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DE10304505A1 - Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors - Google Patents

Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors Download PDF

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Publication number
DE10304505A1
DE10304505A1 DE10304505A DE10304505A DE10304505A1 DE 10304505 A1 DE10304505 A1 DE 10304505A1 DE 10304505 A DE10304505 A DE 10304505A DE 10304505 A DE10304505 A DE 10304505A DE 10304505 A1 DE10304505 A1 DE 10304505A1
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DE
Germany
Prior art keywords
load
modulation factor
voltage
inductor
resonant circuit
Prior art date
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Withdrawn
Application number
DE10304505A
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English (en)
Inventor
Robert Dipl.-Ing. Ibach
Jan Dr.-Ing. Fabianowski
Maciej A. Dr.-Ing. Dzieniakowski
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Abp Induction Systems 44147 Dortmund De GmbH
Original Assignee
ABB Patent GmbH
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
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    • H05B6/00—Heating by electric, magnetic or electromagnetic fields
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  • Electromagnetism (AREA)
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  • Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
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Abstract

Es wird ein Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors mit mindestens einem Wechselrichter (2A, 2B, 2C) vorgeschlagen, der von zumindest einem Gleichrichter (1, 1A, 1B, 1C) über mindestens einen Spannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator (21A, 21B, 21C) gespeist wird. Mindestens ein Resonanzkondensator (17, 18) bildet zusammen mit dem induktiven Anteil (19) und dem ohmschen Anteil (20) der durch den Induktionsofen oder Induktor gebildeten ohmsch-induktiven Last (16) einen Parallelschwingkreis (15). In Abhängigkeit der aktuellen Lastspannung (URL) und der aktuellen Lastleistung (pl) wird ein Modulationsfaktor (m) gebildet und einem Pulsweitenmodulator (7) zugeführt, welcher hieraus die Leitdauer (tm) für die abschaltbaren Halbleiterschalter der Wechselrichter bildet, wobei der Beginn einer jeden Leitdauer (tm) und damit das Einschalten der Halbleiterschalter strikt synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung erfolgt und der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der Leitdauer (tm) festgelegt wird.

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Aus der DE 199 26 198 A1 ist die Anwendung von selbstgeführten Spannungszwischenkreisumrichtern (pulsweitenmodulierte Wechselrichter mit Spannungszwischenkreis), bestehend aus jeweils einem oder mehreren Gleichrichtern und einem oder mehreren Wechselrichtern, für die Stromversorgung von Induktionsöfen und Induktoren zum induktiven Schmelzen und induktiven Erwärmen bekannt. Für die Wechselrichter wird eine Schaltfrequenz verwendet, die größer ist als die Grundfrequenz des jeweiligen Ausgangsstromes. Die Verbindung der Wechselrichter mit dem parallel kompensierten Lastkreis erfolgt über eine Koppeldrossel.
  • Aus der WO 02/49197 A2 sind ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Speisung einer induktiven Last in Form eines Induktors oder Induktionsofens mit einem hohen Frequenz-Leistungsprodukt bekannt. Dies wird mit parallelgeschalteten weichschaltenden Wechselrichtern beliebiger Anzahl erreicht, die von zumindest einem Gleichrichter gespeist werden, wobei jedem Wechselrichter zumindest ein Kondensator parallel vorgeschaltet wird, der an zumindest einem Spannungszwischenkreis angeschlossen wird. Die Ausgänge der Wechselrichter werden an zumindest einen L1C1L2R-Parallelschwingkreis, der aus der ohmsch-induktiven Last L2R, einem Resonanzkondensator C1 und der Gesamtinduktivität L1 der Resonanzdrosseln besteht, angekoppelt. Die Wechselrichter werden synchron geschaltet und mit der Resonanzfrequenz fo des L1C1L2R-Parallelschwingkreises bzw. geringfügig oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz fo mit der Schaltfrequenz fs angesteuert.
    •
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vereinfachtes Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors der eingangs genannten Art anzugeben, mit welchem eine Regelung der Lastspannung und der Lastleistung realisiert wird.
  • Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
  • Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, dass die Betriebsfrequenz des Induktionsofens oder Induktors stets exakt gleich der Resonanzfrequenz des Parallelschwingkreises ist, d. h. bei Änderungen von Schwingkreisparametern während des Betriebes passt sich die Betriebsfrequenz selbsttätig der sich verändernden Resonanzfrequenz an.
