DE10310764B4

DE10310764B4 - Gleichspannungswandler einer Entladungslampe

Info

Publication number: DE10310764B4
Application number: DE10310764A
Authority: DE
Inventors: Masayasu Shimizu Ito; Shinji Shimizu Ohta
Original assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Koito Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2002-03-12
Filing date: 2003-03-12
Publication date: 2010-09-02
Anticipated expiration: 2023-03-13
Also published as: JP2003272887A; US7176638B2; DE10310764A1; US20030209993A1

Abstract

Gleichspannungswandler (3) einer Entladungslampe (6), der in Resonanztechnologie aufgebaut ist, mit:
einem Transformator (9) und einem Umschaltelement (11), das auf der Primärseite eines Transformators (9), zum Umwandeln einer Eingangsspannung (V_EIN) einer Gleichstromquelle in eine vorbestimmte Gleichspannung, vorgesehen ist; und
einem Steuerschaltkreis (7) zum AN/AUS Steuern des Umschaltelements (11), wodurch die Ausgangsspannung (V_AUS) des Gleichspannungswandlers gesteuert wird, und zum Begrenzen des im Umschaltelement (11) fließenden Stroms,
wobei die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers erfasst wird und der Strom (I_P), der zum Umschaltelement (11) fließt, durch den Steuerschaltkreis in Abhängigkeit der Ausgangsspannung (V_AUS) so begrenzt wird, dass er definiert abnimmt, wenn die Ausgangsspannung (V_AUS) ansteigt, so dass die am Schaltelement (11) angelegte Spannung (VDS) ebenfalls begrenzt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichspanungswandler einer Entladungslampe, und insbesondere einen Lichtschaltkreis (Vorschaltgerät), einer Entladungslampe, der so betrieben werden kann, dass die Strombegrenzung eines Umschaltelements, das auf der Primärseite eines Transformators im Schaltkreis der Entladungslampe vorgesehen ist, wobei dieser einen Rücklauf DC-DC Wandler (Sperrwandler), hat, gesteuert werden kann.
Die Druckschrift FR 2 698 515 A1 zeigt auch bereits eine Entladungslampe mit einem Schaltkreis, der in Resonanztechnologie aufgebaut ist. Der Schaltkreis umfasst einen Transistor mit einer Primärseite, mit einer ersten Spule, einen Kondensator und einen Schalter, der ein Signal von einer Steuerung empfängt. Diese Druckschrift zeigt jedoch keinen Schaltkreis, der am Schaltelement die Source/Drain Spannung unterdrückt und zwar in Abhängigkeit mit der gemessenen Ausgangsspannung eines Gleichspannungswandlers.
Die Druckschrift EP 644 709 B1 offenbart ein Vorschaltgerät für eine Entladungslampe, bei welchem als Spannungswandler ein Trafo mit einem Umschaltelement eingesetzt wird. Der Strom wird zum Schutz des Umschaltelements begrenzt. Ferner ist eine Einrichtung vorgesehen, zum Messen der vom Schaltregler abgegebenen Leistung. Bei steigender Leistung am Ausgang wird der Strom durch das Umschaltelement begrenzt.
Es ist ein Aufbau bekannt, in dem ein Gleichspannungswandler nachfolgend auch als DC-DC Wandler bezeichnet, ein DC-AC Wandler (Wechselrichter), und ein Starterschaltkreis im Lichtschaltkreis einer Entladungslampe, wie einer Metallhalogenlampe, bereitgestellt werden. Beispielsweise sind auch die PWM Methode (Pulsweitenmodulation) und die PFM Methode (Pulsfrequenzmodulation) als Steuermethode eines Stromschaltkreises mit DC-DC Wandler (Gleichspannungswandler) bekannt.
In der PWM Methode, kann ein An/Aus Verhältnis oder eine Duty-Ratio (Einschaltdauer) eines Umschaltelements, einen DC-DC Wandler ausmachend, variabel gesteuert werden, um die Ausgangsspannung zu verändern. In der PFM Methode kann ferner eine Frequenz, die mit der An/Aus Steuerung des Umschaltelements in Bezug steht, variable gesteuert werden um die Ausgangsspannung zu verändern.
Für den DC-DC Wandler wird beispielsweise ein Rücklaufprinzip benützt, in dem ein Halbleiterschaltelement mit der Primärwicklungsseite eines Umwandlungstransformators verbunden wird, um die An/Aus Steuerung des selben Elements durchzuführen, und eine Gleichrichterdiode und ein Glättungskondensator werden auf der Sekundärseite des Transformators bereitgestellt.
In dem Fall, in dem das Spannungsresonanzprinzip im Schaltkreis des Rücklaufwandlers (Umwandler) benutzt wird, wird beispielsweise eine Spule als induktives Element an die Primärwicklung des Transformators in Serie geschaltet und ein Kondensator wird als kapazitives Element parallel an das Umschaltelement angeschlossen. In einer solchen Schaltung bereitet die Durchbruchspannung des Umschaltelements Probleme.
Obwohl es bei dem Spannungsresonanzprinzip möglich ist einen Vorteil dadurch zu erlangen, dass der Verlust im Umschaltelement verringert werden kann, gibt es aufgrund der Durchbruchsspannung des Umschaltelements einen Nachteil. Wenn beispielsweise ein FET benutzt wird, wird die Drain-Source-Spannung stärker erhöht als in dem Fall in dem ein induktives und ein kapazitives Element nicht bereitgestellt werden.
Nimmt man zum Beispiel einen Lichtschaltkreis einer kleinen Entladungslampe (mit einer Nennleistung von 35 W), die als Lichtquelle einer Lichteinheit für ein Auto benutzt wird, so wird die anzulegende Ausgangsspannung eines Schaltkreises, bevor die Entladungslampe angeschaltet wird, normalerweise auf ungefähr 350~400 V gesetzt. Entsprechend ist es nötig ein Umschaltelement mit einer sehr hohen Durchbruchspannung auszuwählen.
Für dieses Problem kann zum Beispiel die Methode des Erhöhens des Wicklungsverhältnisses des Transformators vorgeschlagen werden. Jedoch produziert dies ein dem ursprünglichen Zweck gegenläufiges Ergebnis, nämlich, dass der Leistungsverlust in dem Falle reduziert wird, in dem der elektrische Wirkungsgrad durch eine Erhöhung der Stärke des Stroms (Primärstromstärke), der durch die Primärwicklung des Transformators und des Umschaltelements fließt, verschlechtert wird. Wenn ferner die Primärstromstärke erhöht wird, wird die Resonanzenergie erhöht, sodass die Resonanzspannung erhöht wird.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung einen Lichtschaltkreis einer Entladungslampe bereitzustellen, welcher einen DC-DC Wandler beinhaltet, der einen Aufbau des Typs Rücklauf hat, in dem die Durchbruchspannung eines auf der Primärseite eines Transformators bereitgestellten Umschaltelements reduziert werden kann, und in dem eine Verschlechterung des elektrische Wirkungsgrades des Schaltkreises durch diese Reduzierung verhindert werden kann.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Wenn die Ausgangsspannung des DC-DC Wandlers erhöht wird, wird deshalb, gemäß der Erfindung, der Grad der Strombegrenzung am Umschaltelement erhöht, sodass die am Element angelegte Spannung unterdrückt werden kann. Aus diesem Grund ist es ferner nicht nötig, das Wicklungsverhältnis des Transformators zu ändern. Folglich ist es möglich, eine Verschlechterung des elektrischen Wirkungsgrades zu verhindern.
