DE10314789A1

DE10314789A1 - Analog-Digital-Wandler

Info

Publication number: DE10314789A1
Application number: DE2003114789
Authority: DE
Inventors: Franz Dipl.-Ing. Kuttner
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-04-01
Filing date: 2003-04-01
Publication date: 2004-10-28

Abstract

Ein Analog-Digital-Wandler zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße, wobei die digitale Ausgangsgröße eine Mehrzahl von Stellen hat, wobei jede der Mehrzahl von Stellen eine Ordnung hat, umfaßt eine Brückenschaltung (10) mit einer Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28), wobei eines der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28) ein Meß-Impedanzbauelement (22) ist, dessen Impedanz abhängig von der analogen Eingangsgröße veränderbar ist, und wobei die Brückenschaltung (10) einen Eingang (14, 18) und einen Ausgang (12, 16) aufweist. Eine Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a, ..., 182z, 192a, ..., 192z) ist selektiv einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen zuschaltbar. Ferner umfaßt der Analog-Digital-Wandler eine Einrichtung (140) zum Ermitteln einer Polarität eines Signals an dem Ausgang (12, 16) der Brückenschaltung (10), eine Einrichtung (160) zum Zuschalten oder Wegschalten von einem der Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a, ..., 182z, 192a, ..., 192z) zu bzw. von einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28) und eine Einrichtung (170) zum Bestimmen eines Werts einer Stelle der digitalen Ausgangsgröße abhängig von der Polarität, wobei die Ordnung der Stelle, deren Wert bestimmt wird, von dem Kompensations-Impedanzbauelement (182a, ..., 182z, 192a, ..., 192z) abhängt, das zugeschaltet bzw. weggeschaltet ist.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße und insbesondere auf einen Analog-Digital-Wandler, der mit einem Sensor in einer Brückenschaltung integriert ist.

In vielen Bereichen der Technik werden zunehmend Sensoren zum Erfassen verschiedenster physikalischer Größen, beispielsweise Druck, Kraft oder Beschleunigung, eingesetzt. Diese Sensoren sind in zunehmendem Maße mikromechanische Sensoren und arbeiten vor allem kapazitiv oder resistiv, d. h. daß die Meßgröße als analoge Eingangsgröße eine Kapazität eines Kondensators oder einen Widerstand eines Widerstandsbauelements, allgemein eine Impedanz eines Meß-Impedanzbauelements, beeinflußt.

Die relative Änderung der Impedanz des Meß-Impedanzbauelements ist dabei häufig klein oder sehr klein. Typischerweise ändert sich die Impedanz innerhalb des gesamten Meßbereichs um eines oder wenige Promille. Um diese extrem kleinen Änderungen genau und zuverlässig zu erfassen, ist das Meß-Impedanzbauelement vorzugsweise in einer Brückenschaltung angeordnet, in der die Impedanz des Meß-Impedanzbauelements mit der Impedanz eines Referenz-Impedanzbauelements verglichen wird.

Häufig umfaßt der Sensor insgesamt zwei Meß-Impedanzbauelemente, deren Impedanz von der Meßgröße bzw. der analogen Eingangsgröße abhängig ist. Wenn diese beiden Meß-Impedanzbauelemente durch die analoge Eingangsgröße gleichsinnig beeinflußt werden, sind sie vorzugsweise in diametral gegenüberliegenden Zweigen der Meßbrücke angeordnet, wobei in den anderen beiden diametral gegenüberliegenden Zweigen der Meßbrücke zwei Referenz-Impedanzbauelemente angeordnet sind. Die Impedanzen der Meß-Impedanzbauelemente sind vorzugsweise jeweils näherungsweise gleich groß wie die Impedanzen der jeweils benachbarten Meß-Impedanzbauelemente.

5 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm einer typischen herkömmlichen Meßanordnung mit einer Meßbrücke bzw. Brückenschaltung 10, die vier Knoten 12, 14, 16, 18 aufweist. Zwischen dem ersten Knoten 12 und dem zweiten Knoten 14 der Brückenschaltung 10 ist als erstes Meß-Impedanzbauelement ein erster Meß-Kondensator 22 geschaltet. Zwischen den zweiten Knoten 14 und den dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 ist ein erster Referenz-Kondensator 24 geschaltet. Zwischen den dritten Knoten 16 und den vierten Knoten 18 ist ein zweiter Meß-Kondensator 26 geschaltet. Zwischen den vierten Knoten 18 und den ersten Knoten 12 der Brückenschaltung 10 ist ein zweiter Referenz-Kondensator 28 geschaltet.

Der zweite Knoten 14 und der vierte Knoten 18 bilden einen Eingang der Brückenschaltung 10, der über synchron betätigbare Umschalter 32, 34 mit einer Referenz-Spannungsquelle 36 verbunden ist, die eine stabile Referenzspannung V_ref erzeugt.

Die Umschalter 32, 34 sind mit der Referenz-Spannungsquelle 36 und dem zweiten Knoten 14 und dem vierten Knoten 18 der Brückenschaltung 10 so verbunden, daß durch synchrones Umschalten der Umschalter 32, 34 die Polarität, mit der die Referenzspannung V_ref an dem Eingang der Brückenschaltung 10 anliegt, umgeschaltet werden kann. Anders ausgedrückt erzeugen die Referenz-Spannungsquelle 36 und die synchron periodisch betätigten Umschalter 32, 34 zwischen dem vierten Knoten 18 und dem zweiten Knoten 14 der Brückenschaltung 10 eine Rechteckspannung, die periodisch zwischen +V_ref und –V_ref alterniert.

Der erste Knoten 12 und der dritte Knoten 16 bilden einen Ausgang der Brückenschaltung 10. Wenn zwischen dem vierten Knoten 18 und dem zweiten Knoten 14 der Brückenschaltung 10 eine Spannung V_ein gleich ± V_ref anliegt, entsteht am unbelasteten bzw. leerlaufenden Ausgang der Brückenschaltung 10 zwischen dem ersten Knoten 12 und dem dritten Knoten 16 eine Ausgangsspannung

wobei C_meβ1 und C_meβ2 die Kapazitäten des erste Meß-Kondensators 22 bzw. des zweiten Meß-Kondensators 26 und C_ref1 und C_ref2 die Kapazitäten des ersten Referenz-Kondensators 24 bzw. des zweiten Referenz-Kondensators 28 sind.

Die Brückenschaltung 10 ist abgeglichen, wenn die Ausgangsspannung V_aus unabhängig von der Eingangsspannung V_ei _n Null beträgt. Dies ist der Fall, wenn C_ref1·C_ref2 = C_meβ1·C_meβ2 gilt, also insbesondere wenn C_ref1 = C_meβ1 und C_ref ₂ = C_meβ2 ist.

Die Meß-Kondensatoren 22, 26 sind Bestandteile eines Sensors zum Erfassen einer Meßgröße. Die Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26 sind von der Meßgröße als analoger Eingangsgröße abhängig. Beispielsweise beträgt die Kapazität jedes Meß-Kondensators 22, 26 ca. 6 pF, wobei die Meßgröße innerhalb des Meßbereichs des Sensors die Kapazität jedes Meß-Kondensators 22, 26 um ±20 fF verändert, C_meβ1 = C_meβ2 = 6 pF ± 20 fF.

Die zwischen dem ersten Knoten 12 und dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 anliegende Ausgangsspannung V_aus wird einem Differenzverstärker 40 zugeführt, dessen Eingänge 42, 46 mit dem ersten Knoten 12 bzw. dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 verbunden sind. Ein gegenüber der Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 verstärktes bzw. impedanzgewandeltes Signal des Differenzverstärkers 40 wird einem Analog-Digital-Wandler 50 zugeführt, wofür hier symbolisch zwei Leitungen 52, 54 dargestellt sind. Der Analog-Digital-Wandler 50 ist in der Regel ein hochauflösender ΣΔ- Analog-Digital-Wandler. Der Analog-Digital-Wandler 50 wandelt das durch den Differenzverstärker 40 verstärkte analoge Ausgangssignal V_aus der Brückenschaltung 10 in ein digitales Signal, das er an einem Ausgang 56 ausgibt, und das eine Zahl darstellt, die die Größe der Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 repräsentiert.

