DE10291162B4

DE10291162B4 - Verfahren zum Messen von Zittern

Info

Publication number: DE10291162B4
Application number: DE10291162T
Authority: DE
Inventors: Takahiro Yamaguchi; Masahiro Ishida; Mani Seattle Soma
Original assignee: Advantest Corp; Soma Mani Dr Seattle
Current assignee: SOMA, MANI, DR., SEATTLE, WASH., US; Advantest Corp
Priority date: 2001-03-16
Filing date: 2002-03-08
Publication date: 2008-11-27
Anticipated expiration: 2022-03-09
Also published as: WO2002076008A3; US20020163958A1; WO2002076008A2; DE10291162T1; US6922439B2; JP2004519678A; JP3974040B2

Abstract

Vorrichtung zum Messen eines Zitterns eines gemessenen Signals, welche aufweist:
eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung (39), in die das gemessene Signal eingegeben wird, um anhand angenäherter Nulldurchgangspunkte des gemessenen Signals seine Zeitzitterfolge zu bestimmen;
eine erste Differenzbildungsvorrichtung (46), in welche die Zeitzitterfolge eingegeben wird, um ihre Differenzfolge zu berechnen, für die Ausgabe einer Periodenzitterfolge;
ein Korrekturteil (49), zu welchem die Periodenzitterfolge eingegeben wird für die Multiplikation der Periodenzitterfolge mit einem Verhältnis T₀/T_k,k+1 einer Grundperiode T₀ des gemessenen Signals und eines Intervalls T_k,k+1 der angenäherten Nulldurchgangspunkte, um eine korrigierte Periodenzitterfolge auszugeben; und
ein Zittererfassungsteil (54), in das die korrigierte Periodenzitterfolge eingegeben wird, um einen Messwert für das Zittern des gemessenen Signals zu bestimmen.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Messen von Periodenzittern, die für eine Messung von Zittern beispielsweise eines Mikroprozessortaktes verwendet werden.
Stand der Technik
Eine Zeitintervall-Analysevorrichtung und/oder ein Oszilloskop wurden herkömmlicherweise für die Messung von Periodenzittern verwendet. Das Verfahren und diese Vorrichtung werden Null-Durchgangsverfahren genannt, bei welchem, wie in 1 gezeigt ist, ein Taktsignal (ein zu messendes Signal) x(t) von beispielsweise einem geprüften PLL (Phasenregelkreis) 11 zu einer Zeitintervall-Analysevorrichtung 12 geliefert wird. Hinsichtlich eines zu messenden Signals x(t) schwankt eine nächste ansteigende Kante, die einer ansteigenden Kante folgt, gegenüber der vorhergehenden ansteigenden Kante, wie durch strichliierte Linien angezeigt ist. Das heißt, ein Zeitintervall T_P zwischen zwei ansteigenden Kanten, nämlich eine Periode schwankt. Bei dem Null-Durchgangsverfahren wird ein Zeitabstand zwischen 0 Durchgängen (Periode) des gemessenen Signals gemessen, eine Schwankung der Periode wird durch ein Histogrammanalyse gemessen und ihr Histogramm wird wie in 2 gezeigt dargestellt. Eine Zeitintervall-Analysevorrichtung ist beispielsweise beschrieben in "Phase digitizing Sharpens Timing Measurements" von D. Chu, IEEE Spectrum, S. 28–32, 1988, und "A Method of Serial Data Jitter Analysis Using One-shot time Interval Measurements" von J. Wilstrup, Proceedings of IEEE International Test Conference, S. 819–823, 1998.
Zusätzlich haben Tektronix, Inc. und LeCroy Co. kürzlich digitale Oszilloskope zur Verfügung gestellt, die jeweils in der Lage sind, ein Zittern unter Verwendung eines Interpolationsverfahrens zu messen. Bei diesem das Interpolationsverfahren verwendenden Zittermessverfahren (auf Interpolation basierendes Zittermessverfahren) wird ein Intervall zwischen Daten mit Signalwerten nahe einem Nulldurchgang aus gemessenen Daten eines abgetasteten geprüften Signals interpoliert, um einen Zeitpunkt des Nulldurchgangs zu schätzen. Das heißt, um eine Schwankung der Periode zu messen, wird ein Zeitintervall zwischen Nulldurchgängen (Periode) geschätzt unter Verwendung einer Dateninterpolation mit einem kleinen Fehler.
Das heißt, es wird, wie in 3 gezeigt ist, ein gemessenes Signal x(t) von dem geprüften PLL 11 in ein digitales Oszilloskop 14 eingegeben. In dem digi talen Oszilloskop 14 wird, wie in 4 gezeigt ist, das eingegebene gemessene Signal x(t) durch einen Analog/Digital-Wandler 15 in eine digitale Datenfolge umgewandelt. Eine Dateninterpolation wird auf ein Intervall zwischen Daten mit Signalwerten nahe einem Nulldurchgang in der digitalen Datenfolge durch einen Interpolator 16 angewendet. Mit Bezug auf die dateninterpolierte digitale Datenfolge wird ein Zeitintervall zwischen Nulldurchgängen durch eine Periodenschätzvorrichtung 17 gemessen. Ein Histogramm der gemessenen Werte wird auf einem Histogrammschätzteil 18 angezeigt, und ein Effektivwert und ein Spitze-zu-Spitze-Wert von Schwankungen der gemessenen Zeitintervalle werden durch einen Effektivwert- und Spitze-zu-Spitze-Detektor 19 erhalten. Zum Beispiel werden in dem Fall, in welchem ein gemessenes Signal x(t) eine in 5A gezeigte Welleform hat, sein Periodenzittern wie in 5B gemessen.
Bei dem Zittermessverfahren nach dem Zeitintervall-Analyseverfahren wird ein Zeitintervall zwischen Nulldurchgängen gemessen. Daher kann eine korrekte Messung durchgeführt werden. Jedoch misst dieses Verfahren wiederholt das Zittern, aber enthält eine Zwischentotzeit zwischen Messungen, und daher besteht ein Problem, dass es eine lange Zeit dauert, um eine Anzahl von Daten zu erhalten, die für eine Histogrammanalyse erforderlich sind. Zusätzlich besteht bei einem interpolationsbasierenden Zittermessverfahren, bei welchem ein Breitbandoszilloskop und ein Interpolationsverfahren kombiniert sind, ein Problem, dass ein Histogramm des Zitterns nicht genau geschätzt werden kann, und Zitterwerte werden überschätzt (Überschätzung). Zum Beispiel misst für ein 400 MHz-Taktsignal das Zeitintervall-Analyseverfahren einen Effektivwert des Zitterns von 7,72 ps, während das Interpolationsverfahren einen Effektivwert von 8,47 ps misst, der größer als der von dem Zeitintervall-Analyseverfahren geschätzte Wert ist.
Andererseits haben die Erfinder der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zum Messen von Zittern vorgeschlagen, das in dem Artikel mit dem Titel "Extraction of Peak-to-Peak and RMS Sinusoidal Jitter Using and Analytic Signal Method" von T.J. Yamaguchi, M. Soma, M. Ishida und T. Ohmi, Proceedings of 18t^h IEEE VLSI Test Symposium, S. 395–402, 2000, beschrieben ist. Das heißt, wie in 6 gezeigt ist, eine analoge Taktwellenform von einer geprüften PLL(Phasenregelkreis)-Schaltung 11 wird durch einen Analog/Digital-Wandler 22 in ein digitales Taktsignal x_c(t) umgewandelt, und das digitale Taktsignal x_c(t) wird zu einem Hilbert-Paargenerator 24 geliefert, der als ein analytischer Signaltransformierungsteil 23 wirkt, in welchem das digitale Taktsignal x_c(t) in ein analytisches Signal z_c(t) transformiert wird.