1 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel des Grundaufbaus eines Lichtschaltkreises einer Entladungslampe gemäß der Erfindung zeigt,
2 ist ein Schaltdiagramm, welches ein Beispiel eines Aufbaus eines DC-DC Wandlers zeigt,
3 ist ein Schaltdiagramm, welches ein Beispiel eines zur 2 unterschiedlichen DC-DC Wandlers zeigt,
4 ist ein Diagramm um ein Steuerungsbeispiel bezüglich der Stromstärkenbegrenzung zu erklären,
5 ist ein Diagramm um ein zur 4 unterschiedliches Steuerungsbeispiel bezüglich der Stromstärkenbegrenzung zu erklären,
6 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel zeigt in dem das Steuerungsbeispiel aus 4 in einem solchen Maße verändert wird, dass es einen Grenzwert überschreitet,
7 ist ein Diagramm, welches ein Beispiel zeigt in dem das Steuerungsbeispiel aus 5 in einem solchen Maße verändert wird, dass es einen Grenzwert überschreitet,
8 ist ein Diagramm, welches den Hauptteil der Steuerstruktur zeigt,
9 ist ein Schaltdiagramm, welches ein Beispiel des Aufbaus eines VDS Unterdrückungsschaltkreises zeigt,
10 ist ein Diagramm, welches die Stromstärkenbegrenzung eines Umschaltelements gemeinsam mit 11 und 12 erklärt, und welches einen Zustand zeigt, in dem das Steuerungsniveau niedriger ist als der begrenzte Strom,
11 ist ein Diagramm, welches den Zustand zeigt, in dem das Steuerungsniveau höher ist als in dem Fall von 10,
12 ist ein Diagramm, welches einen Zustand zeigt, in dem der begrenzte Strom niedriger ist als das Steuerungsniveau,
13 ist ein Schaltdiagramm, welches ein Beispiel eines von 9 unterschiedlichen Aufbaus zeigt und sich auf einen VDS Unterdrückungsschaltkreis bezieht,
14 ist ein Wellenformdiagramm, welches den Effekt des VDS Unterdrückungsschaltkreises in Verbindung mit 15 erklärt, und in welchem dieser Schaltkreis nicht bereitgestellt wird,
15 ist ein Wellenformdiagramm, welches den Fall zeigt in dem der VDS Unterdrückungsschaltkreis bereitgestellt wird.
1 zeigt den Grundaufbau eines Lichtschaltkreises gemäß der Erfindung. Wie in 1 gezeigt, beinhaltet ein Lichtschaltkreis einer Entladungslampe 1, eine Gleichstromquelle 2, einen DC-DC Wandler 3, einen DC-AC Wandler 4, einen Starterschaltkreis 5 und einen Steuerschaltkreis 7.
Der DC-DC Wandler 3 dient dazu eine Eingangsgleichspannung (auf welche sich mit „V_EIN” bezogen wird) von der Gleichstromquelle 2 zu erhalten und diese Eingangsgleich spannung in eine gewünschte Gleichspannung umzuwandeln, und wobei ein Rücklauf DC-DC Wandler mit Spannungsresonanzprinzip als DC-DC Wandler 3 benutzt wird.
Der DC-AC Wandler 4 ist zum Umwandeln der Ausgangsspannung des DC-DC Wandlers 3 in eine Wechselspannung und zum Liefern der selbigen Wechselspannung an eine Entladungslampe 6 durch den Starterschaltkreis 5 vorgesehen. Der DC-AC Wandler 4 beinhaltet beispielsweise einen Vollbrückentypschaltkreis, welcher vier Halbleiterumschaltelemente und einen zugehörigen Treiberkreis nutzt, und dient dazu zwei Umschaltelementpaare gegenteilig An/Aus zu steuern, wodurch eine Wechselspannung ausgegeben wird.
Der Starterschaltkreis (ein so genannter Starter) 5 wird zum Generieren eines Hochspannungsimpulssignals zum Starten (ein Impuls zum Starten) der Entladungslampe 6 bereitgestellt, um die Entladungslampe 6 anzulassen, und das gleiche Signal wird der Ausgangswechselspannung des DC-AC Wandlers 4 überlagert und an die Entladungslampe 6 angelegt.
Der Steuerschaltkreis 7 dient dem Steuern einer an die Entladungslampe 6 abgegebenen Leistung und steuert den Output des DC-DC Wandlerstromkreises 3 nach dem Empfang eines Erfassungssignals für eine an die Entladungslampe 6 angelegte Spannung und einen zur Entladungslampe 6 fließenden Strom oder durch eine Spannung und eine Stromstärke, die ihr oder ihm entspricht. So sendet zum Beispiel der Steuerschaltkreis 7 ein Steuersignal an den DC-DC Wandlerstromkreis 3 und steuert die Ausgangsspannung davon um eine, dem Zustand der Entladungslampe entsprechenden Leistung, zu liefern. Dies geschieht nach Erhalt eines von der Erfassungssektion 8, welche die Ausgangsspannung oder die Ausgangsstromstärke des DC-DC Wandlerstromkreises 3 steuert, gesendeten Signals. Der Steuerschaltkreis 7 dient auch dazu die an die Entladungslampe 6 anzulegende Spannung auf ein gewisses Niveau anzuheben bevor man die Entladungslampe 6 anschaltet, wobei die Ausgabe gesteuert wird um die Entladungslampe 6 verläßlich anzuschalten. Des weiteren, kann eine PWM oder PFM Methode als Umschaltsteuerungsmethode benutzt werden.
2 und 3 zeigen Spannungsresonanzgrundschaltkreise des Typs Rücklauf. Sie unterscheiden sich dadurch voneinander, dass die Primär- und Sekundärseite des Trans formators miteinander verbunden sind oder nicht (d. h., sie sind vom Typ Isolator oder nicht). Es ist lässt sich zum Beispiel der Vorteil erlangen, dass der elektrische Wirkungsgrad, welcher durch das Verhältnis zwischen Ausgangsleistung und Eingangsleistung definiert wird, steigt, wenn eines der Enden der Primärwicklung mit dem der Sekundärwicklung verbunden wird, wie in 3 gezeigt wird. Andererseits, da eine niedrigere Spannung als die Eingangsspannung nicht ausgegeben werden kann, muss eine Konfiguration bestimmt werden die alle zukünftigen Anforderungen berücksichtigt.
In jeglicher Konfiguration können auch die folgenden Elemente bereitgestellt werden (Ziffern in Klammern zeigen Bezeichnungen an).

