Stand der TechnikState of the art
Die
Erfindung geht aus von einem Verfahren zum Starten eines bürstenlosen
Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The
The invention is based on a method for starting a brushless
DC motor according to the preamble of claim 1.
Bürstenlose
Gleichstrommotoren, sog. BLDC-Motoren, werden elektronisch kommutiert,
wobei die in Brückenschaltung
angeordneten Halbleiterschalter der Schaltvorrichtung nach einem
vorgegebenen Kommutierungsmuster zur folgerichtigen Bestromung der
einzelnen Wicklungsstränge
oder -phasen der Statorwicklung von einer Steuervorrichtung in Abhängigkeit
von der momentanen Drehlage des Rotors – im folgenden Rotorposition
genannt – durchgeschaltet
(geschlossen) oder gesperrt (geöffnet) werden.
Durch die Kommutierung wird sichergestellt, daß die Winkelbeziehung von 90° elektrisch
zwischen einem von der Statorwicklung erzeugten Statorflußvektor
und dem Rotordurchflutungsvektor aufrechterhalten bleibt, und somit
der Rotor von dem umlaufenden Statorfeld- oder Statorflußvektor
angetrieben wird.Brushless
DC motors, so-called BLDC motors, are commutated electronically,
being in bridge circuit
arranged semiconductor switch of the switching device after a
given commutation pattern for consistent energization of the
individual winding strands
or phases of the stator winding of a control device in dependence
from the current rotational position of the rotor - in the following rotor position
called - switched through
(closed) or locked (opened).
The commutation ensures that the angular relationship of 90 ° is electrical
between a stator flux vector generated by the stator winding
and the rotor flux vector, and thus
the rotor from the rotating stator field or stator flux vector
is driven.
Zur
Bestimmung der Rotorposition werden z. B. Positionssensoren eingesetzt
( DE 40 40 926 C1 ). Es
sind auch BLDC-Motoren bekannt, bei denen zur Bestimmung der Rotorposition
rotatorisch induzierte Spannungen ausgewertet werden ( DE 37 09 168 A1 ). Nachteilig
dabei ist, daß im
Motorstillstand keine Spannung induziert wird, die Rotorposition
daher nicht bekannt ist und sich damit der Motoran- oder -hochlauf
insbesondere bei stark veränderlichen
oder hohen Lasten schwierig gestaltet.To determine the rotor position z. B. Position sensors used ( DE 40 40 926 C1 ). BLDC motors are also known in which rotationally induced voltages are evaluated to determine the rotor position ( DE 37 09 168 A1 ). The disadvantage here is that no voltage is induced in the motor standstill, the rotor position is therefore not known and thus makes the engine start-up or difficult, especially with highly variable or high loads difficult.
Aus
der gattungsgemäßen US 5 569 990 A und/oder US 5 028 852 A ist
es bekannt, bei einem BLDC-Motor die Rotorposition im Stillstand
mit einer Genauigkeit von 180°/m
elektrisch zu bestimmen wobei m die Phasenzahl der Statorwicklung
ist, um mit dieser Kenntnis der Rotorposition den Motor durch Anlegen
eines auf die Rotorposition angepaßten Kommutierungsmusters der
Ansteuersignale für
die Schaltvorrichtung in die richtige Drehrichtung zu starten. Hierzu
werden an die Statorwicklung des stehenden Motors Stromimpulse gelegt,
die einerseits lang genug sind, um eine korrekte Messung zu ermöglichen
und andererseits kurz genug sind, damit der Rotor nicht dreht, also
seine Position beibehält.
Hierzu wird an jede Wicklungsphase oder jeden Wicklungsstrang der
Statorwicklung ein positiver und ein negativer Teststromimpuls gegeben,
die Stromanstiegszeit, d. h. die Zeit, die vergeht, bis der in der
Wicklungsphase fließende
Strom eine Stromschwelle erreicht, gemessen und die Zeitdifferenz zwischen
den beiden Stromanstiegszeiten bestimmt. Der aus den m Stromanstiegszeiten
bestehende Zeitvektor wird in eine Bestromungstabelle für die Statorwicklung
eingelesen, welche das zur Kommutierung erforderliche Bestromungsmuster
der m Wicklungsphasen enthält,
um den Rotor in die gewünschte
Drehrichtung umlaufen zu lassen. Die zu dem Zeitvektor zugehörige Kombination
der Phasenbestromung wird durch entsprechende Ansteuersignale realisiert,
die an die Steuereingänge
der Halbleiterschalter der Schaltvorrichtung angelegt werden. Die
Ansteuersignale werden dann in der durch das Kommutierungsmuster
vorgegebenen Weise variiert, so daß auf den Rotor ein entsprechendes
Drehmoment ausgeübt
wird und der Rotor hochdreht.From the generic US 5 569 990 A and or US 5 028 852 A It is known to electrically determine the rotor position at a standstill with a precision of 180 ° / m in a BLDC motor, where m is the phase number of the stator winding, with this knowledge of the rotor position, the motor by applying a matched to the rotor position Kommutierungsmusters the drive signals for the switching device to start in the correct direction of rotation. For this purpose, current pulses are applied to the stator winding of the stationary motor, which are on the one hand long enough to allow a correct measurement and on the other hand are short enough so that the rotor does not rotate, thus maintaining its position. For this purpose, a positive and a negative test current pulse is given to each winding phase or each winding strand of the stator winding, the current rise time, ie the time that elapses until the current flowing in the winding phase reaches a current threshold, measured and determines the time difference between the two current rise times. The time vector consisting of the m current rise times is read into a current table for the stator winding which contains the current flow pattern required for the commutation of the m winding phases in order to rotate the rotor in the desired direction of rotation. The associated with the time vector combination of the phase current is realized by corresponding drive signals, which are applied to the control inputs of the semiconductor switches of the switching device. The drive signals are then varied in the manner predetermined by the commutation pattern, so that a corresponding torque is exerted on the rotor and the rotor rotates up.
Vorteile der ErfindungAdvantages of the invention
Das
erfindungsgemäße Verfahren
mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat den Vorteil der genaueren
Bestimmung der Rotorposition im Motorstillstand mit geringerem steuerungstechnischen
Aufwand. Der zur Verfügung
stehende Signalhub wird besser ausgenutzt, so daß die Prüf- oder Testströme in den
Wicklungsphasen oder -strängen
kleiner bzw. kürzer
gemacht werden können,
was durch dadurch mögliche
größere Bestromungszeiten
für die
Drehmomenterzeugung ein höheres
Antriebsmoment ermöglicht.
Insbesondere ist die Genauigkeit bei der Bestimmung der Rotorposition
unabhängig
von der Betriebsspannung des Gleichstrommotors, so daß das Verfahren
mit Vorteil bei Gleichstrommotoren in der Kraftfahrzeugtechnik eingesetzt
werden kann, da die Bordnetzspannung von z. B. 14 V oder 42 V in Kraftfahrzeugen
doch beträchtlichen
Schwankungen unterliegt. Ist die Rotorposition bestimmt, so kann
gemäß weiteren Ausgestaltungen
des erfindungsgemäßen Verfahrens
mit einer geringeren Anzahl von weiteren Teststromimpulsen das mögliche Antriebsmoment
sowohl bei aktiver als auch passiver Last weiter gesteigert werden.The
inventive method
with the features of claim 1 has the advantage of the more accurate
Determination of the rotor position during engine standstill with a lower control technology
Effort. The available
standing signal swing is better utilized, so that the test or test currents in the
Winding phases or strands
smaller or shorter
can be made
what possible through it
greater energizing times
for the
Torque generation a higher
Drive torque allows.
In particular, the accuracy in the determination of the rotor position
independently
from the operating voltage of the DC motor, so that the process
used with advantage in DC motors in automotive engineering
can be because the vehicle electrical system voltage of z. B. 14 V or 42 V in motor vehicles
but considerable
Is subject to fluctuations. If the rotor position is determined, then
according to further embodiments
the method according to the invention
with a smaller number of further test current pulses the possible drive torque
be further increased both with active and passive load.
Bei
der erfindungsgemäße Vorgehensweise zur
Bestimmung der Rotorposition wird von der Erkenntnis ausgegangen,
daß die
Induktivität
der Wicklungsstränge
oder -phasen der Statorwicklung aufgrund des Sättigungsverhaltens des Gleichstrommotors
von der Rotordrehlage oder -position beeinflußt wird. Für einen konstanten Strang-
oder Phasenstrom ist die Induktivität des Wicklungstrangs proportional
zum Statorfluß,
der wiederum proportional zum Integral der flußerzeugenden Spannung ist.
Werden also gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren
mit der Schaltvorrichtung mehrere Teststromimpulse an die Statorwicklung
gelegt, die Statorflußvektoren
mit unterschiedlicher elektrischer Winkellage erzeugen, so kann
durch Vergleich der für
jeden Teststromimpuls ermittelten Integrationwerte der flußerzeugenden
Spannung die Rotorposition bestimmt werden; denn der kleinste ermittelte
Integrationswert steht für die
kleinste Stranginduktivität,
die dann erhalten wird, wenn eine maximale Verkettung von Rotordurchflutung
und Statorfluß vorliegt.
