DE10230345A1

DE10230345A1 - Mischerschaltungsanordnung und Bildunterdrückungsmischerschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE10230345A1
Application number: DE10230345A
Authority: DE
Inventors: Viatcheslav Igorevic Souetinov
Original assignee: Zarlink Semiconductor Ltd
Current assignee: Microchip Technology Caldicot Ltd
Priority date: 2001-07-05
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2003-01-23
Also published as: GB2379814B; FR2827097A1; GB2379814A; US7016664B2; US20030017816A1; GB0116475D0

Abstract

Eine Mischerschaltungsanordnung 30 beinhaltet eine komplementäre Transconductorschaltung 31 und eine Mischerstufe 32. Die komplementäre Transconductorschaltung 31 beinhaltet zwei parallele Pfade zwischen einer positiven Versorgungsspannung VDD und Masse G und ist direkt zwischen die Spannungsversorgungsanschlüsse VDD undG eingeschleift. Der erste Pfad beinhaltet einen p-leitenden MOS-Transistor TP1 und einen n-leitenden MOS-Transisitor TN1, die seriell geschaltet sind. In ähnlicher Weise beinhaltet der zweite Pfad einen p-leitenden MOS-Transistor TP2 und einen n-leitenden MOS-Transistor TN2, die seriell geschaltet sind. Die Gate-Elektroden der p-leitenden Transistoren TP1 und TP2 sind über hochohmige Vorwiderstände R¶b¶ mit einer Vorspannung Vbp verbunden, und die Gate-Elektroden der n-leitenden Transistoren TN1 und TN2 sind über hochohmige Vorwiderstände R¶b¶ mit einer zweiten Vorspannung Vbn verbunden. Die Mischerstufe 32 ist zwischen dem Ausgang der komplementären Transconductorschaltung 31 und eine Last eingeschliffen, wobei die Last außerdem mit einem der Versorgungsanschlüsse verbunden ist.

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Mischerschaltungsanordnung und auf eine Bildunterdrückungs-Mischerschaltungsanordnung.

Mischerschaltungen für Hochfrequenzanwendungen, die unter Verwendung von Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Transistoren aufgebaut sind, sind einer beschränkten Spannungszufuhr (üblicherweise weniger als 2 Volt) und hohen Pegeln von Funkelrauschen mit Frequenzen unterworfen, die sich bis zu mehreren zehn MHz erstrecken. Demgemäß sind die Verstärkung und der Ausgangssignalpegel, die in derartigen Mischerschaltungen erforderlich sind, höher als jene, die in den äquivalenten Bipolarschaltungen erforderlich sind.

Es ist bekannt, eine Mischerschaltung unter Verwendung von MOS- Transistoren aufzubauen, wobei eine Anordnung verwendet wird, die direkt aus dem herkömmlichen bipolaren Gilbert-Zellenmischer übertragen ist. Derartige MOS-Mischerschaltungen und Modifikationen davon sind zum Beispiel bekannt aus F. Behbahani, J. C. Lette, Y. Kishigami et al., "A 2.4- GHz Low-IF Receiver for Wideband WLAN in 0.6-µm CMOS - Architecture and Front-End," IEEE J. of Solid-State Circuits, Bd. 35, Seiten 1908 bis 1916, Dez. 2000; A. Rofouguran, G. Chang, J. J. Rael et al., "A Single-Chip 900-MHz Spread-Spectrum Wireless Transceiver in 1-µm CMOS - Part II: Receiver Design," IEEE J. of Solid-State Circuits, Bd. 33, Seiten 535 bis 547, Apr. 1998; und A. N. Karanicolas, "A 2.7-V 900-MHz CMOS LNA and Mixer," IEEE J. of Solid-State Circuits, Bd. 31, Seiten 1939 bis 1944, Dez. 1996. Eine derartige Mischerschaltung ist schematisch in Fig. 1 gezeigt.