Die oben angegebene Gleichung für die Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 gilt nur für den idealisierten Fall eines unbelasteten Ausgangs der Brückenschaltung 10. Jeder reale Differenzverstärker 40 weist jedoch einen endlichen Eingangswiderstand zwischen seinen Eingängen 42, 46 auf. Die Spannung V_aus bricht deshalb mit einer Zeitkonstante zusammen, die vom Eingangswiderstand des Differenzverstärkers 40 und den Kapazitäten C_meβ1, C_me _β2, C_ref1, C_ref ₂ der Kondensatoren 22, 24, 26, 28 in der Brückenschaltung 10 abhängt. Aus diesem Grund wird keine konstante Eingangsspannung V_ein = V_ref an den Eingang der Brückenschaltung 10 angelegt, sondern, wie oben bereits mit Bezug auf die synchron umzuschaltenden Umschalter 32, 34 erklärt wurde, eine Rechteckspannung, die periodisch alternierend die Werte ±V_ref annimmt.

6 zeigt ein schematisches Diagramm, das die Abhängigkeit des Ausgangssignals V_aus der Brückenschaltung 10 von der Zeit t darstellt. Der Abszisse ist die Zeit t zugeordnet, der Ordinate ist die Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 zugeordnet. Die dargestellte Zeitabhängigkeit der Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 resultiert aus der beschriebenen Rechteck-Eingangsspannung V_ein, die periodisch zwischen ± V_ref alterniert. Die Periode T der Ausgangsspannung V_aus entspricht der Periode der Eingangsspannung V_ein. In der Näherung einer niederohmigen Referenz-Spannungsquelle 36 findet das Umladen der Kondensatoren 22, 24, 26, 28 der Brückenschaltung 10 bei jedem Wechsel der Polarität der Eingangsspannung V_ein instantan statt, d. h. fallende bzw. steigende Flanken 62, 64 der Ausgangsspannung V_aus sind beliebig steil und fallen zeitlich mit den Polaritätswechseln der Eingangsspannung V_ein zusammen. Die Amplitude der Ausgangsspannung V_aus bzw. die Werte ±V_aus0, die die Ausgangsspannung V_aus unmittelbar nach jeder Flanke 62, 64 annimmt, sind von der Eingangsspannung V_ein = ±V_ref und, wie oben beschrieben, von den Kapazitäten C_meβ1, C_ref1, C_meβ2, C_ref2 der Kondensatoren 22, 24, 26, 28 der Brückenschaltung 10 abhängig. Da über den Eingangswiderstand des Differenzverstärkers 40 eine Umladung der Kondensatoren 22, 24, 26, 28 bzw. ein Potentialausgleich zwischen dem ersten Knoten 12 und dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 stattfindet, nimmt der Betrag der Ausgangsspannung V_aus nach jeder Flanke 62, 64 bis zur nächsten Flanke 62, 64 mit der Zeit t leicht ab. Dies ist in 6 durch die nicht ganz horizontalen Abschnitte 66, 68 der Ausgangsspannung V_aus dargestellt.

Ein Beispiel für eine Anwendung der Meßanordnung aus 5 ist eine Vorrichtung zum Überwachen des Reifendrucks eines Fahrzeugs. Die Brückenschaltung 10 mit den Meß-Kondensatoren 22, 26 des Drucksensors und den Referenz-Kondensatoren 24, 28, die Referenz-Spannungsquelle 36, die Umschalter 32, 34, der Differenzverstärker 40 und der Analog-Digital-Wandler 50 sind beispielsweise auf einem Chip integriert, der zusammen mit einer Knopfzelle zur Stromversorgung in der Felge eines Rads montiert ist. Der Chip umfaßt ferner einen Sender für eine drahtlose Funkverbindung, über die der Chip mit einem Rechner im Fahrzeug kommuniziert und den gemessenen und analog-digital-gewandelten Reifendruck an diesen überträgt.

Die Vorgabe ist, daß der Drucksensor während der Lebensdauer der Felge, für die beispielsweise zehn Jahre angenommen werden, funktioniert. Damit die Batterie, deren Kapazität typischerweise 250 mAh beträgt, so lange hält, wird der Reifendruck nur in regelmäßigen Abständen ermittelt und übertragen. Die gesamte Meßanordnung einschließlich Brückenschaltung 10, Referenz-Spannungsquelle 36, Differenzverstärker 40, Analog-Digital-Wandler 50 wird deshalb die meiste Zeit in einem Standby- bzw. Bereitschafts-Betriebsmodus gehalten und für jede Messung des Reifendrucks nur jeweils kurz aktiviert bzw. in einen aktiven Betriebsmodus versetzt. Der mittlere Stromverbrauch der Meßanordnung und damit die Lebensdauer der Batterie werden somit wesentlich durch das Verhältnis zwischen der Einschaltdauer und der Ausschaltdauer bzw. zwischen den Zeiten, während derer sich die Meßanordnung in dem Bereitschafts-Betriebsmodus bzw. dem aktiven Betriebsmodus befindet, bestimmt.

Die anhand der 5 und 6 beschriebene Meßanordnung weist einen relativ hohen Stromverbrauch auf. Dies liegt einerseits daran, daß ein ΣΔ-Analog-Digital-Wandler Integratoren aufweist, wobei der integrierte analoge Wert während der Betriebspausen bzw. während des Bereitschafts-Betriebsmodus nicht gespeichert werden kann. Nach jedem Einschalten bzw. nach jedem Übergang in den aktiven Betriebsmodus muß deshalb zunächst abgewartet werden, bis der ΣΔ-Analog-Digital-Wandler eingeschwungen ist. Dadurch wird das Verhältnis zwischen Einschaltdauer und Ausschaltdauer und somit der zeitlich Bemittelte Stromverbrauch bzw. Leistungsbedarf der Meßanordnung stark verschlechtert.

Ein weiterer Grund für den relativ hohen Stromverbrauch der anhand der 5 und 6 dargestellten Meßanordnung liegt darin, daß eine rauscharme Verstärkung der sehr kleinen Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10 einen hohen Leistungsbedarf des Differenzverstärkers 40 bedingt. Anders ausgedrückt muß dem Differenzverstärker 40 ein bestimmter Strom spendiert werden, damit das Rauschen des Verstärkers nicht größer als das Signal selbst wird. Ein weiterer Grund für den relativ hohen Stromverbrauch der Meßanordnung liegt darin, daß die Genauigkeit der Messung direkt von der Genauigkeit bzw. Stabilität der Referenz-Spannungsquelle 36 abhängt. Je genauer die Messung erfolgen soll, desto höher ist deshalb der Leistungsbedarf der Referenz-Spannungsquelle 36. Jeder einzelne beschriebene Grund und alle zusammen bewirken eine drastische Begrenzung bzw. Verkürzung der Lebensdauer der Batterie.

Bei integrierten Schaltungen ist besonders niederfrequentes Rauschen, das sogenannte 1/f-Noise eine große Störquelle. Alternativ zu dem oben genannten ΣΔ-Analog-Digital-Wandler wird deshalb ein Wandler mit einem Kapazitätsnetzwerk und einem offset-kompensierten Komparator verwendet, um keine zusätzliche Rauschquelle zu integrieren. 7 zeigt ein schematisches Schaltungsdiagramm eines solchen Wandlers.

Der Wandler weist ein Kapazitätsnetzwerk mit einer Mehrzahl von ersten Kondensatoren 82a,..., 82z und einer dazu symmetrischen Mehrzahl von zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z auf. Dieses Kapazitätsnetzwerk aus den Kondensatoren 82a, ..., 82z, 84a,..., 84z dient zum Speichern einer Eingangsspannung, die wiederum die durch einen hier nicht dargestellten Verstärker verstärkte Ausgangsspannung einer Brückenschaltung ist. Gleichzeitig weist das Kapazitätsnetzwerk durch Ladungsumverteilung bei der Wandlung eine Digital-Analog-Wandler-Funktion auf.