Dies ist aber dann der Fall, wenn der Rotor in dem durch den Winkelschritt begrenzen
Sektor steht, der durch den vom Teststromimpuls erzeugten Statorflußvektor
bestimmt ist. Damit gibt immer der kleinste Integrationswert der
flußerzeugenden
Spannung die Rotorposition oder Rotordrehlage mit einer Genauigkeit
an, die dem Winkelschritt 180°/m
zwischen zwei aufeinanderfolgenden Statorflußvektoren entspricht, bei einer
dreiphasigen Statorwicklung also 60° elektrisch.In the procedure according to the invention for determining the rotor position, it is assumed that the inductance of the winding phases or phases of the stator winding is influenced by the rotor rotational position or position due to the saturation behavior of the DC motor. For a constant phase or phase current, the inductance of the winding strand is proportional to the stator flux, which in turn is proportional to the integral of the flux generating voltage. Thus, according to the inventive method with the switching device, a plurality of test current pulses applied to the stator winding, the Statorflußvektoren produce with different electrical angular position, the rotor position can be determined by comparing the determined for each test current pulse integration values of the flux-generating voltage; because the smallest determined integration value stands for the smallest strand inductance, which is obtained when there is a maximum chain of rotor flux and stator flux. But then this is the one Case when the rotor is in the sector bounded by the angular step determined by the stator flux vector generated by the test current pulse. Thus, always the smallest integration value of the flux-generating voltage indicates the rotor position or rotor rotational position with an accuracy which corresponds to the angular step 180 ° / m between two successive Statorflußvektoren, in a three-phase stator winding thus 60 ° electrical.
Durch
die in den weiteren Ansprüchen
aufgeführten
Maßnahmen
sind vorteilhafte Weiterbildung und Verbesserungen des im Anspruch
1 angegebenen Verfahrens möglich.By
in the further claims
listed
activities
are advantageous development and improvements in the claim
1 specified method possible.
Gemäß einer
vorteilhaften Ausführungsform der
Erfindung wird die flußerzeugende
Spannung als Differenz der momentanen Betriebsspannung des Gleichstrommotors
und des mit dem Motorwiderstand multiplizierten, in der Statorwicklung
gemessenen Summenstroms berechnet. Der Motorwiderstand wird dabei
aus der Summe aller Widerstände
von Schaltvorrichtung und Statorwicklung berechnet und dabei vorteilhaft
als konstant angenommen.According to one
advantageous embodiment of the
Invention is the flow-generating
Voltage as the difference between the instantaneous operating voltage of the DC motor
and that multiplied by the motor resistance, in the stator winding
calculated total current. The motor resistance is thereby
from the sum of all resistances
calculated by switching device and stator winding and thereby advantageous
assumed to be constant.
Gemäß einer
alternativen Ausführungsform der
Erfindung wird als flußerzeugende
Spannung die momentane Betriebsspannung des Gleichstrommotors selbst
genommen und der in der Schaltvorrichtung und der Statorwicklung
auftretende Spannungsabfall vernachlässigt. Hierdurch wird der Aufwand
zur Durchführung
des Verfahrens reduziert, während
der bei der Bestimmung der Rotorposition gemachte Fehler relativ
klein ist und akzeptiert werden kann.According to one
alternative embodiment of the
Invention is called river-generating
Voltage the instantaneous operating voltage of the DC motor itself
taken and that in the switching device and the stator winding
Neglected occurring voltage drop. This will be the effort
to carry out
the procedure reduces while
the error made in determining the rotor position relative
is small and can be accepted.
Ist
die Rotorposition bestimmt, so wird nach einer bevorzugten Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Verfahrens
ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet, der einen
drehmomentbildenden Statorflußvektor
erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch
in einer als Kraftrichtung gewählten
Rotordrehrichtung gegenüber
der bestimmten Rotorposition versetzt ist. Nach einer Zeitspanne, die
konstant oder abhängig
von der Drehzahl des Motors gewählt
wird, wird zur Überprüfung der
Rotorposition eine geringere Anzahl von weiteren Teststromimpulsen
auf die Statorwicklung aufgeschaltet. Ist die Rotorposition unverändert, so
wird erneut durch Aufschalten eines Stromimpulses der drehmomentbildende
Statorflußvektor
erzeugt. Hat sich der Rotor gedreht, so wird mittels eines Stromimpulses
ein drehmomentbildender Statorflußvektor generiert, dessen Phasenlage
wiederum um 90° elektrisch
gegenüber
der neu bestimmten Rotorposition versetzt ist. Dieser Vorgang wird
fortgesetzt, bis eine ausreichende Rotordrehzahl erkannt wird, wonach
auf ein anderes bekanntes Verfahren zur sensorlosen Bestimmung der
Rotorposition umgeschaltet wird. Damit entfallen die zyklisch auftretenden
Teststromimpulse, und der Motor ist in seinem vollen Leistungsumfang
nutzbar.is
determines the rotor position, it is according to a preferred embodiment
the method according to the invention
a current pulse applied to the stator winding, the one
torque-forming Statorflußvektor
generated, the phase angle by 90 ° electrically
in a direction chosen as the direction of force
Rotary direction opposite
the particular rotor position is offset. After a period of time
constant or dependent
chosen from the speed of the motor
will be to review the
Rotor position a smaller number of other test current pulses
switched on the stator winding. If the rotor position is unchanged, so
is again by connecting a current pulse of the torque-forming
stator flux
generated. If the rotor has rotated, then by means of a current pulse
generates a torque-forming Statorflußvektor whose phase position
again by 90 ° electrical
across from
the newly determined rotor position is offset. This process will
continued until a sufficient rotor speed is detected, after which
to another known method for sensorless determination of
Rotor position is switched. This eliminates the cyclical occurring
Test current pulses, and the engine is in its full performance
available.
Die
Aufschaltung der weiteren Teststromimpulse kann in verschiedener
Weise durchgeführt
werden. Ist die Drehrichtung des Motors bekannt, so werden gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung die Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster
weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage
mit der bestimmten Rotorposition übereinstimmt, und ein zweiter
weiterer Teststromimpuls einen zweiten Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage
um einen elektrischen Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem
ersten Statorflußvektor
versetzt ist. Die Kraftrichtung ist dabei die bekannte Drehrichtung
des Rotors. Die den beiden Statorflußvektoren zugehörigen Integrationswerte
der Flußspannungen
werden miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors
mit dem kleinsten Integrationswert wird als neue Rotorposition bestimmt.
Danach wird wiederum ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet,
der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage
um 90° elektrisch gegenüber der
neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.The
Connection of the other test current pulses can in various
Manner performed
become. If the direction of rotation of the motor is known, then according to a
preferred embodiment
the invention, the test current pulses so switched that a first
further test current pulse generates a first Statorflußvektor whose phase position
coincides with the determined rotor position, and a second
further test current pulse generates a second Statorflußvektor whose phase position
by an electrical angle step in the direction of force against the
first stator flux vector
is offset. The direction of force is the known direction of rotation
of the rotor. The integration values associated with the two stator flux vectors
the flux voltages
are compared with each other, and the phase position of Statorflußvektors
with the smallest integration value is determined as a new rotor position.
Thereafter, in turn, a current pulse is applied to the stator winding,
which generates a torque-forming Statorflußvektor whose phase position
90 ° electrically opposite the
new rotor position is offset in the direction of force.
Ist
die Drehrichtung des Motors unbekannt, so werden gemäß einer
vorteilhaften Ausführungsform
der Erfindung die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster
weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor erzeugt, der gegenüber der
Phasenlage des zuvor erzeugten drehmomentbildenden Statorflußvektors
um 90° elektrisch
zuzüglich
eines elektrischen Winkelschritts entgegen Kraftrichtung versetzt
ist, und ein zweiter weiterer und ein dritter weiterer Teststromimpuls
jeweils einen zweiten und dritten Statorflußvektor erzeugen, der um jeweils
einen elektrischen Winkelschritt in Kraftrichtung gegenüber dem
ersten bzw. zweiten Statorflußvektor
versetzt ist. Die den Statorflußvektoren
zugehörigen
Integrationswerte der Flußspannung
werden wiederum miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors
mit dem kleinsten Integrationswert wird als neue Rotorposition bestimmt.
Anschließend
wird ein Stromimpuls auf die Statorwicklung aufgeschaltet, der einen
drehmomentbildenden Statorflußvektor
erzeugt, dessen Phasenlage um 90° elektrisch
gegenüber
der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist.is
the direction of rotation of the motor unknown, so will be in accordance with a
advantageous embodiment
the invention, the further test current pulses switched so that a first
Further test current pulse generates a first Statorflußvektor, compared to the
Phase angle of the previously generated torque-forming Statorflußvektors
by 90 ° electrical
plus
offset an electrical angle step against the direction of force
is, and a second further and a third further test current pulse
each generate a second and third Statorflußvektor, each by
an electrical angle step in the direction of force relative to the
first and second Statorflußvektor
is offset. The stator flux vectors
associated
Integration values of the forward voltage
are in turn compared, and the phase of the Statorflußvektors
with the smallest integration value is determined as a new rotor position.