9: Transformator,
10: Spule,
11: Umschaltelement,
12: Gleichrichterdiode, und
13: Glättungskondensator.

Anschlüsse „Ti+” und „Ti–”, wie in der Zeichnung gezeigt, bedeuten Eingangsanschlusspole, und die Eingangsgleichspannung „V_EIN” wird dort angelegt und ein Kondensator 14 wird dazwischen bereitgestellt. Ferner bezeichnen „To+” und „To–” Ausgangsanschlusspole, und die Ausgangsspannung (auf welche sich mit „V_Aus” bezogen wird), die man nach der Spannungsumwandlung erhält, wird an einem darauffolgenden Stromkreis angelegt (den DC-AC Wandlerkreis).
Der schwarze Kreis in den Zeichnungen an jeder Wicklung des Transformators 9 bezeichnet den Wicklungsanfang.
in dem Ausführungsbeispiel 3A eines in 2 gezeigten Aufbaus (die Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators sind nicht direkt miteinander verbunden), ist die Spule 10 mit der Endseite der Wicklung der Primärwicklung 9p des Transformators 9 in Serie geschaltet und das Umschaltelement 11 ist an die Spule 10 angeschlossen. Ein Signal wird von dem Steuerschaltkreis 7 (siehe 1) an das Umschaltelement 11 angelegt. In der Zeichnung wird ein N-Kanal MOSFET (Feldeffekttransistor) als Umschaltelement 11 benutzt, und der Drain davon ist via die Spule 10 an der Primärwicklung 9p des Transformators angeschlossen und die Source des FET ist an dem Eingangsanschlusspol „Ti–” angeschlossen.
Ein Kondensator 15 wird zwischen der Source und der Drain des FET bereitgestellt. Der Kondensator 15 kann als ein separates Element an den FET angeschlossen werden oder es kann die parasitäre Kapazität des FET benützt werden.
Die Gleichrichterdiode 12 und der Glättungskondensator 13 werden auf der Sekundärseite des Transformators 9 bereitgestellt, und eines der Enden (ein Wicklungsende) der Sekundärwicklung 9s des Transformators 9 wird an der Anode der Gleichrichterdiode 12 angeschlossen und das andere Ende (ein Wicklungsbeginn) der Sekundärwicklung 9s wird an eine Leitung, die die Anschlusspole „Ti–” und „To–” verbindet, angeschlossen. Die Kathode der Gleichrichterdiode 12 wird an den Anschlusspol „To+” und an ein Ende des Glättungskondensators 13 angeschlossen. Der Glättungskondensator 13 wird zwischen den Ausgangsanschlusspolen „To+” und „To–” bereitgestellt und die Spannung an den beiden Enden des Kondensators 13 wird als V_Aus ausgegeben.
In der Zeichnung bezeichnet „Ip” den Strom auf der Primärseite des Transformators 9 und „Is” bezeichnet den Strom auf der Sekundärseite des Transformators 9, und „Vg” bezeichnet die Gatesignalspannung die an den FET angelegt werden soll.
In dem in der Zeichnung gezeigten Ausführungsbeispiel wird die Spule 10 zwischen der Primärwicklung 9p des Transformators 9 und dem Umschaltelement 11 bereitgestellt, ohne, dass dies als einschränkend anzusehen ist. Es kann auch eine Konfiguration vorgeschlagen werden in der die Spule 10 zwischen dem Anschlusspol Ti+ und der Primärwicklung 9p bereitgestellt wird (siehe den Teil A der durch einen mit gestrichelter Linie gezeichneten Kreis in der Zeichnung bezeichnet ist) oder zwischen der Sekundärwicklung 9s und der Gleichrichterdiode 12 bereitgestellt wird (siehe den Teil B der durch einen mit gestrichelter Linie gezeichneten Kreis bezeichnet ist) und eine Konfiguration in der die Streuinduktivität des Transformators benutzt wird.
In einem Beispiel 3B des in der 3 gezeigten Aufbaus haben die meisten Teile den selben Aufbau wie jene in 2 außer, dass die Primär- und Sekundärwicklungen des Tranformators 9 an den entsprechenden Enden miteinander verbunden sind. Insbeson dere, wird ein Anschluss auf der Seite des Wicklungsendes der Primärwicklung 9p an einen Anschluss am Ende (das Ende am Wicklungsbeginn) der Sekundärwicklung 9s angeschlossenen und wird weiterhin an der Spule 10 angeschlossen, und ist außerdem via der Spule 10 am Umschaltelement 11 angeschlossen.
In der selben Art und Weise wie im Ausführungsbeispiel von 2, wird die Spule 10 zwischen der Primärwicklung 9p des Transformators 9 und dem Umschaltelement 11 bereitgestellt, ohne, dass dies als einschränkend anzusehen ist. Es kann auch eine Konfiguration vorgeschlagen werden bei der die Spule 10 zwischen dem Anschlusspol Ti+ und der Primärwicklung 9p (siehe einen Teil A der durch einen mit gestrichelter Linie gezeichneten Kreis in der Zeichnung bezeichnet ist) bereitgestellt wird oder zwischen der Sekundärwicklung 9s und der Gleichrichterdiode 12 (siehe den Teil B der durch einen mit gestrichelter Linie gezeichneten Kreis bezeichnet ist) bereitgestellt wird und eine Konfiguration in der die Streuinduktivität des Transformators benutzt wird.
In beiden der in 2 und 3 gezeigten Aufbauten mit Spannungsresonanzprinzip wird eine Spannung oder eine Stromstärke durch die Spule 10 und den Kondensator 15 in Resonanz gebracht, um das Umschaltelement 11 (den FET in diesem Fall) AN oder AUS zu schalten, wenn eine am Umschaltelement angelegte Spannung null Volt hat, sodass der durch das Schalten entstehende Leistungsverlust verringert werden kann (der Schaltverlust kann verringert werden).
Es kann das Problem entstehen, dass die am Umschaltelement 11 angelegte Spannung, welche eine Drain-Source-Spannung (VDS) des FET ist, erhöht wird. Insbesondere, indem man beispielsweise den Aufbau in der 2 und 3 hernimmt, in der die Spule 10 und der Kondensator 15 nicht bereitgestellt werden. Wenn die Ausgangsspannung V_Aus auf 100 V eingestellt wird, die Eingangsspannung V_EIN auf 10 V eingestellt wird und das Wicklungsverhältnis des Transformators 9 auf „1:2” eingestellt wird (oder ein Wicklungsverhältnis =1/2 eingestellt wird) erhält man den berechneten Wert der Drain-Source Spannung des FET aus „VDS = 10 + (100 – 10)/3 = 40 V”. Andererseits werden im Resonanztyp, der die Spule 10 und den Kondensator 15 nutzt, die Resonanzspannungen der Spule 10 und des Kondensators 15 zu 40 V addiert. Deshalb gibt es, in Abhängigkeit von den Umständen, die Möglichkeit, dass VDS 100 V übersteigen kann.