Jeder der ersten Kondensatoren 82a,..., 82z und der zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z ist durch einen einer Mehrzahl von ersten Umschaltern 86a,..., 86z bzw. durch einen einer Mehrzahl von zweiten Umschaltern 88a,..., 88z einzeln steuerbar entweder mit einem ersten Eingang 92 oder einem zweiten Eingang 94 verbindbar, wobei die Eingänge 92, 94 von dem genannten Verstärker das verstärkte Ausgangssignal der Brückenschaltung mit den Meß-Kondensatoren erhalten. Die jeweils von den ersten Umschaltern 86a,..., 86z abgewandten Elektroden der ersten Kondensatoren 82a,..., 82z sind parallel mit einem ersten Eingang 102 eines Komparators 100 verbunden. Die jeweils von den zweiten Umschaltern 88a,..., 88z abgewandten Elektroden der zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z sind parallel mit einem zweiten Eingang 104 des Komparators 100 verbunden. Der Komparator 100 ist hier als Differenzverstär ker mit zwei Ausgangsgängen 106, 108 dargestellt. In den Rückkoppelzweigen des Differenzverstärkers zwischen dem ersten Ausgang 106 und dem ersten Eingang 102 bzw. zwischen dem zweiten Ausgang 108 und dem zweiten Eingang 104 sind ein erster Schalter 112 bzw. ein zweiter Schalter 114 angeordnet.

Die Ausgänge 106, 108 des Komparators 100 sind mit Eingängen 122, 124 einer Logikschaltung 120 verbunden. Die Logikschaltung 120 steuert über einen Steuerausgang 126 die ersten Umschalter 86a,..., 86z und die zweiten Umschalter 88a,..., 88z einzeln an.

Die Summe der Kapazitäten derjenigen ersten Kondensatoren 82a,..., 82z, die über ihren jeweiligen ersten Umschalter 86a,..., 86z mit dem ersten Eingang 92 des Analog-Digital-Wandlers verbunden sind, und die Summe der Kapazitäten derjenigen zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z, die über ihren jeweiligen zweiten Umschalter 88a,..., 88z mit dem zweiten Eingang 94 des Analog-Digital-Wandlers verbunden sind, entsprechen bzw. sind bis auf einen konstanten Proportionalitätsfaktor gleich einem Approximationswert für die (durch den Verstärker 40 verstärkte) Ausgangsspannung V_aus der Brückenschaltung 10. Das von der Logikschaltung 120 an ihren Eingängen 122, 124 empfangene Ausgangssignal des Komparators 100 zeigt an, ob dieser Approximationswert zu hoch oder zu niedrig ist. Abhängig davon erzeugt die Logikschaltung 120 an ihrem Steuerausgang 126 Signale, mit denen erste Umschalter 86a,..., 86z und zweite Umschalter 88a,..., 88z gesteuert werden, um die Gesamtkapazität der mit dem ersten Eingang 92 verbundenen ersten Kondensatoren 82a,..., 82z und die Gesamtkapazität der mit dem zweiten Eingang 94 verbundenen zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z zu verringern oder zu erhöhen. Dabei werden die ersten Umschalter 86a,..., 86z und die zweiten Umschalter 88a,..., 88z synchron angesteuert, d. h. es wird jeweils gleichzeitig ein erster Kondensator 82a, ..., 82z und ein zweiter Kondensator 84a,..., 84z gleicher Kapazität mit dem ersten Eingang 92 bzw. dem zweiten Eingang 94 verbunden bzw. von demselben getrennt und gleichzeitig mit dem jeweils anderen Eingang 92, 94 verbunden. Die Gesamtkapazität derjenigen ersten Kondensatoren 82a,..., 82z, die mit dem ersten Eingang 92 verbunden sind, ist deshalb jederzeit gleich der Gesamtkapazität derjenigen zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z ist, die mit dem zweiten Eingang 94 verbunden sind.

Die Logikschaltung 120 geht dabei vorzugsweise nach einem Sukzessive-Approximation-Verfahren bzw. Wägeverfahren oder aber nach einem Zählverfahren vor, wie sie beispielsweise in U. Tietze, Ch. Schenk: Halbleiter-Schaltungstechnik, Springer, 9. Auflage, 1989, in Abschnitt 23.6 ab Seite 769, beschrieben sind. Nach Abschluß des jeweiligen Approximationsverfahrens gibt die Logikschaltung 120 an einem Ausgang 128 ein digitales Ausgangssignal bzw. eine Zahl aus. Diese Zahl stellt die durch die Meßanordnung gemessene Meßgröße dar bzw. ist zu dieser (bis auf einen Proportionalitätsfaktor und einen unvermeidlichen Quantisierungsfehler) gleich.

Der anhand der 7 beschriebene Analog-Digital-Wandler mit Kapazitätsnetzwerk kann den ΣΔ-Analog-Digital-Wandler der in 5 dargestellten Meßanordnung ersetzen. Dabei kann jedoch nicht auf einen Verstärker zwischen dem Ausgang 12, 16 der Brückenschaltung 10 und Eingängen 92, 94 des Analog-Digital-Wandlers verzichtet werden. Der Grund dafür liegt darin, daß geschaltete Kapazitäten wie die ersten Kondensatoren 82a, ..., 82z und die zweiten Kondensatoren 84a,..., 84z des Kapazitätsnetzwerks des Analog-Digital-Wandlers aus 7 ein Rauschen erzeugen, das umso größer ist, je kleiner die Kapazität ist. Die Gesamtkapazität des Kapazitätsnetzwerks muß deshalb eine Mindestgröße haben, die sich aus diesem Rauschen ergibt. Das Rauschen ist zu der Temperatur T proportional und zu der Kapazität C umgekehrt proportional, sein Pegel beträgt (kT/C)^1/2, wobei k die Bolzmannkonstante ist. Die folgende Tabelle zeigt einige Beispielsgrößen für den Zusammenhang zwischen der Größe der Kapazität C, dem Rausch pegel (kT/C)^1/2 und der erreichbaren Auflösung ausgedrückt in äquivalenten Bits, wobei eine Spannung von 1 Vrms mit der jeweiligen Kapazität C gesampelt bzw. erfaßt wird.

Wenn man den Analog-Digital-Wandler ohne Puffer bzw. Buffer und ohne einen zwischengeschalteten Verstärker mit dem Ausgang der Brückenschaltung 10 verbindet, wird das Nutzsignal, das durch die maximal ±20 fF große Änderung der Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26 entsteht, nicht nur durch die 6 pF großen Kapazitäten der Kondensatoren 22, 24, 26, 28 der Brückenschaltung 10, sondern darüber hinaus auch noch durch das Kapazitätsnetzwerk des Analog-Digital-Wandlers selbst abgeschwächt bzw. kapazitiv geteilt.

Aus diesen Gründen ist eine Verwendung eines Verstärkers erforderlich. Dadurch wird jedoch wieder der Leistungsbedarf der gesamten Meßandordnung erhöht.

Das vorangehend beschriebene Problem eines für viele Anwendungen zu hohen Leistungsbedarfs eines mit einer Brückenschaltung integrierten Analog-Digital-Wandlers ist nicht auf Drucksensoren und auch nicht auf kapazitive Brückenschaltungen und Analog-Digital-Wandler mit Kapazitätsnetzwerk beschränkt. Gleiche oder ähnliche Probleme treten bei Sensoren für verschiedenste Meßgrößen, bei resistiven und induktiven Sensoren und entsprechenden Brückenschaltungen auf.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Analog-Digital-Wandler zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße, ein Verfahren zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße und ein Computerprogramm mit Programmcode zur Durchführung eines solchen Verfahrens zu schaffen.

Diese Aufgabe wird durch einen Analog-Digital-Wandler gemäß Anspruch 1, ein Verfahren gemäß Anspruch 15 und ein Computerprogramm gemäß Anspruch 19 gelöst.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Idee zugrunde, die Brückenschaltung, die die Meß-Kondensatoren oder allgemeiner die Meß-Impedanzbauelemente umfaßt, selbst als Sample- bzw. Abtast-Kapazität zu verwenden. Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Mehrzahl von Kompensation-Impedanzbauelementen selektiv einzeln zu einer Brückenimpedanz einer Brückenschaltung zuschaltbar. Dadurch kann eine durch eine Meßgröße bzw. eine analoge Eingangsgröße hervorgerufene Änderung einer Impedanz eines Meß-Impedanzbauelements, die zu einer Verstimmung der Brückenschaltung führt, kompensiert werden, um die Brückenschaltung wieder abzustimmen.

Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die während der Analog-Digital-Wandlung stattfindende Digital-Analog-Wandlung einer Approximationszahl in einen analogen Approximationswert, der mit der analogen Eingangsgröße verglichen wird, durch das steuerbare Zuschalten der Kompensationskondensatoren direkt an der Brückenschaltung stattfindet. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dabei zu jedem Zeitpunkt nur bestimmt, in welche Richtung die Brückenschaltung verstimmt ist. Dazu ist lediglich ein einfacher Komparator erforderlich. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Verstärker zum Verstärken des Ausgangssignals der Brückenschaltung muß dieser einfache Komparator nur geringe Anforderungen erfüllen. Er ist deshalb einfach zu entwerfen und herzustellen weist und einen geringen Leistungsbedarf auf.