Subsequently
a current pulse is applied to the stator winding, the one
torque-forming Statorflußvektor
generated, the phase angle by 90 ° electrically
across from
the new rotor position is offset in the direction of force.
In
beiden Fällen
hat die vorstehend beschriebene Festlegung der Abfolge des Anlegens
der weiteren Teststromimpulse folgende Vorteile: Vor dem Anlegen
eines Teststromimpulses ist es notwendig, daß die in den Wicklungsphasen
von dem vorhergehenden Teststromimpuls erzeugten Phasenströme abgeklungen
sind. Dadurch wird sichergestellt, daß die mit den einzelnen Teststromimpulsen
erhaltenen Meßergebnisse
nicht durch einen bereits existierenden Phasenstrom verfälscht werden.
Nachdem der letzte Teststromimpuls aufgeschaltet worden ist und damit
die aktuelle Rotorposition bekannt ist, kann direkt der Stromimpuls
zur Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors aufgeschaltet werden.
Ein Abklingen der Phasenströme
in der Statorwicklung ist in diesem Fall nicht mehr notwendig. Durch
die vorstehend beschriebene Festlegung der Abfolge der Teststromimpulse
liegt der von dem letzten Teststromimpuls erzeugte Statorflußvektor
immer um 30° elektrisch – wenn die
Rotorposition bestätigt wurde – und 90° elektrisch – wenn eine
neue Rotorposition erkannt worden ist – neben dem Statorflußvektor,
der für
die anschließende
Drehmomenterzeugung zum Weiterbewegen des Rotors erforderlich ist. Liegt
der vom letzten Teststromimpuls erzeugte Statorflußvektor
nur 30° elektrisch
neben dem drehmomentbildenden Statorflußvektor so braucht zur Erzeugung
des drehmomentbildenden Statorflußvektors nur eine der durch
den letzten Teststromimpuls bestromten Wicklungsphasen der Statorwicklung nicht
mehr bestromt zu werden. Ist der Abstand der Statorflußvektoren
90° elektrisch,
kann zur Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors immerhin
eine der durch den letzten Teststromimpuls bestromten Wicklungsphasen
für die
Erzeugung des drehmomentbildenden Statorflußvektors gleich bestromt bleiben.
Durch diese Integration des letzten Teststromimpulses mit dem Stromimpuls
für die
Momentenerzeugung wird eine deutliche Drehmomenterhöhung im Hochlauf
erzielt, da das Verhältnis
der Zeiten für
die Teststromimpulse und der Zeiten für die Momentenerzeugung verbessert
ist, ohne daß die Zeit
für die
Momentenerzeugung verlängert
wurde.In either case, the determination of the sequence of application of the further test current pulses as described above has the following advantages: Before applying a test current pulse, it is necessary for the phase currents generated in the winding phases of the preceding test current pulse to decay. This ensures that the measurement results obtained with the individual test current pulses are not corrupted by an already existing phase current. After the Last test current pulse has been switched on and thus the current rotor position is known, the current pulse can be switched directly to generate the torque-forming Statorflußvektors. A decay of the phase currents in the stator winding is no longer necessary in this case. By setting the sequence of test current pulses as described above, the stator flux vector produced by the last test current pulse is always 30 ° electrical - when the rotor position has been confirmed - and 90 ° electrical - when a new rotor position has been detected - adjacent to the stator flux vector used for the subsequent Torque is required to continue moving the rotor. If the stator flux vector generated by the last test current pulse is only 30 ° electrically adjacent to the torque-forming stator flux vector, then only one of the winding phases of the stator winding energized by the last test current pulse no longer needs to be energized to produce the torque-forming stator flux vector. If the distance between the stator flux vectors is 90 ° electrically, one of the winding phases energized by the last test current pulse can at least be supplied with current for the generation of the torque-forming stator flux vector in order to generate the torque-forming stator flux vector. This integration of the last test current pulse with the current pulse for the torque generation a significant increase in torque is achieved during startup, since the ratio of the times for the test current pulses and the times for the torque generation is improved, without the time for the torque generation has been extended.
Gemäß einer
vorteilhaften Ausführungsform der
Erfindung werden zur Bestimmung des die Rotorposition bestimmenden
Statorflußvektors
die Phasenlagen und die zugeordneten Integrationswerte der flußerzeugenden
Spannung aufeinanderfolgender Statorflußvektoren gespeichert und dabei
die Speicherwerte des vorherigen Statorflußvektors mit denen des nachfolgenden
Statorflußvektors überschrieben,
wenn der dem nachfolgenden Statorflußvektor zugehörige Integrationswert
der flußerzeugenden
Spannung kleiner ist, als der dem vorherigen Statorflußsektor
zugehörigen
Integrationswert. Durch diese Verfahrensvariante müssen nicht
die Integrationswerte und zugeordneten Phasenlagen aller Statorflußvektoren
abgespeichert werden. Es genügt, wenn
jeweils für
zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Teststromimpulse die Integrationswerte
und die Phasenlagen gespeichert werden, so daß sich der Speicherbedarf auf
nur zwei Speicher beschränkt.
In den ersten Speicher werden dabei immer der jeweils aktuelle Integrationswert
der flußerzeugenden
Spannung und die aktuelle Phasenlage des gerade die flußerzeugenden
Spannung erzeugenden Statorflußvektors
eingeschrieben, und eine in der vorstehend beschriebenen Weise arbeitende
Vergleichslogik sorgt dafür,
daß im
zweiten Speicher immer die Phasenlage des Statorflußvektors
abgespeichert ist, dem der kleinste Integrationswert zugehörig ist.According to one
advantageous embodiment of the
Invention are used to determine the rotor position determining
stator flux vector
the phase angles and the associated integration values of the flux generating
Stored voltage of successive Statorflußvektoren and thereby
the storage values of the previous Statorflußvektors with those of the following
Overwritten stator flux vector,
if the integration value associated with the subsequent stator flux vector
the river-producing
Voltage is less than that of the previous Statorflußsektor
associated
Integration value. By this process variant do not have to
the integration values and associated phase positions of all Statorflußvektoren
be stored. It is enough if
each for
two immediately consecutive test current pulses the integration values
and the phase positions are stored, so that the memory requirement
only two stores limited.
The first memory always contains the current integration value
the river-producing
Tension and the current phase position of just the river-generating
Voltage generating stator flux vector
inscribed, and working in the manner described above
Comparison logic ensures
that in the
second memory always the phase position of Statorflußvektors
is stored, to which the smallest integration value is associated.
Zeichnungdrawing
Die
Erfindung ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels
in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:The
Invention is based on an embodiment shown in the drawing
explained in more detail in the following description. Show it:
1 ein
Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Betreiben eines bürstenlosen
Gleichstrommotors an einem Gleichspannungsnetz, 1 1 is a block diagram of a device for operating a brushless DC motor on a DC voltage network,
2 ein
Schaltbild der Schaltvorrichtung in der Vorrichtung gemäß 1, 2 a circuit diagram of the switching device in the device according to 1 .
3 ein
in der Steuervorrichtung der Vorrichtung gemäß 1 abgelegtes
Kommutierungsmuster, 3 a in the control device of the device according to 1 filed commutation pattern,
4 bis 10 Darstellungen
von im Stator erzeugten Statorflußvektoren zur Erläuterung
des Verfahrens zum Starten des Gleichstrommotors. 4 to 10 Illustrations of Statorflußvektoren generated in the stator for explaining the method for starting the DC motor.
Beschreibung des AusführungsbeispielsDescription of the embodiment
In 1 ist
im Blockschaltbild eine Vorrichtung zum Betreiben eines bürstenlosen
Gleichstrommotors 10 an einem Gleichspannungsnetz mit der Netzgleichspannung
UB dargestellt. Der Gleichstrommotor 10 weist
in bekannter Weise einen Stator 11 mit einer im Ausführungsbeispiel
dreiphasigen Statorwicklung 12 (2) und einen
permanentmagneterregten Rotor 13 auf. Mittels einer Schaltvorrichtung 14,
die von einer Steuervorrichtung 15 gesteuert wird, werden
die drei Wicklungsphasen oder -stränge 121, 122, 123 der
dreiphasigen Statorwicklung 12 folgerichtig so bestromt,
daß im
Stator ein Statorfeld umläuft,
das dem Durchflutungsvektor des Rotors 13 um 90° elektrisch
in Drehrichtung vorauseilt. Hierzu ist es erforderlich, die momentane
Drehstellung oder Drehlage des Rotors 13 – im folgenden
Rotorposition genannt – zu überwachen
und die Schaltvorrichtung 14 entsprechend anzusteuern.
