken abzuweichen.
Beispielsweise repräsentiert die oben beschriebene Ausführungsform das Anwenden der vorliegenden Erfindung auf einen bürstenlosen 3-Phasen-Motor, aber es ist auch möglich, die vorliegende Erfindung auf andere bürstenlose Mehrphasenmotoren wie zum Beispiel einen bürstenlosen 5-Phasen-Motor mit den Phasen U, V, W, X und Y anzuwenden. Während der Versatzwinkel X in der obigen Ausführungsform definiert ist als gleich 30°, ist er zudem in keiner Weise beschränkt auf 30° und wenn angemessen, kann er irgendeinen Wert wie zum Beispiel 10°, 20° oder 50° annehmen. Es sollte beachtet werden, dass es nicht erforderlich ist, den Versatzwinkel durch einen einzelnen Wert zu definieren. Mit anderen Worten, bezüglich einiger oder aller Hall-Sensoren können unterschiedliche Versatzwinkel angenommen werden.
Während die oben beschriebene Ausführungsform zwei Sensorgruppen (H1, H2) umfasst, kann ein bürstenloser Motor, auf den die vorliegende Erfindung anwendbar ist, alternativ drei oder mehr als drei Sensorgruppen haben. Zudem, während die zweite Sensorgruppe H2 der oben beschriebenen Ausführungsform drei Hall-Sensoren hat, kann sie alternativ nur einen einzelnen Hall-Sensor haben. Mit anderen Worten, die zweite Sensorgruppe H2 kann irgendeine Anzahl von Hall- Sensoren einschließlich eins haben. Während der Magnet 2 der oben beschriebenen Ausführungsform gleichmäßig aufgeteilt ist in zwei Pole, kann er alternativ derart angeordnet sein, dass der Winkel der magnetischen Pole differenziert ist oder der Magnet kann aus mehr als zwei Polen erstellt sein und das Magnetisierungsmuster des Magneten kann unterschiedliche Abstufungen zeigen. Beispielsweise kann die Anzahl der Hall- Sensoren der zweiten Sensorgruppe H2 reduziert werden durch die Verwendung eines solchen modifizierten Magnetisierungsmodus. Es ist auch möglich, die erste Sensorgruppe H2 aus zwei Hall-Sensoren zu erstellen.
Alternativ kann die Anzahl der Hall-Sensoren der ersten und zweiten Sensorgruppen H1 und H2 zwei sein und eins oder zwei und zwei. Während der oben beschriebene Motor 1 ein bürstenloser Motor vom Typ des innenliegenden Rotors ist, kann die vorliegende Erfindung auch angewendet werden auf einen bürstenlosen Motor mit außen liegendem Rotor. Die vorliegende Erfindung ist ferner anwendbar auf einen bürstenlosen Motor, der nicht vorwärts und rückwärts dreht, sondern nur in einer Richtung dreht. In dem Fall eines solchen Motors kann der Voreilwinkel gesteuert werden durch Vorsehen eines geeigneten Winkels zwischen dem Zentrum der Stufe 3 und dem des U-Phasen-Magnetpols.
Indessen repräsentiert die oben beschriebene Ausführungsform ein Anwenden der vorliegenden Erfindung auf eine Elektroservolenkung vom Lenksäulenunterstützungstyp, während die vorliegende Erfindung auch anwendbar ist auf eine Elektrodeservolenkungsanordnung irgendeines anderen Typs wie zum Beispiel eines Zahnstangenunterstützungstyps. Zudem kann die vorliegende Erfindung nicht nur angewendet werden auf Elektroservolenkungs-Vorrichtungen, sondern auch auf elektronisch gesteuerte Drosselventile von Verbrennungsmaschinen, wie in den japanischen Patentanmeldungen mit den Offenlegungsnummern 10-184401 und 10-252510 offenbart. Dann kann die überlappende Erregung in einer Betriebsumgebung verwendet werden, in der Vorwärtsdrehung und Rückwärtsdrehung des Motors heftig von einem zum anderen umgeschaltet werden und die resultierende Beschleunigung sich stark ändert, wie in dem Fall des Betriebs eines elektronisch gesteuerten Drosselventils. Daher kann der bürstenlose Motor eines elektronisch gesteuerten Drosselventils zum Betrieb einfach unter Verwendung von Hall- Sensoren gesteuert werden, ohne auf einen Drehmelder und einen R/D-Umsetzer angewiesen zu sein, die teuer sind, so dass die Kosten des Endproduktes reduziert werden können, ohne das Steuerungsansprechen der Verbrennungsmaschine aufzugeben.
Der Schutzbereich der Anmeldung der vorliegenden Erfindung ist nicht beschränkt auf bürstenlose Motoren von Elektroservolenkungs-Vorrichtungen und elektronischen gesteuerten Drosselventilen. Mit anderen Worten, die vorliegende Erfindung hat einen breiteren Schutzbereich der Anmeldung einschließlich verschiedener Industriemaschinen wie zum Beispiel intelligenter Roboter und informationstechnologischer Ausrüstungen wie Personalcomputer.
Wie oben detailliert beschrieben, werden gemäß der Erfindung Erregungsstufen mit Hilfe der ersten und zweiten Sensorgruppen ausgebildet und ein Zielstromwert wird rechnerisch bestimmt, um ein Zieldrehmoment für jede der Erregungsstufe zu erhalten, um den Motor gesteuert anzusteuern. Durch diese Anordnung ist es, wenn die Anzahl der erregten Phasen sich von Stufe zu Stufe ändert, möglich, die Drehmomentwelligkeit zu unterdrücken, weil Schwankungen des Drehmomentes zwischen Stufen minimiert werden.