Ferner geht die Größe bzw. Amplitude der Eingangsspannung der Brückenschaltung nicht in die Wandlung ein. Die Anforderungen an die Spannungsquelle, die die Eingangsspannung der Brückenschaltung erzeugt, sind deshalb ebenfalls gering, weshalb eine einfache Spannungsquelle mit geringem Entwurfs- und Herstellungsaufwand und geringem Leistungsbedarf verwendbar ist.

Im Falle einer periodisch alternierenden Eingangsspannung der Brückenschaltung (beispielsweise bei einer kapazitiven oder induktiven Brückenschaltung) ist insbesondere auch keine bestimmte Zeitabhängigkeit der periodischen Eingangsspannung erforderlich, vielmehr ist eine nahezu beliebige periodisch alternierende Zeitabhängigkeit der Eingangsspannung möglich. Dies bedeutet eine weitere Vereinfachung bei Entwurf und Herstellung der Spannungsquelle. Insbesondere kann die Spannungsquelle ohne Rücksicht auf die Qualität der von ihr erzeugten Eingangsspannung auf einen geringen Leistungsbedarf optimiert werden.

Bevorzugte Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Nachfolgend werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die beiliegenden Figuren näher erläutert. Es zeigen:
1 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Analog-Digital-Wandlers gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit eines Signals in dem Ausführungsbeispiel aus 1;
3 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Komparators gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
4A ein schematisches Schaltungsdiagramm einer Differenzverstärkerstufe des Komparators aus 3;
4B eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit eines Signals der Differenzverstärkerstufe aus 4A;
5 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Analog-Digital-Wandlers;
6 eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit eines Signals in einem herkömmlichen Analog-Digital-Wandler; und
7 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines weiteren Analog-Digital-Wandlers.
1 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Analog-Digital-Wandlers gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Analog-Digital-Wandler umfaßt eine Brückenschaltung 10 mit vier Knoten 12, 14, 16, 18. Ein erster Meß-Kondensator 22 mit einer von einer analogen Eingangsgröße abhängigen Kapazität C_meβ1 ist zwischen den ersten Knoten 12 und den zweiten Knoten 14 geschaltet. Ein erster Referenz-Kondensator 24 mit einer Kapazität C_ref1 ist zwischen den zweiten Knoten 14 und den dritten Knoten 16 geschaltet. Ein zweiter Meß-Kondensator 26 mit einer von der analogen Eingangsgröße abhängigen Kapazität C_meβ2 ist zwischen den dritten Knoten 16 und den vierten Knoten 18 geschaltet. Ein zweiter Referenz-Kondensator mit einer Kapazität C_ref2 ist zwischen den vierten Knoten 18 und den ersten Knoten 12 geschaltet. Der zweite Knoten 14 und der vierte Knoten 18 bilden einen Eingang der Brückenschaltung 10. Der erste Knoten 12 und der dritte Knoten 16 bilden einen Ausgang der Brückenschaltung 10.
Der Eingang der Brückenschaltung ist über synchron betätigbare Umschalter 32, 34 so mit einer Spannungsquelle 136, die eine vorzugsweise zumindest näherungsweise konstante Ausgangsspannung V0 erzeugt, verbunden, daß die Polarität des zweiten Knotens 14 und des vierten Knotens 18 der Brückenschaltung umschaltbar bzw. vertauschbar ist bzw. daß die zwischen dem vierten Knoten 18 und dem zweiten Knoten 14 anliegende Eingangsspannung V_e _in der Brückenschaltung 10 umschaltbar V_ei _n = ±V₀ beträgt.
Der Ausgang der Brückenschaltung 10 ist mit einem Komparator 140 verbunden, wobei ein erster Eingang 142 des Komparators 140 mit dem ersten Knoten 12 der Brückenschaltung 10 verbunden ist, und wobei ein zweiter Eingang 144 des Komparators 140 mit dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 verbunden ist. Ausgänge 146, 148 des Komparators 140 sind mit einer Logikschaltung 150 bzw. deren Eingänge 152, 154 verbunden. Die Logikschaltung 150 umfaßt eine Schaltsteuereinrichtung 160 mit Steuerausgängen 162, 164 und eine Bestimmungseinrichtung 170 mit einem Ausgang 172.
Eine Mehrzahl von ersten Kompensationskondensatoren 182a, ..., 182z ist parallel über einen ersten Abschwächungskondensator 184 mit der Kapazität C_k1 mit dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 verbunden. Die von dem ersten Abschwächungskondensator 184 jeweils abgewandten Elektroden der ersten Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z sind durch je einen steuerbaren ersten Umschalter 186a,..., 186z umschaltbar alternativ mit einem der beiden Pole der Spannungsquelle 136 verbunden.
Eine Mehrzahl von zweiten Kompensationskondensatoren 192a, ..., 192z ist parallel über einen zweiten Abschwächungskondensator 194 mit der Kapazität C_k2 mit dem ersten Knoten 12 der Brückenschaltung 10 verbunden. Die von dem zweiten Abschwächungskondensator 194 jeweils abgewandten Elektroden der zweiten Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z sind über je einen steuerbaren zweiten Umschalter 196a,..., 196z umschaltbar alternativ mit einem der beiden Pole der Spannungsquelle 136 verbunden. Zur Verbindung der ersten Umschalter 186a,..., 186z und der zweiten Umschalter 196a,..., 196z mit den Polen der Spannungsquelle 136 dienen Stromschienen 198, 198'.
Die Ausgangsspannung V_aus zwischen dem ersten Knoten 12 und dem dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 hängt, wie bereits eingangs festgestellt, von der zwischen dem vierten Knoten 18 und dem zweiten Knoten 14 der Brückenschaltung 10 anliegenden Eingangsspannung V_ein und den Kapazitäten C_meβ1, C_me _β2, C_ref ₁, C_ref ₂ wie folgt ab:
Der Komparator 140 vergleicht die Potentiale am ersten Knoten 12 und am dritten Knoten 16 der Brückenschaltung 10 und gibt ein Signal an die Logikschaltung 150 aus, das anzeigt, ob die Spannung V_aus größer oder kleiner als Null ist. Es werden also lediglich die Vorzeichen aus obiger Gleichung betrachtet:
wobei sgn(x) die Signum-Funktion ist, die für x > 0 den Wert +1 und für x < 0 den Wert –1 annimmt. Die Stellung der Umschalter 32, 34 bestimmt das Vorzeichen bzw. die Polarität der Eingangsspannung V_ein der Brückenschaltung 10. Das Ausgangssignal des Komparators 140, zeigt das Vorzeichen bzw. die Polarität des Ausgangssignals V_aus der Brückenschaltung 10 an und ist der Logikschaltung 150 vorzugsweise direkt oder indirekt bekannt. Die Logikschaltung 150 kann somit aufgrund eines Vergleichs der Vorzeichen sgn(V_aus), sgn(V_ein) des Ausgangssignals V_aus und des Eingangssignals V_ein feststellen, in welche Richtung die Brückenschaltung 10 verstimmt ist. Abhängig davon betätigt die Schaltsteuereinrichtung 160 über Steuersignale, die sie an den Ausgängen 162, 164 erzeugt, einen ersten Umschalter 186a,..., 186z, um den zugeordneten ersten Kompensationskondensator 182a,..., 182z entweder dem ersten Referenz-Kondensator 24 oder dem zweiten Meß-Kondensator 26 zuzuschalten, und/oder einen zweiten Umschalter 192a,..., 192z, um den zugeordneten zweiten Kompensationskondensator 192a,..., 192z entweder dem zweiten Referenz-Kondensator 28 oder dem ersten Meß-Kondensator 22 zuzuschalten.
Wie in 1 erkennbar ist, ist beispielsweise bei den dargestellten Schalterstellungen der ersten Umschalter 186a, ..., 186z und der Umschalter 32, 34 die Gesamtkapazität der parallel geschalteten ersten Kompensationskondensatoren 182a, ..., 182z (abgeschwächt durch den in Serie geschalteten ersten Abschwächungskondensator 184) parallel zu dem ersten Referenz-Kondensator 24 geschaltet. Desgleichen ist bei den dargestellten Schalterstellungen der zweiten Umschalter 192a, ..., 192z und der Umschalter 32, 34 die Gesamtkapazität der parallel geschalteten zweiten Kondensatoren 192a,..., 192z (abgeschwächt durch den in Serie geschalteten zweiten Abschwächungskondensator 194) parallel zu dem zweiten Referenz-Kondensator 28 geschaltet. Es ist ferner erkennbar, daß durch Umschalten von einem der ersten Umschalter 186a,..., 186z bzw. von einem der zweiten Umschalter 196a,..., 196z von der dargestellten Schalterstellung in die nichtdargestellte Schalterstellung erreicht wird, daß der zugeordnete erste Kompensationskondensator 182a,..., 182z statt dem ersten Referenz-Kondensator 24 dem zweiten Meß-Kondensator 26 zugeschaltet wird bzw. daß der zugeordnete zweite Kompensationskondensator 192a,..., 192z statt dem zweiten Referenz-Kondensator 28 dem ersten Meß-Kondensator 22 zugeschaltet wird.