Die momentane Rotorposition wird mit Hilfe der rotatorisch induzierten Spannung
in den Wicklungsphasen 121–123 der Statorwicklung 12 bestimmt,
was durch die in 1 strichliniert eingezeichnete
Spannungsmeßleitung 27 angedeutet
ist.In 1 is a block diagram of a device for operating a brushless DC motor 10 shown on a DC voltage network with the DC voltage U B. The DC motor 10 has a stator in a known manner 11 with a three-phase stator winding in the exemplary embodiment 12 ( 2 ) and a permanent magnet excited rotor 13 on. By means of a switching device 14 by a control device 15 is controlled, the three winding phases or strands 121 . 122 . 123 the three-phase stator winding 12 Consequently, energized so that in the stator rotates a stator, which is the flooding vector of the rotor 13 leading by 90 ° in the direction of rotation. For this purpose, it is necessary, the current rotational position or rotational position of the rotor 13 - in the following called rotor position - to monitor and the switching device 14 to control accordingly. The instantaneous rotor position is determined by means of the rotationally induced voltage in the winding phases 121 - 123 the stator winding 12 determines what is going through in 1 dashed line drawn Spannungsmeßleitung 27 is indicated.
Die
Schaltvorrichtung 14 umfaßt eine Mehrzahl von Halbleiterschaltern,
die im Ausführungsbeispiel
als MOS-FETs ausgebildet und in einer Zweiweg-Brückenschaltung zusammengefaßt sind.
Bei der gewählten
Dreiphasenwicklung sind in der Schaltvorrichtung 14 sechs
Halbleiterschalter T1–T6 vorhanden,
deren Steuereingänge
an der Steuervorrichtung 15 angeschlossen sind. In der
Steuervorrichtung 15 werden entsprechend eines vorgegebenen
Kommutierungsmusters Ansteuersignale generiert (in 3 linker
Tabellenteil) die an die einzelnen Halbleiterschalter T1–T6 gelegt
werden und dadurch eine Bestromung der Wicklungsphasen 121–123 der Statorwicklung 12 bewirken,
wie sie in 3 im rechten Teil der Tabelle
dargestellt ist. Das Pluszeichen bedeutet hierbei eine positive
Bestromung in Richtung Pfeil 16 in 2, ein Minuszeichen
eine entgegengerichtete Bestromung. Ein nicht ausgefülltes Kästchen steht
für eine
stromlose Wicklungsphase. Werden beispielsweise die Halbleiterschalter
T1, T4 und T6 angesteuert, so schalten diese durch, und ein Strom
fließt
in der Wicklungsphase 121 in Richtung Pfeil 16 und
in den Wicklungsphasen 122 und 123 entgegen Pfeil 16.The switching device 14 comprises a plurality of semiconductor switches, which are formed in the embodiment as MOS FETs and combined in a two-way bridge circuit. In the selected three-phase winding are in the switching device 14 six semiconductor switches T1-T6 present whose control inputs to the control device 15 are connected. In the control device 15 be according to a predetermined commutation drive signals riert (in 3 left part of the table) which are applied to the individual semiconductor switches T1-T6 and thereby energization of the winding phases 121 - 123 the stator winding 12 cause, as in 3 is shown in the right part of the table. The plus sign here means a positive current in the direction of the arrow 16 in 2 , a minus sign an opposing energization. An empty box indicates a currentless winding phase. If, for example, the semiconductor switches T1, T4 and T6 are activated, they switch through and a current flows in the winding phase 121 in the direction of the arrow 16 and in the winding phases 122 and 123 against the arrow 16 ,
Im
Motorstillstand besteht das Problem, daß bei Drehzahl Null keine Spannung
in der Statorwicklung 12 induziert wird, so daß das sensorlose
Verfahren zur Rotorlagenbestimmung durch Auswertung der Strang-
oder Phasenspannungen des Motors 10 nicht eingesetzt werden
kann. Um einen geregelten Motoranlauf aus dem Stillstand zu gewährleisten, sind
weitere Komponenten für
einen geregelten sensorlosen Hochlauf vorgesehen. Diese umfassen
einen vom Summenstrom der Statorwicklung 12 durchflossenen
Meßshunt 17,
einen Verstärker 18,
einen Komparator 19, an dessen einem Eingang eine Referenzspannung
Uref liegt, einen Rechner 28 zur
Berechnung der flußerzeugenden
Spannung (im folgenden kurz Flußspannung
UFluss, genannt), einen Integrator 20 zur
Integration der Flußspannung
UFluss über
eine vorgegebene Zeit tmax, zwei Speicher 21, 22,
eine Vergleichslogik 23 zum Vergleich der Speicherinhalte
der beiden Speicher 21, 22 und eine von der Vergleichslogik 23 gesteuerte
Torschaltung 24, die bei geöffnetem Tor das Einschreiben
der Speicherwerte aus dem Speicher 21 in den Speicher 22 zuläßt. Der
Rechner 28 ist eingangsseitig einerseits über eine
Leitung 29 an dem an Betriebsspannung UB liegenden
Eingang der Schaltvorrichtung 14 und andererseits über eine
Leitung 30 an dem Meßshunt 17 angeschlossen.
Anstelle des Rechners 28 kann auch ein analoger Differenzbildner
eingesetzt werden.In motor standstill, there is the problem that at zero speed no voltage in the stator winding 12 is induced so that the sensorless method for rotor position determination by evaluating the phase or phase voltages of the motor 10 can not be used. To ensure a controlled motor start-up from standstill, additional components are provided for a controlled sensorless startup. These include one of the sum current of the stator winding 12 flowed shunt 17 , an amplifier 18 , a comparator 19 , to whose one input there is a reference voltage U ref , a computer 28 for calculating the flux-generating voltage (hereinafter referred to as flux voltage U flow , called), an integrator 20 to integrate the flux voltage U flow over a given time t max , two memory 21 . 22 , a comparison logic 23 for comparing the memory contents of the two memories 21 . 22 and one of the comparison logic 23 controlled gate circuit 24 with the door open, writing the memory values from the memory 21 in the store 22 allows. The computer 28 On the input side is on the one hand via a line 29 at the lying at operating voltage U B input of the switching device 14 and on the other hand via a line 30 at the measuring shunt 17 connected. Instead of the computer 28 It is also possible to use an analogue differential former.
Mit
diesen Komponenten für
den geregelten Hochlauf des Motors 10 wird folgendes Verfahren zum
Starten des bürstenlosen
Gleichstrommotors 10 durchgeführt:
Im Stillstand des
Rotors 13 werden auf die dreiphasige Statorwicklung 12 sechs
Teststromimpulse aufgeschaltet, die im Stator Statorflußvektoren
erzeugen, die um 60° elektrisch gegeneinander
versetzt sind. Hierzu werden die Halbleiterschalter T1–T6 der Schaltvorrichtung 14 nacheinander
mit den im linken Teil der Tabelle gemäß 3 angegebenen
Schaltsignalen angesteuert. Die Ordnungszahl der Impulse In mit n = 1, 2 ... 6 ist in 3 in
der linken Spalte eingetragen. In dem linken Teil der Tabelle sind
die erforderlichen Ansteuersignale der Halbleiterschalter T1–T6 dargestellt.
Eine ”1” bedeutet
dabei einen geschlossenen Halbleiterschalter, also einen durchgeschalteten
MOS-FET, eine ”0” steht
für einen
gesperrten MOS-FET, also einen offenen Halbleiterschalter T1–T6. Die
Teststromimpulse sind dabei von einer solch kurzen Dauer, daß die im
Motor erzeugten Drehmomente so klein sind, daß sich der Rotor 13 aufgrund
seines Trägheitsmoments
und der Reibung nicht bewegt. Bei jedem Teststromimpuls In werden die Wicklungsphasen 121, 122 und 123 der
Statorwicklung 12 in der im rechten Teil der Tabelle der 3 angegebenen
Weise bestromt, wobei im Stator ein Statorflußvektor generiert wird, dessen
Phasenlage α in
der mittleren Spalte der Tabelle in 3 eingetragen
ist. Beim ersten Teststromimpuls I1 werden z.
B. – wie
in 3 ausgewiesen ist – die Halbleiterschalter T1,
T4 und T6 angesteuert. In der Wicklungsphase 121 fließt ein zeitlich
zunehmender Phasenstrom in Richtung Pfeil 16, der über die
Wicklungsphasen 122, 123 entgegen Pfeil 16 und über den
Meßshunt 17 fließt. Der über den
Meßshunt 17 fließende Summenstrom
ergibt eine Meßspannung, die
als Maß für den Summenstrom
I dem Rechner 28 (bzw. dem Differenzbildner) und über den
Verstärker 18 dem
Komparator 19 zugeführt
wird. In dem Rechner 28 (bzw. dem Differenzbildner) wird
die Flußspannung
UFluss als Differenz berechnet, die sich
aus der aktuellen Betriebsspannung UB und
dem gemessenen und mit dem Gesamtwiderstand R von Schaltvorrichtung 14 und
Motor 10 multiplizierten Summenstrom I ergibt, gemäß UFluss = UB – I·R (1), wobei der
Gesamtwiderstand R als konstant angenommen wird. Die Flußspannung
UFluss steht am Integrator 20 an.