Claims

1. Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Motors (1), der einen Stator (4) umfasst mit einer Mehrphasenankerspule (9), einen drehbar außerhalb oder innerhalb des Stators (4) angeordneten Rotor (3) mit einem Permanentmagneten (2), eine erste Sensorgruppe (H1) einer Vielzahl magnetischer Erfassungselemente (10) und eine zweite Sensorgruppe (H2) mit mindestens einem magnetischen Erfassungselement (10) getrennt von den magnetischen Erfassungselementen (10) der ersten Sensorgruppe (H1) durch einen vorgegebenen Zwischenraum (X), wobei das Verfahren umfasst:
Ausbilden einer Vielzahl von Erregungsstufen entsprechend jeweiliger Drehpositionen des Rotors (3) mit Hilfe der ersten Sensorgruppe (H1) und der zweiten Sensorgruppe (H2) und Definieren einer Drehmomentkonstanten für jede der Erregungsstufen; und
rechnerisches Bestimmen eines elektrischen Zielstromwertes für jede der Erregungsstufen basierend auf der Drehmomentkonstanten und dem Zieldrehmoment jeder Stufe, und Energiezufuhr zu der Ankerwicklung (9) basierend auf dem elektrischen Zielstromwert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Erregungsphasen derselben Polarität zum Kommutieren in einer überlappenden Weise ausgebildet sind basierend auf dem Ergebnis des Erfassens der Drehpositionen des Rotors (3) mit Hilfe der ersten und zweiten Sensorgruppen (H1, H2).

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Drehmomentkonstante für jede Phase und jede Erregungsstufe unter Verwendung einer Art von Kennfeldabbildung bzw. Zuordnungstabelle definiert ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Drehmomentkonstante für jede der Erregungsstufen als getrennter individueller Wert definiert ist.

5. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Drehmomentkonstante für einige der Erregungsstufen mit demselben Wert definiert ist.

6. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, wobei unterschiedliche Zielstromwerte jeweils für Erregungsstufen mit unterschiedlichen Anzahlen von Erregungsphasen ausgewählt werden.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei als Zielstromwert für einige der Erregungsstufen ein gleicher Wert ausgewählt ist.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei als Zielstromwert für Erregungsstufen, die dieselbe Anzahl von Erregungsphasen haben, ein gleicher Wert ausgewählt ist.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Zielstromwert verwendet wird zur Regelung durch das Erfassen des Stromwertes jeder Phase des elektrischen Stromwertes, der der Ankerspule (9) zugeführt wird.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Zielstromwert verwendet wird zur Regelung durch rechnerisches Bestimmen des Stromwertes des elektrischen Stroms, der der Ankerwicklung (9) zugeführt wird, die Anzahl von Umdrehungen des Rotors (3) pro Zeiteinheit, die Versorgungsspannung (4), die Erregungsleistung des der Ankerspule (9) in jeder Phase zugeführten elektrischen Stroms und die Temperatur der Ankerspule (9).

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei der bürstenlose Motor (1) ein bürstenloser Dreiphasenmotor ist und 12 Erregungsstufen vorgesehen sind.

12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Erregungsstufen 3-Phasen-Erregungsstufen (U, V, W) einschließen zum Erregen einer 3-Phasen-Ankerspule (9) und 2-Phasen- Erregungsstufen zum Erregen einer 2-Phasen-Ankerspule.