Es ist ferner erkennbar, daß beim Umschalten der Umschalter 32, 34, d. h. beim Wechseln der Polarität der Eingangsspannung V_ei _n der Brückenschaltung 10, simultan alle ersten Umschalter 186a,..., 186z und alle zweiten Umschalter 196a, ..., 196z ihre Schalterstellung wechseln bzw. umgeschaltet werden müssen, um zu bewirken, daß jeder einzelne Kompensationskondensator 182a,..., 182z, 192a,..., 192z weiterhin dem gleichen Brückenkondensator 22, 24, 26, 28 zugeordnet bzw. zugeschaltet bleibt. Es ist ferner erkennbar, daß dieses Erfordernis entfällt, wenn die in 1 dargestellte Schaltung geringfügig modifiziert wird, so daß die Stromschienen 198, 198' nicht, wie gezeigt, direkt mit der Spannungsquelle 136, sondern direkt mit dem zweiten Knoten 14 bzw. dem vierten Knoten 18 der Brückenschaltung 10 verbunden sind.
Die Logikschaltung 150 und insbesondere die Schaltsteuereinrichtung 160 ist so ausgebildet, daß sie das Verhältnis der Polaritäten der Ausgangsspannung V_aus und der Eingangsspannung V_ei _n der Brückenschaltung 10 aus der momentanen Schalterstellung der Umschalter 32, 34 und dem vom Komparator 140 empfangenen Signal ermittelt. Wie oben erwähnt zeigt das Verhältnis der Polaritäten an, in welche Richtung die Brückenschaltung 10 verstimmt ist. Ansprechend darauf verändert die Schaltsteuereinrichtung 160 die Schalterstellungen von einzelnen der ersten Umschalter 186a,..., 186z und der zweiten Umschalter 196a,..., 196z, um die Brückenschaltung 10 abzugleichen. Vorzugsweise werden dabei jeweils ein Paar aus einem der ersten Umschalter 186a,..., 186z und einem der zweiten Umschalter 196a,..., 196z, die mit einem ersten Kompensationskondensator 182a,..., 182z bzw. einem zweiten Kompensationskondensator 192a,..., 192z gleicher Kapazität verbunden sind, synchron umgeschaltet.
Die Logikschaltung 150 geht dabei vorzugsweise nach dem oben erwähnten Wägeverfahren bzw. Sukzessive-Approximation-Verfahren vor. Dabei verhalten sich die Kapazitäten der ersten Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z vorzugswei se wie ganzzahlige Potenzen von 2 zueinander, d. h. wie 1:2:4:8:16.... Entsprechend verhalten sich die Kapazitäten der zweiten Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z vorzugsweise zueinander ebenfalls wie ganzzahlige Potenzen von 2.
Bei der Schaltsteuereinrichtung 160 handelt es sich somit um eine Einrichtung zum Zuschalten oder Wegschalten von einer der Mehrzahl von Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z, 192a,..., 192z zu bzw. von einer der Brückenkondensatoren 22, 24, 26, 28. Beim Wägeverfahren sind zunächst alle erste Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z entweder gemeinsam dem ersten Referenz-Kondensator 24 oder gemeinsam dem zweiten Meß-Kondensator 26 zugeschaltet, wobei vorzugsweise gleichzeitig alle zweite Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z gemeinsam dem diametral gegenüberliegenden Brückenkondensator, d. h. dem zweiten Referenz-Kondensator 28, bzw. gemeinsam dem ersten Meß-Kondensator 22, zugeschaltet sind.
Nacheinander verändert die Schaltsteuereinrichtung 160 nun beginnend bei demjenigen ersten Kompensationskondensator 182a,..., 182z und demjenigen zweiten Kompensationskondensator 192a,..., 192z, die die größte Kapazität aufweisen, und der Reihe nach fortschreitend bis zu demjenigen ersten Kompensationskondensator 182a,..., 182z und demjenigen zweiten Kompensationskondensator 192a,..., 192z, die die kleinsten Kapazitäten aufweisen, alle Schalter (paarweise, wie oben beschrieben) probeweise um jeweils, wie oben beschrieben, festzustellen, in welche Richtung die Brückenschaltung 10 danach verstimmt ist.
Abhängig von der resultierenden Richtung der Verstimmung der Brückenschaltung 10 wird die probeweise gesetzte Schalterstellung beibehalten oder das probeweise gesetzte Paar von Umschaltern wird wieder zurückgesetzt. Gleichzeitig steht nach der Bestimmung der Richtung bzw. Polarität der Verstimmung der Brückenschaltung 10 jeweils ein Bit bzw. eine Stelle einer binären Darstellung der digitalen Ausgangsgröße der Analog-Digital-Wandlung fest. Die Ordnung der Stelle, deren Wert durch das probeweise Umschalten der Umschalter und das anschließende Bestimmen der Polarität der Brückenschaltung 10 bestimmt wird, entspricht dabei der Ordnung der Kompensationskondensatoren, die probeweise umgeschaltet wurden.
Bei dem in 1 dargestellten Beispiel gibt es je sechs erste Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z und sechs zweite Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z. Der dargestellte Analog-Digital-Wandler erzeugt somit insgesamt ein 6 Bit bzw. binäre Stellen breites Datenwort. Dieses Datenwort stellt den momentanen Wert der Meßgröße dar, die durch den Sensor erfaßt wird, der durch die beiden Meß-Kondensatoren 22, 26 gebildet ist. Die Logikschaltung 150 enthält einen Speicher zum Speichern einer Approximationszahl mit 6 Bit, wobei der Inhalt dieses Speichers die Stellung der ersten Umschalter 186a,..., 186z und der zweiten Umschalter 196a, ..., 196z wiedergibt. Wenn ein erster Umschalter 186a,..., 186z und der entsprechende zweite Umschalter 196a,..., 196z umgeschaltet wird, wird gleichzeitig der Wert des entsprechenden Bits der in der Logikschaltung 150 gespeicherten Approximationszahl geändert.
Wenn der Reihe nach alle ersten Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z und zweite Kompensationskondensatoren 192a, ..., 192z probeweise gesetzt waren und jeweils die Polarität der Verstimmung der Brückenschaltung 10 durch den Komparator 140 bestimmt wurde und gegebenenfalls erste Umschalter 186a, ..., 186z und zweite Umschalter 196a,..., 196z wieder zurückgeschaltet wurden, stehen alle Bits der in der Logikschaltung 150 gespeicherten Approximationszahl fest. Spätestens in diesem Moment, vorzugsweise genau in diesem Moment, gibt die Bestimmungseinrichtung 170 an ihrem Ausgang 172 ein digitales Ausgangssignal aus, das die letzte Approximationszahl darstellt. Die letzte Approximationszahl entspricht bis auf einen konstanten Proportionalitätsfaktor und einen unver meidlichen Quantisierungsfehler der Meßgröße bzw. der analogen Eingangsgröße.
Wenn der beschriebene Analog-Digital-Wandler, wie eingangs beschrieben, von einem aktiven Betriebsmodus in einen Bereitschafts-Betriebsmodus wechselt, bleibt die Approximationszahl vorzugsweise in der Logikschaltung 150 gespeichert, so daß nach einem erneuten Wechsel von dem Bereitschafts-Betriebsmodus in den aktiven Betriebsmodus ein neues digitales Ausgangssignal, das einen neuen momentanen Wert der analogen Eingangsgröße darstellt, in einem leicht modifizierten Approximationsverfahren ausgehend von dem gespeicherten alten Wert bestimmt werden kann. Im Falle langsam veränderlicher analoger Eingangsgrößen, beispielsweise des eingangs erwähnten Reifendrucks, bewirkt dies eine Verkürzung der Wandlungszeit, die den mittleren Leistungsbedarf des Analog-Digital-Wandlers verringert. Dadurch wird im Fall einer Leistungsversorgung durch eine Batterie die Lebensdauer derselben verlängert.
Alternativ zu dem beschriebenen Wägeverfahren führt die Logikschaltung 150 ein anderes Approximationsverfahren, beispielsweise ein Zählverfahren, durch. In diesem Fall sind die Kapazitäten aller ersten Kompensationskondensatoren 182a, ..., 182z und aller zweiten Kompensationskondensatoren 192a, ..., 192z jeweils untereinander gleich. Der Reihe nach werden so lange erste Umschalter 186a,..., 186z jeweils nur einmal umgeschaltet, bis sich die Polarität der Verstimmung der Brückenschaltung 10 ändert. Auch in diesem Fall gilt zumindest für dasjenige Umschalten eines ersten Umschalters 186a, ..., 186z und eines zweiten Umschalters 196a,..., 196z, bei dem die Polarität der Verstimmung der Brückenschaltung 10 sich ändert, daß ein Bit der digitalen Ausgangsgröße, nämlich das niedrigstwertige Bit (zusammen mit allen anderen Bits), bestimmt wird.