Nun ist ein Taktsignal x_c(t) wie folgt definiert: xc(t) = Accos(2πfct + θc – Δϕ(t))
A_c und f_c sind nominelle Werte der Amplitude bzw. Frequenz eines Taktsignals, θ_c ist ein anfänglicher Phasewinkel und Δϕ(t) ist eine Phasenschwankung, die als ein augenblickliches Phasenrauschen bezeichnet wird.
Signalkomponenten um eine Grundfrequenz des Taktsignals x_c(t) werden durch einen Bandpassfilter (nicht gezeigt) herausgezogen und durch einen Hilbert-Transformator 25 in dem Hilbert-Paargenerator 24 einer Hilbert-Transformation unterzogen, um die folgen de Gleichung zu erhalten. X ^c(t) = H[Xc(t)] = Acsin(2πfct + θc – Δϕ(t))
Dann wird ein analytisches Signal z_c(t) mit x_c(t) und x ^_c(t) als reellem Teil bzw. imaginärem Teil wie folgt erhalten. zc(t) = xc(t) + jx ^c(t) = Accos(2πfct + θc – Δϕ(t) + jAcsin(2πfct + θc – Δϕ(t))
Anhand dieses analytischen Signals z_c(t) kann eine augenblickliche Phase θ(t) des Taktsignals x_c(t) durch die Augenblicksphasen-Schätzvorrichtung 26 wie folgt geschätzt werden. θ(t) = [2πfct + θc – Δϕ(t)]mod2π [rad]
Eine Linearphase wird von dieser augenblicklichen Phase θ(t) durch eine Linearphase-Entfernungsvorrichtung 27 entfernt, um eine Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) zu erhalten. Das heißt, in der Linearphasen-Entfernungsvorrichtung 27 wendet ein Umwandlungsteil 28 für eine kontinuierliche Phase ein Phasenabwickelverfahren bei der augenblicklichen Phase θ(t) an, um eine kontinuierliche augenblickliche Phase θ(t) wie folgt zu erhalten. θ(t) = 2πfct + θc – Δϕ(t) [rad]
Das Phasenabwickelverfahren ist gezeigt in "A New Phase Unwrapping Algorithm" von Jose M. Tribolet, IEEE Trans.Acoust., Speech, Signal Processing, Band ASSP-25, S. 170–177, 1977 und in "On Frequency-Domain and Time-Domain Phase Unwrapping" von Kuno P. Zimmermann, Proc. IEEE. Band 75, S. 519–520, 1987.
Eine augenblickliche Linearphase einer kontinuierlichen augenblicklichen Phase θ(t), d. h. eine lineare augenblickliche Phase [2πf_ct + θ_c] eines zitterfreien idealen Signals wird durch eine Linearphase-Auswertvorrichtung 29 unter Verwendung eines Lineartrend-Schätzverfahrens geschätzt. Das heißt, eine augenblickliche Linearphase einer kontinuierlichen augenblicklichen Phase θ(t) wird geschätzt durch Anwenden einer linearen Linienanpassung nach dem Verfahren der kleinsten Quadrate auf die obige kontinuierliche Phase θ(t). Diese geschätzte Linearphase [2πf_ct + θ_c] wird durch ein Subtraktionsteil 31 von der kontinuierlichen Phase θ(t) subtrahiert, um einen variablen Ausdruck Δϕ(t) der augenblicklichen Phase θ(t) zu erhalten, d. h. eine augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform wie folgt. θ(t) = Δϕ(t)
Die so erhaltene augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) wird, nachdem sie durch die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 abgetastet wurde, in einen Spitze-zu-Spitze-Detektor 32 als eine Zeitzitterfolge Δϕ[n] eingegeben, in welchem eine Differenz zwischen dem maximalen Spitzenwert max(Δϕ[k]) und dem minimalen Spitzenwert min(Δϕ[k]) von Δϕ[n](= Δϕ(nT)) berechnet wird, um einen Spitzenwert (Spitze-zu-Spitze-Wert) Δϕ_pp des zeitlichen Zitterns wie folgt zu erhalten.
Zusätzlich wird die Zeitzitterfolge Δϕ[n] auch in einen Effektivwertdetektor 33 eingegeben, in welchem ein Effektivwert (RMS) der Zeitzitterfolge Δϕ[n] be rechnet wird unter Verwendung der folgenden Gleichung, um einen Effektivwert Δϕ_RMS des zeitlichen Zitterns zu erhalten.
Dieses Verfahren wird als das Δϕ-Verfahren bezeichnet, da ein Spitzenwert des zeitlichen Zitterns (Spitze-zu-Spitze-Wert) und ein Effektivwert des zeitlichen Zitterns aus der augenblicklichen Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) erhalten werden.
Weiterhin wird eine augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) manchmal als ein augenblickliches Phasenrauschen Δϕ(t) oder eine Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) geschrieben.
Gemäß dem Δϕ-Verfahren kann ein zeitliches Zittern bei hoher Geschwindigkeit mit relativ hoher Genauigkeit gemessen werden.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Messen eines Zitterns anzugeben, die ein Periodenzittern in einer kurzen Zeitperiode und mit hoher Genauigkeit messen können, nämlich eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Messen eines Zitterns, die Zitterwerte messen können, die kompatibel mit denjenigen sind, die nach dem herkömmlichen Zeitintervall-Analyseverfahren gemessen wurden.
Offenbarung der Erfindung
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 8 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen dieser Vorrichtung und dieses Verfahrens sind in den jeweils zugeordneten Unteransprüchen definiert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform eines gemessenen Signals erhalten werden, die augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform wird zu einem Zeitpunkt nahe jedem Nulldurchgangspunkt (angenäherter Nulldurchgangspunkt) des gemessenen Signals abgetastet, um eine Zeitzitterfolge des gemessenen Signals zu schätzen, eine Differenzfolge dieser Zeitzitterfolge wird berechnet, um eine Periodenzitterfolge zu messen, und Werte dieser Periodenzitterfolge werden korrigiert durch Multiplizieren eines Verhältnisses einer Grundperiode des gemessenen Signals und der Zeitintervallwerte zwischen den angenäherten Nulldurchgangspunkten.
Ein Prinzip der vorliegenden Erfindung wird unten erläutert. Ein analytisches Signal einer fundamentalen Cosinuswelle x(t) eines Eingangssignals (kann manchmal als ein gemessenes Signal geschrieben werden) ist wie folgt durch eine Gleichung (1) gegeben. Z(t) = x(t) + jH[x(t)] = Acos(2πf0t + θ – Δϕ(t)) + jAsin(2πf0t + θ – Δϕ(t)) (1)
In diesem Fall ist f₀ eine Grundfrequenz des gemessenen Signals und gleich f₀ = 1/T₀. Wobei T₀ eine Grundperiode des gemessenen Signals ist. Eine augenblickliche Frequenz von z(t) wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt.
Daher ist die folgende Gleichung gegeben.