  • Weitere Vorteile sind aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich.
  • Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
    •
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:
  • 1 eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors,
  • 2 beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß 1,
  • 3 eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß 1,
  • 4 eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises,
  • 5 eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises,
  • 6 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln,
  • 7, 8, 9 optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln,
  • 10 eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung,
  • 11 eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung,
  • 12 unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter.
  • In 1 ist eine Basis-Ausführungsform der Schaltung zur Versorgung eines Induktionsofens oder Induktors dargestellt. Es ist ein Netztransformator 22 zu erkennen, der primärseitig mit einem Drehstromnetz und sekundärseitig mit drei parallel angeordneten Gleichrichtern 1A, 1B, 1C verbunden ist. Jeder Gleichrichter 1A bzw. 1B bzw. 1C ist gleichstromseitig mit einem Zwischenkreiskondensator 21A bzw. 21B bzw. 21C (Spannungszwischenkreise) und einem Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet. Die Kapazität der Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C beträgt jeweils CDCL. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C weisen vorzugsweise IGBTs (oder andere abschaltbare Leistungshalbleiterschalter) als Halbleiterschalter auf. Die Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C sind wechselstromseitig über Koppeldrosseln 14A bzw. 14B bzw. 14C parallelgeschaltet. Die Induktivität einer Koppeldrossel 14A bzw. 14B bzw. 14C beträgt jeweils LC. Die Wechselrichter-Ausgangsströme der Wechselrichter 2A bzw. 2B bzw. 2C betragen IA bzw. IB bzw. IC. Der Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom IΣ beträgt IΣ = IA + IB + IC und ist gleichzeitig Schwingkreis-Eingangsstrom eines an die Wechselrichter 2A, 2B, 2C angeschlossenen Parallelschwingkreises 15, welcher aus einem Resonanzkondensator 18, einer hierzu in Serie liegenden ohmsch-induktiven Last 16 und einem parallel zur Serienschaltung 18/16 angeordneten Resonanzkondensator 17 gebildet ist. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC haben einander ähnliche Verläufe und einander ähnliche bzw. gleiche Amplituden. Die ohmsch-induktive Last 16 wird durch die Ofenspule eines Induktionsofens oder die Spule eines Induktors gebildet und weist einen induktiven Anteil 19 sowie einen ohmschen Anteil 20 auf. Wichtige Größen des Parallelschwingkreises 15 sind:
    C1 Kapazität des Resonanzkondensators 17
    C2 Kapazität des Resonanzkondensators 18
    LI Induktivität der ohmschinduktiven Last 16
    RI Ohmscher Widerstand der ohmsch-induktiven Last 16
  • Von großer Wichtigkeit bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung ist, dass die Koppeldrosseln 14A, 14B, 14C das di/dt (Änderungsgeschwindigkeit nach der Zeit) der Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC begrenzen und nicht als Komponenten des Parallelschwingkreises 15 selbst wirksam sind. Die Wechselrichter-Ausgangsströme IA, IB, IC sind diskontinuierlich und nicht sinusförmig. Der Stromverlauf des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ ist diskontinuierlich und nicht sinusförmig. In den Zeitabschnitten, in denen IΣ ≠ 0, findet ein Energieaustausch zwischen dem Parallelschwingkreis 15 einerseits und den Wechselrichtern 2A, 2B, 2C andererseits statt. Die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises 15 hängt lediglich von den Parametern des Parallelschwingkreises ab und kann wie folgt hergeleitet werden:
    Figure 00040001
    wobei in der Ausführungsform gemäß 1 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 für die im Parallelschwingkreis 15 wirksame Kapazität gilt: C = C1C2/(C1 + C2)
  • Die Betriebsfrequenz der ohmsch-induktiven Last bzw. des Induktionsofens oder des Induktors entspricht der Resonanzfrequenz fo.
  • Lediglich am Rande ist festzuhalten, dass die Schaltung prinzipiell auch für eine vereinfachte Ausführungsform, bestehend aus einem Gleichrichter, einem Zwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator und einem Wechselrichter geeignet ist.