Ausgehend von der Gleichung für VDS steigt der Wert der VDS wenn die Ausgangsspannung V_Aus erhöht wird. Entsprechend ist es nötig ein Umschaltelement mit hoher Durchbruchspannung auszuwählen. So wird beispielsweise im Falle eines Lichtschaltkreises einer Entladungslampe (Metallhalogenlampe), die als Lichtquelle einer Automobillichteinheit benutzt wird, üblicherweise eine Spannung von mehreren hundert Volt angelegt, bevor man die Entladungslampe zum Zeitpunkt des Aufwärmens einschaltet. Unter Berücksichtigung dieser Tatsache ist es nötig ein Umschaltelement mit sehr hoher Durchbruchspannung zu benutzen.
Um die Durchbruchspannung des Umschaltelements zu verringern, kann auch vorgeschlagen werden das Wicklungsverhältnis des Transformators zu erhöhen, wobei ein nachteiliger Effekt dieser Methode nicht ignoriert werden kann. Die Einschaltdauer (ON duty) des Umschaltelements ist verringert und der Strom auf der Primärseite des Transformators und der Strom der zum Umschaltelement fließt werden übermäßig erhöht, basierend auf dem Verhältnis zwischen der Eingangs-Ausgangsspannung und dem Wicklungsverhältnis. Als Folge kann es dadurch das Problem geben, dass der elektrische Wirkungsgrad verschlechtert wird (das erhoffte Ziel einer Reduzierung des Leistungsverlustes kann nicht erreicht werden, wodurch die Vorteile abnehmen).
Ferner, wenn der Strom der zum Umschaltelement fließt erhöht wird, dann werden auch die Resonanzenergie und die Resonanzspannung erhöht.
Deshalb ist es Aufgabe der Erfindung, die Spannung, die am Umschaltelement angelegt wird, zu verringern um die Durchbruchspannung des selben Elements niedrig zu halten, ohne das Wicklungsverhältnis des Transformators zu erhöhen (dies bedeutet, ohne den elektrische Wirkungsgrad zu verringern), wobei ein billiges Element benutzt wird.
Wie oben beschrieben wird der Steuerschaltkreis 7 bereitgestellt um die Ausgangsspannung des DC-DC Wandlers 3 durch die AN/AUS Steuerung des Umschaltelements 11 zu steuern. Die Ausgangsspannung V_Aus des DC-DC Wandlers 3 wird erfasst und führt eine Begrenzung des Stroms, der zum Umschaltelement fließt, so aus, dass er verringert wird, falls die Ausgangsspannung V_Aus hoch ist. Anders ausgedrückt, in dem Fall in dem die Ausgangsspannung V_Aus höher ist als im Vergleich mit einem begrenzt eingestellten Stromwert bezogen auf das Umschaltelement wenn die Ausgangsspannung niedrig ist, ist es vorteilhaft, dass der begrenzte Stromwert niedrig eingestellt wird.
Als eine Möglichkeit zum Begrenzen des zum Umschaltelement fließenden Stroms ist die so genannte pulse-by-pulse Methode als Gegenmaßnahme bekannt, die ein Überstromdurchschlag im Umschaltelement verhindert.
Wird zum Beispiel ein FET (Feldeffekttransistor) als Umschaltelement benutzt und der Strom, der zum FET fließt, wird auf „I” eingestellt und der Widerstandswert des Widerstands zur Stromstärkenmessung, welcher bereitgestellt wird den Wert zu messen, auf „R” eingestellt wird, erhält man „I⧠R” als Messwert durch Spannungsumwandlung. Wenn das Niveau des Stromstärkenlimits, in der Umschaltsteuerung des FET, auf „Ilim” gesetzt wird, dann wird ein Überschreiten von Ilim durch das Erfassungsniveau der Stromstärke I verhindert. In anderen Worten wird die Begrenzung reduziert, falls das Niveau des Stromstärkenlimits Ilim einen großen Wert hat, und die Begrenzung wird erhöht, falls das Niveau des Stromstärkenlimits Ilim einen geringen Wert hat (Entsprechend ist es in dem Fall, in dem der Wert des Stroms I erniedrigt wird, vorteilhaft, dass der Wert von Ilim erniedrigt wird um das nötige Niveau zu haben. Folglich, ist es möglich die Wärmeentwicklung in dem Element zu verhindern.).
Unter Verwendung dieser Methode wird die Ausgangsspannung V_Aus gemessen und der Begrenzungsstromstärkenwert (das Niveau des Stromstärkenlimits Ilim) kann niedrig eingestellt werden (das Stromstärkenlimit kann erhöht werden), falls der Wert groß ist. Natürlich kann diese Methode nach dem Anschalten der Entladungslampe angewandt werden und ist auch im Fall der Anwendung vor dem Anschalten der Entladungslampe effektiv. Weiterhin, wenn die Polarität der Ausgangsspannung des DC-AC Wandlers 4 umgeschaltet wird (insbesondere in dem Fall in dem ein starker Strom zur Entladungslampe fließt, zum Zeitpunkt der Anwendung einer hohen Belastung sofort nachdem die Entladungslampe angeschaltet wird), wobei die Polarität der Spannung oder des Stroms, der an die Entladungslampe angelegt wird, durch Umschalten der Polarität invertiert wird, sodass ein Resonanzstrom fließt und die Ausgangsspannung V_Aus des DC-DC Wandlers erhöht wird. Entsprechend ist es vorteilhaft, dass der Grad der Strombegrenzung definiert wird. Die erhöhte Spannung wird natürlich oder absichtlich generiert (falls beispielsweise der Induktionswert des Starterschaltkreises erhöht wird und die elektrostatische Kapazität des Glättungskondensators gering eingestellt wird, ist es möglich die Erlöschungsfrequenz der Entladungslampe zu erniedrigen, welche in der Polaritätsinversion generiert wird).
In den 4 bis 7 zeigt die Abszisse die Ausgangsspannung V_Aus und die Ordinate zeigt den Begrenzungsstromstärkenwert des Stroms Ip auf der Primärseite oder das Niveau des Stromstärkenlimits „Ilim”, und deren Beziehung zueinander wird illustriert.
In einem in 4 gezeigten Beispiel wird die folgende Konfiguration gezeigt.