Eine Zeitzitterfolge wird erhalten durch Abtasten einer augenblicklichen Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) zu einem Zeitpunkt (als ein angenäherter Nulldurchgangspunkt bezeichnet), der jeden Nulldurchgangspunkt eines reellen Teils x(t) eines analytischen Signals z(t) am nächsten ist, und dann wird angenommen, dass das Abtastintervall T_k,k+1 der angenährten Nulldurchgangspunkte gleich einer Grundperiode T₀ ist. In diesem Fall wird ein Periodenzittern J erhalten wie durch die folgende Gleichung gezeigt ist als eine Differenzfolge eines Zeitzitterfolge.
In der Gleichung (4) wird die Teilung durch 2π/T₀ durchgeführt, um die Einheit des Radianten in die Einheit der Sekunde umzuwandeln.
Da die augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) an Abtastpunkten, die idealen Nulldurchgangspunkten am nächsten sind, abgetastet wird, wie in 7 gezeigt ist, weicht ein angenäherter Nulldurchgangspunkt x, an dem die augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t) abgetastet wird, von einem entsprechenden idealen Nulldurchgangspunkt des gemessenen Signals 0 ab. Das heißt, ein Zeitintervall zwischen angenäherten Nulldurchgangspunkten x unterscheidet sich von der Grundperiode T₀. Wenn daher die Gleichung (4) verwendet wird, kann ein Periodenzittern nicht mit hoher Genauigkeit gemessen werden. Besonders in dem Fall, in welchem eine Abtastperiode groß ist und ein Überabtastverhältnis klein ist, kann ein Messfehler des Periodenzitterns groß sein. Um diesen Messfehler zu minimieren, sind Daten von mehr als 10 Punkten pro Periode T₀ (Überabtastverhältnis ist 5) oder so erforderlich.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine Korrektur durch Verwendung von Gleichung (5) realisiert werden: Multiplizieren der Gleichung (4) mit dem Verhältnis der Grundperiode T₀ zu dem Zeitintervall zwischen den angenäherten Nulldurchgangspunkten T_k,k+1.
Hier korrigiert der Ausdruck T₀/T_k,k+1 die Differenz des augenblicklichen Phasenrauschens durch Verwendung der auf der Differenz basierenden Annäherung (Gleichung (4)). Ein Periodenzittern kann mit hoher Genauigkeit durch diesen Korrekturausdruck erhalten werden. Wie in 7 gezeigt ist, kann das Zeitintervall T_k,k+1 zwischen angenäherten Nulldurchgangspunkten erhalten werden durch Differenzbildung von einer zeitlichen Folge t[k] an den angenäherten Nulldurchgangspunkten. Tk,k+1 = t[k + 1] – t[k][sek] (6)
Zusätzlich kann die Grundperiode T₀ des gemessenen Signals erhalten werden aus einer Neigung 2π/T₀ der linearen augenblicklichen Phase oder kann direkt aus dem gemessenen Signal erhalten werden.
Wenn J[k] durch den Korrekturausdruck korrigiert wird, wie in 8 gezeigt ist, kann ein Schätzfehler (gezeigt in Klammern) zwischen einem geschätzten Zitterwert und einem idealen Wert mit Bezug auf entweder einen Effektivwert J_RMS oder einen Spitze-zu-Spitze-Wert J_PP des Periodenzitterns herabgesetzt werden. Die in 8 gezeigten Daten wurden durch eine Computersimulation erhalten, die auf ein Signal mit sinusförmigem Zittern angewendet wurde. Insbesondere dann, wenn das Überabtastverhältnis klein ist, wird seine Wirkung groß. In 8 zeigt "Δϕ-Verfahren" einen Fall, in welchem eine Korrektur durch T₀/T_k,k+1 nicht durchgeführt wurde, und "korrigiertes Δϕ-Verfahren" zeigt einen Fall, in welchem die Korrektur durch T₀/T_k,k+1 angewendet wird. 9 zeigt ein experimentelles Ergebnis, wenn eine reelle Wellenform verwendet wird. 9 zeigt gemessene Zitterwerte für eine unterschiedliche Anzahl von Abtastpunkten pro Periode T₀. In dem Fall des Δϕ-Verfahrens (angezeigt durch x), bei dem die Korrektur durch T₀/T_k,k+1 nicht durchgeführt wurde, ist ein Spitze-zu-Spitze-Wert des Periodenzitterns besonders überschätzt, wenn das Überabtastverhältnis kleiner wird. Andererseits kann gemäß der vorliegenden Erfindung ein Spitze-zu-Spitze-Wert des Periodenzitterns korrekt erhalten werden, indem der obige Korrekturausdruck verwendet wird. Insbesondere wenn das Übertastverhältnis klein ist, wird seine Wirkung groß. Z. B. kann in dem in 9b gezeigten Beispiel der Fehler um 8% in dem Fall von 8 Punkten pro Periode (Überabtastverhältnis ist 4) und um 18% in dem Fall 3 Punkten pro Periode (Überabtastverhältnis ist 1,5) korrigiert werden. Als eine Folge ist es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich geworden, ein Periodenzittern bis zu dem Fall zu erhalten, in welchem das Überabtastverhältnis gleich 1,5 unter Verwendung des Δϕ-Verfahrens ist. Dies bedeutet, dass, wenn die Abtastperiode dieselbe ist, ein Zittern eines gemessenen Signals mit einer höheren Frequenz genauer ge messen werden kann.
Zusätzlich kann eine Periode zum Erhalten eines Periodenzitterns m Perioden (m = 0,5, 1, 2, 3, ...) sein. Das heißt, wenn die m = 0,5-Periode genommen wird, kann eine Differenz zwischen zwei zeitlichen Zitterwerten an einem ansteigenden (oder abfallenden) Nulldurchgangspunkt und einem nächsten abfallenden (oder ansteigenden) Nulldurchgangspunkt erhalten werden. Auch kann, wenn m = 2 Perioden genommen wird, eine Differenz zwischen zwei zeitlichen Zitterwerten an einem ansteigenden (oder abfallenden) Nulldurchgangspunkt und einem ansteigenden (oder abfallenden) Nulldurchgangspunkt nach zwei ansteigenden (oder abfallenden) Punkten von dem ersten ansteigenden (oder abfallenden) Nulldurchgangspunkt erhalten werden. Durch Berechnen eines Effektivwertes und einer Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem minimalen Wert der Periodenzitterdaten, die auf diese Weise gemessen wurden, können eine Effektivwert J_RMS bzw. ein Spitze-zu-Spitze-Wert J_PP des Periodenzitterns durch die folgenden Gleichungen erhalten werden.
In diesem Fall ist M die Anzahl von Abtastungen der gemessenen Periodenzitterfolge. 10 zeigt ein Histogramm (10B) des nach dem korrigierten Δϕ-Verfahren gemessenen Periodenzitterns und ein Histogramm (10A), das von der herkömmlichen Zeitintervall-Analysevorrichtung gemessen wurde. Somit kann das nach dem korrigierten Δϕ-Verfahren geschätzte Histogramm mit dem Histogramm der herkömmli chen Zeitintervall-Analysevorrichtung verglichen werden. Zusätzlich zeigt 11 einen Effektivwert und einen Spitze-zu-Spitze-Wert des Periodenzitterns, das nach dem korrigierten Δϕ-Verfahren gemessen wurde. Das korrigierte Δϕ-Verfahren liefert sowohl gemessene Spitze-zu-Spitze- als auch Effektivwert-Zitterwerte, die mit dem Zeitintervall-Analyseverfahren vergleichbar sind. Es ist zu beachten, dass der Spitze-zu-Spitze-Wert J_PP des beobachteten Periodenzitterns im wesentlichen proportional zu einer Quadratwurzel des Logarithmus der Anzahl von Ereignissen (der Anzahl von Nulldurchgängen) ist. Z. B. ist in dem Fall von angenähert 5.000 Ereignissen J_PP = 45 ein korrekter Wert. Ein J_PP-Fehler in 11 ist gezeigt unter der Annahme, dass 45 ps der korrekte Wert ist. Wie in den 10A, 10B und 11 gezeigt ist, kann das korrigierte Δϕ-Verfahren gemessene Zitterwerte liefern, die mit dem herkömmlichen Messverfahren kompatibel sind.