Mit Auslösen
eines jeden Teststromimpulses durch die Steuervorrichtung 15 wird
von der Steuervorrichtung 15 auch der Integrator 20 gestartet,
der über
eine Integrationszeit t0 bis tmax die
Flußspannung
UFluss aufintegriert. Als Integrationszeit
wird diejenige Zeit bestimmt, in der der in der Statorwicklung 12 vom
Aufschalten eines Teststromimpules an fließende Summenstrom einen Vorgabewert
erreicht hat. Hierzu wird der Integrator 20 mit jedem Teststromimpuls
gestartet und dessen Integrationsvorgang von einem Stoppsignal des
Komparator 19 beendet. Dieses Stoppsignal tritt auf, wenn
die am Meßshunt 17 abgegebene
Meßspannung
die Referenzspannung Uref übersteigt
und dadurch der Komparator 19 seinen Signalzustand am Ausgang ändert. Das Stoppsignal
wird gleichzeitig der Steuervorrichtung 15 zugeführt, die
die Ansteuerung der Halbleiterschalter beendet. Der Integrationswert
der im Integrator 20 integrierten Flußspannung UFluss wird
zusammen mit der Phasenlage α1 des von dem Teststromimpuls I1 erzeugten
Statorflußvektors
gespeichert. Der gleiche Vorgang wiederholt sich beim Aufschalten
des zweiten Teststromimpuls I2 durch Ansteuerung
der Halbleiterschalter T1, T3 und T6 und beim Aufschalten der übrigen Teststromimpulse
I3 bis I6.With these components for the controlled startup of the motor 10 Here is the following procedure for starting the brushless DC motor 10 carried out:
At standstill of the rotor 13 be on the three-phase stator winding 12 switched six test current pulses, which generate Statorflußvektoren in the stator, which are electrically offset by 60 ° to each other. For this purpose, the semiconductor switches T1-T6 of the switching device 14 one after the other with those in the left part of the table according to 3 controlled switching signals. The ordinal number of the pulses I n with n = 1, 2 ... 6 is in 3 entered in the left column. In the left part of the table, the required drive signals of the semiconductor switches T1-T6 are shown. A "1" means a closed semiconductor switch, that is a through-connected MOS-FET, a "0" stands for a blocked MOS-FET, ie an open semiconductor switch T1-T6. The test current pulses are of such a short duration that the torques generated in the motor are so small that the rotor 13 not moved due to its moment of inertia and friction. At each test current pulse I n , the winding phases become 121 . 122 and 123 the stator winding 12 in the in the right part of the table the 3 energized in the manner indicated, wherein in Stator a Statorflußvektor is generated, the phase angle α in the middle column of the table in 3 is registered. At the first test current pulse I 1 z. B. - as in 3 is indicated - the semiconductor switches T1, T4 and T6 driven. In the winding phase 121 a time-increasing phase current flows in the direction of the arrow 16 that's about the winding phases 122 . 123 against the arrow 16 and over the measuring shunt 17 flows. The over the measuring shunt 17 flowing total current results in a measuring voltage, as a measure of the sum current I the computer 28 (or the difference former) and the amplifier 18 the comparator 19 is supplied. In the calculator 28 (or the subtractor), the forward voltage U flux is calculated as the difference resulting from the current operating voltage U B and the measured and the total resistance R of the switching device 14 and engine 10 multiplied sum current I results, according to U flux = U B - I * R (1), where the total resistance R is assumed to be constant. The flux voltage U flux is at the integrator 20 at. With triggering of each test current pulse by the control device 15 is from the control device 15 also the integrator 20 started, which integrates the flux voltage U flow over an integration time t 0 to t max . The integration time is determined as the time in which the in the stator winding 12 from connecting a test current impulse to flowing total current has reached a default value. For this purpose, the integrator 20 started with each test current pulse and its integration process by a stop signal from the comparator 19 completed. This stop signal occurs when the at the measuring shunt 17 output measured voltage exceeds the reference voltage U ref and thereby the comparator 19 changes its signal state at the output. The stop signal simultaneously becomes the control device 15 supplied, which terminates the driving of the semiconductor switches. The integration value of the integrator 20 integrated flux voltage U flux is stored together with the phase position α 1 of the Statorflußvektors generated by the test current pulse I 1 . The same process is repeated when connecting the second test current pulse I 2 by driving the semiconductor switches T1, T3 and T6 and when switching on the remaining test current pulses I 3 to I 6 .
Nach
Aufschalten aller Teststromimpulse In mit
n = 1 bis 6 sind nacheinander die in 4 dargestellten
sechs Statorflußvektoren 25 erzeugt
worden, und zu jedem Statorflußvektor 25 sind
der Integrationswert der Flußspannung
und die Phasenlage an abgespeichert worden. Nunmehr werden die Integrationswerte
miteinander verglichen, und die Phasenlage des Statorflußvektors,
dem der kleinste Integrationswert zugehörig ist, wird als Rotorposition
bestimmt. Diese Rotorposition definiert einen Sektor 26 von
60° elektrisch,
dessen Symmetrieachse durch die Phasenlage an des Stromflußvektors 25 bestimmt
ist. In 4 sind die sechs Stromflußvektoren 25 und
die zugehörigen
Sektoren 26 dargestellt. Bei einer m-phasigen Statorwicklung
mit m > 2 werden durch
insgesamt 2 m Teststromimpulse 2 m Statorflußvektoren 25 erzeugt,
die um 180°/m
elektrisch zueinander versetzt sind und 2 m Sektoren 26 mit
einer Winkelbreite von 180°/m
elektrisch definieren.After switching on all test current pulses I n with n = 1 to 6 are consecutively in 4 illustrated six Statorflußvektoren 25 generated, and to each Statorflußvektor 25 the integration value of the forward voltage and the phase position have been stored on. Now, the integration values are compared with each other, and the phase position of the stator flux vector to which the smallest integration value belongs is determined as the rotor position. This rotor position defines a sector 26 of 60 ° electrical, whose axis of symmetry by the phase position at the Stromflußvektors 25 is determined. In 4 are the six current flow vectors 25 and the associated sectors 26 shown. For a m-phase stator winding with m> 2, a total of 2 m test current pulses produce 2 m stator flux vectors 25 generated, which are offset by 180 ° / m electrically to each other and 2 m sectors 26 electrically defined with an angular width of 180 ° / m.
Um
nicht alle Integrationswerte und die zugeordneten Phasenlagen αn mit
n = 1 bis 6 der Statorflußvektoren 25 abspeichern
zu müssen
und den Speicherbedarf auf die beiden Speicher 21, 22 reduzieren
zu können,
wird immer der jeweils vom Integrator 20 ermittelte Integrationswert
in den Speicher 21 geschrieben und dort der Phasenlage
an des aktuellen Statorflußvektors 25 zugeordnet.
Nach dem ersten Teststromimpuls I1 wird
der im ersten Speicher 21 abgelegte Integrationswert und
die dazugehörige Phasenlage α1 des
vom Testimpuls I1 erzeugten Statorflußvektors 25 in
den zweiten Speicher 22 eingeschrieben. Mit Anlegen des
zweiten Teststromimpulses I2 wird in gleicher
Weise der Integrationswert ermittelt und dieser zusammen mit der zugehörigen Phasenlage α2 des
Statorflußvektors 25 in
den Speicher 21 eingeschrieben. Die Vergleichslogik 23 vergleicht
nunmehr den im zweiten Speicher 22 enthaltenen Integrationswert
mit dem in den ersten Speicher 21 eingeschriebenen Integrationswert.
Ist der Integrationswert im ersten Speicher 21 kleiner
als der Integrationswert im zweiten Speicher 22 steuert
die Vergleichslogik 23 die Torschaltung 24 auf,
und der Speicherinhalt des zweiten Speichers 22 wird von dem
Speicherinhalt des ersten Speichers 21 überschrieben. Ist der Integrationswert
im zweiten Speicher 22 größer als der Integrationswert
im ersten Speicher 21, so bleibt die Torschaltung 24 geschlossen,
und beim nächsten
Testimpuls I3 wird der Speicherinhalt des
Speichers 21 mit dem Integrationswert und der Phasenlage α3 des
von dem dritten Teststromimpuls I3 erzeugten
Statorflußvektors 25 überschrieben.