Die Abschwächungskondensatoren 184, 194 sind dafür vorgesehen, die Wirkung der Kompensationskondensatoren abzuschwächen (die Kapazität C zweier in Serie geschalteter Kondensatoren mit den Kapazitäten C1 und C2 beträgt C = C1 C2/C1 + C2). Da die durch die Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z, 192a,..., 192z zu kompensierende, von der analogen Eingangsgröße bzw. der Meßgröße abhängige Veränderung der Kapazitäten C_meβ1, C_meβ2, wie eingangs erwähnt, sehr klein sind, müßten ohne die Abschwächungskondensatoren 184, 194 auch die Kapazitäten der Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z, 192a, ..., 192z entsprechend klein sein. Genauer gesagt müßte sie zur Erzielung einer entsprechenden Auflösung noch wesentlich kleiner (im Fall des Wägeverfahrens um eine der Auflösung in Bit entsprechende Potenz von 2 kleiner) sein. Kondensatoren mit derart kleinen Kapazitäten sind jedoch schwer mit der erforderlichen Genauigkeit und Reproduzierbarkeit herstellbar, unter anderem ist aus Matching-Gründen eine Mindestfläche der Kondensatoren notwendig. Bei Verwendung der Abschwächungskondensatoren 184, 194 können die Kapazitäten der Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z, 192a,..., 192z entsprechend größer gewählt werden, da ihre Wirkung durch die Serienschaltung mit den Abschwächungskondensatoren 184, 194 abgeschwächt wird.
Die dargestellte Anordnung der beiden Meß-Kondensatoren 22, 26 in einander diametral gegenüberliegenden Zweigen der Brückenschaltung 10 ist vorzugsweise zu wählen, wenn sich beide Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26 abhängig von der analogen Eingangsgröße gleichsinnig ändern. Bei einer gegensätzlichen Beeinflussung der Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26 durch die analoge Eingangsgröße ist eine Anordnung der beiden Meß-Kondensatoren 22, 26 in zueinander benachbarten Zweigen, d. h. angrenzend an einen gemeinsamen Knoten 12, 14, 16, 18, zu wählen.
Vorzugsweise sind die ersten Kompensationskondensatoren 182a, ..., 182z und die zweiten Kompensationskondensatoren 192a, ..., 192z jeweils paarweise gleich groß, wenn der Einfluß der analogen Eingangsgröße auf die Kapazitäten der Meß- Kondensatoren 22, 26 gleich groß ist bzw. eine Änderung der analogen Eingangsgröße (betragsmäßig) gleiche Änderungen der Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26 hervorruft. Wenn eine Änderung der analogen Eingangsgröße die Meß-Kondensatoren 22, 26 unterschiedlich stark beeinflußt, weisen die Kapazitäten einander paarweise entsprechender erster Kompensationskondensatoren 182a,..., 182z und zweiter Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z vorzugsweise das gleiche Zahlenverhältnis zueinander auf, wie die Änderungen der Kapazitäten der Meß-Kondensatoren 22, 26, die durch die Änderung der analogen Eingangsgröße hervorgerufen werden.
Ein Spezialfall dieser Asymmetrie der Meß-Kondensatoren 22, 26 ist der Fall, daß der Sensor bzw. die Brückenschaltung 10 nur einen Meß-Kondensator umfaßt, dessen Kapazität von der analogen Eingangsgröße abhängt. In diesem Fall weist die Brückenschaltung 10 abweichend von der Darstellung in 1 einen Meß-Kondensator und drei Referenz-Kondensatoren mit konstanter Kapazität auf. Entsprechend entfallen in diesem Fall beispielsweise alle zweiten Kompensationskondensatoren 192a,..., 192z.
Alternativ zu den ersten und zweiten Umschaltern 186a,..., 186z, 196a,..., 196z des anhand der 1 beschriebenen Ausführungsbeispiels werden einfache Schalter verwendet, so daß in einer Stellung jedes Schalters der entsprechende Kompensationskondensator einem der Brückenkondensatoren zugeschaltet ist, während in der anderen Schaltstellung der entsprechende Kompensationskondensator einseitig isoliert ist. Diese Variante ist insbesondere mit der zuletzt beschriebenen Variante mit nur einem Meß-Kondensator kombinierbar.
Anstelle der in 1 dargestellten Brücken- und Kompensationskondensatoren sind auch ohmsche Widerstände (im Fall eines resistiven Sensors) oder induktive Bauelemente (im Falle eines induktiven Sensors) verwendbar. Die dargestellten Kondensatoren stehen also nur stellvertretend für Brücken-Impedanzbauelemente und Kompensations-Impedanzbauelemente.
Oben wurde eine steuerbare Parallelschaltung von Kompensations-Impedanzbauelementen zu Brücken-Impedanzbauelementen beschrieben. Alternativ ist auch eine steuerbare Serienschaltung der Kompensations-Impedanzbauelemente zu den Brücken-Impedanzbauelementen möglich und insbesondere beispielsweise im Fall von induktiven Impedanzbauelementen vorteilhaft.
Abweichend von der Darstellung in 1 ist die vorliegende Erfindung mit einer beliebigen Anzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen realisierbar.
Dabei sind gegebenenfalls Eingangsströme bzw. Ausgangsströme oder auch Eingangsladungen und Ausgangsladungen anstelle der beschriebenen Eingangsspannung und Ausgangsspannung als Eingangssignal bzw. Ausgangssignal vorteilhaft.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist anhand der oben angegebenen Gleichung für den Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung V_ein und der Ausgangsspannung V_aus erkennbar. Der Zusammenhang zwischen den Kapazitäten C_meβ1, C_meβ2 der Meß-Kondensatoren 22, 26 und der Ausgangsspannung V_aus ist nur für kleine Verstimmungen der Brückenschaltung linear. Ein starker Einfluß der analogen Eingangsgröße bzw. der Meßgröße auf die Kapazitäten C_meβ1, C_meβ2 der Meß-Kondensatoren hat somit eine intrinsische Nichtlinearität der eingangs anhand der 5 beschriebenen herkömmlichen Meßanordnung zur Folge. Demgegenüber hat die Nichtlinearität des Zusammenhangs zwischen den Kapazitäten C_meβ1, C_meβ2 der Meß-Kondensatoren und der Ausgangsspannung V_aus keinerlei Einfluß auf die Charakteristik des Analog-Digital-Wandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.
2 ist eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit des Ausgangssignals V_aus der Brückenschaltung 10 sowie des Vorzeichens sgn(V_aus) der Ausgangsspannung V_aus und des Ver hältnisses (bzw. gleichbedeutend: des Produkts) der Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus mit der Eingangsspannung V_ein. Der Ordinate ist die Zeit t zugeordnet, den Abszissen ist die Ausgangsspannung V_aus, das Vorzeichen sgn (V_aus) der Ausgangsspannung V_aus sowie das Produkt sgn (V_aus) sgn (V_ein) der Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus und der Eingangsspannung V_ei _n zugeordnet.
Zu den Zeitpunkten t₁, t₂ und t₃ werden jeweils Umschalter umgeschaltet, wobei sich das Verhältnis von Schalterstellungen der ersten und zweiten Umschalter zur Schalterstellung der Umschalter 32, 34 ändert. Dazwischen liegen in diesem Beispiel jeweils zwei Perioden der periodisch in Rechteckform alternierenden Eingangsspannung V_ein = ±V_ref. Als Beispiel sei angenommen, daß der „wahre" bzw. „richtige" Wert des digitalen Ausgangssignals 7 ist, wobei von einer 4-Bit-Wandlung ausgegangen wird.
Bis zum Zeitpunkt t₁ sind die jeweils größten Kompensationskondensatoren, die dem Wert 8 entsprechen, zugeschaltet. Es resultiert eine mit der Eingangsspannung V_ein periodisch alternierende Ausgangsspannung V_aus einer relativ kleinen Amplitude, die der kleinen Differenz zwischen der Approximationszahl 8 und dem „wahren" Wert 7 entspricht. Das Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus alterniert mit derselben Periode. Das Verhältnis der Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus und der Eingangsspannung V_ein ist konstant +1. Dem entnimmt die Logikschaltung 150, daß die Kapazität des zugeschalteten Kompensationskondensators und entsprechend die momentane Approximationszahl zu groß ist.