Weiterhin kann das Δϕ-Verfahren gleichzeitig ein Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern und ein Periodenzittern messen. Ein Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern J_cc ist eine Periodenschwankung zwischen benachbarten Taktzyklen und wird ausgedrückt durch eine Gleichung (9). Jcc[k] = T[k + 1] – T[k] = (T0 + J[k + 1] – (T0 + J[k]) = J[k + 1] – J[k] (9)
Daher können durch Erhalten von Differenzen zwischen den wie vorstehend beschrieben gemessenen Periodenzitterdaten und dann Berechnen ihres Effektivwertes und einer Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem minimalen Wert ein Effektivwert J_cc, RMS und ein Spitze-zu-Spitze-Wert J_cc _, _pp des Zyklus-zu-Zyklus- Periodenzitterns durch die Gleichungen (10) bzw. (11) erhalten werden.
In diesem Fall ist L die Anzahl von Abtastungen der gemessenen Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterdaten.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Diagramm, das eine Periodenzittermessung unter Verwendung einer herkömmlichen Zeitintervall-Analysevorrichtung zeigt;
2 ist ein Diagramm, das ein Histogramm der gemessenen Werte zeigt;
3 ist ein Diagramm, das eine Zittermessung unter Verwendung eines herkömmlichen digitalen Oszilloskops zeigt;
4 ist ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Zittermessteils in 3 zeigt;
5A ist ein Diagramm, das eine Wellenform eines gemessenen Signals zeigt;
5B ist ein Diagramm, das ein gemessenes Periodenzitterns des gemessenen Signals zeigt;
6 ist ein Diagramm, das eine funktionelle Konfiguration einer Zittermessvorrichtung auf der Grundlage des Δϕ-Verfahrens zeigt, das vorher von den Erfindern der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen wurde;
7 ist ein Diagramm, das eine Diskrepanz zwischen einem Nulldurchgangspunkt und einem angenäherten Nulldurchgangspunkt zeigt;
8 ist ein Diagramm, das einen Vergleich von gemessenen Effektivwerten und Spitze-zu-Spitze-Werten des Periodenzitterns zwischen dem Δϕ-Verfahren und dem Verfahren, durch welches das Periodenzittern korrigiert ist (das Verfahren nach der vorliegenden Erfindung) zeigt;
9A ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Wirkung eines Korrekturausdrucks für eine Effektivwert-Periodenzitterschätzung zeigt;
9B ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Wirkung eines Korrekturausdrucks für eine Spitze-zu-Spitze-Periodenzitterschätzung zeigt;
10A ist ein Diagramm, das ein Histogramm des Periodenzitterns, das nach dem herkömmlichen Zeitintervall-Analyseverfahren gemessen wurde, zeigt;
10B ist ein Diagramm, das ein Histogramm des Periodenzitterns, das nach dem korrigierten Δϕ-Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung gemessen wurde, zeigt;
11 ist ein Diagramm, das Effektivwerte und Spitze-zu-Spitze-Werte von Periodenzittern zeigt, die nach dem Zeitintervall-Analyseverfahren und dem korrigierten Δϕ-Verfahren gemessen wurden;
12 ist ein Blockschaltbild, das eine funktionelle Konfiguration eines Ausführungsbeispieles der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ist ein Diagramm, das eine funktionelle Konfiguration eines teilweise modifizierten Beispiels der vorliegenden Erfindung zeigt;
14 ist ein Diagramm, das eine andere spezifische funktionelle Konfiguration des Transformationsteils 23 für das analytische Sig nal zeigt;
15 ist ein Flussdiagramm, das den Prozess eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
16 ist ein Blockschaltbild, das einen Teil eines anderen Ausführungsbeispiels der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und
17 ist ein Flussdiagramm, das einen Teil eines anderen Ausführungsbeispiels eines Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Beste Art, um die Erfindung auszuführen
12 zeigt ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Teilen in 12, die denjenigen in 6 entsprechen, sind dieselben Bezugszahlen zugewiesen, wie denjenigen in 6, und eine wiederholte Erläuterung solcher Teile wird weggelassen. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein gemessenes Signal x_c(t) in eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung 39 eingegeben und eine Zeitzitterfolge des gemessenen eingegebenen Signals wird erhalten. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine augenblickliche Phasenrauschen-Wellenform Δϕ(t), die von einer Linearphase-Entfernungsvorrichtung 27 erhalten wurde, durch eine Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 zu Zeitpunkten, die Nulldurchgangspunkten eines reellen Teils x_c(t) eines analytischen Signals z_c(t) ab nächsten sind, abgetastet, um eine Zeitzitterfolge zu erhalten. Aus diesem Grund wird ein reeller Teil x_c(t) eines analytischen Signals von einem Transformationsteil 23 für das analytische Signal in ein Nulldurchgangspunkt-Erfassungsteil 45 eingegeben.
Angenäherte Nulldurchgangspunkte werden durch das Nulldurchgangspunkt-Erfassungsteil 45 erfasst. Das heißt, der maximale Wert einer Wellenform eines eingegebenen reellen Teils x_c(t) ist definiert als ein 100%-Pegel, und der minimale Wert ist definiert als 0%-Pegel, um den 50%-Pegel V(50%) der Differenz zwischen dem 100%-Pegel und dem 0%-Pegel als einen Nulldurchgangspegel zu berechnen. Eine Differenz zwischen einem Abtastwert und dem 50%-Pegel V(50%) und eine Differenz zwischen seinem benachbarten Abtastwert und dem 50%-Pegel V (50%), d. h. (x_c(j – 1) – V(50%)) und (x_c(j) – V(50%)) werden berechnet, und weiterhin wird ein Produkt dieser Differenzwerte (x_c(j – 1) – V(50%)) × (x_c (j) – V(50%)) wird berechnet. Wenn x_c(t) den 50%-Pegel kreuzt, d. h. den Nullpegel, ändert sich das Vorzeichen seines Abtastwertes (x_c(j - 1) – V(50%) oder (x_c(j) – V(50%) von einem negativen Vorzeichen zu einem positiven Vorzeichen oder von einem positiven Vorzeichen zu einem negativen Vorzeichen. Wenn daher das Produkt negativ ist, wird festgestellt, dass x_c(t) den Nullpegel passiert hat, und ein Zeitpunkt j – 1 oder j, bei welchem eine kleiner absoluter Wert des Abtastwertes x_c(j – 1) – V(50%) oder x_c(j) – V(50%) erfasst wird, wird als ein angenäherter Nulldurchgangspunkt erhalten. Bei jedem angenäherten Nulldurchgangspunkt wird ein Abtastimpuls zu der Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 geliefert.