Bezugnehmend auf Fig. 1 beinhaltet die Mischerschaltung 10 allgemein einen ersten und einen zweiten n-leitenden MOS-Transistor TN1 und TN2, die einen Transconductor bilden und deren Steuer- oder Gate-Elektroden mit jeweiligen Anschlüssen 13, 14 eines differentiellen Eingangs RFN, RFP verbunden sind. Ein Gilbert-Zellenmischerkern besteht aus vier weiteren NMOS-Transistoren 15 bis 18, und ein differentieller Ausgang ist an Anschlüssen IFP, IFN zwischen dem Mischerkern und Lastwiderständen RL vorgesehen, die außerdem mit einer positiven Spannungsversorgung VDD verbunden sind. Die Wandlungsverstärkung der Mischerschaltung 10 ist ziemlich niedrig, da die Verstärkung proportional zu der verfügbaren Spannungs-Aussteuerungsreserve ist. Die Mischerschaltung beinhaltet effektiv einen Transconductor, einen Mischerkern und eine Last, die seriell zwischen die Spannungsversorgungsanschlüsse eingeschleift sind.

Die in der vorstehend erwähnten Veröffentlichung von Karanicolas beschriebene Anordnung hat sich nicht als praktikabel erwiesen, da sie ungefähr das Doppelte des Betrags an Aussteuerungsreserve der äquivalenten herkömmlichen Schaltung erfordert. Eine weitere Mischerschaltung ist in US 5 768 700 beschrieben und ist schematisch in Fig. 2 gezeigt.

Bezugnehmend auf Fig. 2 beinhaltet die dort gezeigte Mischerschaltung 20 die Mischerschaltung von Fig. 1 (Bezugszeichen sind für entsprechende Elemente beibehalten) und eine Faltkaskoden-Ausgangsstufe, die p-leitende MOS-Transistoren TP1 und TP2, Lastwiderstände R02 und Lastkondensatoren CL umfasst. In dieser Mischerschaltung 20 können die Ströme 10, die durch die Widerstände TP1 und TP2 fließen, signifikant kleiner als jene sein, die durch den Mischerkern fließen, und daher ist es möglich, dass RL2 >> RL1 ist. Da die Wechselstromkomponente des Ausgangsstroms des Mischerkerns dann hauptsächlich zu der Ausgangsstufe geleitet wird, wird ein im Vergleich zu der Mischerschaltung von Fig. 1 größeres Ausgangssignal erzeugt. Die Mischerschaltung 20 weist jedoch einen relativ hohen Stromverbrauch auf, da die Transistoren TN1 und TN2 mit hohen Gleichströmen vorgespannt werden müssen, um eine lineare Stromantwort bereitzustellen. Außerdem müssen die Transistoren 15 bis 18 des Mischerkerns ein hartes Schalten dieses hohen Vorspannungsgleichstroms durchführen, das die Verwendung eines leistungsstarken lokalen Oszillator(LO)-Treibers erfordert.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird eine Mischerschaltungsanordnung bereitgestellt, wie in Anspruch 1 beansprucht.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine Bildunterdrückungs-Mischerschaltungsanordnung bereitgestellt, wie in Anspruch 8 beansprucht.