– Eine Konfiguration, in der Ilim bei steigender Ausgangsspannung V_Aus abnimmt, wie durch die abfallenden Kurve g1 mit einer durchgezogenen Linie gezeigt wird; und
– Eine Konfiguration, in der Ilim, unabhängig von dem Wert der Ausgangsspannung V_Aus innerhalb eines konstanten Bereichs der im Bezug zu V_Aus steht, konstant gesetzt wird und Ilim nimmt mit steigender V_Aus ab, in dem Fall in dem V_Aus über den selbigen Bereich steigt, wie durch die Kurve g2 mit einer Strichpunktlinie gezeigt wird.

Während ein Ausführungsbeispiel anhand der Kurve g1 gezeigt wird, in der Ilim geradlinig mit steigender Ausgangsspannung V_Aus abnimmt, ist dieses nicht einschränkend. Es kann ein Beispiel vorgeschlagen werden in dem Ilim stufenweise mit steigender Ausgangsspannung V_Aus abnimmt, wie in 5 durch die Kurve g3 mit durchgezogener Linie gezeigt und ein Beispiel in dem Ilim kurvenförmig mit steigender Ausgangsspannung V_Aus abnimmt, wie in der 5 mit der Kurve g4 mit einer Strichpunktlinie gezeigt.
In den Beispielen der 6 und 7 wird ein Merkmal, durch Setzen einer bezüglich V_Aus vorbestimmten Grenzschwelle (auf welche sich unter „Vsh” bezogen wird), variiert.
Die in 6 gezeigte Kurve G1 hat die selben Merkmale wie die Kurve G1 innerhalb eines Bereichs in dem „V_Aus < Vsh”, und in dem Bereich in dem V_Aus Vsh übersteigt wird Ilim konstant gesetzt, wie durch G1c gezeigt. Alternativ ist es auch möglich, dass die Neigung geringer ist als im Vergleich zur Neigung der Kurve im Bereich „Vaus < Vsh” (ein absoluter Wert ist klein und eine Änderung wird mit einer negativen Steigung durchgeführt), wie mit der Doppelpunktlinie G1d innerhalb des Bereichs „Vaus > Vsh” gezeigt oder aber Ilim nimmt mit einer positiven Steigung zu, wenn V_Aus innerhalb des Bereichs „V_Aus > Vsh” zunimmt, wie mit der Strichpunktlinie G1u gezeigt.
Die in 7 gezeigte Kurve G2 hat die gleichen Merkmale wie die Kurve g2 innerhalb des Bereichs „V_Aus < Vsh”, und innerhalb des Bereichs, in dem V_Aus Vsh übersteigt, wird Ilim konstant gesetzt, wie durch G2c gezeigt. Alternativ ist es auch möglich, dass die Neigung geringer ist als im Vergleich zur Neigung der Kurve im Bereich „V_Aus < Vsh” (ein absoluter Wert ist klein und eine Änderung wird mit einer negativen Steigung durchgeführt), wie mit der Doppelpunktlinie G2d innerhalb des Bereichs „V_Aus > Vsh” gezeigt oder Ilim nimmt mit einer positiven Steigung zu, wenn V_Aus innerhalb des Bereichs „V_Aus > Vsh” zunimmt, wie mit der Strichpunktlinie G2u gezeigt.
In dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel nimmt Ilim mit steigender V_Aus ab. Aus diesem Grund besteht die Möglichkeit, dass die benötigte Spannung (ca. 350–400 V) nicht erreicht werden könnte, bevor die Entladungslampe angeschaltet wird, falls der Wert übermäßig abnimmt (die Begrenzung ist übermäßig groß). In dem Fall, in dem der Wert der Ausgangsspannung V_Aus eine gewisse Schwelle überschreitet, kann deshalb der Grad der Strombegrenzung konstant oder abgeschwächt eingestellt werden, wie in den 6 und 7 gezeigt.
In einem Übergangszustand in dem die Sourcespannung zur Steuerung ansteigt, ist die Steuerungsoperation ferner instabil. Zur gleichen Zeit besteht auch die Möglichkeit, dass der VDS Wert ansteigt. Folglich sollte Ilim klein eingestellt werden um die Begrenzung zu erhöhen.
Bezüglich der Steuerung, besteht der Steuerungskreislauf 7 beispielsweise aus folgenden in 8 gezeigten Bauteilen (Nummern in Klammern zeigen die Bezugszeichen).

16: VDS Unterdrückungsschaltkreis,
17: Leistungssteuerungskreis, und
18: Treiberkreis.