Die Vergleichslogik 23 vergleicht wiederum die in den beiden
Speichern 21, 22 abgelegten Integrationswerte
und steuert wie vorstehend beschrieben die Torschaltung 24 auf
oder nicht. Sind alle sechs Teststromimpulse In an die Statorwicklung 12 gelegt
worden, so sind im zweiten Speicher 22 der kleinste Integrationswert
und die Phasenlage α des zugehörigen Statorflußvektors 25 abgespeichert. Diese
Phasenlage bestimmt den Sektor 26, in welchem die maximale
Verkettung zwischen Rotorfluß und
Statorfluß auftritt,
und definiert damit den Sektor 26, in dem sich der Rotor 13 momentan
befindet. Angemerkt sei, daß die
Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Teststromimpulsen so gewählt wird, daß die von
einem Teststromimpuls erzeugten Phasenströme in der Statorwicklung 12 vor
Aufschalten des nächsten
Teststromimpulses abgeklungen sind. Dadurch wird sichergestellt,
daß die
beim Aufschalten der einzelnen Teststromimpulse erhaltenen Integrationswerte
nicht durch einen bereits existierenden Phasen- oder Strangstrom
verfälscht
werden.Not all integration values and the associated phase positions α n with n = 1 to 6 of the stator flux vectors 25 to save and memory requirements on the two memories 21 . 22 to be able to reduce is always the one from the integrator 20 determined integration value in the memory 21 written and there the phase position at the current Statorflußvektors 25 assigned. After the first test current pulse I 1 is in the first memory 21 stored integration value and the associated phase position α 1 of the test pulse I 1 Statorflußvektors generated 25 in the second memory 22 enrolled. With the application of the second test current pulse I 2 , the integration value is determined in the same way and this together with the associated phase position α 2 of the Statorflußvektors 25 in the store 21 enrolled. The comparison logic 23 now compares the in the second memory 22 contained integration value with the in the first memory 21 inscribed integration value. Is the integration value in the first memory 21 less than the integration value in the second memory 22 controls the comparison logic 23 the gate circuit 24 on, and the memory contents of the second memory 22 is determined by the memory contents of the first memory 21 overwritten. Is the integration value in the second memory 22 greater than the integration value in the first memory 21 , so the gate remains 24 closed, and at the next test pulse I 3 , the memory contents of the memory 21 with the integration value and the phase angle α 3 of the stator flux vector generated by the third test current pulse I 3 25 overwritten. The comparison logic 23 in turn compares the in the two memories 21 . 22 stored integration values and controls the gate as described above 24 on or not. Are all six test current pulses In to the stator winding 12 been laid, so are in the second memory 22 the smallest integration value and the phase angle α of the associated Statorflußvektors 25 stored. This phase determines the sector 26 in which the maximum interlinkage between rotor flux and stator flux occurs, thereby defining the sector 26 in which the rotor is 13 currently located. It should be noted that the time period between successive test current pulses is selected so that the phase currents generated by a test current pulse in the stator winding 12 decayed before switching on the next test current pulse. This ensures that the integration values obtained when switching on the individual test current pulses are not corrupted by an already existing phase or phase current.
Damit
der Rotor 13 nach dem Ende der Positionsbestimmung ein
Drehmoment abgibt, wird nunmehr ein Stromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet,
der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor erzeugt, dessen Phasenlage
um 90° elektrisch
in einer als Kraftrichtung gewählten
Rotordrehrichtung gegenüber
der bestimmten Rotorposition versetzt ist. Die Statorflußvektoren 25' für die Drehmomenterzeugung
sind in 5 dargestellt. Ist beispielsweise
der Sektor 26 der Rotorposition durch die Phasenlage α = 120° des von
einem Teststromimpuls hervorgerufenen Statorflußvektors 25 festgelegt (6),
so besitzt der drehmomentbildende Statorflußvektor 25' die Phasenlage α = 210°. Nach Ablauf einer
Zeit, die fest oder z. B. in Abhängigkeit
von der Drehzahl des Motors gewählt
wird, wird durch Aufschalten weiterer Teststromimpulse auf die Statorwicklung 12 die
Rotorposition überprüft, d. h.
nachgeprüft,
ob aufgrund des aufgeschalteten Stromimpulses zur Drehmomentbildung
der Rotor 13 seine zuvor bestimmte Position beibehalten
oder verändert
hat, um das Antriebsmoment beizubehalten.So that the rotor 13 After the end of the position determination releases a torque, now a current pulse to the stator winding 12 connected, which generates a torque-forming Statorflußvektor whose phase position is offset by 90 ° electrically in a direction of rotation selected as the rotor rotational direction relative to the specific rotor position. The stator flux vectors 25 ' for torque generation are in 5 shown. For example, is the sector 26 the rotor position due to the phase position α = 120 ° of the Statorflußvektors caused by a test current pulse 25 set ( 6 ), so has the torque-forming Statorflußvektor 25 ' the phase angle α = 210 °. After a period of time, the fixed or z. B. is selected as a function of the speed of the motor, by connecting further test current pulses to the stator winding 12 the rotor position is checked, ie checked, whether due to the applied current pulse for torque generation of the rotor 13 maintained or changed its previously determined position to maintain the drive torque.
Ist
die Drehrichtung des Motors bekannt, so werden – wie dies in 7 und 8 dargestellt
ist – die
weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster weiterer Teststromimpuls
einen ersten Statorflußvektor 251 erzeugt,
dessen Phasenlage α um
einen halben elektrischen Winkelschritt, im Ausführungsbeispiel der dreiphasigen
Statorwicklung 12 also um 30° elektrisch, gegenüber der
Phasenlage α =
210° des
drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' (8)
entgegen Kraftrichtung, die mit der Drehrichtung zusammenfällt, versetzt
ist. Dabei wird, wie eingangs beschrieben, der Integrationswert
ermittelt. Anschließend
wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet,
der einen zweiten Statorflußvektor 252 erzeugt,
dessen Phasenlage α um
einen elektrischen Winkelschritt, im Ausführungsbeispiel also 60° elektrisch,
gegenüber
dem ersten Statorflußvektor 251 entgegen
Kraftrichtung versetzt ist. Auch der diesem Statorflußvektor 252 zugehörige Integrationswert
wird ermittelt. Nunmehr werden wiederum die beiden Integrationswerte
miteinander verglichen und die Phasenlage α des Statorflußvektors 251 bzw. 252 mit
dem kleinsten Integrationswert als neue Rotorposition bestimmt. Hierzu
werden – wie
zuvor beschrieben – die
Phasenlagen α der
von den Teststromimpulsen erzeugten Statorflußvektoren 251, 252 und
die zugehörigen Integrationswerte
wieder in die Speicher 21, 22 eingeschrieben und
durch die Vergleichslogik 23 miteinander verglichen. Die
Phasenlage α des
Stromflußvektors
mit dem kleinsten Integrationswert wird als neue Rotorposition an
die Steuervorrichtung 15 übertragen. Nunmehr wird wie
vorstehend beschrieben ein Stromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet,
der einen drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' erzeugt, dessen
Phasenlage um 90° elektrisch
gegenüber
der neuen Rotorposition in Kraftrichtung versetzt ist (8).
Der Vorgang der Aufschaltung der beiden weiteren Teststromimpulse
und des Stromimpulses zur Drehmomenterzeugung wird solange fortgesetzt,
bis die Steuervorrichtung 15 eine ausreichende Rotordrehzahl
erkennt. Dann wird von der Ansteuervorrichtung 15 auf die
z. B. EMK-basierte sensorlose Rotorpositionsbestimmung umgeschaltet.If the direction of rotation of the motor is known, then - as in 7 and 8th is shown - the further test current pulses switched so that a first further test current pulse a first Statorflußvektor 251 generated, the phase angle α by half an electrical angle step, in the embodiment of the three-phase stator winding 12 ie by 30 ° electrical, compared to the phase angle α = 210 ° of the torque-forming Statorflußvektors 25 ' ( 8th ) is offset against the direction of force, which coincides with the direction of rotation. In this case, as described above, the integration value is determined. Subsequently, a second further test current pulse is applied to the stator winding 12 connected, the second Statorflußvektor 252 generated, the phase angle α by an electrical angle step, in the embodiment, ie 60 ° electrical, relative to the first Statorflußvektor 251 is offset against the direction of force. Also, this stator flux vector 252 the associated integration value is determined. Now again the two integration values are compared with each other and the phase angle α of the Statorflußvektors 251 respectively. 252 determined with the smallest integration value as a new rotor position. For this purpose, as described above, the phase angles α of the stator flux vectors generated by the test current pulses 251 . 252 and the associated integration values back into the memory 21 . 22 inscribed and by the comparison logic 23 compared to each other. The phase angle α of the Stromflußvektors with the smallest integration value is used as a new rotor position to the control device 15 transfer. Now, as described above, a current pulse on the stator winding 12 connected, the a torque-forming Statorflußvektor 25 ' generated, the phase angle is offset by 90 ° electrically relative to the new rotor position in the direction of force ( 8th ). The process of connecting the two other test current pulses and the current pulse for torque generation is continued until the control device 15 detects a sufficient rotor speed. Then, by the drive device 15 on the z. B. Switched EMK-based sensorless rotor position determination.