Nunmehr werden Ausführungsformen der Erfindung beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, von denen:
Fig. 1 und 2 schematische Diagramme von Mischerschaltungen des Standes der Technik sind; und
Fig. 3, 4 und 5 schematische Diagramme einer ersten bis dritten Mischerschaltungsanordnung gemäß der Erfindung sind.
Bezugnehmend auf Fig. 3 beinhaltet eine Mischerschaltungsanordnung 30 gemäß der Erfindung allgemein eine komplementäre Transconductor- Schaltungsanordnung 31 und eine Mischerstufe 32. Der komplementäre Transconductor 31 beinhaltet zwei parallele Pfade zwischen einer positiven Versorgungsspannung VDD und Masse G. Der komplementäre Transconductor 31 ist direkt zwischen diese Spannungsversorgungsanschlüsse VDD und G eingeschleift. Der erste Pfad beinhaltet einen p-leitenden MOS-Transistor TP1 und einen n-leitenden MOS-Transistor TN1, die seriell verschaltet sind. In ähnlicher Weise beinhaltet der zweite Pfad einen pleitenden MOS-Transistor TP2 und einen n-leitenden MOS-Transistor TN2, die seriell verschaltet sind. Die Gate-Elektroden der p-leitenden Transistoren TP1 und TP2 sind über hochohmige Vorspannungswiderstände R_b mit einer Vorspannung Vbp verbunden, und die Gate-Elektroden der nleitenden Transistoren TN1 und TN2 sind über hochohmige Vorspannungswiderstände R_b mit einer zweiten Vorspannung Vbn verbunden. Über Anschlüsse RFP und RFN wird ein differentielles Eingangssignal angelegt. Der Anschluss RFP ist über einen Kopplungskondensator C_p mit dem Gate des Transistors TP1 und über einen weiteren Kopplungskondensator C_n mit dem Gate des Transistors TP1 verbunden. Der Anschluss RFN ist in ähnlicher Weise über jeweilige Kopplungskondensatoren C_p und C_n mit den Gates der Transistoren TP2 und TN2 verbunden. Vbp definiert den Vorspannungsstrom I_P der Transistoren TP1 und TP2, und Vbn definiert den Vorspannungsstrom I_N der Transistoren TN1 und TN2. An der Verbindungsstelle der Transistoren TP1 und TN1 und an der Verbindungsstelle der Transistoren TP2 und TN2 ist ein differentieller Ausgang vorgesehen. In dieser Beschreibung bedeutet der Ausdruck komplementärer Transconductor einen Transconductor mit wenigstens zwei MOS-Transistoren entgegengesetzter Leitfähigkeitstypen, die jeweils ein Eingangssignal empfangen und die zusammen ein Ausgangssignal von einem Pfad bereitstellen, der die zwei Transistoren koppelt. Der Transconductor 31 beinhaltet zwei derartige Transistorpaare.
Der differentielle Ausgang ist mit einem differentiellen Eingang des Gilbert- Zellenmischerkerns verbunden, der durch n-leitende Mischertransistoren TN3 bis TN6 gebildet wird. Der Mischerkern empfängt außerdem an Eingängen LOP und LON ein differentielles, lokales Oszillatoreingangssignal und stellt ein differentielles Ausgangssignal an Ausgängen IFP und IFN bereit, die jeweils durch einen jeweiligen Widerstand RL und einen jeweiligen Kondensator CL, die parallel geschaltet sind, mit VDD verbunden sind. Der Strom I₀, der durch die Lastwiderstände RL fließt, fließt durch den Mischerkern zu dem Transconductor 31.
Der Vorspannungsstrom I₀ jedes Lastwiderstands ist:

I₀ = I_N - I_P Gleichung 1
Der Gleichspannungsabfall U_L über die Lasten RL hinweg ist gleich:

U_L = I_OR_L Gleichung 2
Die Wandlungsverstärkung A_C eines Mischers vom Gilbert-Zellentyp mit einem ideal schaltenden Mischerkern ist:

A_C = (2/π)g_mR_L Gleichung 3
Hierbei ist g_m die Transkonduktanz des Transconductors 31; (2/π) ist ein Wandlungskoeffizient c_C eines ideal schaltenden Mischerkerns (wenngleich er in praktischen Fällen kleiner als der theoretische Wert ist, und für hochfrequente Mischer ist er c_{c <<} 2/π). Unter der Annahme, dass die Lastkondensatoren CL einen niedrigen Wert aufweisen, ist die Wandlungsverstärkung der Mischerschaltung 30:

A_C = 2(g_mn + g_mp)c_CR_L Gleichung 4
Hierbei ist g_mn die Transkonduktanz der Transistoren TN1 und TN2, und g_mp ist die Transkonduktanz der Transistoren TP1 und TP2.
Die Transkonduktanz von MOS-Transistoren im tiefen Submikrometerbereich erreicht bei einem bestimmten Pegel der Vorspannung einen maximalen Wert und bleibt dann im Wesentlichen konstant, wenn die Vorspannung über einen Bereich hinweg erhöht wird, bevor sie abzunehmen beginnt. Der lineare Bereich der Transferfunktion I_D = f(U_GS) wird hauptsächlich in den Eingangsstufen des Transconductors verwendet, um eine lineare Antwort auf das Eingangssignal bereitzustellen. In dem linearen Bereich ist der Absolutwert der Transkonduktanz proportional zur Bauelementbreite und folglich auch zum Vorspannungsstrom.
Da die Schwellenspannung eines MOS-Transistors Schwankungen zeigt, wird der Arbeitspunkt des Bauelements praktischer durch den Vorspannungsstrom unter Verwendung der Stromspiegeltechnik definiert. Daher ist die Annahme vernünftig, dass die Transkonduktanz proportional zum Vorspannungsstrom ist:

G_mn = I_Nκ_n Gleichung 5

G_mp = I_Pκ_p Gleichung 6

κ_p. ≍ 0,5 κ_n Gleichung 7
Hierbei sind κ_n und κ_p Koeffizienten für NMOS- beziehungsweise PMOS- Transistoren.
Eine Substitution der Gleichungen 1, 2, 5, 6 und 7 in Gleichung 4 ergibt:

A_C = 2κ_n. [I_N + 0,5(I_N - I₀)]c_CU_L/I₀ Gleichung 8
Es ist erwähnenswert, dass der Gesamtvorspannungsstrom der Mischerschaltung 30 2I_N beträgt.
Wird eine ähnliche Analyse auf die Mischer des Standes der Technik der Fig. 1 und 2 angewendet, ist es möglich, deren Wandlungsverstärkungen in einer ähnlichen Form auszudrücken:

Fig. 1 - A_C1 = 2κ_nc_CU_L Gleichung 9a

Fig. 2 - A_C2 = 2κ_nI_N1c_CU_L/I₀ Gleichung 9b
Hierbei ist U_L der Gleichspannungsabfall über die Lastwiderstände hinweg für beide Mischer, für den Mischer in Fig. 2 ist dieser Spannungsabfall jedoch in den Ausgangsstufen. I_N1 ist der Vorspannungsstrom der Transistoren TN1 und TN2, während I₀ der Vorspannungsstrom jeder Faltkaskoden-Ausgangsstufe in Fig. 2 ist. Es wird außerdem angenommen, dass es zwischen dem Mischerkern und der Faltkaskoden-Ausgangsstufe keinen Signalverlust gibt.
Der gesamte Stromverbrauch dieser Mischer ist:

Fig. 1 - I_T1 = 2I_N Gleichung 10a

Fig. 2 - I_T2 = 2(I_N1 + I₀) Gleichung 10b
Eine Analyse der Gleichungen 8, 9a und 9b zeigt, dass die Wandlungsverstärkung des Mischers von Fig. 1 direkt durch die verfügbare Aussteuerungsreserve begrenzt ist und für eine Näherung dieser Gleichungen nicht vom Vorspannungsstrom abhängig ist und dass die Wandlungsverstärkung der Mischer von Fig. 2 und Fig. 3 außerdem proportional zu der verfügbaren Aussteuerungsreserve ist, jedoch durch das Verhältnis der Ströme in der Eingangsstufe und in der Last eingestellt werden kann.
Die Verstärkungen dieser drei Mischer sind bei gleichem Stromverbrauch, zum Beispiel 21 N, zu vergleichen. Zu diesem Zweck ist die Wandlungsverstärkung des Mischers von Fig. 2 (unter Umordnung der Gleichungen 9b und 10b):

A_C2 = 2κ_n(I_N - I₀)c_CU_L/I₀ Gleichung 11
Wird beispielsweise angenommen, dass I₀ = I_N/5 ist, können die Gleichungen 8 und 9b folgendermaßen vereinfacht werden:

Fig. 3 - A_C = 14κ_nc_CU_L Gleichung 12

Fig. 2 - A_C2 = 8κ_nc_CU_L Gleichung 13
Ein Vergleich der Verstärkungen aller Mischer ergibt:

A_C/A_C1 = 7 = 16,9 dB Gleichung 14

A_C/A_C2 = 1,75 = 4,86 dB Gleichung 15
Somit stellt der Mischer von Fig. 3 bei gleichem Stromverbrauch eine beachtlich höhere Verstärkung bereit als die Mischer des Standes der Technik der Fig. 1 und 2. Der tatsächliche Unterschied ist sogar größer als jener, der durch die Gleichungen 14 und 15 angegeben wird, da die Verluste in der Faltkaskoden-Ausgangsstufe des Mischers von Fig. 2 nicht berücksichtigt wurden.
Es gibt einige zusätzliche Vorteile des Mischers von Fig. 3, nämlich, dass der Mischerkern signifikant kleinere Ströme schaltet als die Mischerkerne des Standes der Technik, was zu zusätzlichen Stromeinsparungen in LO- Blöcken führt, und dass die komplementäre Eingangsstufe eine höhere Linearität und einen größeren dynamischen Bereich bereitstellt als die übliche Source-Eingangsstufe der Mischer des Standes der Technik.
Für die 0,18Mikrometer-CMOS-Technologie kann angenommen werden, dass: VDD = 1,8 V; U_L = 0,5 V; c_C ≍ 0,2; und κ_n≍ 2,5 V^-1. Eine Substitution dieser Parameter in die Gleichungen 9a, 12 und 13 erlaubt die Durchführung einer Abschätzung der potentiellen Wandlungsverstärkung der analysierten Mischer:

A_C1 = -6,0 dB; A_C2 = 6,04 dB; A_C = 10,9 dB.
Wenn die Zwischenfrequenz (IF) klein ist, zum Beispiel kleiner als etwa 10 MHz, ist es vorteilhafter, einen auf PMOS-Transistoren basierenden Mischerkern zu verwenden, da letzterer beträchtlich bessere Rauscheigenschaften zeigt als NMOS-Transistoren bei kleinen Frequenzen, wo Funkelrauschen dominant ist.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 4 beinhaltet eine zweite Mischerschaltungsanordnung 40 gemäß der Erfindung eine Transconductor- Schaltungsanordnung 41 und eine Faltmischerstufe 42. Die Transconductorschaltung 41 ist die gleiche wie die Transconductorschaltung von Fig. 3.
Die Faltmischerstufe beinhaltet einen ersten bis vierten p-leitenden MOS- Transistor TP3 bis TP6, die als Gilbert-Zellenmischerkern verschaltet sind. Ein erster und ein zweiter Ausgang des Mischerkerns sind durch eine jeweilige Last mit Massepotential verbunden, wobei die Lasten jeweils aus einem Widerstand RL und einem Kondensator CL bestehen, die parallel geschaltet sind. An Ausgängen des Mischerkerns sind Zwischenfrequenz- Ausgangsanschlüsse IFP und IFN vorgesehen.
Die Vorspannungsströme in den resistiven Lasten RL sind:

I₀ = I_P - I_N Gleichung 16
Der gesamte Stromverbrauch beträgt 2I_P.
Bei kleinen IF-Frequenzen ist es üblich, Gleichstromverbindungen zwischen IF-Blöcken zu verwenden, und in derartigen Fällen muss der Gleichstrom-Ausgangspegel in den Temperatur- und Prozess-Schwankungsbereichen stabil sein, um einen ordnungsgemäßen Betrieb zu erreichen. Um dies zu erzielen, muss der Vorspannungs-Gleichstrom I₀ temperaturunabhängig, jedoch mit dem Widerstandswert korreliert sein, zum Beispiel I₀ ~ E_G/R, wobei E_G die Bandlückenspannung ist.
Gleichzeitig muss die Temperaturabhängigkeit der Transkonduktanz der Eingangsstufe kompensiert werden, indem sie mit einem Strom vorgespannt wird, der direkt proportional zu der absoluten Temperatur (PTAT) ist, um Schwankungen der Verstärkung mit der Temperatur zu minimieren. Dieses Problem kann unter Verwendung eines Stromspiegels erfolgreich gelöst werden, um die folgenden Vorspannungsströme separat in den PMOS- und NMOS-Transistoren bereitzustellen:

I_P = I₀ + I_PTAT Gleichung 17

I_N = I_PTAT Gleichung 18
Da normalerweise I₀ viel größer als I_PTAT ist, ist die Eingangsstufe hauptsächlich durch den PTAT-Strom vorgespannt, der minimale Verstärkungsschwankungen liefert, während die durch Gleichung 2 definierten Gleichspannungs-Ausgangspegel in den Temperatur- und Prozess- Schwankungsbereichen stabil sind.
Durch Wählen eines geeigneten Werts für die Bypass-Kondensatoren CL wird die Leistungshandhabung verbessert, insbesondere wenn die IF klein ist. In diesem Fall sind alle blockierenden Signale, die von dem HF- Eingangssignal um +/- einige IF getrennt sind, um einen wesentlichen Betrag gedämpft.
Nunmehr bezugnehmend auf Fig. 5 beinhaltet eine Bildunterdrückungs- Mischerschaltungsanordnung 50 gemäß der Erfindung im Allgemeinen eine Transconductorschaltung 51, eine In-Phasen-Faltmischerstufe 52 sowie eine Quadratur-Faltmischerstufe 53. Die Transconductorschaltung 51 ist die gleiche wie die Transconductorschaltung von Fig. 3. Die In-Phasen- und die Quadratur-Mischerstufe 52 und 53 sind jeweils die gleichen wie die Mischerstufe von Fig. 4. Die In-Phasen-Mischerstufe 52 wird mit In-Phasen-Signalen ILON und ILOP von lokalen Oszillatoren (LO) versorgt und weist In-Phasen-Ausgangsanschlüsse IP und IN auf, während die Quadratur-Mischerstufe 53 Quadratur(LO)-Eingänge QLON und QLOP aufweist und Quadratur-Ausgangsanschlüsse QP und QN besitzt.
Die Mischerstufen 52 und 53 sind parallel zwischen die Transconductorschaltung 51 und Massepotential eingeschleift. Die Verbindung von zwei Mischerstufen auf diese Weise ist mit MOS-Technologie möglich, während sie in Bipolar-Technologie nicht möglich ist, da MOS-Transistoren linearere Transfercharakteristika besitzen als Bipolartransistoren und da MOS- Transistoren keine Eingangsgleichströme an der Gate-Elektrode erfordern.
Diese Eigenschaften erlauben eine gute Anpassung der Gleichspannungsströme, welche die Mischerkerne der Mischerstufen 52, 53 vorspannen.
Die Bildunterdrückungs-Mischerschaltung 50 weist gute Linearitätscharakteristika sowie eine hohe Wandlungsverstärkung auf, ohne eine Hochstrom-Drain aufzuweisen. Außerdem löschen sich die zweiten Harmonischen der lokalen Quadratur-Oszillatorsignale, die leckbedingt zu den HR- Eingängen der Mischerkerne gelangen, gegenseitig aus, da sie eine Phasenbeziehung von 180° besitzen. Dies führt zu einer verbesserten Phasenquadratur der Ausgangssignale.
Experimente haben gezeigt, dass bei Verwendung von I_PTAT und I₀ mit einer Versorgung von 1,6 V bis 1,8 V und mit einer Hochfrequenz von 2,5 GHz sowie einer IF-Frequenz von 1 MHz eine Verstärkung von 6,7 dB bis 8,1 dB über einen Temperaturbereich von -30°C bis +90°C erreichbar ist. Über diesen Temperaturbereich hinweg schwankt die Ausgangsgleichspannung lediglich um 2 mV.
In einer weiteren Ausführungsform (nicht gezeigt) beinhaltet eine Bildunterdrückungs-Mischerschaltungsanordnung Faltmischerstufen wie jene von Fig. 3, die mit VDD in Beziehung stehen.
In den Ansprüchen versteht sich der Ausdruck "verbunden" so, dass er außer einer direkt hergestellten Verbindung auch eine Verbindung beinhaltet, die über ein oder mehrere Schaltkreiselemente oder Bauelemente hergestellt wird.