In diesem Ausführungsbeispiel wird die Konfiguration aus 3 benutzt.
Der VDS Unterdrückungsschaltkreis 16 wird als ein Spannungsunterdrückungsstromkreis zum Unterdrücken einer Erhöhung einer am Umschaltelement 11 angelegten Spannung bereitgestellt (oder ein Überspannungsunterdrückungsstromkreis), und dient dazu die Ausgangsspannung V_Aus zu erfassen und ein Ausgangssignal davon an den Leistungssteuerkreis 17 zu senden (der Aufbau wird unten beschrieben).
Der Leistungssteuerkreis 17 dient dazu, die Treiberoperation des Umschaltelements 17 durch den Treiberkreis (18) zu steuern und dazu, die Leistung, die an die Entladungslampe angelegt wird, durch eine variable Steuerung der Ausgangsspannung V_Aus zu steuern. Der Leistungssteuerkreis 17 beinhaltet einen Treiberkreis, der eine Stromlimitierungsfunktion des Typs pulse-by-pulse hat (z. B. ein IC zur PWM Steuerung oder ein IC zur PFM Steuerung), und ein begrenzter Stromwert wird als Antwort auf ein vom VDS Unterdrückungsschaltkreis 16 gesendetes Signal definiert.
Der Treiberkreis 18 wird bereitgestellt um das Umschaltelements 11, nach dem Erhalt des von dem Leistungssteuerkreis 17 gesendeten Signals, zu treiben und ein komplementäres, durch einen Transistor geformtes, Paar wird dazu benutzt.
9 zeigt ein Ausführungsbeispiel 19 eines Aufbaus eines VDS Unterdrückungsschaltkreises 16.
Der in der Zeichnung gezeigte Anschlußpol „TL” ist ein Referenzanschluss (ein Pol, der Ilim definiert) des begrenzten Stroms, und entspricht dem Referenzeingabeanschluss des Begrenzungsstroms in dem Fall in dem der selbe Anschlußpol in einem Universal-IC (ein IC für PWM), mit pulse-by-pulse Strombegrenzungsfunktionstyp, in einer Konfiguration, die beispielsweise den gleichen IC benützt, bereitgestellt wird. Alternativ, kann der Anschlußpol auch einem internen Anschluß eines speziell angefertigten IC entsprechen. In jedem Fall aber, wenn eine am Referenzanschluss angelegte Spannung verringert wird, dann wird Ilim reduziert (der Aufbau ist im Stand der Technik bekannt und eine Beschreibung wird weggelassen).
Während eine, durch Teilen der Referenzspannung „Eref” durch die Widerstände 20 und 21, erlangte Spannung an den Anschlußpol „TL” angelegt wird, wird die Spannung durch eine auf der rechten Seite liegenden Stromkreisausschnitts beeinflußt.
In den npn Transistoren 22 und 23, die einen Stromspiegelschaltkreis bilden, werden ein Widerstand 24 und eine Zenerdiode 25 an den Kollektor des Transistors 22 angeschlossen und V_Aus angelegt, und ferner wird ein Widerstand 26 und eine Zenerdiode 27 an den Kollektor des Transistors 23 angeschlossen und V_Aus angelegt. In anderen Worten, wird die Kathode von jeder der Zenerdioden an einen Erfassungsanschluss 28 von V_Aus angeschlossen und jede Anode wird an den Kollektor von jedem der entsprechenden Transistoren durch jeden Widerstand angeschlossen.
Die Zenerspannung der Zenerdiode 27 wird auf einen vorbestimmten Wert, beispielsweise 100 V, eingestellt. Wenn deshalb V_Aus die Schwelle von 100 V überschreitet, wird die Zenerdiode 27 ein Verringern, der an den Spannungsteilungswiderständen 20 und 21 anliegenden definierten Spannung, durchführen (die Spannung am „P”-Knoten im Spannungsteilungswiderstand). Die Zenerspannung der Zenerdiode 25 wird ferner auf einen vorbestimmten Wert, beispielsweise 270 V, eingestellt. Wenn deshalb V_Aus die Schwelle von 270 V überschreitet, wird die Zenerdiode 25 ein Verringern, der an den Spannungsteilungswiderständen 20 und 21 anliegenden definierten Spannung, durchführen (da eine Stromstärkenbegrenzung durch die Einstellung eines Wiederstandswertes erleichtert wird, kann der Wert der Spannung bevor man die Entladungslampe anschaltet aufrecht erhalten bleiben (Leerlaufspannung)). Entsprechend entspricht dieses Beispiel dem Merkmal, welches den G2d Teil des Graphs G2 der 7 beinhaltet.
Ein Teil, der einen Stromspiegelkreis ausmacht, welcher aus den Spannungsteilungswiderständen 29 und 30, dem Widerstand 31 und den pnp Transistoren 32 und 33 besteht, wird zur Strombegrenzung zu einem frühen Zeitpunkt des Ansteigens der Steuerstromversorgung bereitgestellt. Insbesondere werden die Widerstände 29 und 30 in Reihe geschaltet mit einen Anschlußpol 34 zum Bereitstellen von V_EIN oder einer Spannung „Vcc”, die durch einen Spannungsgenerator, der nicht gezeigt ist, generiert wird, und deren Widerstandsspannungsteilungswerte werden an der Basis der Transistoren 32 und 33 und dem Emitter des Transistors 32 durch den Widerstand 31 angelegt. Die vorbestimmte Referenzspannung Eref wird an den Emitter von jedem der Transistoren angelegt und der Kollektor des Transistors 33 wird mit dem Kollektor des Transistors 23 verbunden. Entsprechend fließt ein Strom zum Stromspiegelkreis um das elektrische Potential des P-Knotens, während der Wert von V_EIN oder Vcc klein ist, zu verringern (eine Strombegrenzung wird erhöht bis die Versorgungsspannung über einen normalen Wert ansteigt).
In diesem Schaltkreis ist es möglich, Merkmale in verschiedenen Konfigurationen, in Abhängigkeit von der Präsenz der Zenerdioden 25 und 27 oder einer Änderung der konstanten Werte, wie deren Zenerspannungen und den Widerstandswerten der Widerstände 24 und 26, zu implementieren. Ferner, wenn, wie in 9 gezeigt, ein Kondensator 35, gezeigt mit einer gestrichelten Linie, an einen Spannungsteilungspunkt, gezeigt im Punkt „Q”, angeschlossen wird (ein Knoten der Widerstände 29 und 30) (parallel mit dem Widerstand 30), kann eine Zeit zu einem frühen Zeitpunkt des Anstiegs von V_EIN oder Vcc gesteuert werden (durch einen Zeitkonstantenschaltkreis, der durch einen Widerstand 30 und einen Kondensator 35 gebildet wird).
Im Falle eines Universal-IC werden alle in der Zeichnung gezeigten Elemente durch externe Komponenten bereitgestellt. In einem speziell angefertigten integrierten Schaltkreis werden ein Element, das die Durchbruchsspannung des Schaltkreises übertrifft, eine Zenerdiode und ein Kondensator als externe Komponenten bereitgestellt.
Bezüglich der Methode zum Erfassen des zum Umschaltelement 11 fließenden Stroms, wird ferner üblicherweise ein Erfassungswiderstand benutzt (Nebenwiderstand). Während, wie in 8 gezeigt, das Erfassungssignal eines Erfassungswiderstands Rs, welcher mit dem Umschaltelement 11 verbunden ist, an den Leistungssteuerkreis 17 gesendet wird, kann jedoch auch jegliche weitere Methode in der Erfindung benützt werden.
10 bis 12 sind schematische Wellenformdiagramme, um die Operation der Stromstärkenbegrenzung zu erklären. In den Figuren haben die gezeigten Symbole die folgende Bedeutung.