  • In 2 sind beispielhafte zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) zur Schaltung gemäß 1 dargestellt, wobei
    IΣ durchgezogener Linienzug = Schwingkreis-Eingangsstrom
    UINVERTER strichpunktierter Linienzug = Wechselrichter-Ausgangsspannung an 2A, 2B, 2C
    UC1 gestrichelter Linienzug = Resonanzkondensatorspannung an 17
    URL gepunkteter Linienzug = Lastspannung an 16
  • In 3 ist eine optionale Ausführungsform zur Schaltung gemäß 1 dargestellt. An der Sekundärseite des Netztransformators 22 ist lediglich ein Gleichrichter 1 angeschlossen, welcher gleichstromseitig mit den Zwischenkreiskondensatoren 21A bzw. 21B bzw. 21C und den Wechselrichtern 2A bzw. 2B bzw. 2C beschaltet ist. Die übrige Schaltungsanordnung ist wie unter 1 beschrieben.
  • In 4 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich des Parallelschwingkreises dargestellt. Es ist der auch in den 1 und 3 dargestellte Parallelschwingkreis 15 mit zwei Resonanzkondensatoren 17, 18 und der Last 16 zu erkennen.
  • In 5 ist eine vereinfachte Ausführungsform des Parallelschwingkreises dargestellt. Im Unterschied zur Ausführungsform gemäß 4 entfällt der Resonanzkondensator 18, d. h. die Kapazität C1 des Resonanzkondensator 17 entspricht der im Parallelschwingkreis wirksamen Kapazität C. Für die Resonanzfrequenz fo des Parallelschwingkreises ergibt sich somit:
    Figure 00060001
  • In 6 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Es sind die miteinander gekoppelten, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordneten Koppeldrosseln 14A zu erkennen, vorzugsweise magnetisch miteinander gekoppelte Luftdrosseln. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten die gleichen Maßnahmen.
  • In den 7, 8, 9 sind optionale Ausführungsformen bezüglich der Koppeldrosseln dargestellt. Bei der Ausführungsform gemäß 7 ist nur in der ersten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß 8 ist nur in der zweiten wechselstromseitigen Anschlussleitung des Wechselrichters 2A eine Koppeldrossel 14A'' angeordnet. Bei der Ausführungsform gemäß 9 sind miteinander nicht gekoppelte, in beiden wechselstromseitigen Anschlussleitungen des Wechselrichters 2A angeordnete Koppeldrosseln 14A''' und 14A'''' vorgesehen. Für die weiteren Wechselrichter 2B, 2C gelten jeweils die gleichen Maßnahmen.
  • In 10 ist eine Basis-Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Die Hauptaufgabe der Regelung besteht darin, die Lastleistung pI und die Lastspannung URL zu regeln und zu stabilisieren. Dies erfolgt durch Regelung eines Modulationsfaktors m ( 0 ≤ m ≤ 1), welcher dem Eingang eines synchronisierten Pulsweitenmodulators 7 zugeleitet wird. Dieser Pulsweitenmodulator 7 bildet aus dem Modulationsfaktor m die entsprechenden Leitdauern tm (Einschaltzeiten) der Halbleiterschalter der Wechselrichter 2A, 2B, 2C. Halbleiterschalter-Treiber 8 bewirken die Umsetzung der ermittelten Leitdauern tm in die entsprechenden konkreten Signale zur Ansteuerung (Einschalten, Ausschalten) der Halbleiterschalter.
  • Ein Spannungsmessglied 12 ermittelt den Zeitverlauf der Lastspannung URL, woraus eine Messgröße uIo' entsprechend der Lastspannung gebildet und einem Leistungsberechner 10, einem Spannungsberechner 11 zur Ermittlung des Spannungs-Effektivwertes oder Spannungs-Scheitelwertes sowie dem synchronisierten Pulsweitenmodulator 7 zugeführt wird. Des weiteren wird mit Hilfe eines Strommessgliedes ein Messwert IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ gebildet und dem Leistungsberechner 10 zugeführt.
  • Eine erste Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastspannungs-Sollwert uI * und der am Ausgang des Spannungsberechners 11 zur Verfügung stehenden berechneten Lastspannung uI und führt die ermittelte Differenz einem Spannungsregler (vorzugsweise PI-Regler) 3 zu. Der Spannungsregler 3 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mu * und führt diesen einer Analog-Torschaltung 5 zu.