Claims

1. Mischerschaltungsanordnung mit einer komplementären Transconductorschaltung, die zwischen einen ersten und einen zweiten Spannungsversorgungsanschluss eingeschleift und so angeordnet ist, dass sie an einem Ausgang Signale bereitstellt, die repräsentativ für an einem Eingang empfangene Signale sind und einer Mischerstufe, die einen Mischerkern mit Metall-Oxid-Halbleiter(MOS)-Transistoren beinhaltet, wobei die Mischerstufe zwischen den Ausgang der komplementären Transconductorschaltung und eine Last eingeschleift ist, wobei die Last außerdem mit einem der Vorsorgungsanschlüsse verbunden ist.

2. Mischerschaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die komplementäre Transconductorschaltung eine Transconductorschaltung mit differentiellem Eingang und differentiellem Ausgang ist, wobei ein erster und ein zweiter Eingangsanschluss den Eingang bilden und ein erster und ein zweiter Ausgangsanschluss den Ausgang bilden, wobei die komplementäre Transconductorschaltung beinhaltet:
einen ersten und einen zweiten MOS-Transistor eines ersten Leitfähigkeitstyps; und
einen dritten und einen vierten MOS-Transistor eines zweiten Leitfähigkeitstyps,
wobei der erste und der zweite Transistor mit dem ersten Spannungsversorgungsanschluss verbunden sind, der dritte Transistor zwischen den ersten Transistor und den zweiten Versorgungsanschluss eingeschleift ist und der vierte Transistor zwischen den zweiten Transistor und den zweiten Versorgungsanschluss eingeschleift ist, so dass der erste und der dritte Transistor seriell zwischen die Versorgungsanschlüsse eingeschleift sind und der zweite und der vierte Transistor seriell zwischen die Versorgungsanschlüsse eingeschleift sind, wobei Steuerelektroden des ersten und des dritten Transistors mit dem ersten Eingangsanschluss verbunden sind und Steuerelektroden des zweiten und des vierten Transistors mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden sind, wobei der erste Ausgangsanschluss mit der Verbindung des ersten und des dritten Transistors verbunden ist und der zweite Ausgangsanschluss mit der Verbindung des zweiten und des vierten Ausgangsanschlusses verbunden ist.

3. Mischerschaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei welcher der Mischerkern zwischen eine Last, die mit einem positiveren der Versorgungsanschlüsse verbunden ist, und die Ausgangsanschlüsse der Transconductorschaltung eingeschleift ist und die MOS-Transistoren des zweiten Leitfähigkeitstyps beinhaltet.

4. Mischerschaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei welcher der Mischerkern zwischen eine Last, die mit einem negativeren der Versorgungsanschlüsse verbunden ist, und den Ausgangsanschlüssen der Transconductorschaltung eingeschleift ist und die MOS-Transistoren des ersten Leitfähigkeitstyps beinhaltet.

5. Mischerschaltungsanordnung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, bei welcher der Mischerkern ein Mischerkern des Typs einer Gilbert-Zelle ist.

6. Mischerschaltungsanordnung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, bei der die Last einen Widerstand und einen Kondensator beinhaltet, die parallel geschaltet sind.

7. Bildunterdrückungs-Mischerschaltungsanordnung nach irgendeinem der Anspruche 2 bis 6.

8. Bildunterdrückungs-Mischerschaltungsanordnung mit:
einer komplementären Transconductorschaltung mit einem differentiellen Eingang und einem differentiellen Ausgang; und
einer Quadratur-Mischerstufe und einer In-Phasen-Mischerstufe, die jeweils Metall-Oxid-Halbleiter-Transistoren beinhalten, wobei die Mischerstufen parallel zwischen den differentiellen Ausgang der komplementären Transconductorschaltung und jeweilige Lasten eingeschleift sind, wobei die Lasten außerdem mit einem Versorgungsanschluss verbunden sind.

9. Mischerschaltungsanordnung, im Wesentlichen wie in irgendeiner der Fig. 3 bis 5 der begleitenden Zeichnungen gezeigt und/oder hierin unter Bezugnahme auf irgendeine der Fig. 3 bis 5 beschrieben.

10. Funkverbindungsvorrichtung, die eine Mischerschaltungsanordnung beinhaltet, wie in irgendeinem vorhergehenden Anspruch beansprucht.