Eine Folge abgetasteter Werte, die von der Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 ausgegeben wurde, nämlich eine Zeitzitterfolge, wird in ein Differenzberechnungsteil 46 eingegeben, in welchem eine Differenzfolge der Zeitzitterfolge berechnet wird. Das heißt, die Gleichung (4) wird berechnet mit Bezug auf die eingegebenen Δϕ[k] und Δϕ[k + 1], und bei jeder Aktualisierung von k wird die Gleichung (4) berechnet, um eine Periodenzitterfolge zu schätzen. Zusätzlich wird eine zeitliche Folge t[k] zu jeder Abtastzeit in der Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 in ein Nulldurchgangsintervall-Berechnungsteil 47 eingegeben, in welchem ein Zeitintervall T_k,k+1 zwischen angenäherten Nulldurchgangspunkten durch eine Berechnung der Gleichung (6) erhalten wird.
Zusätzlich wird eine augenblickliche Linearphase von der Linearphasenentfernungsvorrichtung 27, d. h. eine Linearphasenkomponente von dem Linearphasen-Schätzteil 29 in 6 in ein Grundperioden-Schätzteil 48 eingegeben, in welchem eine Grundperiode T₀ aus der Neigung 2π/T₀ der augenblicklichen Linearphase erhalten wird. Diese Grundperiode T₀ kann erhalten werden aus dem gemessenen Signal selbst durch Eingabe des gemessenen Signals von dem A/D-Wandler 22 in das Grundperioden-Schätzteil 48. Alternativ kann, wenn die Grundperiode T₀ des gemessenen Signals vorher bekannt ist, dieser Wert T₀ vorher in dem Grundperioden-Schätzteil 48 gespeichert werden.
Eine Periodenzitterfolge von einem Differenzberechnungsteil 46, ein angenähertes Nulldurchgangspunkt-Intervall T_k,k+1 von dem Nulldurchgangsintervall-Berechnungsteil 47 und eine Grundperiode T₀ von dem Grundperiodenschätzteil 48 werden in ein Korrekturteil 49 eingegeben, worin jedes Periodenzittern in der Periodenzitterfolge mit T₀/T_k,k+1 multipliziert wird, d. h. die Gleichung (5) wird berechnet, um eine korrigierte Periodenzitterfolge zu erhalten.
Diese korrigierte Periodenzitterfolge wird direkt zu einem Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil 52 geliefert und zur selben Zeit wird eine Periodenzitterfolge, die die korrigierte Periodenzitterfolge, die um ihr eines Element (ein Periodenzittern) verzögert wurde, ist, ebenfalls zu dem Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil 52 geliefert.
Das Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil (Differenzbildner) 52 berechnet eine Differenzfolge der Periodenzitterfolge zu jedem Zeitpunkt l unter Verwendung der Gleichung (9), um eine Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge zu erhalten.
Dieses Ausführungsbeispiel ist ein Fall, in welchem die korrigierte Periodenzitterfolge von dem Korrekturteil 49 und die Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge so durch einen Schalter 53 geschaltet werden, dass entweder die korrigierte Periodenzitterfolge oder die Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge selektiv zu einem Zittererfassungsteil 54 geliefert werden kann.
In diesem Fall sind in dem Zittererfassungsteil 54 ein Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil zum Erhalten einer Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem minimalen Wert der eingegebenen Zitterfolge, ein Effektivwert-Erfassungsteil 33 zum Berechnen eines Effektivwertes (RMS) der eingegebenen Zitterfolge und ein Histogramm-Schätzteil 18 zum Erhalten eines Histogramms der eingegebenen Zitterfolge vorgesehen.
In dem Zustand, in dem der Schalter 53 mit der Ausgangsseite des Korrekturteils 49 verbunden ist, wird die korrigierte Periodenzitterfolge in das Zittererfassungsteil 54 eingegeben. In diesem Fall wird die Gleichung (8) von dem Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil 32 berechnet mit Bezug auf die Periodenzitterfolge, um einen Spitze-zu-Spitze-Wert J_pp des Periodenzitterns zu erhalten, die Gleichung (7) wird von dem Ef fektivwert-Erfassungsteil 33 berechnet, um einen Effektivwert J_RMS des Periodenzitterns zu erhalten, und ein Histogramm des Periodenzitterns wird durch das Histogramm-Schätzteil 18 erhalten, und dann werden diese erhaltenen Werte ausgegeben, um beispielsweise auf einem Anzeigeteil (nicht gezeigt) dargestellt zu werden.
In dem Zustand, in dem der Schalter 53 mit der Ausgangsseite des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteils 52 verbunden ist, wird die Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge in das Zittererfassungsteil 54 eingegeben. In diesem Fall wird die Gleichung (11) von dem Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil 32 berechnet, um einen Spitze-zu-Spitze-Wert J_cc,pp des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns zu erhalten, und die Gleichung (11) wird von dem Effektivwert-Erfassungsteil 33 berechnet, um einen Effektivwert J_cc,RMS des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns zu erhalten, und weiterhin wird ein Histogramm des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns von dem Histogramm-Schätzteil 18 geschätzt. Dann werden diese erhaltenen Werte ebenfalls ausgegeben und von dem Anzeigeteil dargestellt, falls erforderlich.
Bei der in 12 Konfiguration können das Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil und der Schalter 53 weggelassen werden, um die korrigierte Periodenzitterfolge von dem Korrekturteil 49 direkt zu dem Zittererfassungsteil 54 zu liefern. Zusätzlich kann der Schalter 53 weggelassen werden, um die Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge von dem Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil 52 direkt zu dem Zittererfassungsteil 54 zu liefern. Weiterhin braucht das Zittererfassungsteil 54 nur eins oder zwei von dem Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil 32, dem Effektivwert- Erfassungsteil und dem Histogramm-Schätzteil 18 zu enthalten. Um angenäherte Nulldurchgangspunkte für die Abtastung des augenblicklichen Phasenrauschens Δφ(t) zu erfassen, wird nicht nur der reelle Teil des Signals verwendet, sondern es können auch das gemessene Signal selbst oder seine Grundwellenkomponente verwendet werden.
Wie durch strichliierte Linien in 12 angezeigt ist, kann ein Taktsignal von dem geprüften PLL 11 zu dem A/D-Wandler 22 über eine Wellenform-Abschneidvorrichtung 56 zugeführt werden, um eine konstante Amplitude des Taktsignals zu erhalten. Bei dieser Anordnung kann ein Zittern in dem Zustand, in welchem die Phasenrauschen-Wellenform Δφ(t) nicht durch Amplitudenmodulationskomponenten beeinflusst wird, genau gemessen werden. Dieser Vorgang des Entfernens von Amplitudenmodulationskomponenten aus der Eingangssignalkonstanten kann an der Ausgangsseite des A/D-Wandlers 22 durchgeführt werden.
Wie in 13 gezeigt ist, umfasst ein Prozess eines Transformationsteils 23 für ein analytisches Signal zum Transformieren eines Eingangssignals in ein analytisches Signal z_c(t) die Schritte des Transformierens eines digitalen Eingangssignals von dem A/D-Wandler 22 in ein beidseitiges Spektrumsignal in der Frequenzdomäne unter Verwendung beispielsweise der schnellen Fourier-Transformation (FFT) durch das Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsteil 61, des Bildens negativer Komponenten des beidseitigen Spektrums durch ein Bandpassfilter 62, wobei Frequenzkomponenten um eine positive Grundfrequenz des eingegebenen Taktsignals herum, hindurchgehen. Falls erforderlich wird der Pegel der herausgezogenen Frequenzkomponenten verdoppelt, um die Energie der weg geschnittenen negativen Frequenzkomponenten zu kompensieren. Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters 62 wird invers in die Zeitdomäne transformiert, wobei beispielsweise die inverse schnelle Fourier-Transformation (FFT) verwendet wird, mittels des Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsteils 63, um ein analytisches Signal z_c(t) zu erhalten.