  • Eine zweite Vergleichsstelle bildet die Differenz zwischen einem Lastleistungs-Sollwert pI * und der am Ausgang des Leistungsberechners 10 zur Verfügung stehenden berechneten Lastleistung pI und führt die ermittelte Differenz einem Leistungssregler (vorzugsweise PI-Regler) 4 zu. Der Leistungsregler 4 bildet hieraus einen Modulationsfaktor-Sollwert mp * und führt diesen ebenfalls der Analog-Torschaltung 5 zu, welche aus den eingangsseitig zugeführten Modulationsfaktoren mu * und mp * den Modulationsfaktor m bildet, welcher sicherstellt, dass die Lastleistung pI und die Lastspannung URL im gewünschten Maße geregelt und stabilisiert werden. Die aus den Komponenten Spannungsregler 3, Leistungsregler 4 und Analog-Torschaltung 5 bestehende Konfiguration wird als Parallel-Regler-Struktur 6 bezeichnet.
  • Der vorstehend bereits erwähnte Pulsweitenmodulator 7 stellt sicher, dass der Beginn einer jeden Leitdauer tm mit der Lastspannung bzw. ihrer Messgröße uIo' strikt synchro nisiert ist, d. h. das Einschalten der Halbleiterschalter erfolgt stets synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung. Eine synchronisierte Betriebsweise des Systems ist somit selbst dann sichergestellt, wenn sich die Resonanzfrequenz fo beispielsweise infolge Änderung der Schwingkreisparameter ändert.
  • In 11 ist eine erweiterte Ausführungsform bezüglich der Regelung dargestellt. Im Unterschied zur Basis-Ausführungsform gemäß 10 weist der synchronisierte Pulsweitenmodulator 7 einen Eingang zur Vorgabe eines maximalen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim auf, welcher von einem Strombegrenzer 9 vorgegeben wird. Der Strombegrenzer 9 bildet diesen Modulationsfaktor-Grenzwertes mlim in Abhängigkeit des ihm eingangsseitig zugeführten Messwertes IΣ' entsprechend dem Schwingkreis-Eingangsstrom IΣ. Durch diese zusätzliche Maßnahme wird sichergestellt, dass die Halbleiterschalter nicht mit einem zu hohen Strom belastet werden, d. h. die Leitdauern tm der Halbleiterschalter werden derart vorgegeben, dass unter allen Betriebsbedingungen ein sicherer und optimaler Betrieb des Induktionsofens bzw. des Induktors garantiert ist.
  • In 12 sind unterschiedliche zeitliche Verläufe interessierender Größen (Strom, Spannungen) für zwei unterschiedliche Betriebspunkte und damit in Abhängigkeit von der Ansteuerung der Halbleiterschalter dargestellt. Im oberen Diagramm der 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ kurz in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind die Zeitverläufe der Lastspannung URL als gepunkteter Linienzug, der Wechselrichter-Ausgangsspannung UINVERTER als strichpunktierter Linienzug, der Resonanzkondensatorspannung UC1 als gestrichelter Linienzug und des Schwingkreis-Eingangsstromes IΣ als durchgezogener Linienzug gezeigt. Im unteren Diagramm der 12 ist die eingestellte Leitdauer tm relativ lang in Bezug zur Schwingungsperiode To. Es sind wiederum die Zeitverläufe von URL, UINVERTER, UC1 und IΣ zu erkennen.
  • Aus den Zeitverläufen gemäß 12 sowie den vorstehenden Ausführungen geht hervor, dass hinsichtlich der Betriebsweise eine strikte Synchronisation mit der Resonanzfrequenz fo erfolgt, d. h. bei den Einschaltvorgängen sind die Werte von Lastspannung, Wechselrichter-Ausgangsspannung, Resonanzkondensatorspannung und Schwingkreis-Eingangsstrom stets Null. Dabei werden alle Halbleiterventile einer Diagonalen aller Wechselrichter gleichzeitig beim Nulldurchgang der Lastspannung eingeschaltet. Der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter wird von der Regelung durch Vorgabe von tm bestimmt. Bei den Ausschaltvorgängen der Halbleiterschalter treten am Schalter gleichzeitig Strom und Spannung auf, d. h. es handelt sich um sogenanntes hartes Schalten.