Zum Zeitpunkt t₁ schaltet die Logikschaltung 150 deshalb die jeweils größten Kompensationskondensatoren weg und die nächstkleineren Kompensationskondensatoren, die dem Wert 4 entsprichen, zu. Die entsprechende Approximationszahl 4 ist zu klein, weshalb sich die Phase der Oszillation des Vorzeichens der Ausgangsspannung V_aus umkehrt und das Verhältnis der Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus und der Eingangsspannung V_ein ab jetzt –1 beträgt. Daraus schließt die Logikschaltung 150, daß die gesamte zugeschaltete Kapazität und die entsprechende Approximationszahl zu klein sind. Zwischen dem Zeitpunkt t₁ und dem Zeitpunkt t₂ ist die Differenz zwischen der Approximationszahl und der „wahren" Zahl größer als vor dem Zeitpunkt t₁. Die Größe dieser Differenz ist in 2 erkennbar, wird allerdings von dem Komparator 140 nicht ausgewertet.
Zum Zeitpunkt t₂ schaltet die Logikschaltung 150 zusätzlich den nächsten Kompensationskondensator, der dem Wert 2 entspricht, zu. Die Approximationszahl beträgt damit 6 und ist immer noch kleiner als die „wahre" Zahl. Die Phasenlage des Vorzeichens V_aus ist deshalb gegenüber der Zeitspanne zwischen t₁ und t₂ unverändert, und das Verhältnis der Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus und der Eingangsspannung V_ei _n bleibt –1.
Für einen weiteren, nicht dargestellten Approximationsschritt wird zum Zeitpunkt t₃ das niedrigstwertige Bit (LSB; LSB = least significant bit) bestimmt, wonach die Analog-Digital-Wandlung abgeschlossen ist.
Die Logikschaltung 150 ist vorzugsweise ausgebildet, um anhand des Verhältnisses der Vorzeichen der Ausgangsspannung v_aus und der Eingangsspannung V_ein zu erkennen, ob die momentane Approximationszahl bzw. die momentane Gesamtkapazität der zugeschalteten Kompensationskondensatoren zu groß oder zu klein ist. Alternativ erkennt die Logikschaltung einen Übergang von einer Überschätzung zu einer Unterschätzung oder umgekehrt bzw. einen Wechsel der Polarität der Verstimmung der Brückenschaltung 10 an der Zeitabhängigkeit des Vorzeichens der Ausgangsspannung V_aus. In 2 ist erkennbar, daß zum Zeitpunkt t₁, vor dem die Approximationszahl den wahren Wert überschätzt und nachdem die Approximationszahl den wahren Wert unterschätzt, eine charakteristische Zeitabhängigkeit des Vorzeichens der Ausgangsspannung V_aus vorliegt durch eine doppelt so lange Zeitdauer mit unverändertem Vorzeichen der Ausgangsspannung V_aus charakterisiert ist.
Weitere mögliche und vorteilhafte Varianten der vorliegenden Erfindung umfassen zusätzliche Kondensatoren im Kapazitätsnetzwerk bzw. allgemeiner zusätzliche Impedanzbauelemente, durch die Offset und Gain bzw. Verstärkung eingestellt werden können. Dadurch können beispielsweise Fertigungsstreuungen der Brückenschaltung kompensiert bzw. wegkalibriert werden. In diesem Zusammenhang wird auf die EP 0738045 B1 verwiesen, die hierin durch Bezugnahme aufgenommen sei.
In den obigen Ausführungsbeispielen wurde die vorliegende Erfindung als Schaltung bzw. als Verfahren beschrieben. Darüber hinaus ist die vorliegende Erfindung auch als Computer-Programm implementierbar. Ein erfindungsgemäßes Computer-Programm umfaßt Programmcode zum Durchführen des erfindungsgemäßen Verfahrens.
3 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Komparators 140 darstellt. Der Komparator merkt sich beim Samplen bzw. Abtasten die Spannung V_aus zwischen seinen Eingängen 142, 144. Das in 3 dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel des Komparators besteht aus mehreren hintereinandergeschalteten Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206. Die einzelnen Differenzverstärkerstufen sind in 3 als untereinander gleich dargestellt, wovon im folgenden auch in der Beschreibung ausgegangen wird. Alternativ unterscheiden sich die Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 in ihrem inneren Aufbau und ihren elektrischen Eigenschaften, beispielsweise der Verstärkung oder dem Aussteuerbereich.
Jede Differenzverstärkerstufe 202, 204, 206 weist in ihren beiden Rückkoppelzweigen jeweils einen Rückkoppelschalter 212, 214 auf. Die Eingänge 222, 224 der zweiten und dritten Differenzverstärkerstufen 204, 206 sind durch Kondensatoren 232, 234 mit den Ausgängen 242, 244 der jeweils vorangehenden Differenzverstärkerstufe 202, 204 verbunden. Die Eingänge 222, 224 der ersten Differenzverstärkerstufe 202 sind über entsprechende Kondensatoren 232, 234 mit den Eingängen 142, 144 des Komparators 140 verbunden. Die Ausgänge 242, 244 der letzten Differenzverstärkerstufe 206 sind mit Eingängen 252, 254 einer Latch bzw. Klinkenschaltung 250 verbunden. Der innere Aufbau der Latch 250 ist in 3 beispielhaft durch zwei ringförmig verschaltete Inverter 256, 258 dargestellt. Die Latch 250 stellt einen Speicher dar, deren Zustand durch ein Signal an den Eingängen 252, 254 veränderbar ist und ohne ein Signal an den Eingängen 252, 254 unverändert bleibt. Die Latch 250 gibt an Ausgängen 262, 264 ein Signal aus, das ihren momentanen Zustand darstellt.
In einer Sample- bzw. Abtastphase sind die Rückkoppelschalter 212, 214 von jeder der Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 geschlossen. In den Kondensatoren 232, 234 werden die Offset-Spannungen der einzelnen Stufen gespeichert und damit eliminiert. Am Ende der Sample-Zeit bzw. Sample-Phase werden alle Rückkoppelschalter 212, 214 geöffnet. Jede Differenzverstärkerstufe 202, 204, 206 weist bei offenen Rückkoppelschaltern 212, 214 eine Verstärkung auf, die je nach Dimensionierung der Differenzverstärkerstufe 202, 204, 206 vorzugsweise zwischen 2 und 20 liegt. Wenn sich nach dem Öffnen der Rückkoppelschalter 212, 214 das an den Eingängen 142, 144 des Komparators 140 anliegende Eingangssignal ändert, wird diese Änderung am Ausgang 242, 244 der letzten Differenzverstärkerstufe sichtbar, wobei das Eingangssignal durch das Produkt der einzelnen Verstärkungen der einzelnen Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 verstärkt ist. Das am Ausgang 242, 244 der letzten Differenzverstärkerstufe 206 ausgegebene verstärkte Signal ist bei einer entsprechenden Gesamtverstärkung der Kette aus den Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 ein digitales Signal, dem entweder der Wert 0 oder der Wert 1 zugeordnet werden kann, und das in die Latch 250 übernommen bzw. in ihr gespeichert wird.
Ein Vorteil des in 3 dargestellten Komparators 140 gegenüber einem Verstärker, wie er beispielsweise in einem herkömmlichen Analog-Digital-Wandler eingesetzt wird, besteht darin, daß nur eine lokale Rückkopplung zur Offset-Kompensation vorhanden ist. Die Schaltung kann deshalb mühelos innerhalb einer extrem kurzen Zeit, beispielsweise innerhalb einer Mikrosekunde, von einem inaktiven Betriebsmodus, beispielsweise von einem Bereitschaftsbetriebsmodus, in einen aktiven Betriebsmodus gebracht werden. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Linearität der einzelnen Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 überhaupt keine Rolle spielt, da nur der Nullpunkt detektiert werden muß.
4A ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das den inneren Aufbau von einer der Differenzverstärkerstufen 202, 204, 206 darstellt.
4B ist eine schematische Darstellung der Zeitabhängigkeit eines Ausgangssignals Vdiff der in 4A dargestellten Differenzverstärkerstufe 202. Der Ordinate ist die Zeit t zugeordnet, während der Abszisse die Ausgangsspannung Vdiff der Differenzverstärkerstufe 202 zugeordnet ist. In der Sample-Phase (sample) ist das Ausgangssignal Vdiff der Differenzverstärkerstufe 202 Null. In der Haltephase (hold) schwingt das Ausgangssignal Vdiff der Differenzverstärkerstufe 202 schnell auf einen positiven Wert (Zweig 272) oder einen negativen Wert (Zweig 274) ein, abhängig von der Polarität des am Eingang 222, 224 vom Eingang 142, 144 des Komparators 140 oder vom Ausgang 242, 244 der jeweils vorangehenden Differenzverstärkerstufe 202, 204 empfangen wird.