Weiterhin wird ein anderes Beispiel des Transformationsteils 23 für das analytische Signal mit Bezug auf 14 erläutert.
Ein digitales Eingangssignal ist in einem Pufferspeicher 71 gespeichert. Ein Teil des in dem Pufferspeicher 71 gespeicherten Signals wird durch eine Wellenform-Datenauswahlvorrichtung 72 aus diesem in einer solche Reihenfolge herausgenommen, dass der gegenwärtige Signalabschnitt und der vorhergehende Signalabschnitt einander überlappen. Der Signalabschnitt wird durch ein Fensterfunktions-Multiplikationsteil 73 multipliziert, und ein Ausgangssignal des Fensterfunktions-Multiplikationsteils 73 wird in ein beidseitiges Spektrumsignal in der Frequenzdomäne unter Verwendung der schnellen Fourier-Transformation durch das Zeitdomänen/Frequenzdomänen-Transformationsteil 74 transformiert. Negative Frequenzkomponenten dieses Spektrumsignals werden zu Null gemacht, um ein einseitiges Spektrumsignal zu erhalten. Weiterhin werden bezüglich dieses einseitigen Spektrumsignals Komponenten um eine Grundfrequenz des Eingangssignals herum zurückgehalten, und die anderen Frequenzen werden durch ein Bandbreiten-Begrenzungsteil 75 zu Null gemacht. Dieses bandbegrenzte Signal wird durch das Frequenzdomänen/Zeitdomänen-Transformationsteil 76 unter Verwendung der inversen FFT in die Zeitdomäne transformiert. Dann wird dieses in die Zeitdomäne transformierte Signal durch ein Amplitudenkorrekturteil 77 mit einer inversen Fensterfunktion multipliziert, um ein analytisches Signal zu erhalten.
Der eingegebene Frequenzbereich nach der vorliegenden Erfindung kann durch Verwendung eines Frequenzteilers 81 erweitert werden, wie durch strichliierte Linien in 13 illustriert ist. Und das frequenzgeteilte Taktsignal kann zu dem Transformationsteil 23 für das analytische Signal geliefert werden. Alternativ kann, obgleich dies nicht gezeigt ist, unter Verwendung eines im wesentlichen zitterfreien lokalen Signals das Taktsignal (gemessenes Signal) in ein Signal mit einer Differenzfrequenz zwischen solchen Signalen umgewandelt werden, um das Signal zu dem Transformationsteil 23 für das analytische Signal zu liefern.
Wie durch strichliierte Linien in 12 gezeigt ist, kann ein Niedrigfrequenzkomponenten-Entfernungsteil 82 an der Ausgangsseite des Linearphase-Entfernungsteils 27 in Reihe eingefügt werden, so dass Niedrigfrequenzkomponenten des augenblicklichen Phasenrauschens Δφ(t) hieraus entfernt werden, und das augenblickliche Phasenrauschen Δφ(t) wird zu der Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 geliefert. Auf diese Weise ist es wünschenswert, Niedrigfrequenzkomponenten zu entfernen, deren Frequenzen im Vergleich mit der Frequenz f₀ des Eingangssignals ausreichend niedrig sind, z. B. Frequenzkomponenten von mehreren kHz in dem Fall eines 10 MHz-Taktes zu entfernen, so dass das Spitze-zu-Spitze-Zittern nicht überschätzt wird.
Als nächstes wird ein Ausführungsbeispiel des Verfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung erläutert. 15 zeigt ein Flussdiagramm des Ausführungsbei spiels. Das heißt, ein Beispiel des Messverfahrens, das die in 12 gezeigt Vorrichtung verwendet. Zuerst wird im Schritt 201 das Eingangssignal (gemessenes Signal) durch das Transformationsteil 23 für das analytische Signal in ein bandbegrenztes analytisches Signal umgewandelt. Als nächstes wird im Schritt 202 eine augenblickliche Phase des Eingangssignals unter Verwendung des analytischen Signals durch das im Schätzteil 26 für die augenblickliche Phase geschätzt, und dann wird im Schritt 203 eine lineare augenblickliche Phase entsprechend einem idealen Taktsignal anhand dieser augenblicklichen Phase durch das Linearphasen-Schätzteil 29 (6) geschätzt, und die Grundperiode T₀ des gemessenen Signals wird durch das Grundperioden-Schätzteil 48 aus der Neigung der linearen augenblicklichen Phase erhalten. Im Schritt 204 wird eine Linearphasenkomponente aus der augenblicklichen Phase durch das Linearphasen-Entfernungsteil 27 entfernt, um ein augenblickliches Phasenrauschen Δφ(t) des Eingangssignals zu schätzen.
Im Schritt 205 werden Daten des augenblicklichen Phasenrauschens Δφ(t) nahe den Nulldurchgangszeitpunkten eines reellen Teils des analytischen Signals von der Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung 43 abgetastet, um eine Zeitzitterfolge des Eingangssignals zu schätzen. Im Schritt 206 wird eine Differenz zwischen angenäherten Nulldurchgangspunkten von dem Nulldurchgangspunkt-Schätzteil 45 durch das Nulldurchgangsintervall-Berechnungsteil 47 berechnet, um eine Nulldurchgangszeit-Intervallfolge zu schätzen.
Im Schritt 207 wird eine Differenzfolge der Zeitzitterfolge durch den Differenzbildner 46 berechnet, um eine Periodenzitterfolge des gemessenen Signals zu schätzen. Im Schritt 208 wird die Periodenzitterfolge mit einem Verhältnis der Grundperiode T₀ zu dem Nulldurchgangszeit-Intervall T_k,k+1 durch das Korrekturteil 49 multipliziert, um die auf der Differenz basierende Periodenzitterfolge zu korrigieren. Im Schritt 209 wird in dem Zustand, in dem der Schalter 53 mit der Ausgangsseite des Korrekturteils 49 verbunden ist, ein Periodenzittern des gemessenen Signals durch das Zittererfassungsteil 54 aus der korrigierten Periodenzitterfolge erhalten.
Im Schritt 209 erhält das Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil 32 einen Spitze-zu-Spitze-Wert J_pp des Periodenzitterns durch Verwendung der Gleichung (8), das Effektivwert-Erfassungsteil 33 erhält einen Effektivwert J_RMS des Periodenzitterns durch Verwendung der Gleichung (7), und das Histogramm-Schätzteil 18 erhält ein Histogramm von der Periodenzitterfolge.
Im Schritt 210 wird in dem Zustand, in dem der Schalter 53 mit dem Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil 52 verbunden ist, eine Differenzfolge der korrigierten Periodenzitterfolge durch das Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitter-Schätzteil 52 berechnet, um eine Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge des gemessenen Signals zu erhalten. Im Schritt 211 wird ein Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern des gemessenen Signals durch das Zittererfassungsteil 54 aus der Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge erhalten. In diesem Fall erhält das Spitze-zu-Spitze-Erfassungsteil 32 einen Spitze-zu-Spitze-Wert J_cc,pp des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns unter Verwendung der Gleichung (11), das Effektivwert-Erfassungsteil 33 erhält einen Effektivwert J_cc,RMS des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns unter Verwendung der Gleichung (10), und das Histogramm-Schätzteil 18 erhält ein Histogramm des Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns.