„Vs” = Niveau des Steuersignals, und
„Vdet” = Niveau des Erfassungssignal des zum Umschaltelement 11 fließenden Stroms.

Vlim entspricht dem elektrischen Potential des Anschlusses „TL”, und das Steuersignal Vs wird durch einen Berechnungsschaltkreis zur Leistungssteuerung, der nicht gezeigt ist, basierend auf dem Erfassungssignal der Spannung oder der Stromstärke der Entla dungslampe, generiert. Die Stromstärke und die Spannung, die an die Entladungslampe anzulegen sind, werden erhöht wenn Vs erhöht wird. Ferner hat die Wellenform von „Vdet” die Form eines Sägezahns, wie gezeigt.
In der 10 wird „Vs < Vlim” eingestellt und Vs wird nicht von Vlim beeinflußt. In anderen Worten, Vdet übersteigt Vs nicht.
Ferner zeigt 11 einen Zustand in dem Vs im Vergleich zum Fall von 10 erhöht wird, um die Ausgangsspannung, Stromstärke und Leistung zu erhöhen, und Vdet wird entsprechend erhöht. In der gleichen Weise wie im Fall von 10 wird „Vs < Vlim” gesetzt.
Andererseits ist in 12 das Verhältnis zwischen Vs und Vlim umgekehrt. Insbesondere wird Vdet durch Vlim gesteuert, da „Vs > Vlim”. Folglich wird Vdet, ursprünglich durch Vs definiert, hier durch Vlim definiert. Wenn Vlim reduziert wird, wird die Strombegrenzung erhöht. Folglich wird der Strom, der zum Umschaltelement 11 fließt, weiter reduziert.
In dem Aufbau der 9, kann der Grad der Reduktion von Vlim durch den Widerstandswert der Spannungsteilungswiderstände 20 und 21 und dem Anteil des Stroms vom Anschluss ”TL” („current suction”) der durch den Stromspiegel, der aus einem NPN Transistorenpaar aufgebaut ist, abgesenkt wird, bestimmt werden.
Während ferner in 9 eine Zenerdiode mit einer hohen Durchbruchsspannung verwendet wird, ist ein Aufbau, in dem die selbe Funktion von einem Element mit einer niedrigen Durchbruchsspannung durchgeführt wird, vorteilhafter bezüglich der Kosten. Ein Ausführungsbeispiel 36 dieses Aufbaus ist in 13 gezeigt.
In diesem Schaltkreis werden zwei Operationsverstärker und ein Zähler benutzt. Die rechten Teile der Spannungsteilungswiderstände 20 und 21, die am Anschluß „TL” angeschlossen sind, unterscheiden sich von denen des Aufbaus in 9.
Die Ausgangsspannung V_Aus des DC-DC Wandlers 3 wird durch die Widerstände 38 und 39 geteilt und wird an dem nicht umgewandelten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 37 angelegt. Ein umgewandelter Eingangsanschluß wird via den Widerstand 40 geerdet und der Widerstand 41 wird zwischen dem umgewandelten Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß bereitgestellt.
Ferner, wird die Ausgangsspannung V_Aus des DC-DC Wandlers 3 durch die Widerstände 38 und 39 geteilt und wird an den nicht umgewandelten Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 42 via den Widerstand 43 angelegt. Die Referenzspannung „Eref”, durch das Symbol einer konstanten Spannungsquelle gekennzeichnet, wird an einen nicht umgewandelten Eingangsanschluß angelegt. Der Widerstand 44 wird zwischen dem umgewandelten Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß bereitgestellt.
Die Ausgangsspannungen der Operationsverstärker 37 und 42 werden via Dioden und Widerstände am Anschluß „TL” angelegt. In anderen Worten, der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 37 wird an der Anode der Diode 45 angeschlossen und die Kathode der Diode 45 wird an den Anschluß „TL” via den Widerstand 46 angeschlossen. Ferner wird der Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 42 an die Kathode der Diode 47 angeschlossen und die Anode der Diode 47 wird an den Anschluß „TL” via den Widerstand 48 angeschlossen.
Ein Zähler (Zeitgeber) 49 wird zum Reduzieren des begrenzten Stromwerts während der Übergangsperiode vom Startpunkt des Ansteigens der Versorgungsspannung Vcc bis zur Stabilisierung der Versorgungsspannung Vcc bereitgestellt. Zu einem Zeitpunkt, zu dem eine gewisse Zeitperiode nach dem Startpunkt des Ansteigens von Vcc abgelaufen ist, wird ein Signal, das das Niveau H hat, ausgegeben. Wie in der 13 gezeigt, wird der Ausgangsanschluß des Zählers 49 an die Kathode der Diode 50 angeschlossen und die Anode der Diode 50 wird via den Widerstand 51 an den Anschluß „TL” angeschlossen.
In diesem Aufbau ist der Operationsverstärker 42 ein Inversionsverstärker. Deshalb wird eine geringere Spannung ausgegeben, wenn die Ausgangsspannung V_Aus erhöht wird (was in anderen Worten den Charakteristiken des Graphs G1 in 6 entspricht). Bezüglich des Operationsverstärkers 42, kann eine Ausgangsspannung durch eine positive Eingangsspannung und ein Inversionsverstärkungsverhältnis definiert werden und der Grad der Reduzierung der Ausgangsspannung bis zur Erhöhung von V_Aus kann durch den Widerstandswert des Widerstands 48 eingestellt werden.
Ferner gibt der Operationsverstärker 37 eine höhere Spannung aus, wenn die Ausgangsspannung V_Aus erhöht wird (was in anderen Worten den Charakteristiken des Graphs G1u in 6 entspricht). Der Grad der Veränderung in der Ausgangsspannung zu V_Aus kann durch das Nichtinversionsverstärkungsverhältnis des Operationsverstärkers 37 und durch den Widerstandswerts des Widerstands 46 eingestellt werden.
Da der Zähler 49 ein L Niveausignal ausgibt, bevor eine vorbestimmte Zeit nach der Strom-an Zeit abläuft, dient er als eine Senke für den Anschluß „TL” und dient dazu das elektrische Potential des selben Anschlusses zu reduzieren (ein begrenzter Strom wird reduziert). Da anschließend der Zähler 49 ein Signal, das ein H Niveau hat, ausgibt, funktioniert dies nicht. Deshalb ist es vorteilhaft, dass der Wert des Stroms der zum Umschaltelement 11 fließt begrenzt sein sollte, bis die Versorgungsspannung eine vorbestimmte Spannung erreicht. Es wird eine Schaltkreiskonfiguration vorgeschlagen in der Mittel bereitgestellt werden, die feststellen, dass die Versorgungsspannung eine vorbestimmte Spannung erreicht oder nicht. Weiterhin wird eine Schaltkreiskonfiguration bereitgestellt in der der Zeitgeberschaltkreis durch einen Zeitgeber oder einen Zähler aufgebaut.
14 und 15 zeigen ein Beispiel einer Messung der Effekte des VDS Unterdrückungsschaltkreises, 14 zeigt den Fall in dem der VDS Unterdrückungsschaltkreis nicht bereitgestellt wird und 15 zeigt den Fall in dem der VDS Unterdrückungsschaltkreis bereitgestellt wird. In diesen Zeichnungen zeigt die Abszisse die Zeit an und die Ordinate zeigt Ip, V_Aus und VDS an, wie oben beschrieben.
Wie durch Vergleichen der beiden Zeichnungen ersichtlich ist, ist die VDS-Stärke (der Spitzenwert) in 15 unterdrückt.
Was aus dem Vorhergehenden, entsprechend der ersten Ausführung der Erfindung, offensichtlich wird, ist, dass wenn die Ausgangsspannung des DC-DC Wandlers erhöht wird, die Strombegrenzung zum Umschaltelement erhöht wird, sodass die am Element angelegte Spannung unterdrückt werden kann. Deshalb ist es nicht nötig ein Element mit einer hohen Durchbruchsspannung anzuwenden. Ferner, da das Wicklungsverhältnis des Transformators nicht erhöht werden muß, ist es möglich eine Verschlechterung des elektrischen Wirkungsgrades zu verhindern.
Entsprechend der zweiten Ausführung der Erfindung ist es möglich eine Schwelle zu setzen, wodurch der Grad der Begrenzung des zum Umschaltelements fließenden Stroms verändert wird. Folglich ist es möglich die Entstehung eines nachteiligen Effekts durch eine einzige Definition der Limitierung zu verhindern (so könnte beispielsweise eine ausreichende Spannung zur An-Steuerung der Entladungslampe nicht erreicht werden).
Entsprechend der dritten Ausführung der Erfindung gibt es die Möglichkeit, dass eine an dem Umschaltelement angelegte Spannung erhöht werden könnte, falls in einem instabilen Zustand, in dem der Wert der an dem Steuerkreis angelegten Versorgungsspannung nicht ausreichend ist. Durch Begrenzen des zum Umschaltelement fließenden Stromwerts ist es deshalb möglich die Spannung zu unterdrücken.