    • 1, 1A, 1B, 1C
    Gleichrichter
    2A, 2B, 2C
    Wechselrichter
    3
    Spannungsregler (PI-Regler)
    4
    Leistungsregler (PI-Regler)
    5
    Analog-Torschaltung
    6
    Parallel-Regler-Struktur
    7
    Synchronisierter Pulsweitenmodulator
    8
    Halbleiterschalter-Treiber (z. B. für IGBT)
    9
    Strombegrenzer
    10
    Leistungsberechner
    11
    Spannungsberechner (Effektivwert oder Scheitelwert)
    12
    Spannungsmessglied
    13
    –
    14A, 14B, 14C
    Koppeldrosseln mit Induktivität LC
    15
    Parallelschwingkreis
    16
    ohmsch-induktive Last
    17
    Resonanzkondensator mit Kapazität C1
    18
    Resonanzkondensator mit Kapazität C2
    19
    Induktiver Anteil der Last mit Induktivität LI
    20
    Ohmscher Anteil der Last mit ohmschem Widerstand RI
    21A, 21B, 21C
    Zwischenkreiskondensator mit Kapazität CDCL
    22
    Netztransformator
    C
    im Schwingkreis wirksame Kapazität
    C1
    Kapazität von 17
    C2
    Kapazität von 18
    CDCL
    Kapazität des Zwischenkreiskondensators
    fo
    Resonanzfrequenz
    IA, IB, IC
    Wechselrichter-Ausgangsstrom
    IΣ
    Gesamt-Wechselrichter-Ausgangsstrom = Schwingkreis-Eingangsstrom
    IΣ'
    Messwert entsprechend Schwingkreis-Eingangsstrom
    LC
    Induktivität der Koppeldrossel
    LI
    Induktivität der Last
    m
    Modulationsfaktor, 0 ≤ m ≤ 1, vorgegeben von 5 und 6
    mlim
    max. Modulationsfaktor-Grenzwert, vorgegeben von 9
    mp *
    Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 4
    mu *
    Modulationsfaktor-Sollwert, vorgegeben von 3
    pI *
    Lastleistung-Sollwert
    pI
    berechnete Lastleistung
    RI
    Ohmscher Widerstand der Last
    To
    Schwingungsperiode
    tm
    Leitdauer der Halbleiterschalter
    uI *
    Lastspannungs-Sollwert
    uIo'
    Messgröße entsprechend Lastspannung
    uI
    berechnete Lastspannung (Effektiv- oder Scheitelwert)
    UINVERTER
    Wechselrichter-Ausgangsspannung
    UC1
    Resonanzkondensatorspannung
    URL
    Lastspannung

Claims (5)

  1. Verfahren zur Speisung eines Induktionsofens oder Induktors mit mindestens einem Wechselrichter (2A, 2B, 2C), der von zumindest einem Gleichrichter (1, 1A, 1B, 1C) über mindestens einen Spannungszwischenkreis mit Zwischenkreiskondensator (21A, 21B, 21C) gespeist wird, wobei mindestens ein Resonanzkondensator (17, 18) zusammen mit dem induktiven Anteil (19) und dem ohmschen Anteil (20) der durch den Induktionsofen oder Induktor gebildeten ohmsch-induktiven Last (16) einen Parallelschwingkreis (15) bildet, dadurch gekennzeichnet, dass in Abhängigkeit der aktuellen Lastspannung (URL) und der aktuellen Lastleistung (pI) ein Modulationsfaktor (m) gebildet und einem Pulsweitenmodulator (7) zugeführt wird, welcher hieraus die Leitdauer (tm) für die abschaltbaren Halbleiterschalter der Wechselrichter bildet, wobei der Beginn einer jeden Leitdauer (tm) und damit das Einschalten der Halbleiterschalter strikt synchronisiert mit dem Nulldurchgang der Lastspannung erfolgt und der Zeitpunkt des Ausschaltens der stromführenden Halbleiterschalter in Abhängigkeit von der Leitdauer (tm) festgelegt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulationsfaktor (m) auf einen in Abhängigkeit vom Schwingkreis-Eingangsstrom (IΣ) gebildeten maximalen Modulationsfaktor-Grenzwert begrenzt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 und/oder 2, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastspannung durch Vorgabe eines Lastspannungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Spannungsreglers (3).
  4. Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Regelung der Lastleistung durch Vorgabe eines Lastleistungs-Sollwertes und Bildung eines Modulationsfaktors mittels eines Leistungsreglers (4).
  5. Verfahren nach den Ansprüchen 3 und 4, gekennzeichnet durch eine Analog-Torschaltung (5) zur Bildung des dem Pulsweitenmodulator (7) zuzuführenden Modulationsfaktors (m) in Abhängigkeit von den zugeleiteten Modulationsfaktoren des Spannungsreglers und des Leistungsreglers.
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