Das Schätzen der Grundperiode T₀ im Schritt 203 und die Berechnung des Nulldurchgangs-Zeitintervalls T_k,k+1 im Schritt 206 können vor der Korrektur im Schritt 208 durchgeführt werden, und daher ist die Folge solcher Prozesse nicht auf die des vorstehend beschriebenen Beispiels beschränkt. Zusätzlich kann die Schätzung der Grundperiode T₀ direkt von dem gemessenen Signal erhalten werden. In dem Fall, in welchem nur das Periodenzittern gemessen wird, können die Schritte 210 und 211 weggelassen werden. In dem Fall, in dem nur das Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern gemessen wird, kann der Schritt 209 weggelassen werden. In den Schritten 209 und 211 können nur einer oder beide von dem Spitze-zu-Spitze-Wert, dem Effektivwert und dem Histogramm erhalten werden.
In der obigen Beschreibung ist ein Taktsignal eines Mikroprozessors im wesentlichen als ein gemessenes Signal (Eingangssignal) diskutiert. Jedoch kann die vorliegende Erfindung auf eine Messung des Periodenzitterns und/oder Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterns eines Taktsignals verwendet werden, das in einer anderen Ausrüstung verwendet wird, oder eines periodischen Signals wie einer Sinuswelle oder dergleichen, das von einer anderen Ausrüstung erzeugt wurde. Zusätzlich kann das Eingangssignal in der analogen Signalform verarbeitet werden, anstatt es unmittelbar in das digitale Signal unter Verwendung des A/D-Wandlers umzuwandeln, und danach kann das Signal in einer geeigneten Verarbeitungsstufe in ein digitales Signal umgewandelt werden. Die in 12 gezeigte Vorrichtung kann auch durch Ausführung eines Programms in einem Computer realisiert werden.
In der obigen Beschreibung wird ein augenblickliches Phasenrauschen Δφ(t) an angenäherten Nulldurchgangspunkten abgetastet, um eine Zeitzitterfolge Δφ[n] zu erhalten. Da jedoch die Linearphasen-Entfernungsvorrichtung 27 eine in 6 gezeigte Konfiguration hat, kann der Abtastprozess an den angenäherten Nulldurchgangspunkten in Reihe zwischen dem Schätzteil 26 für die augenblickliche Phase und dem Umwandlungsteil 28 für die kontinuierliche Phase eingefügt werden, wie z. B. durch strichliierte Linien in 16 angezeigt ist. Alternativ kann der Abtastprozess an den angenäherten Nulldurchgangspunkten in Reihe zwischen dem Umwandlungsteil 28 für die kontinuierliche Phase und der Linearphasen-Schätzvorrichtung 29/Subtraktionsvorrichtung 31 eingefügt werden. Durch eine dieser Konfigurationen kann die Zeitzitterfolge Δφ[n] auch von der Subtraktionsvorrichtung 31 erhalten werden.
Zusätzlich wird die Schätzung des augenblicklichen Phasenrauschens Δφ(t) von einer augenblicklichen Phase durch die Konfiguration der in 6 gezeigten Linearphasen-Entfernungsvorrichtung 27 durchgeführt. Daher ist der Prozessablauf derart, wie in 17 gezeigt ist, dass, nachdem in dem Schritt 202 in 15 eine augenblickliche Phase erhalten wurde, die augenblickliche Phase im Schritt 203a durch das Umwandlungsteil 28 für die kontinuierliche Phase in eine kontinuierliche Phase transformiert wird, eine augenblickliche Linearphase der kontinuierlichen Phase im Schritt 203b durch die Linearphasen-Schätzvorrichtung 29 geschätzt wird, und danach im Schritt 204 die augenblickliche Linearphase aus der kontinuierlichen augenblicklichen Phase durch die Subtraktionsvorrichtung 31 entfernt wird, um eine augenblickliche Rauschphase Δφ(t) zu erhalten.
Daher können ähnlich dem in 16 gezeigten Ablauf, wie in 17 gezeigt ist, nach dem Schritt 202 angenäherte Nulldurchgangsabtastungen im Schritt 301 auf die augenblickliche Phase angewendet werden, um eine abgetastet Folge der augenblicklichen Phase zu erhalten, und dann bewegt sich der Prozess zum Schritt 203a weiter. Im Schritt 203a kann die abgetastete Folge in eine kontinuierliche augenblickliche Phase transformiert werden.
Alternativ kann die im Schritt 203a erhaltene kontinuierliche augenblickliche Phase an angenäherten Nulldurchgangspunkten abgetastet werden, um eine abgetastete Folge der kontinuierlichen augenblicklichen Phase zu erhalten, und dann bewegt sich der Prozess zum Schritt 203b. Im Schritt 203b kann eine augenblickliche lineare Phase anhand der abgetasteten Folge der kontinuierlichen augenblicklichen Phase geschätzt werden. In jedem Fall wird im Schritt 204 eine Zeitzitterfolge Δφ[n] erhalten, die durch Abtastung des augenblicklichen Phasenrauschens an angenäherten Nulldurchgangspunkten erzeugt ist.
Gewerbliche Anwendbarkeit
Wie vorstehend erwähnt ist, können gemäß der vorliegenden Erfindung Schätzfehler, die durch Abtastung an angenäherten Nulldurchgangspunkten weiter bewirkt wurden, verringert werden, ein Messergebnis, das mit dem herkömmlichen Zeitintervall-Analyseverfahren kompatibel ist, kann erhalten werden, und zusätzlich kann die Messung in einer kurzen Zeit im Vergleich mit dem herkömmlichen Zeitintervall-Analyseverfahren durchgeführt werden.

Claims

Vorrichtung zum Messen eines Zitterns eines gemessenen Signals, welche aufweist: eine Zeitzitter-Schätzvorrichtung (39), in die das gemessene Signal eingegeben wird, um anhand angenäherter Nulldurchgangspunkte des gemessenen Signals seine Zeitzitterfolge zu bestimmen; eine erste Differenzbildungsvorrichtung (46), in welche die Zeitzitterfolge eingegeben wird, um ihre Differenzfolge zu berechnen, für die Ausgabe einer Periodenzitterfolge; ein Korrekturteil (49), zu welchem die Periodenzitterfolge eingegeben wird für die Multiplikation der Periodenzitterfolge mit einem Verhältnis T₀/T_k,k+1 einer Grundperiode T₀ des gemessenen Signals und eines Intervalls T_k,k+1 der angenäherten Nulldurchgangspunkte, um eine korrigierte Periodenzitterfolge auszugeben; und ein Zittererfassungsteil (54), in das die korrigierte Periodenzitterfolge eingegeben wird, um einen Messwert für das Zittern des gemessenen Signals zu bestimmen.
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 1, weiterhin enthaltend eine zweite Differenzbildungsvorrichtung (52), in die die korrigierte Periodenzitterfolge eingegeben wird, um deren Differenzfolge zu berechnen, zur Ausgabe der Differenzfolge zu dem Zittererfassungsteil (54) als ein Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern, wobei die zweite Diffe renzbildungsvorrichtung (52) zwischen dem Korrekturteil (49) und dem Zittererfassungsteil (54) eingefügt ist.