Claims

Gleichspannungswandler (3) einer Entladungslampe (6), der in Resonanztechnologie aufgebaut ist, mit: einem Transformator (9) und einem Umschaltelement (11), das auf der Primärseite eines Transformators (9), zum Umwandeln einer Eingangsspannung (V_EIN) einer Gleichstromquelle in eine vorbestimmte Gleichspannung, vorgesehen ist; und einem Steuerschaltkreis (7) zum AN/AUS Steuern des Umschaltelements (11), wodurch die Ausgangsspannung (V_AUS) des Gleichspannungswandlers gesteuert wird, und zum Begrenzen des im Umschaltelement (11) fließenden Stroms, wobei die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers erfasst wird und der Strom (I_P), der zum Umschaltelement (11) fließt, durch den Steuerschaltkreis in Abhängigkeit der Ausgangsspannung (V_AUS) so begrenzt wird, dass er definiert abnimmt, wenn die Ausgangsspannung (V_AUS) ansteigt, so dass die am Schaltelement (11) angelegte Spannung (VDS) ebenfalls begrenzt wird.
Gleichspannungswandler einer Entladungslampe (6) nach Anspruch 1, wobei der Steuerschaltkreis (7) den Grad der Begrenzung des zum Umschaltelements (11) fließenden Stromes ändern kann, wenn erfasst wird, dass die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers (3) gleich oder höher als ein vorbestimmter Schwellenwert der Ausgangsspannung ist.
Gleichspannungswandler einer Entladungslampe (1) nach Anspruch 1, wobei der Steuerschaltkreis (7) den Wert des Stroms, der zu dem Umschaltelement (11) fließt, so lange begrenzt, bis eine Versorgungsspannung, die an den Steuerschaltkreis (7) anzulegen ist, einen vorbestimmten Spannungswert erreicht.
Gleichspannungswandler einer Entladungslampe (6) nach Anspruch 1, wobei die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers (3) erfasst wird, bevor die Entladungslampe angeschaltet wird.
Gleichspannungswandler einer Entladungslampe (6) nach Anspruch 1, wobei die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers (3) erfasst wird, nachdem eine gewisse Zeit zum Anschalten der Entladungslampe vergangen ist, wobei ein Resonanzstrom fließt und die Ausgangsspannung angehoben wird, wodurch der Grad der Strombegrenzung definiert wird.
Gleichspannungswandler einer Entladungslampe (6) nach Anspruch 2, wobei der Grad der Begrenzung des Stroms konstant ist oder abgeschwächt wird.