Von
einer bekannten Drehrichtung kann ausgegangen werden, wenn das mögliche Lastmoment nicht
größer ist
als das verfügbare
Motormoment, d. h. daß der
Motor bei Aufschalten der drehmomentbildenden Stromimpulse sich
nicht unbedingt drehen muß,
allerdings auch nicht von der Last entgegen der gewünschten
Drehrichtung bewegt wird. Ist die Drehrichtung unbekannt, so wird – wie dies
in 9 und 10 dargestellt ist – zusätzlich zu
den beiden weiteren Teststromimpulsen noch ein dritter weiterer Teststromimpuls
auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet, der einen Statorflußvektor
erzeugt, dessen Phasenlage α um
einen elektrischen Winkelschritt, also im Ausführungsbeispiel um 60° elektrisch,
gegenüber
dem vom zweiten Teststromimpuls erzeugten Statorflußvektor 252 entgegen
Kraftrichtung versetzt ist. Auch hier wird wiederum der Integrationswert
ermittelt, und die Phasenlage α des
Statorflußvektors
mit dem kleinsten Integrationswert bestimmt die neue Rotorposition.
Zur nachfolgenden Drehmomenterzeugung wird in gleicher Weise wiederum
ein Stromimpuls an die Statorwicklung 12 gelegt, der einen
drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' mit einer gegenüber der
neu bestimmten Rotorposition um 90° elektrisch in Kraftrichtung
vorauseilenden Phasenlage erzeugt (10).From a known direction of rotation can be assumed if the possible load torque is not greater than the available engine torque, ie that the engine does not necessarily rotate when switching on the torque-forming current pulses, but is not moved by the load against the desired direction of rotation. If the direction of rotation is unknown, then - as in 9 and 10 is shown - in addition to the two other test current pulses, a third further test current pulse to the stator winding 12 connected, which generates a Statorflußvektor whose phase angle α by an electrical angle step, ie in the embodiment by 60 ° electrically, compared to the Statorflußvektor generated by the second test current pulse 252 is offset against the direction of force. Again, the integration value is determined, and the phase angle α of the Statorflußvektors with the smallest integration value determines the new rotor position. For subsequent torque generation in turn in the same way a current pulse to the stator winding 12 placed, the a torque-forming Statorflußvektor 25 ' generated with a relation to the newly determined rotor position by 90 ° electrically leading in the direction of force phase position ( 10 ).
Während es
vor dem Anlegen eines jeden Teststromimpulses notwendig ist, daß in den
Wicklungsphasen 121–123 die
Phasenströme
vollständig abgeklungen
sind, kann der Stromimpuls zur Erzeugung eines drehmomentbildenden
Statorflußvektors unmittelbar
dem letzten Teststromimpuls folgen. Ein Abklingen der Phasen- oder
Strangströme
ist in diesem Fall nicht notwendig. Um das Verhältnis von Zeit für die Teststromimpulse
und Zeit für
den Stromimpuls für
die Momenterzeugung zu verbessern, ohne daß die Zeit für die Momentenerzeugung
verlängert wird,
wird bei dem vorstehend beschriebenen Aufschalten der weiteren Teststromimpulse
zur Nachprüfung
der Rotorposition und zum Steigern des Antriebsmoments für den Rotor 13 in
einer modifizierten Weise vorgegangen:
Bei bekannter Drehrichtung
des Rotors (7 und 8) werden
die weiteren Teststromimpulse so aufgeschaltet, daß ein erster
weiterer Teststromimpuls einen ersten Statorflußvektor 251a erzeugt,
dessen Phasenlage α mit
der Rotorposition übereinstimmt, wie
sie durch Anlegen der ersten sechs Teststromimpulse bestimmt wurde.
Nachfolgend wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet,
der einen zweiten Statorflußvektor 252a erzeugt,
dessen Phasenlage um einen elektrischen Winkelschritt, also 60° elektrisch,
in Kraftrichtung, die hier wiederum mit der Drehrichtung zusammenfällt, gegenüber dem
ersten Statorflußvektor 251a versetzt
ist. Die Bezugszeichen für
diese beiden Statorflußvektoren
sind in 7 in Klammern gesetzt. Für beide
Teststromimpulse werden die Integrationswerte wie beschrieben bestimmt
und die Phasenlage desjenigen Statorflußvektors, dem der kleinste
Integrationswert zugehörig
ist, wird als neue Rotorposition bestimmt. Anschließend wird
wiederum ein Stromimpuls zur Drehmomenterzeugung auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet.While prior to application of each test current pulse, it is necessary that in the winding phases 121 - 123 the phase currents have completely decayed, the current pulse for generating a torque-forming Statorflußvektors can immediately follow the last test current pulse. A decay of the phase or phase currents is not necessary in this case. In order to improve the ratio of time for the test current pulses and time for the current pulse for torque generation, without the time for the torque generation is extended, in the above-described Aufschalt the other test current pulses for checking the rotor position and to increase the driving torque for the rotor 13 proceeded in a modified way:
With known direction of rotation of the rotor ( 7 and 8th ), the further test current pulses are applied such that a first further test current pulse comprises a first stator flux vector 251a whose phase angle α coincides with the rotor position, as determined by applying the first six test current pulses. Subsequently, a second additional test current pulse is applied to the stator winding 12 connected, the second Statorflußvektor 252a generated, the phase angle to an electrical angle step, ie 60 ° electrical, in the direction of force, which in turn coincides here with the direction of rotation, relative to the first Statorflußvektor 251a is offset. The reference numerals for these two Statorflußvektoren are in 7 in parentheses. For both test current pulses, the integration values are determined as described and the phase position of that stator flux vector to which the smallest integration value belongs is determined as the new rotor position. Subsequently, in turn, a current pulse for torque generation on the stator winding 12 switched.
Der
von diesem Stromimpuls erzeugte drehmomentbildende Statorflußvektor 25' (8)
ist um 90° elektrisch
gegenüber
der neu bestimmten Rotorposition in Kraftrichtung verschoben. Stimmt
die neu bestimmte Rotorposition mit der zuvor bestimmten Rotorposition überein,
beträgt
also im in 7 und 8 angenommenen
Beispiel 120° elektrisch,
so liegt der mit dem zuletzt angelegten Teststromimpuls erzeugte
Statorflußvektor 252a um
einen halben elektrischen Winkelschritt (hier 30°) elektrisch neben dem drehmomentbildenden
Statorflußvektor 25' so daß zur Generierung
des Stromimpulses für
den drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' mit der Phasenlage α = 210° lediglich
die Wicklungsphase 122 nicht mehr bestromt zu werden braucht,
wie dies aus dem Bestromungsschema im rechten Teil der Tabelle gemäß 3 hervorgeht.
Weicht dagegen die neu bestimmte Rotorposition von der zuvor bestimmten
Rotorposition ab, hat also im Beispiel der 7 die Phasenlage α = 180° elektrisch,
so liegt der mit dem zuletzt angelegten Teststromimpuls erzeugte Stromflußvektor 25 um
90° elektrisch
neben dem zur Drehmomentenbildung erforderlichen Statorflußvektor 25' (in 8 strichliniert
eingezeichnet) und zum Anlegen des um 90° in der Phasenlage vorauseilenden
drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' kann eine Wicklungsphase
gleich bestromt bleiben. Im in 7 und 8 vorgestellten
Beispiel ist dies bei einer Phasenlage α = 270° des Statorflußvektors 25' die Wicklungsphase 123 der
Statorwicklung 12, die durch den letzten Teststromimpuls
zusammen mit den Wicklungsphasen 121 und 122 bestromt
wurde. In beiden Fällen
wird damit der letzte Teststromimpuls mit dem Stromimpuls für die Erzeugung
des drehmomentbildenden Statorflußvektors integriert, wodurch
eine deutliche Drehmomenterhöhung
im Hochlauf erzielt wird.The generated by this current pulse torque-forming Statorflußvektor 25 ' ( 8th ) is shifted by 90 ° electrically relative to the newly determined rotor position in the direction of force. If the newly determined rotor position coincides with the previously determined rotor position, is therefore in the in 7 and 8th assumed example 120 ° electrical, so is the Statorflußvektor generated with the last applied test current pulse 252a by a half electrical angle step (here 30 °) electrically adjacent to the torque-forming Statorflußvektor 25 ' so that for generating the current pulse for the torque-forming Statorflußvektor 25 ' with the phase angle α = 210 ° only the winding phase 122 no longer needs to be energized, as shown in the Bestromungsschema in the right part of the table according to 3 evident. On the other hand, if the newly determined rotor position deviates from the previously determined rotor position, in the example of FIG 7 the phase angle α = 180 ° electrical, so is the current flow vector generated with the last applied test current pulse 25 by 90 ° electrically adjacent to the required for torque Statorflußvektor 25 ' (in 8th dashed line drawn) and for applying the 90 ° in the phase position leading torque-forming Statorflußvektors 25 ' a winding phase can remain energized equal. Im in 7 and 8th example presented this is at a phase angle α = 270 ° of Statorflußvektors 25 ' the winding phase 123 the stator winding 12 , which by the last test current pulse together with the winding phases 121 and 122 was energized. In both cases, so that the last test current pulse is integrated with the current pulse for the generation of the torque-forming Statorflußvektors, whereby a significant increase in torque during startup is achieved.