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin enthaltend ein Nulldurchgangspunkt-Erfassungsteil (58), in das ein reeller Teil des analytischen Signals eingegeben wird, um einen Punkt nahe seiner Nulldurchgangszeit zu erhalten, zur Ausgabe der Abtastzeitfolge, worin die Zeitzitter-Schätzvorrichtung (39) aufweist: ein Transformationsteil (23) für ein analytisches Signal, in das das gemessene Signal eingegeben wird zur Transformation des gemessenen Signals in ein komplexes analytisches Signal; ein Schätzteil (26) für eine augenblickliche Phase, in das das analytische Signal eingegeben wird, um eine augenblickliche Phase des analytischen Signals zu erhalten; ein Umwandlungsteil (28) für die kontinuierliche Phase, um die augenblickliche Phase in eine kontinuierliche augenblickliche Phase umzuwandeln; ein Linearphasen-Schätzteil (29), in das die kontinuierliche augenblickliche Phase eingegeben wird, um eine Linearphase der kontinuierlichen augenblicklichen Phase zu erhalten; ein Subtraktionsteil (31), in das die Linearphase und die kontinuierliche augenblickliche Phase eingegeben werden, um die Linearphase aus der kontinuierlichen augenblicklichen Phase zu entfernen, um das augenblickliche Phasenrauschen zu erhalten; und eine Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung (43) zum Abtasten des eingegebenen Signals unter Verwendung der Abtastzeitfolge, zur Ausgabe des abge tasteten Signals, wobei die Nulldurchgangs-Abtastvorrichtung (43) zwischen dem Ausgang des Schätzteils (26) für die augenblickliche Phase und dem Eingang des Umwandlungsteils (28) für die kontinuierliche Phase, zwischen dem Ausgang des Umwandlungsteils (28) für die kontinuierliche Phase und dem Eingang jeweils des Linearphasen-Schätzteils (29) und des Subtraktionsteils (31) oder zwischen dem Ausgang des Subtraktionsteils (31) und dem Eingang der ersten Differenzbildungsvorrichtung (46) eingefügt ist.
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 3, weiterhin enthaltend ein Nulldurchgangsintervall-Berechnungsteil (47), in das eine Ausgangszeitfolge der Abtastzeitfolge von dem Nulldurchgangspunkt-Erfassungsteil (45) zum Berechnen seiner Differenzfolge eingegeben wird, um die angenäherten Nulldurchgangspunkt-Intervalle T_k,k+1 in der Reihenfolge zu erhalten, und zur Ausgabe der angenäherten Nulldurchgangspunkt-Intervalle T_k,k+1 zu dem Korrekturteil (49).
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 4, weiterhin enthaltend ein Grundperioden-Schätzteil (48), in das die Linearphase von dem Linearphasen-Schätzteil (29) eingegeben wird, zum Bestimmen der Grundperiode T₀ aus der Neigung der Linearphase und zur Ausgabe der Grundperiode T₀ zu dem Korrekturteil (49).
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 4, weiterhin enthaltend ein Grundperioden-Schätzteil (48), in das das gemessene Signal eingegeben wird, um seine Grundperiode T₀ zu erhalten und zur Ausgabe der Grundperiode T₀ zu dem Korrekturteil (49).
Vorrichtung zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 3, weiterhin enthaltend eine Wellenform-Abschneidvorrichtung (56), in die das gemessene Signal eingegeben wird, zum Entfernen seiner Amplitudenmodulationskomponenten ohne Beeinflussung seiner Phasenrauschen-Wellenform, um das gemessene Signal, aus dem die Amplitudenmodulationskomponenten entfernt wurden, zu der Zeitziffer-Schätzvorrichtung (39)) zu liefern.
Verfahren zum Messen eines Zitterns eines gemessenen Signals, welches aufweist: einen Schritt zum Bestimmen einer Zeitzitterfolge des gemessenen Signals anhand angenäherter Nulldurchgangspunkte von diesem; einen Schritt des Berechnens einer Differenzfolge der Zeitzitterfolge, um eine Periodenzitterfolge zu erzeugen; einen Schritt des Multiplizierens der Periodenzitterfolge mit einem Verhältnis T₀/T_k,k+1 der Grundperiode T₀ und des Intervalls T_k,k+1 der angenäherten Nulldurchgangspunkte, um eine korrigierte Periodenzitterfolge zu erhalten; und einen Schritt des Bestimmens eines Messwerts für das Periodenzittern des gemessenen Signals aus der korrigierten Periodenzitterfolge.
Verfahren zum Messen eines Zitterns eines gemessenen Signals, welches aufweist: einen Schritt zum Bestimmen einer Zeitzitterfolge des gemessenen Signals anhand angenäherter Nulldurchgangspunkte von diesem; einen Schritt des Berechnens einer Differenzfol ge der Zeitzitterfolge, um eine Periodenzitterfolge zu erzeugen; einen Schritt des Multiplizierens der Periodenzitterfolge mit einem Verhältnis T₀/T_k,k+1 der Grundperiode T₀ und des Intervalls T_k,k+1 der angenäherten Nulldurchgangspunkte, um eine korrigierte Periodenzitterfolge zu erhalten; und einen Schritt des Berechnens einer Differenzfolge der korrigierten Periodenzitterfolge, um eine Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge zu erzeugen; und einen Schritt des Bestimmens eines Messwertes für das Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzittern des gemessenen Signals aus der Zyklus-zu-Zyklus-Periodenzitterfolge.
Verfahren zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 8 oder 9, weiterhin enthaltend einen Schritt des Erhaltens eines Punktes nahe einem Nulldurchgangspunkt eines reellen Teils des analytischen Signals, um den angenäherten Nulldurchgangspunkt zu erhalten, worin der Zeitzitter-Schätzschritt aufweist: einen Schritt des Transformierens des gemessenen Signals in ein komplexes analytisches Signal; einen Schritt des Erhaltens einer augenblicklichen Phase des gemessenen Signals aus dem analytischen Signal; einen Schritt des Transformierens der augenblicklichen Phase in eine kontinuierliche augenblickliche Phase; einen Schritt des Erhaltens einer linearen Phase aus der kontinuierlichen augenblicklichen Phase; einen Schritt des Entfernens der linearen Phase aus der kontinuierlichen augenblicklichen Phase, um ein augenblickliches Phasenrauschen zu erhal ten; und einen Schritt des Abtastens irgendeiner von der augenblicklichen Phase, der kontinuierlichen augenblicklichen Phase und des augenblicklichen Phasenrauschens zu den angenäherten Nulldurchgangszeiten.
Verfahren zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 10, weiterhin enthaltend einen Schritt des Berechnens einer Differenzfolge einer Zeitfolge, die die angenäherten Nulldurchgangspunkte darstellt, um die Intervalle T_k,k+1 der angenährten Nulldurchgangspunkte in der Reihenfolge zu erhalten.
Verfahren zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 11, weiterhin enthaltend einen Schritt zum Erhalten der Grundperiode T₀ aus einer Neigung der linearen Phase.
Verfahren zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 11, weiterhin enthaltend einen Schritt zum Erhalten der Grundperiode T₀ aus dem gemessenen Signal.
Verfahren zum Messen eines Zitterns des gemessenen Signals nach Anspruch 10, weiterhin enthaltend einen Schritt des Entfernens von Amplitudenmodulationskomponenten des gemessenen Signals ohne Beeinflussung seiner Phasenrauschen-Wellenform, um zu dem Zeitzitter-Schätzschritt weiter zu gehen.