Claims

Analog-Digital-Wandler zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße, wobei die digitale Ausgangsgröße eine Mehrzahl von Stellen hat, wobei jede der Mehrzahl von Stellen eine Ordnung hat, mit: einer Brückenschaltung (10) mit einer Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28), wobei eines der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen ein Meß-Impedanzbauelement (22) ist, dessen Impedanz abhängig von der analogen Eingangsgröße veränderbar ist, und wobei die Brückenschaltung (10) einen Eingang (14, 18) und einen Ausgang (12, 16) aufweist; einer Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a, ..., 182z, 192a,..., 192z), die selektiv zu einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen zuschaltbar sind; einer Einrichtung (140) zum Ermitteln einer Polarität eines Signals an dem Ausgang (12, 16) der Brückenschaltung (10); einer Einrichtung (160) zum Zuschalten oder Wegschalten von einem der Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) zu bzw. von einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28); und einer Einrichtung (170) zum Bestimmen eines Werts einer Stelle der digitalen Ausgangsgröße abhängig von der Polarität, wobei die Ordnung der Stelle, deren Wert bestimmt wird, von dem Kompensations-Impedanzbauelement (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) abhängt, die zugeschaltet bzw. weggeschaltet ist.
Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, bei dem die Einrichtung zum Bestimmen ausgebildet ist, um den Wert der Stelle der digitalen Ausgangsgröße abhängig davon zu bestimmen, ob die Polarität von einer erwarteten Polarität abweicht.
Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Brücken-Impedanzbauelemente Brücken-Kondensatoren (22, 24, 26, 28) sind.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Kompensations-Impedanzbauelemente Kompensations-Kondensatoren sind.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die Brückenschaltung (10) einen ersten (12), einen zweiten (14), einen dritten (16) und einen vierten Knoten (18) aufweist, wobei das Meß-Impedanzbauelement zwischen den ersten Knoten (12) und den zweiten Knoten (14) geschaltet ist, wobei drei weitere der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (24, 26, 28) zwischen den zweiten (14) und den dritten (16) bzw. zwischen den dritten (16) und den vierten (18) bzw. zwischen den vierten (18) und den ersten Knoten (12) geschaltet sind, wobei der Eingang der Brückenschaltung (10) durch den zweiten (14) und den vierten Knoten (18) gebildet wird, und wobei der Ausgang der Brückenschaltung (10) durch den ersten (12) und den dritten Knoten (16) gebildet wird.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die analoge Eingangsgröße ein Druck, eine Kraft oder eine Beschleunigung ist und bei dem das Meß-Impedanzbauelement Teil eines Sensors für Druck, Kraft bzw. Beschleunigung ist.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem ferner ein weiteres der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (24, 26, 28) ein weiteres Meß-Impedanzbauelement (26) ist, das Teil des Sensors ist und eine Kapazität aufweist, die abhängig von der analogen Eingangsgröße veränderbar ist.
Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 7, bei dem die Kapazität des Meß-Impedanzbauelements (22) und die Kapazität des weiteren Meß-Impedanzbauelements (26) abhängig von der analogen Eingangsgröße gleichsinnig veränderbar sind.
Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 7, bei dem die Kapazität des Meß-Impedanzbauelements (22) und die Kapazität des weiteren Meß-Impedanzbauelements (26) abhängig von der analogen Eingangsgröße gegensinnig veränderbar sind.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9, ferner mit einer Signalquelle (136, 32, 34) zum Erzeugen eines periodischen Signals, die mit dem Eingang (14, 18) der Brückenschaltung (10) verbunden ist.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei dem die Einrichtung (160) zum Zuschalten oder Wegschalten ferner ausgebildet ist, um eines der Mehrzahl von Kompensations-Bauelementen (182a,..., 182z, 192a,..., 192z), das von dem Brücken-Impedanzbauelement (22, 24, 26, 28) der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28), zu dem es zuschaltbar ist, weggeschaltet ist, einem anderen der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28) zuzuschalten.
Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem die Einrichtung (170) zum Bestimmen eines Werts einer Stelle ferner ausgebildet ist, um ein Sukzessive-Approximation-Verfahren durchzuführen, wobei die Impedanzen der Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a, ..., 182z) sich zueinander verhalten wie ganzzahlige Potenzen von 2.
Analog-Digital-Wandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11, bei dem die Einrichtung (170) zum Bestimmen eines Werts einer Stelle ferner ausgebildet ist, um ein Zählverfahren durchzuführen, wobei die Impedanzen der Mehrzahl von Kompensations-Impedanzbauelementen (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) untereinander gleich sind.
Druckmeßvorrichtung zum Messen eines Luftdrucks in einem Reifen eines Fahrzeugs mit: einem Analog-Digital-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 10; und einem Sender zum Übertragen des digitalen Ausgangssignals des Analog-Digital-Wandlers an einen Empfänger des Fahrzeugs.
Verfahren zum Wandeln einer analogen Eingangsgröße in eine digitale Ausgangsgröße mittels einer Brückenschaltung (10) mit einer Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28), wobei eine der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28) ein Meß-Impedanzbauelement (22) ist, dessen Impedanz abhängig von der analogen Eingangsgröße veränderbar ist, wobei die digitale Ausgangsgröße eine Mehrzahl von Stellen hat, wobei jede der Mehrzahl von Stellen eine Ordnung hat, mit folgenden Schritten: Zuschalten oder Wegschalten eines Kompensations-Impedanzbauelements (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) zu bzw. von einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28); und Ermitteln einer Polarität eines Signals an einem Ausgang (12, 16) der Brückenschaltung (10); Bestimmen eines Werts einer Stelle der digitalen Ausgangsgröße abhängig von der Polarität, wobei die Ordnung der Stelle, deren Wert bestimmt wird, von dem Kompensations-Impedanzbauelement abhängt, das zugeschaltet bzw. weggeschaltet ist.
Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit folgendem Schritt: Erzeugen eines periodischen Signals an einem Eingang (14, 18) der Brückenschaltung (10).
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, bei dem ferner bei dem Schritt des Wegschaltens eines Kompensations-Impedanzbauelements (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) von einem der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelemente (22, 24, 26, 28) ein Schritt des Zuschaltens des Kompensations-Impedanzbauelements (182a,..., 182z, 192a,..., 192z) zu einem anderen der Mehrzahl von Brücken-Impedanzbauelementen (22, 24, 26, 28) ausgeführt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 14, bei dem die Schritte gemäß dem Sukzessive-Approximation-Verfahren oder dem Zählverfahren wiederholt werden.
Computerprogramm mit Programmcode zur Durchführen des Verfahrens gemäß einem der Ansprüche 12 bis 15, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.