Ist
wiederum die Drehrichtung des Motors unbekannt, so werden zur Erzielung
des gleichen wie vorstehend beschriebenen Vorteils die insgesamt drei
weiteren Teststromimpulse so auf die Statorwicklung 12 aufgeschaltet,
daß – wie in 9 dargestellt ist – ein erster
weiterer Teststromimpuls einen Statorflußvektor 251b erzeugt,
der gegenüber
der Phasenlage des drehmomentbildenden Statorflußvektors 25' um 90° elektrisch
zuzüglich
eines elektrischen Winkelschritts, also 60° elektrisch, entgegen Kraftrichtung
versetzt ist. Der zugehörige
Integrationswert der Flußspannung
wird bestimmt und gespeichert. Im angenommen Beispiel der 9 und 10 hat
dieser Statorflußvektor 251b eine
Phasenlage von α =
60°, ist
also gegenüber
dem drehmomentbildenden Statorflußvektor 25' um 150° elektrisch
entgegen Kraftrichtung versetzt. Danach wird ein zweiter weiterer Teststromimpuls
aufgeschaltet, der einen Statorflußvektor 252b generiert,
der gegenüber
dem ersten Statorflußvektor 251b um
einen elektrischen Winkelschritt, also 60° elektrisch, in Kraftrichtung
versetzt ist. Auch hier wird der zugehörige Integrationswert bestimmt.
Ein dritter weiterer Teststromimpuls wird aufgeschaltet, der einen
dritten Statorflußvektor 253b generiert,
dessen Phasenlage wiederum um eine elektrischen Winkelschritt, also
um 60° elektrisch,
in Kraftrichtung gegenüber
dem zweiten Statorflußvektor 252b versetzt
ist. Der zugehörige
Integrationswert wird wiederum gemessen. Nunmehr wird derjenige
der drei Statorflußvektoren 251b, 252b und 253b bestimmt,
dessen zugehörige
Integrationswert der kleinste ist. Die Phasenlage α dieses Statorflußvektors
definiert die neue Rotorposition. Auch hier liegt der Statorflußvektor 253b,
der von dem zuletzt auf die Statorwicklung 12 aufgeschalteten
Teststromimpuls erzeugt wurde, um 30° elektrisch neben dem zur Drehmomentenbildung
erforderlichen Statorflußvektor 25', wenn die gleiche
Rotorposition wie zuvor erkannt wird, und um 90° elektrisch neben dem Statorflußvektor 25', der für die anschließende Drehmomenterzeugung
benötigt
wird, wenn sich die Rotorposition verändert hat. Wie vorstehend schon
hervorgehoben wurde, braucht im ersten Fall (gleiche Rotorposition)
für die
Drehmomenterzeugung nur eine Phase nicht mehr bestromt zu werden.
Im zweiten Falle der veränderten
Rotorposition ist ein Stromflußvektor
zu generieren, der um 90° elektrisch
der neu bestimmten Rotorposition in Kraftrichtung vorauseilt. Wie
das Bestromungsmuster der Wicklungsphasen in dem rechten Tabellenteil der 3 zeigt,
kann hierzu eine gleiche Wicklungsphase bestromt bleiben, die auch
durch den zuletzt aufgeschalteten Teststromimpuls bestromt wurde. Der
Vergleich der bei den drei Teststromimpulse ermittelten Integrationswerte
erfolgt auch hier wiederum durch die Vergleichslogik 23,
und die Phasenlage α des
zuletzt in den zweiten Speicher 22 eingeschriebenen Statorflußvektors,
die den Sektor 26 bestimmt, in welchem sich der Rotor 13 befindet,
wird der Steuervorrichtung 15 zugeführt. Auch hier werden die drei Teststromimpulse
und der Stromimpuls zur Drehmomenterzeugung nach Ablauf einer bestimmten
Zeit wiederholt angelegt und die gleiche Prozedur solange durchgeführt, bis
die Steuervorrichtung 15 eine ausreichende Drehzahl des
Rotors 13 erkennt.Again, the direction of rotation of the motor is unknown, so to achieve the same advantage as described above, the total of three further test current pulses are so on the stator winding 12 switched on, that - as in 9 a first further test current pulse is a stator flux vector 251b generated with respect to the phase angle of the torque-forming Statorflußvektors 25 ' is electrically offset by 90 ° plus an electrical angle step, ie 60 ° electrical, counter to the direction of force. The associated integration value of the forward voltage is determined and stored. In the assumed example of 9 and 10 has this stator flux vector 251b a phase angle of α = 60 °, that is compared to the torque-forming Statorflußvektor 25 ' electrically offset by 150 ° against the direction of the force. Thereafter, a second further test current pulse is applied, which is a Statorflußvektor 252b generated opposite to the first Statorflußvektor 251b is offset by an electrical angle step, ie 60 ° electrical, in the direction of force. Again, the associated integration value is determined. A third additional test current pulse is applied, the third Statorflußvektor 253b generated, the phase position in turn by an electrical angle step, ie by 60 ° electrically, in the direction of force relative to the second Statorflußvektor 252b is offset. The associated integration value is again measured. Now, the one of the three Statorflußvektoren 251b . 252b and 253b determined, whose associated integration value is the smallest. The phase angle α of this Statorflußvektors defines the new rotor position. Again, there is the Statorflußvektor 253b from the last to the stator winding 12 connected test current pulse was generated by 30 ° electrically adjacent to the required for torque Statorflußvektor 25 ' when the same rotor position is detected as before and 90 ° electrically adjacent to the stator flux vector 25 ' which is needed for the subsequent torque generation when the rotor position has changed. As has already been emphasized above, in the first case (same rotor position) only one phase no longer needs to be energized for the generation of torque. In the second case of the changed rotor position, a current flow vector is to be generated, which leads by 90 ° electrically the newly determined rotor position in the direction of force. Like the energization pattern of the winding phases in the right-hand part of the table 3 shows, this can remain energized a same winding phase, which was also energized by the last applied test current pulse. The comparison of the integration values determined in the case of the three test current pulses is again effected by the comparison logic 23 , and the phase angle α of the last in the second memory 22 inscribed stator flux vector representing the sector 26 determines in which the rotor 13 is located, the control device 15 fed. Again, the three test current pulses and the current pulse for torque generation after a certain time are repeatedly applied and the same procedure performed until the control device 15 a sufficient speed of the rotor 13 recognizes.
In
einer vereinfachten Version des erfindungsgemäßen Verfahrens wird bei der
Bestimmung der flußerzeugenden
Spannung der Spannungsverfall auf der Statorseite des Gleichstrommotors (Schaltvorrichtung 14 und
Statorwicklung 12) vernachlässigt und als flußerzeugende
Spannung die Betriebsspannung UB unmittelbar
verwendet. Dies ist in 1 symbolisch durch den Schalter 31 verdeutlicht,
der dann geöffnet
ist und den Rechner 28 (bzw. Differenzbildner) von dem
Meßshunt 17 trennt.
In der Rechenvorschrift gemäß G1. (1)
wird dann I = 0, so daß im
Integrator 20 die am Eingang der Schaltvorrichtung 14 abgegriffene
Betriebsspannung UB über die Vorgabezeit t0 (Anlegen des Teststromimpules) bis tmax (Übersteigen
der Referenzspannung Uref am Komparator 19)
integriert wird. Eine Nachrechnung hat ergeben, daß der hierbei
gemachte Fehler bei der Bestimmung der Rotorposition die Funktionsfähigkeit des
vorgestellten Verfahrens nicht beeinträchtigt. Selbstverständlich wird
bei der beschriebenen Vereinfachung in Realität nicht der Schalter 31 geöffnet, sondern
auf Leitung 30 und Rechner 28 (bzw. Differenzbildner)
verzichtet und die Leitung 29 direkt an dem Integrator 20 angeschlossen.In a simplified version of the method according to the invention, in determining the flux-generating voltage, the voltage drop on the stator side of the DC motor (switching device 14 and stator winding 12 ) neglected and used as a flux-generating voltage, the operating voltage U B directly. This is in 1 symbolically through the switch 31 clarified, which is then open and the calculator 28 (or subtractor) from the Meßshunt 17 separates. In the calculation rule according to G1. (1) then I = 0, so that in the integrator 20 at the input of the switching device 14 tapped operating voltage U B over the default time t 0 (application of the test current pulses) to t max (exceeding the reference voltage U ref at the comparator 19 ) is integrated. A recalculation has shown that the error made in the determination of the rotor position does not affect the functionality of the presented method. Of course, in the described simplification in reality is not the switch 31 opened but on line 30 and calculator 28 (or subtractor) and the line 29 directly at the integrator 20 connected.